JP2001111465A - 無線受信機およびダイバーシチ受信機 - Google Patents

無線受信機およびダイバーシチ受信機

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JP2001111465A
JP2001111465A JP28597699A JP28597699A JP2001111465A JP 2001111465 A JP2001111465 A JP 2001111465A JP 28597699 A JP28597699 A JP 28597699A JP 28597699 A JP28597699 A JP 28597699A JP 2001111465 A JP2001111465 A JP 2001111465A
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Yukihiro Moriyama
幸弘 森山
Saburo Kamei
三郎 亀井
Shunyo Noma
春洋 野間
Kozo Tokuyama
浩三 徳山
Kazuhiko Nobunaga
一彦 信長
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Fujitsu Ltd
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、無線受信機とダイバーシチ受信機
とに関し、ハードウエアの規模が大幅に増加することな
く、複数のブランチに到来した受信波を並行して受信で
きることを目的とする。 【解決手段】 複数Ｎのブランチにそれぞれ並行して到
来した複数Ｎの受信波を取り込み、これらの受信波をシ
ンボル周波数とその複数Ｎと規定の「２」以上の数Ｅと
の積に等しい第一の周波数でサイクリックに選択するブ
ランチ選択手段と、第一の周波数以上の第二の周波数
で、複数Ｎの受信波の内、ブランチ選択手段によって選
択された受信波の瞬時値を順次サンプリングし、これら
の瞬時値の列を出力するサンプリング手段と、サンプリ
ング手段によって出力された瞬時値の列を第一の周波数
でサイクリックに分離し、複数Ｎの受信波に個別に対応
した瞬時値の列を出力する分離手段とを備えて構成され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数のブランチに
個別に到来した受信波を並行して受信する無線受信機
と、その無線受信機が組み込まれてなるダイバーシチ受
信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信システムでは、一般に、無線基
地局および移動局の周辺の地形や地物がこれらの移動局
および地物（移動体を含む。）の移動に応じて刻々と変
化するために、複雑にマルチパスが形成され、かつ無線
伝送路の伝送特性は激しく変動する。
【０００３】したがって、このような移動通信システム
にアクセスする移動局には、上述した伝送特性の変動に
応じて生じるフェージングを軽減することによって所望
の伝送品質を維持するために、ダイバーシチ受信法が多
く適用されている。図１０は、従来のダイバーシチ受信
機の第一の構成例を示す図である。
【０００４】図において、アンテナ９１-1の給電端はス
イッチ９３の一方の接点に接続され、アンテナ９１-2の
給電端はそのスイッチ９３の他方の接点に接続される。
スイッチ９３の共通接点は受信部９４の入力に接続さ
れ、その受信部９４のＲＳＳＩ出力はレベル比較部９２
を介してスイッチ９３の制御入力に接続される。受信部
９４の出力は縦続接続されたＡ／Ｄ変換器９５および復
調部９６を介して信号判定部９７の入力に接続され、そ
の信号判定部９７の出力には、後述するシンボルの列と
して伝送情報が出力される。
【０００５】このような構成のダイバーシチ受信機で
は、スイッチ９３は、アンテナ９１-1、９１-2に個別に
到来した受信波の内、何れか一方の受信波を選択する。
受信部９４は、このようにして選択された受信波を周波
数変換し、かつ増幅することによって中間周波信号を生
成する。さらに、受信部９４は、この受信波のレベルを
計測し、その結果をレベル比較部９２に与える。
【０００６】レベル比較部９２は、このようにして与え
られた受信波のレベルと規定の下限値とを比較し、その
受信波のレベルが下限値を下回ったときに、スイッチ９
３に他方の受信波の選択を要求する。Ａ／Ｄ変換器９５
は、この中間周波信号を順次規定の周波数でサンプリン
グし、その結果として得られた個々のサンプリング値を
符号化することによって、中間周波領域あるいはベース
バンド領域で上述した一方の受信波を示すディジタル信
号を生成する。
【０００７】復調部９６は、そのディジタル信号で示さ
れる受信波の成分の内、この受信波の生成に適用された
変調方式に適応する成分（例えば、副搬送波成分の振幅
および位相）を抽出する。信号判定部９７は、上述した
変調方式の信号点配置に基づいて尤度が最大である信号
点としてこれらの成分の列を順次識別し、かつ個々の信
号点を時系列の順に示すシンボルの列からなる伝送情報
を復元する。
【０００８】なお、復調部９６および信号判定部９７に
よって行われる既述の処理については、図１０に一点鎖
線で示すように、単一のＤＳＰ(Digital Signal Proces
sor)９８が行うディジタル信号処理として実現されると
仮定する。図１１は、従来のダイバーシチ受信機の第二
の構成例を示す図である。図において、図１０に示すも
のと機能および構成が同じものについては、同じ符号を
付与して示し、ここでは、その説明を省略する。
【０００９】図１１に示すダイバーシチ受信機と図１０
に示すダイバーシチ受信機との構成の相違点は、レベル
比較部９２およびスイッチ９３が備えられず、アンテナ
９１-1、９１-2の給電端がそれぞれ受信部１０１-1、１
０１-2を介してＡ／Ｄ変換器１０２-1、１０２-2の入力
に接続され、これらのＡ／Ｄ変換器１０２-1、１０２-2
と信号判定部９７との段間に縦続接続された復調部１０
３および選択部１０４が備えられ、その復調部１０３が
有する２つの出力が伝送品質監視部１０５の対応する入
力に接続され、その伝送品質監視部１０５の出力が選択
部１０４の選択入力に接続された点にある。
【００１０】このような構成のダイバーシチ受信機で
は、受信部１０１-1、１０１-2は、それぞれアンテナ９
１-1、９１-2に到来した受信波をそれぞれ中間周波信号
に変換する。Ａ／Ｄ変換器１０２-1、１０２-2はこれら
の中間周波信号をそれぞれディジタル信号に変換し、か
つ復調部１０３は、これらのディジタル信号で個別に示
される受信波について、規定の変調方式に適応した成分
（例えば、副搬送波成分の振幅および位相）を並行して
抽出する。なお、変調方式については、ここでは、簡単
のため、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式であると仮定す
る。
【００１１】伝送品質監視部１０５は、このようにして
復調部１０３によって並行して抽出され、かつアンテナ
９１-1、９１-2に並行して到来した受信波に個別に対応
する成分について、シンボル毎に、信号空間上の誤差
（上述した変調方式に適応した標準値に対する誤差）を
求めると共に、これらの誤差の平均値を順次算出する。
【００１２】さらに、伝送品質監視部１０５は、これら
の平均値の内、値が小さい一方を示す２値情報を出力す
る。選択部１０４は、上述したように復調部１０３によ
って並行して抽出され、かつアンテナ９１-1、９１-2に
並行して到来した受信波に個別に対応する成分の内、こ
の２値情報で示される一方の成分を選択して信号判定部
９７に与える。
【００１３】すなわち、図１１に示すダイバーシチ受信
機では、選択ダイバーシチは、伝送品質監視部１０５と
選択部１０４とが連係することによって、中間周波領域
でディジタル信号処理として行われる。なお、復調部１
０３、選択部１０４、信号判定部９７および伝送品質監
視部１０５については、ここでは、図１１に一点鎖線で
示されるように、単一のＤＳＰ(Digital Signal Proces
sor)１０６によって構成されると仮定する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１０に示
すダイバーシチ受信機では、搭載されるべき受信部９４
の数が「１」であるために、ハードウエアの規模が小さ
く、かつ消費電力が少なく、さらに、安価に高い信頼性
が得られる。しかし、アンテナ９１-1、９１-2に並行し
て到来した受信波の内、レベル比較部９２によってレベ
ルが監視される受信波は何れか一方の受信波のみである
ために、その一方の受信波に比べて他方の受信波のレベ
ルは必ずしも高いとは限らない。
【００１５】したがって、例えば、受信波が所定のタイ
ムスロットの列として与えられ、そのタイムスロットに
同期してスイッチ９３の接点が切り替えられる場合に
は、何れかのタイムスロットを与える受信波のレベルが
急激に低下すると、ダイバーシチ利得は必ずしも高く維
持されず、一般に、「検波波ダイバーシチ方式」に比べ
てこのダイバーシチ利得は約３デシベル低かった。
【００１６】また、図１１に示すダイバーシチ受信機で
は、アンテナ９１-1、９１-2に個別に対応した２つの受
信部１０１-1、１０１-2によって受信波に対して適正な
帯域制限と増幅とが並行して行われる限り、図１０に示
すダイバーシチ受信機に比べて、高いダイバーシチ利得
が得られる。しかし、図１１に示すダイバーシチ受信機
は、図１０に示すダイバーシチ受信機に比べて、ハード
ウエアの規模が大きく、かつ消費電力も大きいために、
特に、移動通信システムの移動局のように、低廉化、小
型化および軽量化に併せて、消費電力の節減が厳しく要
求される機器には、適用できない場合が多かった。
【００１７】本発明は、ハードウエアの規模が大幅に増
加することなく、所望のダイバーシチ受信法に対して、
柔軟に、かつ確度高く適応できる無線受信機およびダイ
バーシチ受信機を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】図１は、請求項１〜１４
に記載の発明の原理ブロック図である。
【００１９】請求項１に記載の発明は、複数Ｎのブラン
チ１０-1〜１０-Nにそれぞれ並行して到来した複数Ｎの
受信波を取り込み、これらの受信波をシンボル周波数と
その複数Ｎと規定の「２」以上の数Ｅとの積に等しい第
一の周波数でサイクリックに選択するブランチ選択手段
１１と、第一の周波数以上の第二の周波数で、複数Ｎの
受信波の内、ブランチ選択手段１１によって選択された
受信波の瞬時値を順次サンプリングし、これらの瞬時値
の列を出力するサンプリング手段１２と、サンプリング
手段１２によって出力された瞬時値の列を第一の周波数
でサイクリックに分離し、複数Ｎの受信波に個別に対応
した瞬時値の列を出力する分離手段１３とを備えたこと
を特徴とする。
【００２０】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の無線受信機において、複数Ｎの受信波に個別に対応
し、かつ分離手段１３によって出力された瞬時値の列を
並行してディジタル信号に変換するディジタル変換手段
１４を備えたことを特徴とする。
【００２１】請求項３に記載の発明は、請求項１または
請求項２に記載の無線受信機において、ブランチ選択手
段１１は、複数Ｎのブランチ１０-1〜１０-Nに個別に到
来した受信波をこれらの受信波の無線周波数帯あるいは
中間周波数帯で選択することを特徴とする。請求項４に
記載の発明は、請求項１に記載の無線受信機において、
サンプリング手段１２は、ブランチ選択手段１１によっ
て選択された受信波の瞬時値をその受信波の無線周波領
域でサンプリングすることを特徴とする。
【００２２】請求項５に記載の発明は、請求項１または
請求項２に記載の無線受信機において、サンプリング手
段１２は、ブランチ選択手段１１によって選択された受
信波の瞬時値をその受信波の中間周波領域でサンプリン
グすることを特徴とする。請求項６に記載の発明は、請
求項１または請求項２に記載の無線受信機において、サ
ンプリング手段１２は、ブランチ選択手段１１によって
選択された受信波の瞬時値をその受信波のベースバンド
領域でサンプリングすることを特徴とする。
【００２３】請求項７に記載の発明は、請求項４に記載
の無線受信機において、第二の周波数は、受信波の搬送
波の周波数以下の周波数であることを特徴とする。請求
項８に記載の発明は、請求項５に記載の無線受信機にお
いて、第二の周波数は、ブランチ選択手段１１によって
選択された受信波が周波数変換され、あるいはこの受信
波に周波数合成処理が施されることによって生成された
中間周波信号の周波数以下の周波数であることを特徴と
する。
【００２４】請求項９に記載の発明は、請求項１ないし
請求項８の何れか１項に記載の無線受信機において、数
Ｅは、複数Ｎの受信波に個別に対応し、かつ分離手段１
３によって出力された瞬時値の列に並行して施される復
調と信号判定との双方あるいは何れか一方の処理の精度
が所望値となる数に設定されたことを特徴とする。請求
項１０に記載の発明は、請求項１ないし請求項９の何れ
か１項に記載の無線受信機において、ブランチ選択手段
１１の前段に配置され、かつ複数Ｎのブランチ１０-1〜
１０-Nに到来した受信波を個別に増幅する複数Ｎの増幅
手段１５-1〜１５-Nを備えたことを特徴とする。
【００２５】請求項１１に記載の発明は、複数Ｎのブラ
ンチ１０-1〜１０-Nにそれぞれ並行して到来した複数Ｎ
の受信波を取り込み、これらの受信波をシンボル周波数
とその複数Ｎと規定の「２」以上の数Ｅとの積に等しい
第一の周波数でサイクリックに選択するブランチ選択手
段１１と、第一の周波数以上の第二の周波数で、複数Ｎ
の受信波の内、ブランチ選択手段１１によって選択され
た受信波の瞬時値を順次サンプリングし、これらの瞬時
値の列を出力するサンプリング手段１２と、サンプリン
グ手段１２によって出力された瞬時値の列を第一の周波
数でサイクリックに分離し、複数Ｎの受信波に個別に対
応した瞬時値の列を出力する分離手段１３と、分離手段
１３によって出力され、かつ複数Ｎの受信波に個別に対
応した瞬時値の列をこれらの受信波の生成に適用された
変調方式に基づいて解析し、これらの瞬時値の列で個別
に示される受信波の伝送品質を得る伝送品質監視手段２
１と、分離手段１３によって出力され、かつ複数Ｎの受
信波に個別に対応した瞬時値の列の内、伝送品質監視手
段２１によって得られた伝送品質が最大である瞬時値の
列を選択するダイバーシチ処理手段２２とを備えたこと
を特徴とする。
【００２６】請求項１２に記載の発明は、請求項１１に
記載のダイバーシチ受信機において、伝送品質監視手段
２１は、分離手段１３によって出力され、かつ複数Ｎの
受信波に個別に対応した瞬時値の列について、これらの
受信波の生成に適用された変調方式の信号点配置に対す
る偏差の程度を伝送品質として得ることを特徴とする。
請求項１３に記載の発明は、請求項１１に記載のダイバ
ーシチ受信機において、伝送品質監視手段２１は、ブラ
ンチ選択手段１１によって選択された受信波のレベルを
伝送品質として得ることを特徴とする。
【００２７】請求項１４に記載の発明は、複数Ｎのブラ
ンチ１０-1〜１０-Nにそれぞれ並行して到来した複数Ｎ
の受信波を取り込み、これらの受信波をシンボル周波数
とその複数Ｎと規定の「２」以上の数Ｅとの積に等しい
第一の周波数でサイクリックに選択するブランチ選択手
段１１と、第一の周波数以上の第二の周波数で、複数Ｎ
の受信波の内、ブランチ選択手段１１によって選択され
た受信波の瞬時値を順次サンプリングし、これらの瞬時
値の列を出力するサンプリング手段１２と、サンプリン
グ手段１２によって出力された瞬時値の列を第一の周波
数でサイクリックに分離し、複数Ｎの受信波に個別に対
応した瞬時値の列を出力する分離手段１３と、分離手段
１３によって出力され、かつ複数Ｎの受信波に個別に対
応した瞬時値の列を規定のセンシング法あるいはナビゲ
ーション法に基づく重み付けで合成し、単一の瞬時値の
列を得るダイバーシチ処理手段２２Ａとを備えたことを
特徴とする。
【００２８】請求項１に記載の発明にかかわる無線受信
機では、ブランチ選択手段１１は、ブランチ１０-1〜１
０-Nにそれぞれ並行して到来した複数Ｎの受信波を取り
込み、これらの受信波を後述する第一の周波数でサイク
リックに選択する。サンプリング手段１２は、この第一
の周波数以上の第二の周波数で、上述した複数Ｎの受信
波の内、ブランチ選択手段１１によって選択された受信
波の瞬時値を順次サンプリングし、これらの瞬時値の列
を出力する。分離手段１３は、このようにして出力され
た瞬時値の列を第一の周波数でサイクリックに分離する
ことによって、複数Ｎの受信波に個別に対応した瞬時値
の列を出力する。
【００２９】また、第一の周波数は、複数Ｎの受信波の
シンボル周波数と、その複数Ｎと、規定の「２」以上の
数Ｅとの積に等しい。すなわち、分離手段１３によって
出力される複数Ｎの瞬時値の列は、何れも複数Ｎの受信
波の内、対応する単一の受信波が第一の周波数の逆数以
下の周期でサンプリングされることによって生成され
る。
【００３０】したがって、サンプリング手段１２を含ん
でなる単一の回路がブランチ１０-1〜１０-Nの全てに共
用され、かつ複数Ｎの受信波の何れについても、上述し
た第一の周波数と第二の周波数との比と数Ｅとに応じて
決定される精度による復調と信号判定とがサンプリング
定理に基づいて離散的な信号処理として確度高く行われ
る。
【００３１】請求項２に記載の発明にかかわる無線受信
機では、請求項１に記載の発明にかかわる無線受信機に
おいて、ディジタル変換手段１４は、複数Ｎの受信波に
個別に対応し、かつ分離手段１３によって出力された瞬
時値の列を並行してディジタル信号に変換する。すなわ
ち、複数Ｎの受信波の復調と信号判定とについては、汎
用、あるいは共用のＤＳＰその他の情報処理装置によっ
て行われるディジタル信号処理として実現が可能とな
る。
【００３２】請求項３に記載の発明にかかわる無線受信
機では、請求項１または請求項２に記載の無線受信機に
おいて、ブランチ選択手段１１は、複数Ｎのブランチ１
０-1〜１０-Nに個別に到来した受信波をこれらの受信波
の無線周波数帯あるいは中間周波数帯で選択する。すな
わち、サンプリング手段１２を含んでなり、複数Ｎのブ
ランチ１０-1〜１０-Nについて共用されるべき単一の回
路には、ブランチ選択手段１１によって得られた受信波
にベースバンド領域で所定の処理を施す回路の前段の回
路が含まれる。
【００３３】したがって、上述した単一の回路の初段が
ブランチ選択手段１１の出力端に近いほど、効率的にハ
ードウエアの規模の削減が図られる。請求項４に記載の
発明にかかわる無線受信機では、請求項１に記載の無線
受信機において、サンプリング手段１２は、ブランチ選
択手段１１によって選択された受信波の瞬時値をその受
信波の無線周波領域でサンプリングする。
【００３４】このようなサンプリング手段１２は複数Ｎ
のブランチ１０-1〜１０-Nについて共用されるべき単一
の回路に含まれるので、そのサンプリング手段１２が中
間周波領域で既述のサンプリングを行う場合に比べて、
効率的にハードウエアの規模の削減が図られる。
【００３５】請求項５に記載の発明にかかわる無線受信
機では、請求項１または請求項２に記載の無線受信機に
おいて、サンプリング手段１２は、ブランチ選択手段１
１によって選択された受信波の瞬時値をその受信波の中
間周波領域でサンプリングする。このようなサンプリン
グ手段１２は複数Ｎのブランチ１０-1〜１０-Nについて
共用されるべき単一の回路に含まれるので、そのサンプ
リング手段１２がベースバンド領域で既述のサンプリン
グを行う場合に比べて、効率的にハードウエアの規模の
削減が図られる。
【００３６】請求項６に記載の発明にかかわる無線受信
機では、請求項１または請求項２に記載の無線受信機に
おいて、サンプリング手段１２は、ブランチ選択手段１
１によって選択された受信波の瞬時値をその受信波のベ
ースバンド領域でサンプリングする。このようなサンプ
リング手段１２は複数Ｎのブランチ１０-1〜１０-Nにつ
いて共用されるべき単一の回路に含まれるので、その単
一の回路の最終段によって行われるべき処理は、低速の
信号処理として実現される。
【００３７】したがって、請求項１または請求項２に記
載の発明は、周波数配置あるいはチャネル配置と、これ
らに適応したヘテロダイン検波の方式との整合がコスト
その他にかかわる制約によって阻まれる受信系に対して
も、適用が可能となる。請求項７に記載の発明にかかわ
る無線受信機では、請求項４に記載の無線受信機におい
て、サンプリング手段１２は、ブランチ選択手段１１に
よって選択された受信波の瞬時値の列をその受信波の搬
送波の周波数以下である第二の周波数でサンプリングす
る。
【００３８】すなわち、ブランチ選択手段１１によって
選択された受信波の瞬時値の列は、アンダーサンプリン
グされることによって中間周波信号あるいはベースバン
ド信号として与えられる。
【００３９】したがって、サンプリング手段１２および
そのサンプリング手段１２を含んでなる共用の回路につ
いては、上述した無線周波数が高い場合であっても、高
速の素子が適用されることなく、かつ低速の信号処理を
行う回路として実現が可能となる。請求項８に記載の発
明にかかわる無線受信機では、請求項５に記載の無線受
信機において、サンプリング手段１２は、ブランチ選択
手段１１によって選択された受信波が周波数変換され、
あるいはこの受信波に周波数合成処理が施されることに
よって生成された中間周波信号の周波数以下である第二
の周波数で、その受信波の瞬時値をサンプリングする。
【００４０】すなわち、ブランチ選択手段１１によって
選択された受信波の瞬時値の列は、アンダーサンプリン
グされることによってベースバンド信号として与えられ
る。したがって、サンプリング手段１２およびそのサン
プリング手段１２を含んでなる共用の回路については、
上述した受信波の無線周波数と中間周波信号の周波数と
が共に高い場合であっても、高速の素子が適用されるこ
となく、かつ低速の信号処理を行う回路として実現が可
能となる。
【００４１】請求項９に記載の発明にかかわる無線受信
機では、請求項１ないし請求項８の何れか１項に記載の
無線受信機において、数Ｅは、複数Ｎの受信波に個別に
対応し、かつ分離手段１３によって出力された瞬時値の
列に並行して施される復調と信号判定との双方あるいは
何れか一方の処理の精度が所望値となる数に設定され
る。
【００４２】すなわち、数Ｅは、上述した精度が所望の
値となる数以上であればよい。したがって、ブランチ選
択手段１１、サンプリング１２およびディジタル変換手
段１４の何れについても、これらによって行われるべき
処理の速度が上述した値に適応する最小の速度以上であ
る限り、復調と信号判定とが安定に確度高く行われる。
【００４３】請求項１０に記載の発明にかかわる無線受
信機では、請求項１ないし請求項９の何れか１項に記載
の無線受信機において、複数Ｎの増幅手段１５-1〜１５
-Nは、ブランチ１０-1〜１０-Nによってブランチ選択手
段１１に個別に与えられる受信波をそのブランチ選択手
段１１の前段で増幅する。したがって、これらのブラン
チ１０-1〜１０-Nの給電路の損失とブランチ選択手段１
１の挿入損失との双方あるいは何れか一方に起因する雑
音指数の低下は、これらの増幅手段１５-1〜１５-Nの利
得が高いほど軽減される。
【００４４】請求項１１に記載の発明にかかわるダイバ
ーシチ受信機では、第一の周波数は複数Ｎのブランチ１
０-1〜１０-Nに個別に到来した受信波のシンボル周波数
と、その複数Ｎと、規定の「２」以上の数Ｅとの積に等
しい。したがって、分離手段１３は、これらの受信波の
復元が個別にサンプリング定理に基づいて可能である複
数Ｎの瞬時値の列を生成することができる。
【００４５】また、伝送品質監視手段２１は、分離手段
１３によって出力され、かつ複数Ｎの受信波に個別に対
応した瞬時値の列をこれらの受信波の生成に適用された
変調方式に基づいて解析することによって、これらの瞬
時値の列で個別に示される受信波の伝送品質を得る。ダ
イバーシチ処理手段２２は、分離手段１３によって出力
され、かつ複数Ｎの受信波に個別に対応する瞬時値の列
の内、この伝送品質が最大である瞬時値の列を選択す
る。
【００４６】したがって、上述した複数Ｎの受信波の何
れについても、サンプリング手段１２を含んでなる単一
の回路が共用されることによってハードウエアのサイズ
が大幅に増加することなく、上述した第一の周波数と第
二の周波数との比と数Ｅとに応じて決定される精度によ
る選択ダイバーシチ方式の受信処理がサンプリング定理
に基づいて離散的な信号処理として行われる。
【００４７】請求項１２に記載の発明にかかわるダイバ
ーシチ受信機では、請求項１１に記載のダイバーシチ受
信機において、伝送品質監視手段２１は、分離手段１３
によって出力され、かつ複数Ｎの受信波に個別に対応し
た瞬時値の列について、これらの受信波の生成に適用さ
れた変調方式の信号点配置に対する偏差を伝送品質とし
て得る。
【００４８】このような偏差は個々のブランチに到来し
た受信波の単なるレベルではなく、これらの受信波に無
線伝送路で個別に生じたＳＮ比の劣化の程度を示すの
で、上述した信号点配置が確実に与えられる限り、適用
された変調方式に如何にかかわらず、選択ダイバーシチ
方式に基づくブランチの選択が確度高く行われる。請求
項１３に記載の発明にかかわるダイバーシチ受信機で
は、請求項１１に記載のダイバーシチ受信機において、
伝送品質監視手段２１は、ブランチ選択手段１１によっ
て選択された受信波のレベルを伝送品質として得る。
【００４９】このような受信波のレベルについては、一
般に、離散的な信号処理またはその信号処理に等価な処
理をディジタル領域もしくはアナログ領域で行う専用の
ハードウエアによって、シンボル周期以下の短い時間内
にその受信波の振幅成分とその振幅成分の平均値との何
れかとして求めることが可能である。したがって、複数
Ｎのブランチ１０-1〜１０-Nに個別に到来した受信波に
無線伝送路で生じたＳＮ比の劣化分の内、位相や周波数
の成分が無視し得る程度に少なく、あるいは信号空間上
において全ての信号点が原点を中心する真円上に位置す
る変調方式が適用された場合には、上述した伝送品質の
算出とこの伝送品質に基づく選択ダイバーシチとが簡便
に、かつ確度高く実現される。
【００５０】請求項１４に記載の発明にかかわるダイバ
ーシチ受信機では、第一の周波数は複数Ｎの受信波のシ
ンボル周波数と、その複数Ｎと、規定の「２」以上の数
Ｅとの積に等しい。したがって、分離手段１３は、ブラ
ンチ１０-1〜１０-Nに個別に到来した受信波を第一の周
波数の逆数以下の周期でサンプリングすることによっ
て、これらの受信波の復元が個別にサンプリング定理に
基づいて可能である複数Ｎの瞬時値の列を生成する。
【００５１】また、ダイバーシチ処理手段２２Ａは、分
離手段１３によって生成され、これらの受信波に個別に
対応した瞬時値の列規定のセンシング法あるいはナビゲ
ーション法に基づく重み付けで合成し、単一の瞬時値の
列を得る。したがって、上述した複数Ｎの受信波の何れ
についても、サンプリング手段１２を含んでなる単一の
回路が共用されることによって、ハードウエアのサイズ
が大幅に増加することなく、上述した第一の周波数と第
二の周波数との比と数Ｅとに応じて決定される精度によ
るダイバーシチの受信処理がサンプリング定理に基づく
離散的な信号処理として行われる。
【００５２】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施形態について詳細に説明する。図２は、請求項１〜１
０に記載の発明に対応した実施形態を示す図である。図
において、図１０に示すものと機能および構成が同じも
のについては、同じ符号を付与して示し、ここでは、そ
の説明を省略する。
【００５３】本実施形態と図１０に示す従来例との構成
の相違点は、アンテナ９１-1、９１-2に個別に対応する
２つの出力端子を有する復調部３１が復調部９６に代え
て備えられ、スイッチ９３の制御入力に併せて、復調部
３１の制御入力に出力が接続された切り替え制御部３２
がレベル比較部９２に代えて備えられ、出力がＡ／Ｄ変
換器９５のクロック端子に接続されたクロック生成部３
３が備えられ、これらの切り替え制御部３２およびクロ
ック生成部３３の入力に出力が直結された発振器３４が
備えられた点にある。
【００５４】なお、本実施形態と図１に示すブロック図
との対応関係については、アンテナ９１-1〜９１-Nはブ
ランチ１０-1〜１０-Nに対応し、スイッチ９３、切り替
え制御部３２および発振器３４はブランチ選択手段１１
に対応し、受信部９４、Ａ／Ｄ変換器９５、クロック生
成部３３および発振器３４はサンプリング手段１２に対
応し、復調部３１は分離手段１３に対応する。
【００５５】図３は、本実施形態の動作を説明する図
（１）である。図４は、本実施形態の動作を説明する図
（２）である。以下、図２〜図４を参照して本実施形態
の動作を説明する。アンテナ９１-1、９１-2には、送信
端において既知の周波数（例えば、４.８kHz）の副搬送
波信号が伝送情報に応じて変調（ここでは、簡単のた
め、「振幅位相変調」であると仮定する。）され（図３
(1))、かつ所望の無線周波数帯（例えば、４００ＭHz
帯)(図３(2))に周波数変換される（図３(3))ことによっ
て生成された送信波が異なる無線伝送路を介して受信波
（すなわち、４００ＭHzの無線周波信号）（図３(a)、
(b)、図４(a)、(b))として並行して到来する。
【００５６】発振器３４は、上述した振幅位相変調の変
調方式に適応した一定の周波数の基準信号を生成する。
切り替え制御部３２は、この基準信号に位相同期し、か
つ上述した変調方式に適応したシンボル周期ＴS と、後
述する整数の係数ｋと、アンテナ９１-1、９１-2によっ
て個別に形成されるブランチの総数ｂ（＝２）とに対し
て、 ｔ＝ＴS ／２ｂｋ ・・・(1) の式で周期ｔが与えられる切り替えクロックを生成する
（図４(c))。
【００５７】なお、このようなクロックの周期ｔは、例
えば、シンボル周期ＴS が２０８μｓ(＝１／４.８kHz)
であり、係数ｋとブランチの総数ｂとが共に「２」であ
る場合には、２６μｓ（＝２０８×１０-6／(２×２×
２)）となる。スイッチ９３は、この切り替えクロック
（２６μｓ）がとる２つの論理値に応じて、アンテナ９
１-1に到来した第一の受信波と、アンテナ９１-2に到来
した第二の受信波とを交互に選択する（図４(d)、(e))。
【００５８】なお、これらの受信波の選択については、
例えば、ピンダイオード、ＧaＡsＦＥＴその他のよう
に、数十ＭHzの速度でスイッチングを行うことができ、
かつ市販されている多様な素子が適用されることによっ
て、容易に実現が可能である。
【００５９】受信部９４は、このようにして交互に選択
された第一の受信波と第二の受信波との瞬時値の列とし
て与えられる混成信号を取り込み、その混成信号を周波
数変換することによって中間周波信号（以下、「混成中
間周波信号」という。）（図３(4))を生成する（図３
(5))。すなわち、受信部９４は、例えば、４００ＭHz帯
の受信波を周波数変換することによって、４５５ｋHzの
混成中間周波信号に変換する。
【００６０】一方、クロック生成部３３は、予め決めら
れた一定の自然数ｎ（ここでは、簡単のため、「１」で
あると仮定する。）と既述の総数ｂと値ｔとに対して、 Ｔ＝ｎｂｔ ・・・(2) の式で周期が与えられ、かつ上述した切り替えクロック
に位相同期したサンプリングクロックを生成する。既述
の例においては、このサンプリングクロックは、２６μ
ｓの周期の信号である。
【００６１】Ａ／Ｄ変換器９５は、混成中間周波信号
（例えば、４５５ｋHz）の瞬時値をこのサンプリングク
ロックの周期（例えば、２６μｓ）でサンプリングし、
かつ符号化することによってディジタル信号（以下、
「混成ディジタル信号」という。）を生成する。なお、
このようなＡ／Ｄ変換器９５としては、例えば、アナロ
グ・デバイセス社によって提供され、かつ広帯域のアナ
ログ入力を有すると共に、そのアナログ入力を介して与
えられる数百ＭHzの高周波信号を１０ビット以上の分解
能で高速にＡＤ変換できるＡＤ６６４０等の適用が可能
である。
【００６２】しかし、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器９
５については、入力されるべきアナログ信号の周波数帯
が既述の４５５ｋHz帯であり、かつサンプリング周期が
２６μｓ程度であるので、応答速度と消費電力とがより
低い安価なＡ／Ｄ変換器の適用が可能である。
【００６３】復調部３１は、この混成ディジタル信号に
含まれ、上述した瞬時値を示す語を切り替えクロックの
論理値に応じて分離することによって、２つの復調信号
（図４(f)、(g))を生成する。すなわち、アンテナ９１-
1、９１-2に並行して到来した受信波は、何れも既述の
副搬送波信号の振幅と位相とが更新されるシンボル周期
ＴS の半分以下の周期で瞬時値が交互に選択され、かつ
合成された後に周波数変換され、さらに、中間周波領域
でディジタル変換された後に再び分離されることによっ
て得られる。
【００６４】したがって、本実施形態によれば、上述し
た２つの復調信号は、既述の第一の受信波と第二の受信
波との双方について共用される受信部９４、Ａ／Ｄ変換
器９５および復調部３１を介して、既述の式(1)、(2) と
図４(h) とに示すように、サンプリング定理に基づいて
中間周波領域あるいはベースバンド領域で復元が可能な
瞬時値の列として与えられる。
【００６５】また、復調部３１の後段において所定のダ
イバーシチ方式に基づいて行われるべきブランチの選択
（あるいは合成処理）と信号判定とについては、受信部
９４のＧＢ積、Ａ／Ｄ変換器９５および復調部３１の応
答が保証され、かつ既述の係数ｋ、総数ｂおよび自然数
ｎが適正に設定される限り、所望の精度で確実に実現さ
れる。
【００６６】なお、本実施形態では、復調部３１がディ
ジタル領域で既述の処理を行うことによって、上述した
２つの復調信号を生成している。しかし、本発明は、こ
のような構成に限定されず、例えば、図５に示すよう
に、クロック生成部３３によって与えられるサンプリン
グクロックに同期して混成中間周波信号の瞬時値をサン
プリングすることによって混成アナログ信号を生成する
サンプルホールド部４１がＡ／Ｄ変換器９５に代えて備
えられ、その混成アナログ信号の瞬時値を切り替えクロ
ックの論理値に応じて分離し、かつ個別に所定の低域濾
波処理を施すことによって２つのアナログの復調信号を
生成する復調部４２が復調部３１に代えて備えられても
よい。
【００６７】また、本実施形態では、サンプリング定理
が成立し、あるいはアンダーサンプリングが達成される
サンプリング周波数によるＡ／Ｄ変換あるいはサンプリ
ングが中間周波領域で行われているが、例えば、これら
のＡ／Ｄ変換やサンプリングに要するセットアップタイ
ムが確保される程度に受信波の周波数が低い場合には、
図６に網掛けを付して示すように、スイッチ９３と受信
部９４との段間にＡ／Ｄ変換器あるいはサンプルホール
ド部が配置され、その受信部９４が既述の処理を無線周
波領域においてディジタル信号処理として行ってもよ
い。
【００６８】さらに、本実施形態では、既述の自然数ｎ
が「１」に設定されているが、スイッチ９３が切り替え
を行う周期毎に離散信号として与えられる複数の瞬時値
がサンプリング定理に基づいて確実に補間されるなら
ば、この自然数ｎは「２」以上であってもよい。また、
本実施形態では、サンプリングクロックが切り替えクロ
ックに位相同期しているが、サンプリング定理が成立
し、かつ信号判定が所望の精度で実現されるならば、両
者は互いに同期しなくてもよい。
【００６９】さらに、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換ある
いはサンプリングがサンプリングクロックに同期して行
われている。しかし、本発明はこのような構成に限定さ
れず、例えば、サンプリングクロックに同期した局発信
号に応じて周波数変換（後述する周波数合成を含む。）
や復調が行われることによって、これらのＡ／Ｄ変換や
サンプリングが行われる時点が間接的に設定されてもよ
い。
【００７０】また、本実施形態では、混成信号は、アナ
ログ領域またはディジタル領域で与えられ、かつ中間周
波信号に変換された後に、サンプリング定理が成立し、
もしくはアンダーサンプリングが達成される周波数でＡ
／Ｄ変換（サンプリング）されている。
【００７１】しかし、これらのＡ／Ｄ変換やサンプリン
グについては、例えば、受信部９４がホモダイン検波を
行うことによって、ベースバンド領域で直接行われるこ
とによって、Ａ／Ｄ変換器９５やサンプルホールド回路
４１の性能にかかわる制約が緩和され、かつ低廉化が図
られてもよい。さらに、本実施形態では、アンテナ９１
-1、９１-2の給電端がスイッチ９３の対応する接点に直
結されているが、これらのアンテナ９１-1、９１-2の給
電路の損失とこのスイッチ９３の挿入損失とに起因する
雑音指数の低下が許容されない場合には、これらの給電
端は、図２、図５および図６に点線で示すように、スイ
ッチ９３の対応する接点にそれぞれ増幅器３５-1、３５
-2を介して接続されてもよい。
【００７２】図７は、請求項１１〜１４に記載の発明に
対応した第一および第四の実施形態を示す図である。図
において、図２、図５および図６に示すものと機能およ
び構成が同じものについては、同じ符号を付与して示
し、ここでは、その説明を省略する。本実施形態の特徴
は、図２、図５および図６の何れかに記載された実施形
態にかかわる無線受信機６１に併せて、その無線受信機
６１の最終段に配置された復調部３１、４１が有する２
つの出力に直結された選択部６２と、その選択部６２の
後段に配置された信号判定部６３と、この無線受信機６
１に備えられた切り替え制御部３２の出力が接続された
制御端子と復調部３１、４１の出力が直結された監視入
力とを有し、かつ出力が選択部６２の選択入力に接続さ
れた伝送品質監視部６４とが備えられた点にある。
【００７３】なお、本実施形態と図１に示すブロック図
との対応関係については、伝送品質監視部６４は伝送品
質監視手段２１に対応し、選択部６２はダイバーシチ処
理手段２２、２２Ａに対応する。以下、請求項１１〜１
４に記載の発明に対応した第一の実施形態の動作を説明
する。
【００７４】伝送品質監視部６４は、復調部３１、４１
によって既述の副搬送波信号の振幅ａと位相φとの組み
合わせの列として与えられ、かつアンテナ９１-1、９１
-2に並行して到来した２つの受信波にそれぞれ対応する
復調信号を切り替えクロックに同期して識別しつつ取り
込む。さらに、伝送品質監視部６４は、これらの復調信
号について、時点ｉにおいて個別に含まれる振幅ａi1、
ａi2に対して、 (ｐi1，ｐi2)＝(ａi1 2 ,ａi2 2) ・・・(3) (ｐi1，ｐi2)＝(Σａi1 2 ,Σａi2 2) ・・・(4) の何れか一方の式で示されるレベルｐi1、ｐi2と、 (Ｐi1，Ｐi2)＝(max[…,ａ(i-1)1 2 ,ａi1 2]，max[…,ａ(i-1)2 2 ,ａi2 2]) ・・・(5) の式で示される最大レベルＰi1，Ｐi2とを算出する。
【００７５】また、伝送品質監視部６４は、上述したレ
ベルｐi1、ｐi2あるいは最大レベルＰi1，Ｐi2を算出し
た後には、復調部３１、４１によって与えられた２つの
復調信号の内、このようにして算出された値が大きい一
方を示す選択信号を出力する。選択部６２は、復調部３
１、４１によって与えられた２つの復調信号の内、その
選択信号で示される一方の復調信号を選択する。
【００７６】信号判定部６３は、従来例に備えられた信
号判定部９７と同様に、その復調信号で与えられる振幅
ａと位相φとの組み合わせ((ａi1、φi1)、(ａi2、φi2)の
何れか一方）として与えられ、かつ信号空間上で尤度が
最大である信号点を順次求めると共に、これらの信号点
を示すシンボルの列を伝送情報として出力する。このよ
うに本実施形態によれば、無線受信機６１の構成要素の
内、受信部９４がアンテナ９１-1、９１-2によって個別
に形成された２つのブランチに共用され、これらのアン
テナ９１-1、９１-2に並行して到来した受信波は、周波
数変換された後にディジタル信号処理が施されることに
よって、選択ダイバーシチ方式に基づいて確度高く受信
される。
【００７７】したがって、従来例に比べてハードウエア
の構成が大幅に増加することなく、高いダイバーシチ利
得が得られる。図８は、請求項１１〜１４に記載の発明
に対応した第二の実施形態を示す図である。図におい
て、図７に示すものと機能および構成が同じものについ
ては、同じ符号を付与して示し、ここでは、その説明を
省略する。
【００７８】本実施形態と図７に示す実施形態との構成
の相違点は、伝送品質監視部６４に代えて選択信号生成
部７１が備えられ、受信部９４が有するＲＳＳＩ出力端
子が復調部３１、４２の出力に代わってその選択信号生
成部７１の対応する入力に接続された点にある。なお、
本実施形態と図１に示すブロック図との対応関係につい
ては、選択信号生成部７１が伝送品質監視手段２１に対
応する点を除いて、図７に示す実施形態における対応関
係と同じである。
【００７９】以下、本実施形態の動作を説明する。受信
部９４は、既述の混成信号のレベルを監視し、そのレベ
ルを示すＲＳＳＩ信号を出力する。選択信号生成部７１
は、このようなＲＳＳＩ信号で示されるレベルを既述の
切り替えクロックの論理値に応じて分離することによっ
て、アンテナ９１-1、９１-2に個別に到来した受信波の
レベルＬ１、Ｌ２を識別する。
【００８０】さらに、選択信号生成部７１は、アンテナ
９１-1、９１-2に個別に到来した受信波の内、上述した
レベルＬ１、Ｌ２の大きい何れか一方に対応する受信波
を示す選択信号を出力する。ところで、上述したＲＳＳ
Ｉ信号の瞬時値は、一般に、切り替えクロックの論理値
に応じて交互に与えられる２つの受信波のレベルの差に
対して数十マイクロ秒以内に定常値となる。
【００８１】したがって、本実施形態によれば、既述の
式(1) で与えられる切り替えクロックの周期ｔが数十マ
イクロ秒より十分に大きい限り、既述の式(3)〜(7)の何
れかで示される複雑な算術演算が行われることなく、図
７に示す実施形態と同様に、選択ダイバーシチ方式に基
づく受信が可能となる。図９は、請求項１１〜１４に記
載の発明に対応した第三の実施形態を示す図である。
【００８２】図において、図７に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、
ここでは、その説明を省略する。本実施形態と図７に示
す実施形態との構成の相違点は、アンテナ９１-1、９１
-2に個別に対応した遅延等化器７２-1、７２-2が復調部
３１、４２と選択部６２との段間に付加され、伝送品質
監視部６４に代えて誤差検出部７３が備えられ、その誤
差検出部７３が有する２つの入力に、これらの遅延等化
器７２-1、７２-2のモニタ出力が復調部３１、４２の出
力に代えて接続された点にある。
【００８３】なお、本実施形態と図１に示すブロック図
との対応関係については、遅延等化器７２-1、７２-2が
分離手段１３に対応し、かつ誤差検出部７３が伝送品質
監視手段２１に対応する点を除いて、図７に示す実施形
態における対応関係と同じである。
【００８４】以下、本実施形態の動作を説明する。遅延
等化器７２-1、７２-2は、所定の適応アルゴリズムに基
づいて可変される係数に応じて遅延等化を行うトランス
バーサルフィルタ（図示されない。）と、その適応アル
ゴリズムに基づいてこのトランスバーサルフィルタの係
数を可変すると共に、この係数に基づいて得た遅延等化
誤差を出力する制御部（図示されない。）とを備える。
【００８５】さらに、遅延等化器７２-1、７２-2は、復
調部３１、４２によって並行して与えられ、かつアンテ
ナ９１-1、９１-2に個別に到来した受信波に対応する２
つの復調信号に遅延等化処理を施すことによって、無線
伝送路で生じた伝送歪みを抑圧すると共に、上述した遅
延等化誤差を出力する。なお、このような遅延等化処理
のアルゴリズムについては、本発明の特徴ではなく、か
つ多様な公知技術の適用によって実現が可能であるの
で、ここでは、その詳細な説明を省略する。
【００８６】誤差検出部７３は、これらの遅延等化誤差
を取り込み、かつ上述した２つの復調信号の内、遅延等
化誤差が小さい一方を示す選択信号を出力する。すなわ
ち、本実施形態によれば、複数のブランチを介して個別
に与えられた受信波に並行して遅延等化処理が施される
ことによって伝送品質が高められ、かつこれらの受信波
の内、その遅延等化処理の過程で得られた遅延等化誤差
が小さい一方が選択される。
【００８７】したがって、図７および図８に示す既述の
実施形態に比べて、選択ダイバーシチ利得が高められ
る。以下、図７を参照して請求項１１〜１４に記載の発
明に対応した第四の実施形態について説明する。なお、
本実施形態と請求項１１、１２に記載の発明に対応した
実施形態との構成の相違点は、伝送品質監視部６４に代
えて伝送品質監視部６４Ａが備えられた点にある。
【００８８】伝送品質監視部６４Ａは、復調部３１、４
１によって生成され、かつ既述の副搬送波信号の振幅ａ
と位相φとの組み合わせの列として与えられると共に、
アンテナ９１-1、９１-2に並行して到来した受信波にそ
れぞれ対応する２つの復調信号を切り替えクロックに同
期して識別しつつ取り込む。さらに、伝送品質監視部６
４Ａは、上述した２つの復調信号について、時点ｉにお
いて個別に含まれる副搬送波の振幅ａi と位相φi との
組み合わせ(ａi1、φ i1)、(ａi2、φi2）に対して、 (δφi1,δφi2)＝（φi1／Φi1,φi2／Φi2） ・・・(6) の式で示される位相偏差δφi1,δφi2と、これらの位
相偏差δφi1,δφi2に対して、 (Δφi1,Δφi2)＝(max(…,δφ(i-1)1,δφi1)，max(…,δφ(i-1)2,δφi2) ・・・(7) の式で示される最大位相偏差Δφi1,Δφi2と、 (Ｒi1,Ｒi2)＝（(1−δｄi1／Ｄi1),(1−δｄi2／Ｄi2)） ・・・(8) の式で示される信頼度Ｒi1、Ｒi2との何れかを算出す
る。
【００８９】なお、上式(6) において、Φi1、Φi2は、
上述した組み合わせ（ａi1、φi1)、(ａi2、φi2）でそれ
ぞれ示される信号空間上の座標に最も近い信号点を示す
標準位相Φ1、Φ2である。また、上式(8) において、δ
ｄi1、δｄi2は組み合わせ（ａi1、φi1)、（ａi2、φi2）
で与えられる信号空間上の位置に最も近い信号点に対す
る相対距離であり、Ｄi1、Ｄi2はそれぞれこれらの信号
点の原点に対する距離である。
【００９０】伝送品質監視部６４Ａは、上述した位相偏
差δφi1、δφi2あるいは最大位相偏差Δφi1、Δφi2
の値を算出した場合には、復調部３１、４１によって与
えられた２つの復調信号の内、その算出された値が小さ
い一方の復調信号を示す２値情報を選択信号として出力
する。しかし、伝送品質監視部６４Ａは、上述した信頼
度Ｒi1、Ｒi2の値を算出した場合には、復調部３１、４
１によって与えられた２つの復調信号の内、その算出さ
れた値が大きい一方の復調信号を示す２値情報に併せ
て、これらの信頼度Ｒi1、Ｒi2を含む選択信号を出力す
る。
【００９１】選択部６２は、伝送品質監視部６４Ａによ
って出力された選択信号に上述した信頼度Ｒi1、Ｒi2が
含まれるか否かの判別を行い、その判別の結果が真であ
る場合には、復調部３１、４１によって与えられる２つ
の復調信号に併せて、これらの信頼度Ｒi1、Ｒi2を信号
判定部６３に与える。
【００９２】しかし、上述した判別の結果が偽である場
合には、選択部６２は、復調部３１、４１によって与え
られた２つの復調信号の内、その選択信号として与えら
れる２値情報で示される一方の復調信号を信号判定部６
３に与える。信号判定部６３は、選択部６２によって復
調信号のみが与えられた場合には、図１０に示す信号判
定部９７と同様に、その復調信号で与えられる振幅ａと
位相φとの組み合わせ((ａi1、φi1)、(ａi2、φi2)の何れ
か一方）で示され、かつ信号空間上で尤度が最大である
信号点を既述の変調方式に基づいて順次求めると共に、
その信号点を順次示すシンボルの列を伝送情報として出
力する。
【００９３】しかし、上述した２つの復調信号に併せて
信頼度Ｒi1、Ｒi2が与えられた場合には、信号判定部６
３は、これらの信頼度Ｒi1、Ｒi2を適用することによっ
て信号判定を行う。このように本実施形態によれば、無
線受信機６１の構成要素の内、単一の受信部９４がアン
テナ９１-1、９１-2によって個別に形成される２つのブ
ランチに共用されることによって、これらのアンテナ９
１-1、９１-2にそれぞれ到来した受信波が並行してヘテ
ロダイン検波あるいはホモダイン検波されると共に、選
択ダイバーシチや信号判定がディジタル領域で確実に達
成される。
【００９４】したがって、従来例に比べてハードウエア
の構成が大幅に増加することなく、高いダイバーシチ利
得が得られる。なお、請求項１１〜１４に記載の発明に
対応した各実施形態では、選択ダイバーシチが行われて
いるが、このような選択ダイバーシチに代えて、例え
ば、同相合成、最小振幅偏差合成、ノッチ検出型合成、
最大比合成その他の合成処理がディジタル領域あるいは
アナログ領域の双方あるいは何れか一方で行われてもよ
い。
【００９５】また、上述した各実施形態では、既述の係
数ｋと自然数ｎとの値が具体的に示されていない。しか
し、これらの係数ｋと自然数ｎとについては、適用され
た変調方式や多元接続方式に適応し、かつ所望のＳＮ比
および精度が確保されるならば、受信波が伝送されるべ
き無線伝送路の伝送帯域幅と占有帯域幅と伝送速度とに
併せて、副搬送波の周波数の全てあるいは一部が考慮さ
れることなく決定されてもよい。
【００９６】さらに、上述した各実施形態では、受信波
がその側帯波の周波数スペクトラムが保全されつつ中間
周波信号あるいはベースバンド信号に変換されている。
しかし、本発明では、所望の精度による復調、信号判定
が可能であるならば、周波数変換処理に代えて、上述し
た周波数スペクトラムの分布とその周波数スペクトラム
が分布する帯域の幅との双方あるいは何れか一方が変化
する周波数合成処理が行われてもよい。
【００９７】また、上述した各実施形態では、π／４シ
フトＱＰＳＫに適合した受信波に既述の処理が施されて
いる。しかし、本発明は、このような変調方式に限ら
ず、如何なる振幅位相変調方式または位相変調方式に適
合した受信波に対しても同様に適用可能である。さら
に、上述した各実施形態では、復調部３１、４２によっ
て行われる復調処理の方式が詳細に記載されていない。
【００９８】しかし、本発明は、このような復調処理の
過程で直交復調と同期検波（準同期検波を含む。）とが
行われるか否かにかかわらず、適用が可能である。ま
た、上述した各実施形態では、復調部３１、４２とその
復調部３１、４２の後段とにおいてディジタル領域で行
われる選択（あるいは合成）、信号判定その他の処理の
手順が記載されていない。
【００９９】しかし、このような処理については、多様
な公知技術の適用の下で実現が可能であり、本発明の特
徴ではないので、ここでは、その説明を省略する。さら
に、本発明では、例えば、特開平９−１４９０９１号公
報に掲載され、かつ復調処理が簡便なディジタル処理と
して実現される（ＶＬＤＤ（Virsatile Linear Digital
Demodurator))が併せて適用されることによって、ハー
ドウエアの規模の低減、信頼性の向上、低廉化および小
型化が相乗的に図られると共に、無調整で安定に所望の
特性が得られてもよい。
【０１００】また、上述した各実施形態では、移動通信
システムの移動局に搭載され、かつ空間ダイバーシチ方
式に基づいて伝送品質の改善を図る受信系に本発明が適
用されている。しかし、本発明は、このような移動通信
システムに限定されず、かつ空間ダイバーシチ方式だけ
ではなく、周波数ダイバーシチ方式や偏波ダイバーシチ
方式が適用された如何なる無線伝送系の受信端にも同様
に適用可能である。
【０１０１】さらに、上述した各実施形態では、クロッ
ク生成部３３によって生成されるサンプリングクロック
の周期Ｔが既述の式(2) に示されるように、自然数ｎと
の積として与えられている。しかし、このような自然数
ｎについては、一部のブランチを介して受信された受信
波と他のブランチを介して受信された受信波との瞬時値
が異なる回数に亘ってサンプリングされることと、その
ために量子化雑音が増加し、あるいは伝送品質が劣化す
る程度とが許容されるならば、「１」以上の所望の数に
設定されてもよい。
【０１０２】
【発明の効果】上述したように請求項１に記載の発明で
は、複数Ｎのブランチに到来した何れの受信波について
も、サンプリング手段を含んでなる単一の回路が共用さ
れ、かつ復調と信号判定とがサンプリング定理が成立す
る離散的な信号処理として確度高く行われる。
【０１０３】また、請求項２に記載の発明では、複数Ｎ
のブランチに到来した受信波の復調と信号判定とが汎
用、あるいは共用の情報処理装置が行うディジタル信号
処理として実現される。さらに、請求項３に記載の発明
では、複数Ｎのブランチについて共用される回路の初段
がブランチ選択手段の後段に近いほど、効率的にハード
ウエアの規模の削減が図られる。
【０１０４】また、請求項４に記載の発明では、サンプ
リング手段が中間周波領域でサンプリングを行う場合に
比べて、効率的にハードウエアの規模の削減が図られ
る。さらに、請求項５に記載の発明では、サンプリング
手段がベースバンド領域でサンプリングを行う場合に比
べて、効率的にハードウエアの規模の削減が図られる。
【０１０５】また、請求項６に記載の発明では、周波数
配置あるいはチャネル配置とこれらに適応したヘテロダ
イン検波の方式との整合がコストその他にかかわる制約
によって阻まれる受信系に対しても、請求項１または請
求項２に記載の発明の適用が可能となる。さらに、請求
項７に記載の発明では、受信波の無線周波数が高い場合
であっても、サンプリング手段およびそのサンプリング
手段を含んでなる共用の回路が低速の信号処理を行う回
路として実現される。
【０１０６】また、請求項８に記載の発明では、受信波
の無線周波数とその受信波が周波数変換されることによ
って生成される中間周波信号の周波数とが共に高い場合
であっても、サンプリング手段およびそのサンプリング
手段を含んでなる共用の回路が低速の信号処理を行う回
路として実現される。さらに、請求項９に記載の発明で
は、復調と信号判定とが安定に確度高く行われる。
【０１０７】また、請求項１０に記載の発明では、各ブ
ランチの給電路の損失とブランチ選択手段の挿入損失と
の双方あるいは何れか一方に起因する雑音指数の低下が
増幅手段の利得が高いほど抑圧され、かつ伝送品質が高
められる。
【０１０８】さらに、請求項１１、１３、１４に記載の
発明では、複数Ｎのブランチに個別に到来した受信波の
何れについても、ハードウエアのサイズが大幅に増加す
ることなく、選択ダイバーシチ方式の受信処理がサンプ
リング定理が成立する離散的な信号処理として行われ
る。また、請求項１２に記載の発明では、信号点配置が
確実に与えられる限り、変調方式に如何にかかわらず確
度高く選択ダイバーシチ方式に基づくブランチの選択が
行われる。
【０１０９】したがって、これらの発明が適用された無
線伝送系の受信端では、ハードウエアの規模が大幅に増
加することなく、多様な周波数配置、チャネル配置、変
調方式、多元接続方式およびダイバーシチ方式に対して
柔軟に適応し、かつ高い伝送品質が安価に得られる。ま
た、特に、移動通信システムにアクセスする端末につい
ては、軽量化、小型化および性能の向上が図られ、かつ
サービス品質が高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１〜１４に記載の発明の原理ブロック図
である。
【図２】請求項１〜１０に記載の発明に対応した実施形
態を示す図である。
【図３】本実施形態の動作を説明する図（１）である。
【図４】本実施形態の動作を説明する図（２）である。
【図５】請求項１〜１０に記載の発明に対応した他の実
施形態を示す図(1) である。
【図６】請求項１〜１０に記載の発明に対応した他の実
施形態を示す図(2) である。
【図７】請求項１１〜１４に記載の発明に対応した第一
および第四の実施形態を示す図である。
【図８】請求項１１〜１４に記載の発明に対応した第二
の実施形態を示す図である。
【図９】請求項１１〜１４に記載の発明に対応した第三
の実施形態を示す図である。
【図１０】従来のダイバーシチ受信機の第一の構成例を
示す図である。
【図１１】従来のダイバーシチ受信機の第二の構成例を
示す図である。
【符号の説明】
１０ ブランチ １１ ブランチ選択手段 １２ サンプリング手段 １３ 分離手段 １４ ディジタル変換手段 ２１ 伝送品質監視手段 ２２，２２Ａ ダイバーシチ処理手段 ３１，４２，９６，１０３ 復調部 ３２ 切り替え制御部 ３３ クロック生成部 ３４ 発振器 ３５ 増幅器 ４１ サンプルホールド部 ６１ 無線受信機 ６２，１０４ 選択部 ６３，９７ 信号判定部 ６４，１０５ 伝送品質監視部 ７１ 選択信号生成部 ７２ 遅延等化器 ７３ 誤差検出部 ９１ アンテナ ９２ レベル比較部 ９３ スイッチ ９４，１０１ 受信部 ９５，１０２ Ａ／Ｄ変換器 ９８，１０６ ＤＳＰ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野間 春洋 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 (72)発明者 徳山 浩三 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 (72)発明者 信長 一彦 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FA05 FG02 JG01 5K059 CC03 DD01 DD24 DD25 DD26 DD27

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数Ｎのブランチにそれぞれ並行して到
    来した複数Ｎの受信波を取り込み、これらの受信波をシ
    ンボル周波数とその複数Ｎと規定の「２」以上の数Ｅと
    の積に等しい第一の周波数でサイクリックに選択するブ
    ランチ選択手段と、 前記第一の周波数以上の第二の周波数で、前記複数Ｎの
    受信波の内、前記ブランチ選択手段によって選択された
    受信波の瞬時値を順次サンプリングし、これらの瞬時値
    の列を出力するサンプリング手段と、 前記サンプリング手段によって出力された瞬時値の列を
    前記第一の周波数でサイクリックに分離し、前記複数Ｎ
    の受信波に個別に対応した瞬時値の列を出力する分離手
    段とを備えたことを特徴とする無線受信機。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の無線受信機において、 複数Ｎの受信波に個別に対応し、かつ分離手段によって
    出力された瞬時値の列を並行してディジタル信号に変換
    するディジタル変換手段を備えたことを特徴とする無線
    受信機。
  3. 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の無線受
    信機において、 ブランチ選択手段は、 複数Ｎのブランチに個別に到来した受信波をこれらの受
    信波の無線周波数帯あるいは中間周波数帯で選択するこ
    とを特徴とする無線受信機。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載の無線受信機において、 サンプリング手段は、 ブランチ選択手段によって選択された受信波の瞬時値を
    その受信波の無線周波領域でサンプリングすることを特
    徴とする無線受信機。
  5. 【請求項５】 請求項１または請求項２に記載の無線受
    信機において、 サンプリング手段は、 ブランチ選択手段によって選択された受信波の瞬時値を
    その受信波の中間周波領域でサンプリングすることを特
    徴とする無線受信機。
  6. 【請求項６】 請求項１または請求項２に記載の無線受
    信機において、 サンプリング手段は、 ブランチ選択手段によって選択された受信波の瞬時値を
    その受信波のベースバンド領域でサンプリングすること
    を特徴とする無線受信機。
  7. 【請求項７】 請求項４に記載の無線受信機において、 第二の周波数は、 受信波の搬送波の周波数以下の周波数であることを特徴
    とする無線受信機。
  8. 【請求項８】 請求項５に記載の無線受信機において、 第二の周波数は、 ブランチ選択手段によって選択された受信波が周波数変
    換され、あるいはこの受信波に周波数合成処理が施され
    ることによって生成された中間周波信号の周波数以下の
    周波数であることを特徴とする無線受信機。
  9. 【請求項９】 請求項１ないし請求項８の何れか１項に
    記載の無線受信機において、 数Ｅは、 複数Ｎの受信波に個別に対応し、かつ分離手段によって
    出力された瞬時値の列に並行して施される復調と信号判
    定との双方あるいは何れか一方の処理の精度が所望値と
    なる数に設定されたことを特徴とする無線受信機。
  10. 【請求項１０】 請求項１ないし請求項９の何れか１項
    に記載の無線受信機において、 ブランチ選択手段の前段に配置され、かつ複数Ｎのブラ
    ンチに到来した受信波を個別に増幅する複数Ｎの増幅手
    段を備えたことを特徴とする無線受信機。
  11. 【請求項１１】 複数Ｎのブランチにそれぞれ並行して
    到来した複数Ｎの受信波を取り込み、これらの受信波を
    シンボル周波数とその複数Ｎと規定の「２」以上の数Ｅ
    との積に等しい第一の周波数でサイクリックに選択する
    ブランチ選択手段と、 前記第一の周波数以上の第二の周波数で、前記複数Ｎの
    受信波の内、前記ブランチ選択手段によって選択された
    受信波の瞬時値を順次サンプリングし、これらの瞬時値
    の列を出力するサンプリング手段と、 前記サンプリング手段によって出力された瞬時値の列を
    前記第一の周波数でサイクリックに分離し、前記複数Ｎ
    の受信波に個別に対応した瞬時値の列を出力する分離手
    段と、 前記分離手段によって出力され、かつ前記複数Ｎの受信
    波に個別に対応した瞬時値の列をこれらの受信波の生成
    に適用された変調方式に基づいて解析し、これらの瞬時
    値の列で個別に示される受信波の伝送品質を得る伝送品
    質監視手段と、 前記分離手段によって出力され、かつ前記複数Ｎの受信
    波に個別に対応した瞬時値の列の内、前記伝送品質監視
    手段によって得られた伝送品質が最大である瞬時値の列
    を選択するダイバーシチ処理手段とを備えたことを特徴
    とするダイバーシチ受信機。
  12. 【請求項１２】 請求項１１に記載のダイバーシチ受信
    機において、 伝送品質監視手段は、 分離手段によって出力され、かつ複数Ｎの受信波に個別
    に対応した瞬時値の列について、これらの受信波の生成
    に適用された変調方式の信号点配置に対する偏差の程度
    を伝送品質として得ることを特徴とするダイバーシチ受
    信機
  13. 【請求項１３】 請求項１１に記載のダイバーシチ受信
    機において、 伝送品質監視手段は、 ブランチ選択手段によって選択された受信波のレベルを
    伝送品質として得ることを特徴とするダイバーシチ受信
    機。
  14. 【請求項１４】 複数Ｎのブランチにそれぞれ並行して
    到来した複数Ｎの受信波を取り込み、これらの受信波を
    シンボル周波数とその複数Ｎと規定の「２」以上の数Ｅ
    との積に等しい第一の周波数でサイクリックに選択する
    ブランチ選択手段と、 前記第一の周波数以上の第二の周波数で、前記複数Ｎの
    受信波の内、前記ブランチ選択手段によって選択された
    受信波の瞬時値を順次サンプリングし、これらの瞬時値
    の列を出力するサンプリング手段と、 前記サンプリング手段によって出力された瞬時値の列を
    前記第一の周波数でサイクリックに分離し、前記複数Ｎ
    の受信波に個別に対応した瞬時値の列を出力する分離手
    段と、 前記分離手段によって出力され、かつ前記複数Ｎの受信
    波に個別に対応した瞬時値の列を規定のセンシング法あ
    るいはナビゲーション法に基づく重み付けで合成し、単
    一の瞬時値の列を得るダイバーシチ処理手段とを備えた
    ことを特徴とするダイバーシチ受信機。
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