WO2004082171A1

WO2004082171A1 - 無線装置

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Publication number: WO2004082171A1
Application number: PCT/JP2003/002844
Authority: WO
Inventors: Shuji Kobayakawa
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2003-03-11
Filing date: 2003-03-11
Publication date: 2004-09-23
Also published as: US7409227B2; JP4116624B2; US20050159121A1; JPWO2004082171A1

Abstract

本発明は、アンテナに受信波が到来した方向を推定し、その受信波の送信端との間にこのアンテナを介して無線伝送路を形成する無線装置に関する。本発明の目的は、構成が大幅に変更されることなく環境条件の変化や経年変化に柔軟に適応し、かつ伝送品質が安定に維持されることにある。そのために、本発明にかかわる無線装置は、共通の送信端から２つの素子に到来した受信波の一方と他方とをこれらの受信波のシンボル周期の整数倍の期間毎に交互に並行して検波する２つの受信手段と、期間毎に、「２つの素子の間隔に比例し、これらの素子の実効的な配置と受信波の到来角との関数と個別に与えられ、かつ２つの受信手段の移相量の差を共通に含む２つの位相」の差分の逆関数としてその到来角を算出する到来角算出手段１３とを備えて構成される。

Description

明細書無線装置技術分野

本発明は、アンテナに受信波が到来した方向を推定し、その受信波の送信端との間にこのアンテナを介して無線伝送路を形成する無線装置に関する。背景技術

近年、ベースバンド領域において多数の信号にかかわるディジタル信号処理を高速に、かつリアルタイムに実現でき、かつ安価なディジタルシグナルプロセッサが多くの電子機器に搭載されている。

したがって、このようなディジタル信号処理は、例えば、 CDMA方式が適用された移動通信システムの無線基地局では、複数の素子からなるアレーアンテナを介して並行して形成される複数のチヤネル毎の指向性の維持に併せて、これらの指向性に基づく干渉妨害の除去や伝送品質の向上に積極的に適用されている。図 8は、アレーアンテナが備えられた無線基地局装置の構成例を示す図である。図において、アレーアンテナ 90を構成し、かつ仮想的な直線上に一定の間隔 dで配置された複数 N個の素子 9 ΟΕ-1〜9 O E-N の給電端はそれぞれ分波器 9 1 -1〜 91 -N の一方の入力に接続され、これらの分波器 9 1 -1〜 9 1 -N の出力はそれぞれ受信部 92-1〜92-N を介して到来角推定部 93およびビーム形成部 94-E の対応する入力に接続される。ビーム形成部 94-Eの出力は図示されない復調部の入力に接続される。到来角推定部 93の出力は上述したビーム形成部 94-R の制御入力と、そのビーム形成部 94-R と対をなすビーム形成部 9 4-Tの制御入力に接続され、このビーム形成部 94-Tの入力には、図示されない変調部の出力が接続される。ビーム形成部 94-Tが有する複数 Nの出力は、それぞれ信号合成部 95-：!〜 95 -Nの第一の入力に接続される。信号合成部 95·1〜 95 -Νが個別に有する第二ないし第 ρ(≥ 2)の入力にはそれぞれ後述する「単一または複数のベースバンド」が並行して与えられ、これらの信号合成部 95 -；!〜 9 5-N の出力はそれぞれ送信部 9 6-1〜96-N を介して分波器 9 1〜9 1 -N の他方の入力に接続される。

なお、以下では、複数の素子 90 E-;！〜 90 E-N、分波器 9 1 _1〜 9 1 -Nおよび受信部 9 2-1〜9 2-Nの内、符号に付加された添え番号が共通であり、かつ縦続接続された素子、分波器および受信部の組み合わせについては、「ブランチ」と称する。

また、以下では、これらの「ブランチ」の相互の配置については、上述した仮想的な直線上における素子 90 E-l〜90 E-Nの物理的な配置で表わす。

このような無線基地局装置では、受信部 92-1〜 9 2-Nは、それぞれ素子 90 E-:！〜 90 E-N から分波器 9 1-1〜9 1 -N を介して入力され、これらの素子 9 0 ！〜 90 E-Nに並行して到来した受信波をへテロダイン検波（あるいはホモダイン検波）することによって、 N個のベースバンド信号 S 1〜S Nを生成する。なお、これらのベースバンド信号 S 1〜 S Nの振幅については、簡単のため、ここでは共通の値 (その値の公称値で正規化された「1」）であると仮定する。また、上述した受信波の波長は、既知の値 λとして与えられると仮定する。到来角推定部 9 3は、下式 (1)〜(4)で示される算術演算を行うことによって、これらのベースバンド信号 S 1〜SNの内、一定の間隔 dで隣接する「ブランチ」を介して得られたベースバンド信号の位相差の平均値 Θを求める。

S _k = e ^{j 8 k} (k = 1〜N) ■ · · (1)

Φ k, k +i =Arg(S_{k + 1} ■ S_k*) ■ ■ · (2)

Θ _k, k + l =sin— ¹ ( _k 2 π d) ■ ■ · (3)

さらに、到来角推定部 93は、このようにして求められた平均値 Θと、素子 9 0 E-:！〜 90 E-Nの配置（上述した「仮想的な直線」によって示される方位を含む。）とに基づいて一義的に定まる方位角として、上述した受信波の到来角 Θ A を求める。

ビーム形成部 94 -R は、その到来角 Θ A の方向にアレーアンテナ 90の主口一ブが形成される移相量 φ 1〜 ψ Nを示すウェイト _e j 1〜 _e i Nと、上述したベースバンド信号 S 1〜SNとの積和として得られる信号（以下、「ベースバンド信号 R」とレ、う。）を復調部に与えることによって、ベースバンド領域でビームフォーミングを行う。

また、ビーム形成部 94-Tは、既述の変調部から与えられる「ベースバンド信号 T」に、「上述したようにビーム形成部 94-Rによって行われる処理とは逆の処理」を施すことによって、 Ν個のベースバンド信号を生成する。

信号合成部 9 5-1〜 9 5-Νは、これらの Ν個のベースバンド信号と、『図示されない他のビーム形成部によって並行して生成され、かつ「上述した受信波の送信端以外の個々の端末 (ユーザ)宛に送信されるべき伝送情報」で変調された「単一または複数のベースバンド信号 J の集合 (何れも、 N個のブランチに対応した N個のベースバンド信号の組み合わせとして構成される。 ) J とをブランチ毎に合成することによって、 N個の送信ベースバンド信号を生成する。

送信部 96-1〜9 6 -Nは、これらの N個の送信ベースバンド信号を個別に所望の無線周波信号に変換し、かつ分波器 9 1 -1〜 9 1 -Nおよび素子 90 E-l〜 90 E-Nを介してこれらの無線周波数信号を並行して送信する。

すなわち、アレーアンテナ 90に到来した正規の受信波の送信端との間には、既述のビームフォーミングによって全二重の無線伝送路が所望の指向性に基づいて形成されるので、伝送品質が高く維持される。

特許文献 1

特開 200 2 - 1 0 743 9号公報

特許文献 2

特開平 10- 1 70 6 2 1号公報

特許文献 3

特開平 6— 2 73 504号公報

特許文献 4

特開平 8— 1 146 6 2号公報

ところで、上述した従来例では、到来角推定部 9 3によって求められる到来角 Θ A の精度は、受信部 9 2-：！〜 92 -Nの移相量や利得の偏差が小さい場合には、十分に高く維持される。しかし、これらの受信部 9 2 -：！〜 9 2 -Nには、例えば、低雑音増幅器（ L N A ： Low Noise Amplifier) や周波数変換器のように、本来的な特性が非線形であってその特性に偏差を伴い、かつ温度その他の環境条件や経年に応じて移相量や利得が大幅に変化し得る回路や素子が備えられる。

すなわち、実際には、到来角推定部 9 3によって求められる到来角には誤差や変動分を伴い、これらの誤差や変動分に起因して伝送品質およびサービス品質が低下し得る。

このような課題は、一般に、設計や製造だけではなく、運用の過程で受信部の特性の偏差が十分に小さく設定され、かつ保たれる場合には、解決され得る。

し力し、このような対処は、実際には、コスト高であるために適用され難かつた。

また、上述した課題を解決する先行技術には、例えば、出願人および発明者が本願と共通である出願（特願 2 0 0 1— 5 3 3 5 9 4号）に記載された「偏差補償装置」がある。

しかし、このような「偏差捕償装置」では、フィードフォワード回路として専用の分岐回路、合成器、受信機その他が備えられなければならないために、ァレーアンテナの素子の数が大きいほどハードウェアの規模が増加する可能性があつた。発明の開示

本発明の目的は、ブランチの数とこれらのブランチの特性の偏差との如何にかかわらず、ハードウエアの規模が大幅に増加することなく、かつ環境条件の変化や経年変化に柔軟に適応して伝送品質が安定に維持される無線装置を提供することにある。

さらに、本発明の目的は、環境条件の変動や経年に応じて個々の受信手段の移相量が変化しても、受信波の到来角が精度よく安定に求められる点にある。

また、本発明の目的は、到来角の算出に要する演算所要時間が短縮され、かつ消費電力が節減されると共に、応答性が高く維持される点にある。，さらに、本発明の目的は、伝送品質の劣化が軽減される点にある。また、本発明の目的は、到来角が安価に精度よく求められ、かつ所望のチヤネル配置、変調方式および多元接続方式に適応した多様な信号処理およびビームフォーミングの柔軟な達成が可能となる点にある。

さらに、本発明の目的は、無線周波領域あるいは中間周波領域における布線が簡略化され、かつ構成の標準化が図られる点にある。

また、本発明の目的は、伝送品質がさらに高められる点にある。

さらに、本発明の目的は、多様なフレーム、パケットその他の構成に対する柔軟な適応に併せて、到来角の精度の向上が図られる点にある。

また、本発明の目的は、到来角の精度が不十分であることに起因する伝送品質の低下が回避され、かつ備えられた素子および受信手段は、伝送品質の向上に有効に活用される点にある。

さらに、本発明の目的は、本発明が適用された装置やシステムでは、安価に確度高く性能が高められ、かつ総合的な信頼性が高く維持される点にある。

上述した目的は、 2つの受信手段が 2つの素子に並行して到来する受信波をシンボル周期の整数倍の期間毎に交互に並行して検波し、その周期毎に、「これらの 2つの素子の間隔および配置と、その受信波の到来角との関数として与えられ、かつこれらの 2つの受信手段の一方に対する他方の移相量の差を共通に含む 2つの位相」の差分の逆関数として、その到来角を算出する点に特徴がある無線装置によって達成される。

このような無線装置では、このような差分には、上述した 2つの受信手段の移相量は、これらの移相量の如何にかかわらず含まれない。

また、上述した目的は、上述した 2つの位相の何れか一方と、既述の求められた到来角に対する上記の関数の値との差に亘つて、 2つの受信手段の移相量の差を圧縮する点に特徴がある無線装置によって達成される。

このような無線装置では、 2つの受信手段の個々の移相量の偏差や変動分が圧縮されるので、既述の 2つの位相の差分の値域がこのような移相量の偏差や変動分に応じて拡大する程度が緩和される。

さらに、上述した目的は、到来角の方向に、複数の素子から構成され、あるいはこれらの素子を含んで構成されたアンテナの主ロープを形成する点に特徴がある無線装置によって達成される。

このような無線装置では、既述の通りに 2つの受信手段の移相量と、これらの移相量の変動分との何れにも依存することなく精度よく求められた到来角で示される方向に、指向性を有する無線伝送路が形成される。

また、上述した目的は、 2つの受信手段が 2つの検波手段と、上述した 2つの素子に並行して到来した受信波を既述の期間毎に交互にこれらの検波手段に与える選択手段とから構成された点に特徴がある無線装置によって達成される。このような無線装置では、 2つの素子の給電端は上記の受信手段の双方に接続されることなく、選択手段の対応する個々の入力に直接接続され、かつ受信手段は 2つの検波手段と選択手段とで構成される。

さらに、上述した目的は、 2つの素子に並行して到来した受信波に個別に対応した信号に、既述の 2つの受信手段によって検波の結果として並行して出力される 2つの信号を組み替える点に特徴がある無線装置によって達成される。

このような無線装置では、 2つの素子に並行して到来した受信波が既述の期間毎に 2つの受信手段によって交互に検波されるにもかかわらず、これらの 2つの素子と 2つの受信手段との組み合わせとして定常的に形成されるべき 2つのブランチが保全される。

また、上述した目的は、 2つの素子に並行して到来した受信波に個別に対応する信号のレベルの偏差を圧縮する点に特徴がある無線装置によって達成される。このような無線装置では、移相量だけではなく、利得に関しても受信手段の特性の偏差が圧縮されるので、既述の到来角の精度と受信波に施されるべき所望の信号処理の精度とが向上する。

さらに、上述した目的は、既述の期間が「受信波として既知めスロットあるいはバケツトが到来する期間」として与えられる点に特徴がある無線装置によって達成される。

このような無線装置では、受信波の到来角を既述の逆関数として示す 2つの位相の差には、上述したスロットゃパケットを構成するシンボルの数に亘る平均値として求められた 2つの受信手段の移相量の差が共通に含まれる。

また、上述した目的は、素子（ブランチ）の数が「3」以上の複数である場合にも適用可能な構成として一般された無線装置によって達成される。

このような無線装置では、素子の数 Nが「3」以上であっても、上述した対毎に属する 2つの受信手段の移相量は、これらの移相量の如何にかかわらず、既述の差分には含まれない。

さらに、上述した目的は、 2つのブランチの対毎に並行して算出された到来角が平均化されることによって精度が高められる点に特徴がある無線装置によって達成される。

このような無線装置では、到来角の精度は、既述の対の数 Pが大きいほど高められ。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の第一の原理ブロック図である。

図 2は、本発明の第二の原理ブロック図である。

図 3は、本発明の第一および第三の実施形態を示す図である。

図 4は、本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。

図 5は、本発明の第二および第五の実施形態を示す図である。

図 6は、本発明の第四の実施形態を示す図である。

図 7は、本発明の第二および第五の実施形態の他の構成を示す図である。

図 8は、アレーアンテナが備えられた無線基地局装置の構成例を示す図である。発明を実施するための最良の形態

まず、本発明にかかわる無線装置の原理を説明する。

図 1は、本発明の第一の原理ブロック図である。

本発明にかかわる第一の無線装置の原理は、下記の通りである。

2つの受信手段 1 2 - 1、 1 2 -2は、共通の送信端 1 0から 2つの素子 1 1 - 1、

1 1 -2 に到来した受信波の一方と他方とをこれらの受信波のシンボル周期の整数倍の期間毎に交互に並行して検波する。到来角算出手段 1 3は、このような期間毎に、「2つの素子 1 1 - 1、 1 1 -2の間隔に比例し、これらの素子 1 1 - 1、 1 1 -2の配置と上述した受信波の到来角との関数として個別に与えられ、かつ 2つの受信手段 1 2-1、 1 2-2の移相量の差を共通に含む 2つの位相」の差分の逆関数としてその到来角を算出する。

このような差分には、上述した 2つの受信手段 1 2-1、 1 2-2の移相量は、これらの移相量の如何にかかわらず含まれない。

したがって、環境条件の変動や経年に応じて受信手段 1 2-1、 1 2-2の移相量が変化しても、受信波の到来角が精度よく安定に求められる。

本発明にかかわる第二の無線装置の原理は、下記の通りである。

校正手段 14は、 2つの位相の何れか一方と、到来角算出手段 1 3によって求められた到来角に対する関数の値との差に亘つて、 2つの受信手段 1 2-1、 1 2 -2の移相量の差を圧縮する。

すなわち、 2つの受信手段 1 2-1、 1 2-2の個々の移相量の偏差や変動分が圧縮されるので、既述の 2つの位相の差分の値域がこのような移相量の偏差や変動分に応じて拡大する程度が緩和される。

したがって、到来角の算出に要する演算所要時間が短縮され、かつ消費電力が節減されると共に、応答性と総合的な信頼性とが高く維持される。

本発明にかかわる第三の無線装置の原理は、下記の通りである。

ビームフォーミング手段 1 5は、到来角算出手段 1 3によって求められた到来角の方向に、複数の素子から構成され、あるいはこれらの素子を含んで構成されたアンテナ 1 1 Aの主ローブを形成する。

すなわち、既述の通りに 2つの受信手段 1 2-1、 1 2-2の移相量と、これらの移相量の変動分との何れにも依存することなく精度よく求められた到来角で示される方向に、指向性を有する無線伝送路が形成される。

したがって、このような無線伝送路では、伝送品質の劣化が上述した指向性の下で軽減される。

本発明にかかわる第四の無線装置の原理は、下記の通りである。

2つの受信手段 1 2-1、 1 2 -2は、 2つの検波手段 1 2 D-l、 1 2D-2と選択手段 1 2 Sとから構成される。選択手段 1 2 Sは、 2つの素子 1 1-1、 1 1 -2に並行して到来した受信波を期間毎に交互にそれぞれ 2つの検波手段 1 2D-1、 1 2D-2に与える。これらの検波手段 1 2 D-l、 1 2D-2は、このようにして与えられた受信波を並行して検波する。

すなわち、 2つの素子 1 1-1、 1 1 -2の給電端は上記の受信手段 1 2-1、 1 2 -2の双方に接続されることなく、選択手段 1 2 Sの対応する個々の入力に直接接続され、かつ受信手段 1 2-1、 1 2-2は 2つの検波手段 1 2D-1、 1 2D-2と選択手段 1 2 Sとで構成される。

したがって、無線周波領域あるいは中間周波領域における布線が簡略化され、かつ構成の標準化が図られる。

本発明にかかわる第五の無線装置の原理は、下記の通りである。

ブランチ保全手段 1 7は、 2つの素子 1 1-1、 1 1-2に並行して到来した受信波に個別に対応した信号に、 2つの受信手段 1 2-1、 1 2-2によって既述の検波の結果として並行して出力される 2つの信号を組み替える。

すなわち、 2つの素子 1 1-1、 1 1-2に並行して到来した受信波が既述の期間毎に 2つの受信手段 1 2-1、 1 2-2 によって交互に検波されるにもかかわらず、これらの 2つの素子 1 1 -1、 1 1-2と 2つの受信手段 1 2-1、 1 2-2との組み合わせとして定常的に形成されるべき 2つのブランチが保全される。

したがって、到来角が安価に精度よく求められ、かつ所望のチャネル配置、変調方式および多元接続方式に適応した多様な信号処理およびビームフォーミングの柔軟な達成が可能となる。

本発明にかかわる第六の無線装置の原理は、下記の通りである。

レベル偏差補償手段 1 8は、 2つの素子 1 1 -1、 1 1 -2に並行して到来した受信波に個別に対応する信号のレベルの偏差を圧縮する。

すなわち、移相量だけではなく、利得に関しても受信手段 1 2-1、 1 2-2の特性の偏差が圧縮されるので、既述の到来角の精度と受信波に施されるべき所望の信号処理の精度とが向上する。

したがって、伝送品質の劣化が抑えられる。

本発明にかかわる第七の無線装置の原理は、下記の通りである。

既述の期間は、受信波として既知のスロットあるいはバケツトが到来する期間である。

すなわち、受信波の到来角を既述の逆関数として示す 2つの位相の差には、上述したスロットゃバケツトを構成するシンボルの数に 1る平均値として求められた 2つの受信手段の移相量の差が共通に含まれる。

したがって、多様なフレーム、パケットその他の構成に対する柔軟な適応に併せて、到来角の精度の向上が図られる。

図 2は、本発明の第二の原理ブロック図である。

本発明にかかわる第八の無線装置の原理は、下記の通りである。

複数 n (≤ 2 P) の受信手段 1 2-1~ 1 2-nは、複数 Nの素子 1 1-1〜： L 1-N が論理的に二つずつ配分されてなる単一または複数 Pの対毎に、その対に属する 2つの素子に並行して共通の送信端 10から到来した 2つの受信波のシンポル周期の整数倍の期間が経過する度に、これらの 2つの受信波の一方と他方とを交互に並行して検波する。到来角算出手段 1 3Aは、上述した単一または複数 Pの対毎に、既述の期間が経過する度に、「2つの素子の間隔に比例し、これらの 2つの素子の配置と 2つの受信波の到来角との関数として個別に与えられ、これらの受信波を交互に並行して検波する 2つの受信手段の移相量の差を共通に含む 2つの位相」の差分の逆関数としてその到来角を算出する。

すなわち、素子 1 1-1〜1 l-Nの数Nが「3」以上であっても、上述した対毎に属する 2つの受信手段の移相量は、これらの移相量の如何にかかわらず、既述の差分には含まれない。

したがって、環境条件の変動や経年に応じて受信手段 1 2-1〜1 2-nの移相量が変化しても、受信波の到来角が精度よく安定に求められる。

本発明にかかわる第九の無線装置の原理は、下記の通りである。

到来角算出手段 1 3Aは、単一または複数 Pの対毎に算出された到来角の平均値としてその到来角を特定する。

すなわち、到来角の精度は、既述の対の数 Pが大きいほど高められる。

したがって、このような到来角の精度が不十分であることに起因する伝送品質の低下が回避され、かつ素子 1 1-1〜1 1-Nおよび受信手段 1 2-1〜 1 2-nは、伝送品質の向上に有効に活用される。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。

[実施形態 1 ] 図 3は、本発明の第一および第三の実施形態を示す図である。

本実施形態には、図 8に示される到来角推定部 93に代わる到来角推定部 21 が備えられ、かつ分波器 9 1-：！〜 9 1-N と受信部 92-1〜92 -N との段間にスィツチ 22が配置される。

以下、図 3および図 4を参照して本発明の第一の実施形態の動作を説明する。本実施形態の動作は、到来角推定部 21がスィッチ 22と連係して行う下記の処理の手順にある。

スィツチ 22は、ァレーアンテナ 90に到来する受信波のシンボル毎に同期してそのシンボルの周期で交互に、分波器 9 1-1〜91 -Nの出力をそれぞれ下記の形態 (a)、(b) で受信部 92-1〜92-Nの入力に接続する。

(a) 受信部 92-iの入力に分波器 9 1-iの出力を接続する。 ( i = 1〜N)

(b) 受信部 92-iの入力に分波器 9 1 -(N-i+1)の出力を接続する。 ( i = 1〜N) なお、以下では、分波器 9 1-：！〜 91-N の出力と受信部 92-1〜92 -N の入力との間が上記の形態 (a) で接続されている期間を「第一のフェーズ」と称し、反対に上記の形態 (b) で接続されている期間を「第二のフェーズ」と称する。

したがって、「既述の仮想的な直線上に隣接して配置された素子 90 E-l〜9 0 E-Nの間隔 d」および「上述した受信波の波長; I」が既知の値として与えられ、かつ「受信部 92-2〜92 -Nの個々の移相量と受信部 92-1の移相量との差 δ ρ 2〜 δ ρ Ν」に併せて、「この受信波が到来する方向を示す到来角 Θ _k 」が未知数として定義された場合には、第一のフェーズにおいて、受信部 92-2〜92-N の出力に個別に得られるベースバンド信号の位相は、受信部 92-1の出力に得られるベースバンド信号の位相（以下、「基準位相 1」という。）に対してそれぞれ下式（ί 2) 〜（f Ν) で示される相対値 δ 0₂〜δ θ _Ν (以下、「位相差」という。 ) で表わされる。

6 0₂= 2 d/l - sin0 _k+ 5 p 2 ■ ■ · ( f 2 ) δ 0 _N= 2 π(Ν— l)d/; · sine _k+ S p N ■ · · ( f N) また、第二のフェーズでは、第一のフェーズとの対比においては、各ブランチはそれぞれ受信部 9 2-；!〜 92-N が共通に含まれることによって構成される力 S、これらの受信部 92-：！〜 9 2-Nに接続される素子（符号「 90 Ε·1」〜「 90 Ε -Ν」の何れかで示される。 ) と分波器（「符号「9 1-1」〜「9 1-Ν」の何れかで示される。）との対が異なることによって、図 4(a)、（b)に対比されるように、受信波が実効的に到来する方向を示す到来角の符号が反転する。

したがって、第二のフェーズにおいて、受信部 9 2-2〜9 2 -Nの出力に個別に得られるベースバンド信号の位相は、受信部 9 2-1の出力に得られるベースバンド信号の位相 (以下、「基準位相 2」という。 ) に対してそれぞれ下式 ( f 2' ) 〜（ f N' ) で示される相対値 δ θ 〜 δ θ _Ν' (以下、「位相差」とレ、う。）で表わされる。

δ Θ = 2 π d / /1 ' sin (— Θ _k)+ δ p 2 · · · ( f 2 , ) · ·

8 θ _N = 2 π(Ν— 1 ) d / λ ■ sin (— θ _k)+ δ ρ Ν ' · ■ ( f Ν' ) さらに、これらの式 ( f 2) 〜 ( f N) 、 ( f 2' ) 〜 ( f N' ) は、第一および第二のフェーズにおいて個々のブランチに共通に含まれる既述の差 δ ρ 2〜 δ ρ Νが消去されることによって、それぞれ下式（F 2) 〜（FN) で示されるように、受信部 92-1〜9 2-Νの何れの移相量にも依存することなく到来角 Θ _k を示す式に変換され得る。

Θ„=sin^_1[( δ θ ₂- 8 θ ₂' )λ/4 π d] ■ · ■ (F 2 )

θ _k=sin -¹ [(δ 0 _Ν— δ 0 _Ν' )λ/4(Ν— 1)π d] · · · (FN)

到来角推定部 2 1は、スィッチ 22と同期して既述の「第一のフェーズ」と「第二のフェーズ」とにおける上述した位相差 δ 0₂〜δ Θ _Ν、 8 θ ₂' 〜 δ を求め、これらの位相差 δ Θ ₂〜 δ ø _Ν、 δ Θ ₂ ' 〜 δ Θ を上式（F 2 ) 〜（F N ) に代入する算術演算を行うことによって得られる（N— 1 ) 個の到来角 6 _k の平均をとることによって、その到来角 0 _K を精度よく求める。

このような到来角 Θ _k は、受信部 9 2 -：！〜 9 2 -Nの前段にスィツチ 2 2が付加され、かつ到来角推定部 2 1がそのスィッチ 2 2と連係して既述の処理を行うことによって、上式（F 2 ) 〜（F N) に示すように、受信部 9 2 -：!〜 9 2 -Nの何れの移相量にも依存することなく求められる。

すなわち、従来例に比べて構成が大幅に変更されることなく、環境条件の変動や経年に応じて受信部 9 2 -：！〜 9 2 -Nの移相量が変化し得る場合であっても、所望の受信波の到来角が精度よく安定に求められる。

さらに、ビーム形成部 9 4 -Tは、このようにして求められた到来角で示される方向にアレーアンテナ 9 0の主ローブを形成する。

したがって、本実施形態によれば、消費電力や総合的な信頼性にかかわる要求が著しく妨げられることなく、伝送品質が良好な無線伝送路が安定に形成され、サービス品質が高く維持される。

なお、本実施形態では、移動通信システムの無線基地局において、端末との間にアレーアンテナを介して指向性を有する全二重の無線伝送路が形成されている。しかし、本発明は、このような無線基地局に限定されず、例えば、単に、受信波が到来する方向を求め、あるいは監視する計測系や監視系に適用されてもよい。また、本実施形態では、上述した第一のフェーズと第二のフェーズとにおいて受信部 9 2 -：!〜 9 2 -Nに入力される受信波は、スィッチ 2 2によって交互に選択されている。

し力し、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、スィッチ 2 2が受信部 9 2 -；！〜 9 2 -N に分散されて備えられ、これらの受信部 9 2 -1〜9 2 -N が個別に取り込むべき受信波を選択することも可能である。

さらに、式（ f 2 ) 〜（ ί N) 、（ f 2 ' ) 〜（ f ) は、これらの式に変数（未知数）として含まれる値が既述の値以外に付加されない限り、等価な近似式その他の如何なる式で代替されてもよい。

[実施形態 2 ] 図 5は、本発明の第二および第五の実施形態を示す図である。

本実施形態には、図 5に示すように、下記の要素が備えられる。

- 受信部 9 2 -；！〜 9 2 -Nの後段に付加され、かつ一方の入力がそれぞれこれらの受信部 9 2 -：!〜 9 2 -Nの出力に接続された乗算器 3 1 -：!〜 3 1 -N

■ 一方の入力に到来角推定部 2 1の出力が接続され、出力がビーム形成部 9 4 -R 9 4 -Tの制御入力に接続されたセレクタ 3 2

- 乗算器 3 1 -：!〜 3 1 -N の一方の入力と共に、受信部 9 2 -：！〜 9 2 -N の出力に接続された N個の入力を有し、かつセレクタ 3 2の他方の入力に接続された第一の出力と、乗算器 3 1 - 1〜3 1 -Nの他方の入力に接続された第二ないし第（N + 1 ) の出力とを有する位相差推定部 3 3

以下、図 5を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。

本実施形態の特徴は、位相差推定部 3 3によつて行われる下記の処理の手順と、その位相差推定部 3 3と連係する乗算器 3 1 -1〜3 1 -N およびセレクタ 3 2の動作とにある。

位相差推定部 3 3は、始動時には、乗算器 3 1 -1〜3 1 -Nの全てに初期値「1」を与える。

また、セレクタ 3 2は、既定の周期や頻度で与えられる時点には、ビーム形成部 9 4 -Rヽ 9 4 -Tの制御入力に到来角推定部 2 1の第一の出力を接続する。

したがって、このような状態では、到来角推定部 2 1およびビーム形成部 9 4 -R、 9 4 -Tは、上述した第一の実施形態と同様に連係する。

—方、上述した時点が始点に該当する期間（以下、「校正期間」という。）には、位相差推定部 3 3は、下記の処理を行う。

• 上述した第一の実施形態において到来角推定部 2 1によって行われる処理と同様の手順に基づいて到来角 0 _k を求める。 . · 上式 ( f 2 ) ( f 2 ' ) の対ないし上式 ( f N) 、 ( f ) の対にそれぞれこの到来角 0 _k が代入されてなる連立方程式の根として、既述の「受信部 9 2 - 2〜 9 2 -Nの個々の移相量と受信部 9 2 - 1 (以下、「基準受信部」とレ、う。）の移相量との差 δ p 2〜 δ p N」を求める。

• 乗算器 3 1 - 1〜 3 1 -Nに「これらの差 δ ρ 2〜 δ ρ Νが圧縮される重み」を与える。

• セレクタ 3 2を介してビーム形成部 9 4 -R、 9 4 -Tに、このようにして求められた到来角 0 _k を「到来角推定部 2 1によって求められた到来角 0 _k 」に代えて与える。

すなわち、受信部 9 2 -；!〜 9 2 -Nの個々の移相量の偏差や変動分は、位相差推定部 3 3と乗算器 3 1 -：！〜 3 1 -Nとの連係の下で最小の値に維持される。

このように本実施形態によれば、到来角推定部 2 1で行われるべき演算の過程で演算対象として参照される個々の値の値域は、上述した移相量の偏差や変動分が何ら圧縮されない場合に比べて小さく維持されるので、演算所要時間の短縮に併せて、消費電力の節減が図られ、かつ応答性その他の性能が高められると共に、総合的な信頼性が高く維持される。

なお、本実施形態では、既述の校正期間毎に、位相差推定部 3 3によって新たな重みが求められ、かつ到来角推定部 2 1は、乘算器 3 1 -1〜 3 1 -Nに与えられるこれらの重みに応じてビーム形成部 9 4 -R、 9 4 -Tに到来角 Θ _k を与えている。し力、し、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、始動の直後における定常的な応答が遅れることが許容される場合には、セレクタ 3 2に併せて到来角推定部 2 1が備えられず、位相差推定部 3 3がその到来角推定部 2 1を兼ねることも可能である。

さらに、本実施形態では、位相差推定部 3 3および乗算器 3 1 - 1〜 3 1 -Nによつて受信部 9 2 -1〜 9 2 -Nの移相量の格差が是正された後には、その位相差推定部 3 3が休止し、その位相差推定部 3 3に代わって到来角推定部 2 1が到来角 Θ _k を求めている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、上述した移相量の格差が是正された後には、位相差推定部 3 3が到来角推定部 2 1に代わって到来角 Θ _k を求めてもよい。

また、位相差推定部 3 3に代わって到来角 Θ _k を求める到来角推定部 2 1については、本発明が適用されることなく構成された到来角推定部による代替が可能であり、このように構成されることによってハードウエアの規模の縮小や消費電力の節減が図られ、かつ総合的な信頼性が高められてもよい。さらに、本実施形態では、位相差推定部 3 3は、受信波に同期することなく、乗算器 3 1 -1〜3 1 -Nに新たな重みを与えている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、受信波、またはその受信波として与えられるフレーム、スロットその他の伝送単位、あるいはシンポルの単位に同期して、新たな重みが乗算器 3 1 - 1〜3 1 -Nに与えられてもよい。

[実施形態 3 ]

以下、本発明の第三の実施形態について説明する。

本実施形態では、図 3に点線で示すように、ビーム形成部 9 4 -Rの前段にスィツチ 2 3が配置される。

以下、図 3を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。

本実施形態の特徴は、スィッチ 2 3によって行われる下記の動作にある。

スィツチ 2 3は、既述の第一のフェーズでは、既述の第一の実施形態と同様に、ビーム形成部 9 4 の対応する第 1ないし第 Nの入力にそれぞれ受信部 9 2 -1

〜 9 2 -Nの出力を接続する。

また、第二のフェーズでは、スィッチ 2 3は、受信部 9 2 -N、 9 2 -(Ν-1)、 ···

9 2 - 1の出力をそれぞれビーム形成部 9 4 -R の第 1ないし第 Nの入力に接続する。

すなわち、スィッチ 2 3の第 1ないし第 Nの出力には、第一のフェーズと第二のフェーズとの何れにおいても (受信部 9 2 -1〜9 2 -Nと分波器 9 1 - 1〜 9 1 -N との問におけるスィツチ 2 2を介する接続の如何にかかわらず) 、それぞれ素子 9 0 E -l〜 9 0 E -N に到来した順序の受信波のみに対応するベースバンド信号が得-られる。

したがって、本実施形態によれば、ベースバンド領域において所望のチャネル配置、変調方式および多元接続方式に適応した多様な信号処理およびビームフォ一ミングが柔軟に達成される。

[実施形態 4 ]

図 6は、本発明の第四の実施形態を示す図である。

本実施形態には、図 6に示すように、下記の要素が備えられる。

- 到来角推定部 2 1およびスィッチ 2 3の前段に配置され、かつ一方の入力に受信部 9 2 -：！〜 9 2 -Nの出力が接続された乗算器 4 ；!〜 4 1 -N - これらの受信部 9 2 -；!〜 9 2 -Nの出力に縦続接続され、かつ出力が上述した乗算器 4 1 -：!〜 4 1 -Nの他方の入力に接続されたレベル監視部 4 2

以下、図 6を参照して本発明の第四の実施形態の動作を説明する。

本実施形態の特徴は、上述したレベル監視部 4 2と乗算器 4 1 -1〜4 1 -Nが連係して行う下記の処理にある。

レベル監視部 4 2は、下記の処理を所定の周期（頻度）'で反復する。

• 受信部 9 2 -1〜 9 2 -Nによって出力された N個のベースバンド信号を並行して積分することによって、これらのベースバンド信号の振幅の平均値 (レベル）を求める。

- これらの平均値（レベル）の格差が是正されるスカラー量の重みを求め、これらの重みをそれぞれ乗算器 4 1 -1〜4 1 -Nに与える。

乗算器 4 1 -1〜4 1 -N は、受信部 9 2 -ト 9 2 -N によって並行して出力されたベースバンド信号に上述した重みを乗じることによって、これらのベースバンド信号の振幅（レベル）の格差を是正する。

すなわち、移相量と利得との双方に関して受信部 9 2 -1- 9 2 -Nの特性の偏差が圧縮されるので、既述の到来角 Θ _k の精度に併せて、ベースバンド領域で受信波に施される信号処理の精度が高められ、さらに伝送品質が高く維持される。

[実施形態 5 ]

以下、本発明の第五の実施形態について説明する。

本実施形態には、図 5に示すように、位相差推定部 3 3に代えて位相差推定部 3 3 Aが備えられる。

以下、図 5を参照して本発明の第五の実施形態の動作を説明する。

本実施形態の特徴は、位相差推定部 3 3 Aによって行われる下記の処理の手順にある。

位相差推定部 3 3 Aは、受信部 9 2 -1- 9 2 -Nの内、下記の何れかの受信部（ここでは、簡単のため、受信部 9 2 - 1であると仮定する。）を既述の基準受信部として選択する。

- 予め理論的に求められ、あるいは実測された移相量の変動幅が最小である受信部

- 移相量（所定の頻度で計測されてもよい。 · ）が既知である受信部 .

- 移相量とその移相量の値域の幅との双方もしくは何れか一方が最小である受信部

さらに、位相差推定部 3 3 Aは、下記の処理 (1), (2)を所定の周期（頻度）で反復する。

(1) 既述の第二の実施形態と同様の処理を行うことによって、「既述の基準受信部以外の受信部（例えば、受信部 9 2 -2〜 9 2 -N) の個々の移相量と、その基準受信部の移相量との差 δ p 2〜 δ p Ν」を求め、これらの差 δ ρ 2〜 δ ρ Νの個々の値域を監視する。

(2) 基準受信部以外の受信部の内、このようにして監視された値域が最も狭い差 ( δ ρ 2〜 δ ρ Νの何れか 1つ）に対応する受信部を新たな基準受信部として特定する。

すなわち、受信部 9 2 - 1〜 9 2 -Νの移相量は、これらの受信部 9 2 -1〜 9 2 -Ν の内、移相量の変動が最も少ない受信部の移相量に対する相対値として評価され、既述の到来角 0 _k の推定と、これらの移相量の格差の是正に供される。

したがって、基準受信部の移相量が広範に変化する場合に比べて、既述の算術演算における演算対象の値域が狭小となり、その演算が行われるべき有効桁数の削減に併せて、丸め誤差や打ち切り誤差の軽減が可能となる。

なお、上述した各実施形態では、既述の第一のフェーズと第二のフェーズとの切り替えは、受信波として与えられるシンボル毎に交互に行われている。

しかし、このような切り替えは、例えば、受信波として到来したスロット、パケットその他の如何なる伝送単位毎に行われてもよい。

さらに、上述した各実施形態では、素子 9 0 E - l〜 9 0 E -Nの数 Nが具体的に示されていない。

しかし、このような数 Nは、複数であり、その数 Nの増加に起因する処理量の増加が許容される限り、如何なる値であってもよい。

また、上述した各実施形態では、受信部 9 2 - 1〜 9 2 -Nの入力には、第一のフエーズと第二のフェーズとの何れにおいても、分波器 9 1 -：！〜 9 1 -N (素子 9 0 E-1〜90 E-N) の内、対応する素子の間隔が一定である 2つからなる対の何れか一方が重複することなく接続されている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、これらの分波器 9 1〜9 1 -N (素子 90 E-l~ 90 E-N) の特性が均一であると見なされる限り、第一のフエーズと第二のフェーズとにおいて受信部 9 2-：!〜 9 2-N に個別に交互に与えられるべき受信波が到来する 2つずつの素子の間隔は、降順や昇順に設定されなくてもよく、かつ共通の値であってもよい。

さらに、上述した対をなす 2つの素子の双方もしくは何れか一方は、他の何れかの対に共通に含まれてもよい。

また、上述した各実施形態では、到来角 0 _k は、受信部 9 2-1〜9 2-Nの内、既述の基準受信部以外の（N— 1) 個の受信部に対応して求められた（N— 1) 個の到来角の平均値として求められている。

しかし、このような到来角 Θ _k は、例えば、二つの受信部のみに対して第一の実施形態が適用されることによって、何ら積分処理が施されることなく求められ、あるいはこのようにして求められた到来角 Θ _k が時系列の順に平滑化（積分）されることによって求められてもよい。

さらに、このような 2つの素子は、ァレーアンテナを構成する素子でなくてもよく、あるいはそのァレーアンテナを構成する素子の内、一部の素子であってもよい。

また、上述した各実施形態では、移動通信システムにおいてアレーアンテナが備えられた無線基地局に本発明が適用されている。

し力し、本発明は、このような移動通信システムに限定されず、並行して給電される複数の素子から構成されるアンテナ (ァレーアンテナでなくてもよい。 ) を介して無線伝送路を形成する機器である限り、チャネル配置、多元接続方式、周波数配置、ゾーン構成、変調方式および伝送情報の構成の如何にかかわらず、適用可能である。

さらに、上述した各実施形態では、アレーアテナ 90は、既述の仮想的な直線上に素子 90 E-l〜 9 0 E-N の全てが一定の間隔で配置されることによって構成されている。しかし、アレーアンテナ 9 0はこのような構成に限定されず、下記の項目に対して受信波の到来角 Θ _k が既知の関数（理論式、近似式、実験式等々）として一義的に定まる限り、素子 9 0 E -l〜9 0 E -Nの配置は如何なるものであってもよレ、。

■ 素子 9 0 E -：!〜 9 0 E -Nの間隔

• 個々の受信部 9 2 -1〜9 2 -Nによって第一のフェーズと第二のフェーズとにそれぞれ受信された受信波の位相差

• これらの受信部 9 2 -；！〜 9 2 -Nの移相量の差

また、上述した第二および第五の実施形態では、例えば、図 7に点線で示す'ように構成されることによって、移相差推定部 3 3、 3 3 Aと乗算器 3 1 -；!〜 3 1 -N とによって行われる既述の処理と等価な処理が時間軸上で逆の順序で行われてもよい。

さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲において多様な形態による実施形態が可能であり、かつ構成要素の一部もしくは全てに如何なる改良が施されてもよい。産業上の利用の可能性

上述したように本発明にかかわる第一および第八に記載の無線装置では、環境条件の変動や経年に応じて個々の受信手段の移相量が変化しても、受信波の到来角が精度よく安定に求められる。

また、本発明にかかわる第二の無線装置では、到来角の算出に要する演算所要時間が短縮され、かつ消費電力が節減されると共に、応答性が高く維持される。さらに、本発明にかかわる第三の無線装置では、伝送品質の劣化が軽減される。また、本発明にかかわる第四の無線装置では、無線周波領域あるいは中間周波領域における布線が簡略化され、かつ構成の標準化が図られる。

さらに、本発明にかかわる第五の無線装置では、到来角が安価に精度よく求められ、かつ所望のチャネル配置、変調方式および多元接続方式に適応した多様な信号処理およびビームフォーミングの柔軟な達成が可能となる。

また、本発明にかかわる第六の無線装置では、伝送品質がさらに高められる。さらに、本発明にかかわる第七の無線装置では、多様なフレーム、パケットその他の構成に対する柔軟な適応に併せて、到来角の精度の向上が図られる。

また、本発明にかかわる第九の無線装置では、到来角の精度が不十分であることに起因する伝送品質の低下が回避され、かつ備えられた素子および受信手段は、伝送品質の向上に有効に活用される。

したがって、これらの発明が適用された装置やシステムでは、安価に確度高く性能が高められ、かつ総合的な信頼性が高く維持される。

Claims

請求の範囲

( 1 ) 共通の送信端から 2つの素子に到来した受信波の一方と他方とをこれらの受信波のシンボル周期の整数倍の期間毎に交互に並行して検波する 2つの受信手段と、

前記期間毎に、「前記 2つの素子の間隔に比例し、これらの素子の配置と前記受信波の到来角との関数として個別に与えられ、かつ前記 2つの受信手段の移相量の差を共通に含む 2つの位相」の差分の逆関数としてその到来角を算出する到来角算出手段と

を備えたことを特徴とする無線装置。

( 2 ) 請求の範囲 1に記載の無線装置において、

前記 2つの位相の何れか一方と、前記到来角箅出手段によつて求められた到来角に対する前記関数の値との差に亘つて、前記 2つの受信手段の移相量の差を圧縮する校正手段を備えた

ことを特徴とする無線装置。

( 3 ) 請求の範囲 1に記載の無線装置において、

前記到来角算出手段によって求められた到来角の方向に、前記複数の素子から構成され、あるいはこれらの素子を含んで構成されたアンテナの主ローブを形成するビームフォーミング手段を備えた

ことを特徴とする無線装置。

( 4 ) 請求の範囲 1に記載の無線装置において、

前記 2つの受信手段は、

前記 2つの素子に到来した何れの受信波の検波も可能な 2つの検波手段と、前記 2つの素子に並行して到来した受信波を前記期間毎に交互に前記 2つの検波手段に与える選択手段とから構成された

ことを特徴とする無線装置。

( 5 ) 請求の範囲 1に記載の無線装置において、

前記 2つの素子に並行して到来した受信波に個別に対応した信号に、前記 2つの受信手段によって前記検波の結果として並行して出力される 2つの信号を組み替えるブランチ保全手段を備えた

ことを特徴とする無線装置。

( 6 ) 請求の範囲 5に記載の無線装置において、

前記 2つの素子に並行して到来した受信波に個別に対応する信号のレベルの偏差を圧縮するレベル偏差補償手段を備えた

ことを特徴とする無線装置。

( 7 ) 請求の範囲 1に記載の無線装置において、

前記期間は、

前記受信波として既知のスロットあるいはバケツトが到来する期間であることを特徴とする無線装置。

( 8 ) 複数 Nの素子が論理的に二つずつ配分されてなる単一または複数 Pの対毎に、その対に属する 2つの素子に並行して共通の送信端から到来した 2つの受信波のシンボル周期の整数倍の期間が経過する度に、これらの 2つの受信波の一方と他方とを交互に並行して検波する n (≤ 2 P ) の受信手段と、

前記単一または複数 Pの対毎に、前記期間が経過する度に、「前記 2つの素子の間隔に比例し、これらの 2つの素子の配置と前記 2つの受信波の到来角との関数として個別に与えられ、これらの受信波を交互に並行して検波する 2つの受信手段の移相量の差を共通に含む 2つの位相」の差分の逆関数としてその到来角を算出する到来角算出手段と

を備えたことを特徴とする無線装置。

( 9 ) 請求の範囲 8に記載の無線装置において、

前記到来角算出手段は、

前記単一または複数 Pの対毎に算出された到来角の平均値としてその到来角を特定する

ことを特徴とする無線装置。