JPH10177064A - 到来方向推定装置 - Google Patents
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- JPH10177064A JPH10177064A JP9024541A JP2454197A JPH10177064A JP H10177064 A JPH10177064 A JP H10177064A JP 9024541 A JP9024541 A JP 9024541A JP 2454197 A JP2454197 A JP 2454197A JP H10177064 A JPH10177064 A JP H10177064A
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- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/46—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems
- G01S3/48—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems the waves arriving at the antennas being continuous or intermittent and the phase difference of signals derived therefrom being measured
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の到来方向推定装置においては、相互相
関係数の算出や、逆行列演算等の演算量の大きい演算が
あって、数百シンボル分の演算が必要であったので、こ
れを簡便な演算で実現できる到来方向推定装置を提供す
ること。 【解決手段】 アンテナ１、２で受信した受信信号に対
して、複素共役回路17と乗算回路20によって到来方向の
係数を算出し、到来方向検出回路23において、逆正接演
算と、その演算結果の逆余弦演算を行なうことにより受
信波の到来方向を推定する。
関係数の算出や、逆行列演算等の演算量の大きい演算が
あって、数百シンボル分の演算が必要であったので、こ
れを簡便な演算で実現できる到来方向推定装置を提供す
ること。 【解決手段】 アンテナ１、２で受信した受信信号に対
して、複素共役回路17と乗算回路20によって到来方向の
係数を算出し、到来方向検出回路23において、逆正接演
算と、その演算結果の逆余弦演算を行なうことにより受
信波の到来方向を推定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信波の到来方向
を推定する受信装置に関し、特にアンテナ間の相互相関
係数の算出や、逆行列演算等の演算量の大きい演算を無
くして受信波の到来方向を推定するものである。
を推定する受信装置に関し、特にアンテナ間の相互相関
係数の算出や、逆行列演算等の演算量の大きい演算を無
くして受信波の到来方向を推定するものである。
【０００２】
【従来の技術】周期定常性を用いて所望の到来方向を推
定する従来の推定方法について説明する。到来方向の推
定は、各アレーアンテナの受信信号から算出する。ま
ず、直線にｍ個の等間隔で並べられたアレーアンテナの
ｉ番目に受信される時刻ｔにおける信号を ｘ(t)＝ｓ(ｔ)ｅｘｐ｛ｊπｓｉｎθ(ｉ−１)｝ ｉ＝１、２、……、ｍ とする。ただし、ｓ(ｔ)およびθは信号源とその到来方
向である。ｘ(t)がサイクリック周波数αを持つ周期定
常性過程であり、その周期相関関数は、Ｒxα(τ)とす
れば、ｙ(t)＝ｘ(ｔ＋Ｔ)の周期相関関数は、Ｒyα(τ)
＝Ｒxα(τ)ｅj2π α Tとなる。
定する従来の推定方法について説明する。到来方向の推
定は、各アレーアンテナの受信信号から算出する。ま
ず、直線にｍ個の等間隔で並べられたアレーアンテナの
ｉ番目に受信される時刻ｔにおける信号を ｘ(t)＝ｓ(ｔ)ｅｘｐ｛ｊπｓｉｎθ(ｉ−１)｝ ｉ＝１、２、……、ｍ とする。ただし、ｓ(ｔ)およびθは信号源とその到来方
向である。ｘ(t)がサイクリック周波数αを持つ周期定
常性過程であり、その周期相関関数は、Ｒxα(τ)とす
れば、ｙ(t)＝ｘ(ｔ＋Ｔ)の周期相関関数は、Ｒyα(τ)
＝Ｒxα(τ)ｅj2π α Tとなる。
【０００３】この性質を用いて、アンテナ出力の周期相
互相関関数(ＣＡＣＦ)を求めると、
互相関関数(ＣＡＣＦ)を求めると、
【数２５】 となる。τはラグ定数である。アンテナ出力ｘ(ｎ)が、
他のｍ−１個のアンテナ出力で予測できるとし、以下の
ように記述する。
他のｍ−１個のアンテナ出力で予測できるとし、以下の
ように記述する。
【０００４】
【数２６】 ここで、ａicは予測係数である。これを相互相関を用い
て行列形式にまとめると、
て行列形式にまとめると、
【数２７】 となり、Ｌ0は、ある設定値で、これをＮ＝２Ｌ0-１と
し、線形予測係数ベクトルについて求めると、
し、線形予測係数ベクトルについて求めると、
【数２８】 となり、ここで、求まる予測係数からｚ＝ｅｘｐ(ｊπ
ｓｉｎθ)とし、
ｓｉｎθ)とし、
【数２９】 よりＰ(θ)の値が最大となる角度が到来方向として検出
される。
される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の方式は、アンテ
ナ間の相互相関係数の算出や、逆行列演算が必要である
ために、演算規模が大きくなる。この演算規模を削減す
る必要がある。
ナ間の相互相関係数の算出や、逆行列演算が必要である
ために、演算規模が大きくなる。この演算規模を削減す
る必要がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の到来方向推定装
置は、通信においては既知シンボルが受信される時間が
あるという点に着目し、相互相関係数の算出や、逆行列
演算等の演算量の大きい演算を無くし、単純に複数のア
ンテナとアンテナ間の信号を複素共役回路と乗算器で遅
延検波と同等の演算を行なう回路と、その結果に対して
逆正接演算を行なう逆正接演算回路と、この逆正接演算
結果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦演算回路で構成
されている。
置は、通信においては既知シンボルが受信される時間が
あるという点に着目し、相互相関係数の算出や、逆行列
演算等の演算量の大きい演算を無くし、単純に複数のア
ンテナとアンテナ間の信号を複素共役回路と乗算器で遅
延検波と同等の演算を行なう回路と、その結果に対して
逆正接演算を行なう逆正接演算回路と、この逆正接演算
結果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦演算回路で構成
されている。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、複数のアンテナとアンテナ間の信号を複素共役回路
と乗算器で遅延検波と同等の演算を行なう回路と、その
結果に対して逆正接演算を行なう逆正接演算回路と、こ
の逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦演
算回路を備え、受信信号の到来方向推定を行なう。
は、複数のアンテナとアンテナ間の信号を複素共役回路
と乗算器で遅延検波と同等の演算を行なう回路と、その
結果に対して逆正接演算を行なう逆正接演算回路と、こ
の逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦演
算回路を備え、受信信号の到来方向推定を行なう。
【０００８】本発明の請求項６記載の発明は、ＣＤＭＡ
通信方式において、複数のアンテナと、送信機で拡散し
た符号と同じ符号で逆拡散を行なう逆拡散器と、隣接ア
ンテナ間の逆拡散結果の信号を一方のアンテナの信号に
複素共役を取って乗算する乗算回路と、この乗算結果を
隣接アンテナの組み合わせ分加算する加算器と、この加
算結果に対して逆正接演算を行なう逆正接演算回路と、
この逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦
演算回路を備え、受信信号の到来方向を推定するもので
ある。
通信方式において、複数のアンテナと、送信機で拡散し
た符号と同じ符号で逆拡散を行なう逆拡散器と、隣接ア
ンテナ間の逆拡散結果の信号を一方のアンテナの信号に
複素共役を取って乗算する乗算回路と、この乗算結果を
隣接アンテナの組み合わせ分加算する加算器と、この加
算結果に対して逆正接演算を行なう逆正接演算回路と、
この逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦
演算回路を備え、受信信号の到来方向を推定するもので
ある。
【０００９】以下、本発明の実施の形態を、図面を用い
て説明する。
て説明する。
【００１０】（第１の実施の形態）第１の実施形態の到
来方向推定装置のブロック図を図１に示し、フレームフ
ォーマットを図２に示す。
来方向推定装置のブロック図を図１に示し、フレームフ
ォーマットを図２に示す。
【００１１】第１の実施形態の到来方向推定装置の構成
および動作を以下に説明する。
および動作を以下に説明する。
【００１２】１、２はアンテナで受信を行なう。３、４
は受信ＲＦユニットでアンテナで受信した信号を周波数
ダウンコンバートし、直交検波してベースバンド信号に
変換する。５、７は、それぞれのアンテナの受信信号の
同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれる。６、８
は、それぞれのアンテナの受信信号の直交成分であっ
て、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。９〜12はＡ／Ｄ変換器で
ある。13〜16は、それぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ
変換した結果である。
は受信ＲＦユニットでアンテナで受信した信号を周波数
ダウンコンバートし、直交検波してベースバンド信号に
変換する。５、７は、それぞれのアンテナの受信信号の
同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれる。６、８
は、それぞれのアンテナの受信信号の直交成分であっ
て、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。９〜12はＡ／Ｄ変換器で
ある。13〜16は、それぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ
変換した結果である。
【００１３】17は複素共役回路であって、16のＱ−ｃｈ
信号の符号を反転させる。18、19は複素共役演算の結果
である。20は乗算器で、アンテナ＃０のベースバンド信
号とアンテナ＃１のベースバンド信号の複素共役のベク
トル乗算を行なう。式で表すと（数１）のようになる。
ただし、ａi(ｎ)はアンテナ番号ｉ番目のベースバンド
信号で、(・)＊は複素共役を求める演算である。
信号の符号を反転させる。18、19は複素共役演算の結果
である。20は乗算器で、アンテナ＃０のベースバンド信
号とアンテナ＃１のベースバンド信号の複素共役のベク
トル乗算を行なう。式で表すと（数１）のようになる。
ただし、ａi(ｎ)はアンテナ番号ｉ番目のベースバンド
信号で、(・)＊は複素共役を求める演算である。
【００１４】
【数１】
【００１５】この演算は、遅延検波と呼ばれる演算と似
た演算である。遅延検波は、同一のアンテナの信号に対
して、１シンボル時間遅延させた信号の複素共役と乗算
を行なう。式で示すと（数２）のようになる。
た演算である。遅延検波は、同一のアンテナの信号に対
して、１シンボル時間遅延させた信号の複素共役と乗算
を行なう。式で示すと（数２）のようになる。
【数２】
【００１６】21、22は乗算結果出力で、21は実部、22は
虚部である。23は方向検出回路、24は方向検出回路出力
である。次に、方向検出回路23の動作原理について説明
する。
虚部である。23は方向検出回路、24は方向検出回路出力
である。次に、方向検出回路23の動作原理について説明
する。
【００１７】λ／２間隔で配置したｉ番目のアレーアン
テナのアンテナ素子への角度θからの入力信号は（数
３）のように表される。ｘ0は送信シンボル、θはブロ
ードサイド方向から時計の回転方向への角度である。 ｘi(ｔ)＝ｘ0(ｔ)ｅｘｐ(ｊπｉｃｏｓθ) …（数３） ここでは、例としてλ／２波長間隔としているが、近接
しているのであれば、λ／４等の距離でもよいのであ
る。λ／ｎ波長間隔とすると、ｅj2π cosθ /nとな
る。
テナのアンテナ素子への角度θからの入力信号は（数
３）のように表される。ｘ0は送信シンボル、θはブロ
ードサイド方向から時計の回転方向への角度である。 ｘi(ｔ)＝ｘ0(ｔ)ｅｘｐ(ｊπｉｃｏｓθ) …（数３） ここでは、例としてλ／２波長間隔としているが、近接
しているのであれば、λ／４等の距離でもよいのであ
る。λ／ｎ波長間隔とすると、ｅj2π cosθ /nとな
る。
【００１８】この受信ベースバンド信号を隣のアンテナ
との間で（数１）の演算を行なうと、（数４）のように
角度θの関数になる。この実施形態ではアンテナを２本
としているので、式中のｉは０である。
との間で（数１）の演算を行なうと、（数４）のように
角度θの関数になる。この実施形態ではアンテナを２本
としているので、式中のｉは０である。
【数４】
【００１９】この（数４）をθについて解くと、（数
５）のように到来方向の瞬時値θを算出できる。ただ
し、Ｉｍ(・)は虚数部を取り出す演算で、Ｒｅ(・)は実
数部を取り出す演算である。
５）のように到来方向の瞬時値θを算出できる。ただ
し、Ｉｍ(・)は虚数部を取り出す演算で、Ｒｅ(・)は実
数部を取り出す演算である。
【数５】
【００２０】（第２の実施の形態）第１の実施形態で説
明したように、隣接するアンテナ間で片方のアンテナの
信号に対して複素共役をとって乗算すると、アンテナ番
号の項（数３のｉに相当）がなくなる。このように、隣
接アンテナ間で（数４）の演算を行なった結果は、それ
ぞれ加算することができる。そこで、（数４）の結果を
アンテナ毎に加算して、到来方向を算出する。アンテナ
数を増やすことにより、信号はパワが加算数分大きくな
り、雑音はガウス雑音であるから加算してもパワが変わ
らないので、Ｓ／Ｎをよくすることができる。
明したように、隣接するアンテナ間で片方のアンテナの
信号に対して複素共役をとって乗算すると、アンテナ番
号の項（数３のｉに相当）がなくなる。このように、隣
接アンテナ間で（数４）の演算を行なった結果は、それ
ぞれ加算することができる。そこで、（数４）の結果を
アンテナ毎に加算して、到来方向を算出する。アンテナ
数を増やすことにより、信号はパワが加算数分大きくな
り、雑音はガウス雑音であるから加算してもパワが変わ
らないので、Ｓ／Ｎをよくすることができる。
【００２１】検出のための演算式を（数６）と（数７）
に示す。ただし、アンテナ数はＭとしている。
に示す。ただし、アンテナ数はＭとしている。
【数６】
【数７】
【００２２】第２の実施形態を図３のブロック図に示
す。第２の実施形態の到来方向推定装置の構成および動
作を以下に説明する。
す。第２の実施形態の到来方向推定装置の構成および動
作を以下に説明する。
【００２３】201〜204のアンテナで受信する。205〜208
は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号を周波
数ダウンコンバートして、直交検波してベースバンド信
号に変換する。209、211、213、215はそれぞれのアンテ
ナの受信信号の同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ば
れる。210、212、214、216はそれぞれのアンテナの受信
信号の直交成分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。21
7〜224はＡ／Ｄ変換器である。225〜232はそれぞれのベ
ースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果である。233〜235
は複素共役回路であって、228、230、232のＱ−ｃｈ信
号の符号を反転させる。236〜241は複素共役演算の結果
である。242〜244は乗算器で、隣接するアンテナ間のベ
クトル乗算を行なう。245、247、249は複素乗算結果の
実数部であり、246、248、250は虚数部である。251、25
2は加算回路で、同相成分、直交成分をそれぞれ加算す
る。253は加算結果の実数部で、254は積算結果の虚数部
である。255は方向検出回路で、256は方向検出結果であ
る。
は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号を周波
数ダウンコンバートして、直交検波してベースバンド信
号に変換する。209、211、213、215はそれぞれのアンテ
ナの受信信号の同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ば
れる。210、212、214、216はそれぞれのアンテナの受信
信号の直交成分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。21
7〜224はＡ／Ｄ変換器である。225〜232はそれぞれのベ
ースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果である。233〜235
は複素共役回路であって、228、230、232のＱ−ｃｈ信
号の符号を反転させる。236〜241は複素共役演算の結果
である。242〜244は乗算器で、隣接するアンテナ間のベ
クトル乗算を行なう。245、247、249は複素乗算結果の
実数部であり、246、248、250は虚数部である。251、25
2は加算回路で、同相成分、直交成分をそれぞれ加算す
る。253は加算結果の実数部で、254は積算結果の虚数部
である。255は方向検出回路で、256は方向検出結果であ
る。
【００２４】（第３の実施の形態）第１の実施形態およ
び第２の実施形態においては、１シンボルで到来方向推
定を行なっているが、シンボル数を多くして検出精度を
上げる方法について説明する。
び第２の実施形態においては、１シンボルで到来方向推
定を行なっているが、シンボル数を多くして検出精度を
上げる方法について説明する。
【００２５】第１の実施形態で説明したように、隣接す
るアンテナ間で片方のアンテナの信号に対して複素共役
をとって乗算すると、アンテナ番号の項（数３のｉに相
当）がなくなり、受信シンボルのパワと到来方向の関数
となる。ここで、受信シンボルのパワが同じ既知シンボ
ル列を用いることにより、異なるシンボル時間でも（数
４）のパワは等しくなる。よって、異なるシンボル時間
間で加算することが可能になる。
るアンテナ間で片方のアンテナの信号に対して複素共役
をとって乗算すると、アンテナ番号の項（数３のｉに相
当）がなくなり、受信シンボルのパワと到来方向の関数
となる。ここで、受信シンボルのパワが同じ既知シンボ
ル列を用いることにより、異なるシンボル時間でも（数
４）のパワは等しくなる。よって、異なるシンボル時間
間で加算することが可能になる。
【００２６】そこで、（数４）の結果をシンボル毎に加
算して、到来方向を算出する。シンボル数を増やすこと
により、信号はパワが加算数分大きくなり．雑音はガウ
ス雑音であるから加算してもパワが変わらないので、Ｓ
／Ｎ比をよくすることができる。
算して、到来方向を算出する。シンボル数を増やすこと
により、信号はパワが加算数分大きくなり．雑音はガウ
ス雑音であるから加算してもパワが変わらないので、Ｓ
／Ｎ比をよくすることができる。
【００２７】検出のための演算式を（数８）と（数９）
に示す。ただし、シンボル数はＮとする。アンテナ数は
２であるから、ｉは０である。
に示す。ただし、シンボル数はＮとする。アンテナ数は
２であるから、ｉは０である。
【数８】
【数９】
【００２８】第３の実施形態のブロック図を図４に示
す。第３の実施形態の到来方向推定装置の構成および動
作を以下に説明する。
す。第３の実施形態の到来方向推定装置の構成および動
作を以下に説明する。
【００２９】101および102のアンテナで受信する。103
および104は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した
信号を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベー
スバンド信号に変換する。105、107はそれぞれのアンテ
ナの受信信号の同相成分であり、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれ
る。106、108はそれぞれのアンテナの受信信号の直交成
分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。109〜112はＡ／
Ｄ変換器である。113〜116はそれぞれのベースバンド信
号をＡ／Ｄ変換した結果である。117は複素共役回路で1
16のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。118、119は複素
共役演算の結果である。120は乗算器で、アンテナ＃０
のベースバンド信号とアンテナ＃１のベースバンド信号
の複素共役のベクトル乗算を行なう。121は複素乗算結
果の実数部で、122は虚数部である。123、124はシンボ
ル数分積算器で、既知シンボル数分積算する。125は積
算結果の実数部であり、126は積算結果の虚数部であ
る。127は方向検出回路で、128は方向検出結果である。
および104は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した
信号を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベー
スバンド信号に変換する。105、107はそれぞれのアンテ
ナの受信信号の同相成分であり、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれ
る。106、108はそれぞれのアンテナの受信信号の直交成
分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。109〜112はＡ／
Ｄ変換器である。113〜116はそれぞれのベースバンド信
号をＡ／Ｄ変換した結果である。117は複素共役回路で1
16のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。118、119は複素
共役演算の結果である。120は乗算器で、アンテナ＃０
のベースバンド信号とアンテナ＃１のベースバンド信号
の複素共役のベクトル乗算を行なう。121は複素乗算結
果の実数部で、122は虚数部である。123、124はシンボ
ル数分積算器で、既知シンボル数分積算する。125は積
算結果の実数部であり、126は積算結果の虚数部であ
る。127は方向検出回路で、128は方向検出結果である。
【００３０】（第４の実施の形態）到来方向の検出精度
を上げるために、アンテナ数を多くし、シンボル数を多
くする方法について説明する。
を上げるために、アンテナ数を多くし、シンボル数を多
くする方法について説明する。
【００３１】第１の実施形態で説明したように、隣接す
るアンテナ間で片方のアンテナの信号に対して複素共役
をとって乗算すると、アンテナ番号の項（数３のｉに相
当）がなくなり、受信シンボルのパワと到来方向の関数
となる。ここで、受信シンボルのパワが同じ既知シンボ
ル列を用いることにより、異なるシンボル時間でも（数
４）のパワは等しくなる。よって、異なるシンボル時間
の間で加算することが可能になる。
るアンテナ間で片方のアンテナの信号に対して複素共役
をとって乗算すると、アンテナ番号の項（数３のｉに相
当）がなくなり、受信シンボルのパワと到来方向の関数
となる。ここで、受信シンボルのパワが同じ既知シンボ
ル列を用いることにより、異なるシンボル時間でも（数
４）のパワは等しくなる。よって、異なるシンボル時間
の間で加算することが可能になる。
【００３２】かつ、第３の実施形態で説明したように、
受信シンボルのパワが同じ既知シンボル列を用いること
により、異なるシンボル時間でも（数４）のパワは等し
くなる。よって、異なるシンボル時間の間で加算するこ
とが可能になる。
受信シンボルのパワが同じ既知シンボル列を用いること
により、異なるシンボル時間でも（数４）のパワは等し
くなる。よって、異なるシンボル時間の間で加算するこ
とが可能になる。
【００３３】このように、隣接アンテナ間で（数４）の
演算を行なった結果は、それぞれ加算することができ
る。かつ、シンボル時間の間でも加算することができ
る。そこで、（数４）の結果をアンテナ毎かつシンボル
毎に加算して、到来方向を算出する。アンテナ数とシン
ボル数を増やすことにより、信号はパワが加算数分大き
くなり、雑音はガウス雑音であるから加算してもパワが
変わらないので、Ｓ／Ｎをよくすることができる。
演算を行なった結果は、それぞれ加算することができ
る。かつ、シンボル時間の間でも加算することができ
る。そこで、（数４）の結果をアンテナ毎かつシンボル
毎に加算して、到来方向を算出する。アンテナ数とシン
ボル数を増やすことにより、信号はパワが加算数分大き
くなり、雑音はガウス雑音であるから加算してもパワが
変わらないので、Ｓ／Ｎをよくすることができる。
【００３４】検出のための演算式を（数１０）と（数１
１）に示す。ただし、アンテナ数はＭ、シンボル数をＮ
としている。
１）に示す。ただし、アンテナ数はＭ、シンボル数をＮ
としている。
【数１０】
【数１１】
【００３５】第４の実施形態のブロック図を図５に示
す。第４の実施形態の到来方向推定装置の構成および動
作を以下に説明する。
す。第４の実施形態の到来方向推定装置の構成および動
作を以下に説明する。
【００３６】301〜304のアンテナで受信する。305〜308
は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号を周波
数ダウンコンバートして、直交検波してベースバンド信
号に変換する。309、311、313、315はそれぞれのアンテ
ナの受信信号の同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ば
れる。310、312、314、316はそれぞれのアンテナの受信
信号の直交成分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。31
7〜324はＡ／Ｄ変換器である。325〜332は、それぞれの
ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果である。333〜3
35は複素共役演算回路で328、330、332のＱ−ｃｈ信号
の符号を反転させる。336〜341は複素共役演算の結果で
ある。342〜344は乗算器であって、隣接するアンテナ間
のベクトル乗算を行なう。345、347、349は複素乗算結
果の実数部であり、346、348、350は虚数部である。35
1、352は加算回路で、同相成分および直交成分をそれぞ
れ加算する。355、356はシンボル数分積算回路であっ
て、既知シンボル数分積算する。357は積算結果の実数
部であり、358は積算結果の虚数部である。359は方向検
出回路で、360は方向検出結果である。
は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号を周波
数ダウンコンバートして、直交検波してベースバンド信
号に変換する。309、311、313、315はそれぞれのアンテ
ナの受信信号の同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ば
れる。310、312、314、316はそれぞれのアンテナの受信
信号の直交成分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。31
7〜324はＡ／Ｄ変換器である。325〜332は、それぞれの
ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果である。333〜3
35は複素共役演算回路で328、330、332のＱ−ｃｈ信号
の符号を反転させる。336〜341は複素共役演算の結果で
ある。342〜344は乗算器であって、隣接するアンテナ間
のベクトル乗算を行なう。345、347、349は複素乗算結
果の実数部であり、346、348、350は虚数部である。35
1、352は加算回路で、同相成分および直交成分をそれぞ
れ加算する。355、356はシンボル数分積算回路であっ
て、既知シンボル数分積算する。357は積算結果の実数
部であり、358は積算結果の虚数部である。359は方向検
出回路で、360は方向検出結果である。
【００３７】（第５の実施の形態）請求項１から請求項
４の構成の到来方向推定装置で、受信信号の到来方向を
推定して、送信信号の方向を制御する構成について説明
する。
４の構成の到来方向推定装置で、受信信号の到来方向を
推定して、送信信号の方向を制御する構成について説明
する。
【００３８】第５の実施形態のブロック図を図６に示
す。到来方向推定装置は上記第４の実施の形態の構成を
用いる。到来方向検出した結果からアレーアンテナの移
相器の制御量を算出する。具体的には、送信したい方向
に対して各アンテナからの送信信号の位相が揃うように
制御すればよい。この送信指向性制御回路で算出した位
相量を474〜476の移相器に設定する。
す。到来方向推定装置は上記第４の実施の形態の構成を
用いる。到来方向検出した結果からアレーアンテナの移
相器の制御量を算出する。具体的には、送信したい方向
に対して各アンテナからの送信信号の位相が揃うように
制御すればよい。この送信指向性制御回路で算出した位
相量を474〜476の移相器に設定する。
【００３９】送信機では、送信信号463をマッピング464
してＤ／Ａ変換467、468して、送信ＲＦユニット471で
送信周波数にアップコンバートする。この送信信号472
を移相器474〜476に入力し、アレーアンテナで送信す
る。
してＤ／Ａ変換467、468して、送信ＲＦユニット471で
送信周波数にアップコンバートする。この送信信号472
を移相器474〜476に入力し、アレーアンテナで送信す
る。
【００４０】401〜404のアンテナで受信する。405〜408
は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号を周波
数ダウンコンバートし、直交検波してベースバンド信号
に変換する。409、411、413、415はそれぞれのアンテナ
の受信信号の同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれ
る。410、412、414、416はそれぞれのアンテナの受信信
号の直交成分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。417
〜424はＡ／Ｄ変換器である。425〜432はそれぞれのベ
ースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果である。433〜435
は複素共役回路で428、430、432のＱ−ｃｈ信号の符号
を反転させる。436〜441は複素共役演算の結果である。
442〜444は乗算器で、隣接するアンテナ間のベクトル乗
算を行なう。445、447、449は複素乗算結果の実数部
で、446、448、450は虚数部である。451、452は加算回
路で、同相成分および直交成分をそれぞれ加算する。45
5、456はシンボル数分積算器で、既知シンボル数分積算
する。457は積算結果の実数部であり、458は積算結果の
虚数部である。459は方向検出回路で、460は方向検出結
果である。
は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号を周波
数ダウンコンバートし、直交検波してベースバンド信号
に変換する。409、411、413、415はそれぞれのアンテナ
の受信信号の同相成分であって、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれ
る。410、412、414、416はそれぞれのアンテナの受信信
号の直交成分であって、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。417
〜424はＡ／Ｄ変換器である。425〜432はそれぞれのベ
ースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果である。433〜435
は複素共役回路で428、430、432のＱ−ｃｈ信号の符号
を反転させる。436〜441は複素共役演算の結果である。
442〜444は乗算器で、隣接するアンテナ間のベクトル乗
算を行なう。445、447、449は複素乗算結果の実数部
で、446、448、450は虚数部である。451、452は加算回
路で、同相成分および直交成分をそれぞれ加算する。45
5、456はシンボル数分積算器で、既知シンボル数分積算
する。457は積算結果の実数部であり、458は積算結果の
虚数部である。459は方向検出回路で、460は方向検出結
果である。
【００４１】461は送信指向性制御回路で、477〜479の
アレーアンテナに入力する送信信号の位相を474〜476の
移相器で制御するための演算を行なう。463は送信信号
で、464のマッピング回路でＩ−ｃｈ(465)とＱ−ｃｈ(4
66)にマッピングされる。467、468はＤ／Ａ変換器であ
る。471は送信ＲＦユニットである。
アレーアンテナに入力する送信信号の位相を474〜476の
移相器で制御するための演算を行なう。463は送信信号
で、464のマッピング回路でＩ−ｃｈ(465)とＱ−ｃｈ(4
66)にマッピングされる。467、468はＤ／Ａ変換器であ
る。471は送信ＲＦユニットである。
【００４２】（第６の実施の形態）第６の実施形態の到
来方向推定装置のブロック図を図７に示す。なお、フレ
ームフォーマットは、図２に示したものと変わりない。
来方向推定装置のブロック図を図７に示す。なお、フレ
ームフォーマットは、図２に示したものと変わりない。
【００４３】第６の実施形態の到来方向推定装置の構成
および動作を説明する。501から504のアンテナで受信す
る。505から508は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信
した信号を周波数ダウンコンバートして、直交検波して
ベースバンド信号に変換する。509、511、513、515はそ
れぞれのアンテナの受信信号の同相成分であり、通常Ｉ
−ｃｈと呼ばれる。510、512、514、516はそれぞれのア
ンテナの受信信号の直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼
ばれる。517から524はＡ／Ｄ変換器である。525から532
はそれぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果で
ある。
および動作を説明する。501から504のアンテナで受信す
る。505から508は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信
した信号を周波数ダウンコンバートして、直交検波して
ベースバンド信号に変換する。509、511、513、515はそ
れぞれのアンテナの受信信号の同相成分であり、通常Ｉ
−ｃｈと呼ばれる。510、512、514、516はそれぞれのア
ンテナの受信信号の直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼
ばれる。517から524はＡ／Ｄ変換器である。525から532
はそれぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した結果で
ある。
【００４４】ＣＤＭＡ方式においては、送信信号はある
拡散符号で拡散されて送信されている。そして受信は送
信した拡散符号と同一の符号で逆拡散を行なう。
拡散符号で拡散されて送信されている。そして受信は送
信した拡散符号と同一の符号で逆拡散を行なう。
【００４５】533から540は逆拡散回路である。拡散後の
送信信号(通常、拡散後の信号をチップと呼ぶ。これに
対し拡散前の信号と拡散後の信号をシンボルと呼ぶ)をs
0とすると、直線配置の半波長間隔の等間隔アレーアン
テナのi番目のアンテナの受信信号は（数１２）のよう
にあらわすことができる。s0は送信シンボル、θはブロ
ードサイド方向から時計の回転方向への角度である。こ
こでは、例としてλ／２波長間隔としているが、近接し
ているのであれば、λ／４等の距離でも構わない。λ／
ｎ波長間隔とすると、 ｅj2π icosθ /nとなる。
送信信号(通常、拡散後の信号をチップと呼ぶ。これに
対し拡散前の信号と拡散後の信号をシンボルと呼ぶ)をs
0とすると、直線配置の半波長間隔の等間隔アレーアン
テナのi番目のアンテナの受信信号は（数１２）のよう
にあらわすことができる。s0は送信シンボル、θはブロ
ードサイド方向から時計の回転方向への角度である。こ
こでは、例としてλ／２波長間隔としているが、近接し
ているのであれば、λ／４等の距離でも構わない。λ／
ｎ波長間隔とすると、 ｅj2π icosθ /nとなる。
【数１２】
【００４６】拡散符号長をＰとすると逆拡散は、（数１
３）のように行なう。ここで、α(ｐ) (ｐ＝０〜Ｐ-1)
は拡散符号である。チップｓとシンボルｘは、チップｓ
の方がＰ倍拡散されているので、Ｔ2=Ｐ×Ｔ1である。
ｘ0は送信シンボルである。
３）のように行なう。ここで、α(ｐ) (ｐ＝０〜Ｐ-1)
は拡散符号である。チップｓとシンボルｘは、チップｓ
の方がＰ倍拡散されているので、Ｔ2=Ｐ×Ｔ1である。
ｘ0は送信シンボルである。
【数１３】
【００４７】このように、ＣＤＭＡシステムにおいて
も、逆拡散を行なった結果に、到来方向のベクトル が
残る。これを用いて到来方向を推定することができる。
も、逆拡散を行なった結果に、到来方向のベクトル が
残る。これを用いて到来方向を推定することができる。
【００４８】549、550、551は複素共役回路で544、54
6、548のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。552、553、
554、555、556、557は複素共役演算の結果である。55
8、559、560は乗算器で、隣接するアンテナ間のベクト
ル乗算を行なう。561、563、565は複素乗算結果の実数
部で、562、564、566は虚数部である。この複素共役回
路と乗算器で（数１３）のアンテナ番号ｉを取り除く処
理を行なう。アンテナ０のベースバンド信号とアンテナ
１のベースバンド信号の複素共役のベクトル乗算を行な
う。式で表すと（数１４）のようになる。
6、548のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。552、553、
554、555、556、557は複素共役演算の結果である。55
8、559、560は乗算器で、隣接するアンテナ間のベクト
ル乗算を行なう。561、563、565は複素乗算結果の実数
部で、562、564、566は虚数部である。この複素共役回
路と乗算器で（数１３）のアンテナ番号ｉを取り除く処
理を行なう。アンテナ０のベースバンド信号とアンテナ
１のベースバンド信号の複素共役のベクトル乗算を行な
う。式で表すと（数１４）のようになる。
【００４９】ただし、ａi(ｎ)はアンテナ番号ｉ番目の
ベースバンド信号で、(・)*は複素共役を求める演算であ
る。
ベースバンド信号で、(・)*は複素共役を求める演算であ
る。
【数１４】
【００５０】この演算は遅延検波と呼ばれる演算と似た
演算である。遅延検波は、同一のアンテナの信号に対し
て、１シンボル遅延させた結果の複素共役と乗算を行な
う。式で示すと（数１５）のようになる。
演算である。遅延検波は、同一のアンテナの信号に対し
て、１シンボル遅延させた結果の複素共役と乗算を行な
う。式で示すと（数１５）のようになる。
【数１５】
【００５１】この受信ベースバンド信号を隣のアンテナ
との間で（数１４）の演算を行なうと、（数１６）のよ
うに角度θの関数になる。
との間で（数１４）の演算を行なうと、（数１６）のよ
うに角度θの関数になる。
【数１６】
【００５２】ここで、ｘ0(n)×(ｘ0(n))*は送信シンボ
ルのパワである。（数１６）にはアンテナ番号ｉの項が
ないので、アンテナの組み合わせ毎に加算することがで
きる。
ルのパワである。（数１６）にはアンテナ番号ｉの項が
ないので、アンテナの組み合わせ毎に加算することがで
きる。
【００５３】567と568は加算回路で、同相成分、直交成
分をそれぞれ加算する。569は加算結果の実部で、570は
加算結果の虚部である。571は方向検出回路で、572は方
向検出結果である。
分をそれぞれ加算する。569は加算結果の実部で、570は
加算結果の虚部である。571は方向検出回路で、572は方
向検出結果である。
【００５４】到来方向検出は、アンテナの組み合わせ毎
に加算した結果に対して、逆正接演算と逆余弦演算によ
り直接算出することができる。算出のための式を（数１
７）と（数１８）に示す。ただし、アンテナ数はＭとし
ている。Re(・)は実数部を取り出す演算で、Re(ｚ)は図
中の569に相当する。Im(・)は虚数部を取り出す演算
で、Im(ｚ)は図中の570に相当する。
に加算した結果に対して、逆正接演算と逆余弦演算によ
り直接算出することができる。算出のための式を（数１
７）と（数１８）に示す。ただし、アンテナ数はＭとし
ている。Re(・)は実数部を取り出す演算で、Re(ｚ)は図
中の569に相当する。Im(・)は虚数部を取り出す演算
で、Im(ｚ)は図中の570に相当する。
【数１７】
【数１８】
【００５５】このようにして、ＣＤＭＡシステムにおい
ても、逆拡散後のシンボルに対して複素共役演算と乗算
演算を行なって隣接アンテナ間で遅延検波と同等の演算
を行なうことにより、到来方向ベクトルを算出し、加算
器でアンテナの組み合わせ分加算して、Ｓ／Ｎを改善さ
せ、逆正接演算と逆余弦演算で到来方向を推定すること
ができる。
ても、逆拡散後のシンボルに対して複素共役演算と乗算
演算を行なって隣接アンテナ間で遅延検波と同等の演算
を行なうことにより、到来方向ベクトルを算出し、加算
器でアンテナの組み合わせ分加算して、Ｓ／Ｎを改善さ
せ、逆正接演算と逆余弦演算で到来方向を推定すること
ができる。
【００５６】本実施形態の到来方向推定装置は、ＣＤＭ
Ａシステムのチップ速度はなく、シンボル速度で演算を
行なうことができるので、演算速度を拡散率分の１に低
減することができる。さらに、拡散符号で逆拡散してい
るので、同一方向からの干渉信号に対しても、干渉信号
の電力をプロセスゲイン分の１に低減することができる
ので、干渉信号の到来方向によらず所望信号の到来方向
を推定することができる。
Ａシステムのチップ速度はなく、シンボル速度で演算を
行なうことができるので、演算速度を拡散率分の１に低
減することができる。さらに、拡散符号で逆拡散してい
るので、同一方向からの干渉信号に対しても、干渉信号
の電力をプロセスゲイン分の１に低減することができる
ので、干渉信号の到来方向によらず所望信号の到来方向
を推定することができる。
【００５７】（第７の実施の形態）上記第３の実施形態
および第４の実施形態で説明したように、送信シンボル
のパワ（上記第６の実施形態の（数１６）に示したｘ
0(n)×(ｘ0(n))*に相当）が同じ既知シンボル列を用い
ることにより、異なるシンボル時間でも（数１６）のパ
ワは等しくなる。よって、異なるシンボル時間間で加算
することが可能となり、Ｓ／Ｎを改善することができる
ことを説明した。
および第４の実施形態で説明したように、送信シンボル
のパワ（上記第６の実施形態の（数１６）に示したｘ
0(n)×(ｘ0(n))*に相当）が同じ既知シンボル列を用い
ることにより、異なるシンボル時間でも（数１６）のパ
ワは等しくなる。よって、異なるシンボル時間間で加算
することが可能となり、Ｓ／Ｎを改善することができる
ことを説明した。
【００５８】そこで、第７の実施形態では、送信シンボ
ルの包絡線が一定の変調方式を採用し、複数のアンテナ
と隣接アンテナ間の信号を一方のアンテナの信号に複素
共役を取って乗算する回路と、この乗算結果を既知シン
ボル区間とデータ区間の両方のシンボル分を加算する加
算器と、この加算結果に対して逆正接演算を行なう回路
と、この逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行なう回
路を備え、受信シンボル全てを用いて受信信号の到来方
向を推定する装置を説明する。
ルの包絡線が一定の変調方式を採用し、複数のアンテナ
と隣接アンテナ間の信号を一方のアンテナの信号に複素
共役を取って乗算する回路と、この乗算結果を既知シン
ボル区間とデータ区間の両方のシンボル分を加算する加
算器と、この加算結果に対して逆正接演算を行なう回路
と、この逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行なう回
路を備え、受信シンボル全てを用いて受信信号の到来方
向を推定する装置を説明する。
【００５９】第７の実施形態の到来方向推定装置のブロ
ック図を図８に示す。送信シンボルのパワが一定の変調
方式の一例としてＱＰＳＫ変調方式用いる。その信号点
配置を図９に示す。
ック図を図８に示す。送信シンボルのパワが一定の変調
方式の一例としてＱＰＳＫ変調方式用いる。その信号点
配置を図９に示す。
【００６０】ＱＰＳＫ変調方式の送信シンボルは（数１
９）のように示すことができる。Ａは振幅で、φ(ｎ)=
{±π/4、±3π/4｝は位相である。時刻ｎに対して位相
を情報として伝送している。
９）のように示すことができる。Ａは振幅で、φ(ｎ)=
{±π/4、±3π/4｝は位相である。時刻ｎに対して位相
を情報として伝送している。
【数１９】
【００６１】直線配置の半波長間隔の等間隔アレーアン
テナのｉ番目のアンテナの受信信号は（数２０）のよう
にあらわすことができる。s0は送信シンボル、θはブロ
ードサイド方向から時計の回転方向への角度である。こ
こでは、例としてλ／２波長間隔としているが、近接し
ているのであれば、λ／４等の距離でも構わない。λ／
ｎ波長間隔とすると、ｅj2π icosθ /nとなる。
テナのｉ番目のアンテナの受信信号は（数２０）のよう
にあらわすことができる。s0は送信シンボル、θはブロ
ードサイド方向から時計の回転方向への角度である。こ
こでは、例としてλ／２波長間隔としているが、近接し
ているのであれば、λ／４等の距離でも構わない。λ／
ｎ波長間隔とすると、ｅj2π icosθ /nとなる。
【数２０】
【００６２】隣接するアンテナ間で片方のアンテナの信
号に対して複素共役を取って乗算するとアンテナ番号の
項（数２０のｉに相当）がなくなる。さらに、送信信号
の位相項φ(ｎ)もなくなる。
号に対して複素共役を取って乗算するとアンテナ番号の
項（数２０のｉに相当）がなくなる。さらに、送信信号
の位相項φ(ｎ)もなくなる。
【数２１】
【００６３】このように、隣接アンテナ間で（数２１）
の演算を行なった結果は、シンボルのパワが一定となる
変調方式を用いた場合は、それぞれを加算できる。そこ
で、（数２１）の結果をアンテナ毎に、かつ、全シンボ
ルにわたって加算し、到来方向を算出する。シンボル数
を増やすことにより、信号はパワが加算数分大きくな
る。雑音はガウス雑音であり加算してもパワは増加しな
い。よって、全シンボルにわたって加算することにより
Ｓ／Ｎをよくすることができる。
の演算を行なった結果は、シンボルのパワが一定となる
変調方式を用いた場合は、それぞれを加算できる。そこ
で、（数２１）の結果をアンテナ毎に、かつ、全シンボ
ルにわたって加算し、到来方向を算出する。シンボル数
を増やすことにより、信号はパワが加算数分大きくな
る。雑音はガウス雑音であり加算してもパワは増加しな
い。よって、全シンボルにわたって加算することにより
Ｓ／Ｎをよくすることができる。
【００６４】図８の到来方向推定装置の構成および動作
を説明する。601から604のアンテナで受信する。605か
ら608は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号
を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベースバ
ンド信号に変換する。609、611、613、615はそれぞれの
アンテナの受信信号の同相成分であり、通常Ｉ−ｃｈと
呼ばれる。610、612、614、616はそれぞれのアンテナの
受信信号の直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。
を説明する。601から604のアンテナで受信する。605か
ら608は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信号
を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベースバ
ンド信号に変換する。609、611、613、615はそれぞれの
アンテナの受信信号の同相成分であり、通常Ｉ−ｃｈと
呼ばれる。610、612、614、616はそれぞれのアンテナの
受信信号の直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。
【００６５】617から624はＡ／Ｄ変換器である。625か
ら632はそれぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した
結果である。633、634、635は複素共役回路で628、63
0、632のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。636、637、
638、639、640、641は複素共役演算の結果である。
ら632はそれぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した
結果である。633、634、635は複素共役回路で628、63
0、632のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。636、637、
638、639、640、641は複素共役演算の結果である。
【００６６】642、643、644は乗算器で、隣接するアン
テナ間のベクトル乗算を行なう。645、647、649は複素
乗算結果の実数部で、646、648、650は虚数部である。6
51と652は加算回路で、同相成分、直交成分をそれぞれ
加算する。655と656はシンボル数分積算回路で、既知シ
ンボル数分積算する。657は積算結果の実部で、658は積
算結果の虚部である。659は方向検出回路で、660は方向
検出結果である。
テナ間のベクトル乗算を行なう。645、647、649は複素
乗算結果の実数部で、646、648、650は虚数部である。6
51と652は加算回路で、同相成分、直交成分をそれぞれ
加算する。655と656はシンボル数分積算回路で、既知シ
ンボル数分積算する。657は積算結果の実部で、658は積
算結果の虚部である。659は方向検出回路で、660は方向
検出結果である。
【００６７】（第８の実施の形態）上記第７の実施形態
で説明したように、送信シンボルのパワが一定の変調方
式を用いることにより、異なるシンボル時間でも上記第
６の実施形態で示した（数１６）のパワが等しくなり、
異なるシンボル時間間で加算することが可能となり、Ｓ
／Ｎを改善することができることを説明した。
で説明したように、送信シンボルのパワが一定の変調方
式を用いることにより、異なるシンボル時間でも上記第
６の実施形態で示した（数１６）のパワが等しくなり、
異なるシンボル時間間で加算することが可能となり、Ｓ
／Ｎを改善することができることを説明した。
【００６８】そこで、第８の実施形態では、複数のスロ
ットの受信シンボル全てを用いて受信信号の到来方向を
推定する装置を説明する。
ットの受信シンボル全てを用いて受信信号の到来方向を
推定する装置を説明する。
【００６９】第８の実施形態の到来方向推定装置のブロ
ック図を図１０に示す。送信シンボルのパワが一定の変
調方式の一例としてＱＰＳＫ変調方式用いる。その信号
点配置を図９に示す。
ック図を図１０に示す。送信シンボルのパワが一定の変
調方式の一例としてＱＰＳＫ変調方式用いる。その信号
点配置を図９に示す。
【００７０】ＱＰＳＫ変調方式の送信シンボルは（数２
２）のように示すことができる。Ａは振幅で、φ(ｎ)=
{±π/4、±3π/4｝は位相である。時刻ｎに対して位相
を情報として伝送している。
２）のように示すことができる。Ａは振幅で、φ(ｎ)=
{±π/4、±3π/4｝は位相である。時刻ｎに対して位相
を情報として伝送している。
【数２２】
【００７１】直線配置の半波長間隔の等間隔アレーアン
テナのｉ番目のアンテナの受信信号は（数２３）のよう
にあらわすことができる。ここでは、スロットの先頭毎
に初期位相が異なることを想定して、位相項ｅjγ を追
加している。s0は送信シンボル、θはブロードサイド方
向から時計の回転方向への角度である。ここでは、例と
してλ／２波長間隔としているが、近接しているのであ
れば、λ／４等の距離でも構わない。λ／ｎ波長間隔と
すると、ｅj2π icosθ /nとなる。
テナのｉ番目のアンテナの受信信号は（数２３）のよう
にあらわすことができる。ここでは、スロットの先頭毎
に初期位相が異なることを想定して、位相項ｅjγ を追
加している。s0は送信シンボル、θはブロードサイド方
向から時計の回転方向への角度である。ここでは、例と
してλ／２波長間隔としているが、近接しているのであ
れば、λ／４等の距離でも構わない。λ／ｎ波長間隔と
すると、ｅj2π icosθ /nとなる。
【数２３】
【００７２】隣接するアンテナ間で片方のアンテナの信
号に対して複素共役を取って乗算するとアンテナ番号の
項（数２３のｉに相当）がなくなる。さらに、送信信号
の位相項φ(ｎ)と初期位相項γもなくなる。
号に対して複素共役を取って乗算するとアンテナ番号の
項（数２３のｉに相当）がなくなる。さらに、送信信号
の位相項φ(ｎ)と初期位相項γもなくなる。
【数２４】
【００７３】このように、隣接アンテナ間で（数２４）
の演算を行なった結果は、シンボルのパワが一定となる
変調方式を用いた場合は、それぞれ加算できる。そこ
で、（数２４）の結果をアンテナ毎に、かつ、全シンボ
ルにわたって加算し、かつ、スロット間の平均を取って
から到来方向を算出する。シンボル数を増やすことによ
り、信号はパワが加算数分大きくなり、雑音はガウス雑
音であるから加算してもパワは増加しないので、Ｓ／Ｎ
を改善できる。さらに、到来方向の変化に追従できる時
間長でスロット間平均をとることにより、Ｓ／Ｎの改善
度をあげることができる。
の演算を行なった結果は、シンボルのパワが一定となる
変調方式を用いた場合は、それぞれ加算できる。そこ
で、（数２４）の結果をアンテナ毎に、かつ、全シンボ
ルにわたって加算し、かつ、スロット間の平均を取って
から到来方向を算出する。シンボル数を増やすことによ
り、信号はパワが加算数分大きくなり、雑音はガウス雑
音であるから加算してもパワは増加しないので、Ｓ／Ｎ
を改善できる。さらに、到来方向の変化に追従できる時
間長でスロット間平均をとることにより、Ｓ／Ｎの改善
度をあげることができる。
【００７４】図１０の到来方向推定装置の構成および動
作を説明する。701から704のアンテナで受信する。705
から708は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信
号を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベース
バンド信号に変換する。709、711、713、715はそれぞれ
のアンテナの受信信号の同相成分でり、通常Ｉ−ｃｈと
呼ばれる。710、712、714、716はそれぞれのアンテナの
受信信号の直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。
作を説明する。701から704のアンテナで受信する。705
から708は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信
号を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベース
バンド信号に変換する。709、711、713、715はそれぞれ
のアンテナの受信信号の同相成分でり、通常Ｉ−ｃｈと
呼ばれる。710、712、714、716はそれぞれのアンテナの
受信信号の直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。
【００７５】717から724はＡ／Ｄ変換器である。725か
ら732はそれぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した
結果である。733、734、735は複素共役回路で728、73
0、732のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。736、737、
738、739、740、741は複素共役演算の結果である。
ら732はそれぞれのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した
結果である。733、734、735は複素共役回路で728、73
0、732のＱ−ｃｈ信号の符号を反転させる。736、737、
738、739、740、741は複素共役演算の結果である。
【００７６】742、743、744は乗算器で、隣接するアン
テナ間のベクトル乗算を行なう。745、747、749は複素
乗算結果の実数部で、746、748、750は虚数部である。7
51と752は加算回路で、同相成分、直交成分をそれぞれ
加算する。755と756はシンボル数分積算回路で、既知シ
ンボル数分積算する。757は積算結果の実部で、758は積
算結果の虚部である。
テナ間のベクトル乗算を行なう。745、747、749は複素
乗算結果の実数部で、746、748、750は虚数部である。7
51と752は加算回路で、同相成分、直交成分をそれぞれ
加算する。755と756はシンボル数分積算回路で、既知シ
ンボル数分積算する。757は積算結果の実部で、758は積
算結果の虚部である。
【００７７】759と760はスロット間の平均回路である。
平均長は到来方向の変化速度以下とする方が良い。平均
処理の方法は、移動平均や忘却係数を用いた方法等があ
る。763は方向検出回路で、764は方向検出結果である。
平均長は到来方向の変化速度以下とする方が良い。平均
処理の方法は、移動平均や忘却係数を用いた方法等があ
る。763は方向検出回路で、764は方向検出結果である。
【００７８】（第９の実施の形態）上記第８の実施形態
において、複数のスロットにわたって到来方向ベクトル
（数１７のｚに相当）を更新してＳ／Ｎ比を改善する方
法について説明した。
において、複数のスロットにわたって到来方向ベクトル
（数１７のｚに相当）を更新してＳ／Ｎ比を改善する方
法について説明した。
【００７９】そこで、第９の実施形態では、１スロット
間の到来方向ベクトル（数１７のｚに相当）のパワを算
出し、しきい値と比較して、しきい値より大きい場合に
のみ到来方向ベクトルを更新する。
間の到来方向ベクトル（数１７のｚに相当）のパワを算
出し、しきい値と比較して、しきい値より大きい場合に
のみ到来方向ベクトルを更新する。
【００８０】無線通信において、受信信号は伝搬距離や
フェージングによってレベルが変動する。そして受信機
の受信ＲＦユニットで雑音が付加される。受信信号に対
して雑音が大きい場合は、到来方向ベクトルが同一の方
向へ向かなくなり、１スロット分加算すると、雑音が少
ない場合に対して小さくなる。
フェージングによってレベルが変動する。そして受信機
の受信ＲＦユニットで雑音が付加される。受信信号に対
して雑音が大きい場合は、到来方向ベクトルが同一の方
向へ向かなくなり、１スロット分加算すると、雑音が少
ない場合に対して小さくなる。
【００８１】この性質を用いて、１スロット分の到来方
向ベクトルのパワを算出して、しきい値より大きい場合
は到来方向ベクトルを更新しないようにする。
向ベクトルのパワを算出して、しきい値より大きい場合
は到来方向ベクトルを更新しないようにする。
【００８２】図１１の到来方向推定装置の構成および動
作を説明する。801から804のアンテナで受信する。805
から808は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信
号を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベース
バンド信号に変換する。
作を説明する。801から804のアンテナで受信する。805
から808は受信ＲＦユニットで、アンテナで受信した信
号を周波数ダウンコンバートして、直交検波してベース
バンド信号に変換する。
【００８３】809、811、813、815はそれぞれのアンテナ
の受信信号の同相成分でり、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれる。
810、812、814、816はそれぞれのアンテナの受信信号の
直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。817から824
はＡ／Ｄ変換器である。
の受信信号の同相成分でり、通常Ｉ−ｃｈと呼ばれる。
810、812、814、816はそれぞれのアンテナの受信信号の
直交成分であり、通常Ｑ−ｃｈと呼ばれる。817から824
はＡ／Ｄ変換器である。
【００８４】825から832はそれぞれのベースバンド信号
をＡ／Ｄ変換した結果である。833、834、835は複素共
役回路で828、830、832のＱ−ｃｈ信号の符号を反転さ
せる。836、837、838、839、840、841は複素共役演算の
結果である。842、843、844は乗算器で、隣接するアン
テナ間のベクトル乗算を行なう。
をＡ／Ｄ変換した結果である。833、834、835は複素共
役回路で828、830、832のＱ−ｃｈ信号の符号を反転さ
せる。836、837、838、839、840、841は複素共役演算の
結果である。842、843、844は乗算器で、隣接するアン
テナ間のベクトル乗算を行なう。
【００８５】845、847、849は複素乗算結果の実数部
で、846、848、850は虚数部である。851と852は加算回
路で、同相成分、直交成分をそれぞれ加算する。855と8
56はシンボル数分積算回路で、既知シンボル数分積算す
る。857は積算結果の実部で、858は積算結果の虚部であ
る。
で、846、848、850は虚数部である。851と852は加算回
路で、同相成分、直交成分をそれぞれ加算する。855と8
56はシンボル数分積算回路で、既知シンボル数分積算す
る。857は積算結果の実部で、858は積算結果の虚部であ
る。
【００８６】859はパワ算出回路である。１スロット分
の到来方向ベクトルのパワを算出する。ここで算出した
パワを861の比較器で比較し、しきい値以上のときに863
と864のスイッチを閉じて867と868のスロット間の平均
回路へ入力する。しきい値よりも小さい場合はスイッチ
を開いて到来方向ベクトルを更新しないようにする。ス
ロット間平均回路の平均長は到来方向の変化速度以下と
する方が良い。平均処理の方法は、移動平均や忘却係数
を用いた方法等がある。871は方向検出回路で、872は方
向検出結果である。
の到来方向ベクトルのパワを算出する。ここで算出した
パワを861の比較器で比較し、しきい値以上のときに863
と864のスイッチを閉じて867と868のスロット間の平均
回路へ入力する。しきい値よりも小さい場合はスイッチ
を開いて到来方向ベクトルを更新しないようにする。ス
ロット間平均回路の平均長は到来方向の変化速度以下と
する方が良い。平均処理の方法は、移動平均や忘却係数
を用いた方法等がある。871は方向検出回路で、872は方
向検出結果である。
【００８７】
【発明の効果】以上で説明したように、請求項１の構成
により、簡易な演算で到来方向を推定することができ
る。
により、簡易な演算で到来方向を推定することができ
る。
【００８８】請求項２の構成により、アンテナ数を増や
しても到来方向推定装置は、各アンテナ間の演算結果を
単純に加算することができるので、到来方向検出精度を
上げ、かつ、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。
しても到来方向推定装置は、各アンテナ間の演算結果を
単純に加算することができるので、到来方向検出精度を
上げ、かつ、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。
【００８９】請求項３の構成により、送信シンボルのパ
ワが等しい既知シンボルを送信することにより、シンボ
ル数を増やしても到来方向推定装置はシンボル数分の演
算結果を単純に加算することができるので、Ｓ／Ｎ比を
向上させることができる。
ワが等しい既知シンボルを送信することにより、シンボ
ル数を増やしても到来方向推定装置はシンボル数分の演
算結果を単純に加算することができるので、Ｓ／Ｎ比を
向上させることができる。
【００９０】請求項４の構成により、送信シンボルのパ
ワが等しい既知シンボルを送信することにより、シンボ
ル数を増やしても到来方向推定装置はシンボル数分の演
算結果を単純に加算することができる。さらに、アンテ
ナ数を増やしても到来方向推定装置は各アンテナ間の演
算結果を単純に加算することができる。この構成によ
り、到来方向検出精度を上げ、かつ、Ｓ／Ｎ比を向上さ
せることができる。
ワが等しい既知シンボルを送信することにより、シンボ
ル数を増やしても到来方向推定装置はシンボル数分の演
算結果を単純に加算することができる。さらに、アンテ
ナ数を増やしても到来方向推定装置は各アンテナ間の演
算結果を単純に加算することができる。この構成によ
り、到来方向検出精度を上げ、かつ、Ｓ／Ｎ比を向上さ
せることができる。
【００９１】請求項５の構成により、請求項１から請求
項４の推定装置で算出した到来方向に基づいて送信指向
性を制御するための移相器の設定値を算出できる。
項４の推定装置で算出した到来方向に基づいて送信指向
性を制御するための移相器の設定値を算出できる。
【００９２】請求項６の構成により、ＣＤＭＡ方式にお
いても簡易な演算で到来方向を推定することができる。
いても簡易な演算で到来方向を推定することができる。
【００９３】請求項７の構成により、１スロット分の全
てのシンボルを用いて、Ｓ／Ｎ比を向上させることがで
きる。
てのシンボルを用いて、Ｓ／Ｎ比を向上させることがで
きる。
【００９４】請求項８の構成により、複数のスロット分
のすべてのシンボルを用いて、Ｓ／Ｎ比を向上させるこ
とができる。
のすべてのシンボルを用いて、Ｓ／Ｎ比を向上させるこ
とができる。
【００９５】請求項９の構成により、到来方向ベクトル
のパワを用いて信頼性判定を行ない、到来方向の推定性
能を上げることができる。
のパワを用いて信頼性判定を行ない、到来方向の推定性
能を上げることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態における到来方向推
定装置のブロック図、
定装置のブロック図、
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるフレームフ
ォーマット、
ォーマット、
【図３】本発明の第２の実施の形態における到来方向推
定装置のブロック図、
定装置のブロック図、
【図４】本発明の第３の実施の形態における到来方向推
定装置のブロック図、
定装置のブロック図、
【図５】本発明の第４の実施の形態における到来方向推
定装置のブロック図、
定装置のブロック図、
【図６】本発明の第５の実施の形態における到来方向推
定装置のブロック図、
定装置のブロック図、
【図７】本発明の第６の実施の形態における到来方向推
定装置のブロック図、
定装置のブロック図、
【図８】本発明の第７の実施の形態における到来方向推
定装置のブロック図、
定装置のブロック図、
【図９】本発明の第９の実施の形態における変調方式の
信号フォーマット、
信号フォーマット、
【図１０】本発明の第１０の実施の形態における到来方
向推定装置のブロック図、
向推定装置のブロック図、
【図１１】本発明の第１１の実施の形態における到来方
向推定装置のブロック図である。
向推定装置のブロック図である。
１、２、101、102、201〜204、301〜304、401〜404 ア
ンテナ 477〜479、501〜504、601〜604、701〜704、801〜804
アンテナ ３、４、103、104、205〜208、305〜308、405〜408 Ｒ
Ｆユニット 505〜508、605〜608、705〜708、805〜808 ＲＦユニッ
ト ９〜12、109〜112、217〜224、317〜324、417〜424 Ａ
／Ｄ変換器 517〜524、617〜624、717〜724、817〜824 Ａ／Ｄ変換
器 17、117、233〜235、333〜335、433〜435 複素共役回
路 549〜551、633〜635、733〜735、833〜835 複素共役回
路 20、120、242〜244、342〜344、442〜444 乗算器 558〜560、642〜644、742〜744、842〜844 乗算器 23、127、255、359、459、571、659、763、871 方向検
出回路 123、124、355、356、455、456、655 シンボル数分積
算器 656、755、756、855、856 シンボル数分積算器 251、252、351、352、451、452、567 加算器 568、651、652、751、752、851、852 加算器 461 送信指向性制御回路 464 マッピング回路 467、468 Ｄ／Ａ変換器 471 送信ＲＦユニット 474〜476 移相器 533〜540 逆拡散回路 759、760、867、870 スロット間平均回路 859 パワ算出回路 861 比較器
ンテナ 477〜479、501〜504、601〜604、701〜704、801〜804
アンテナ ３、４、103、104、205〜208、305〜308、405〜408 Ｒ
Ｆユニット 505〜508、605〜608、705〜708、805〜808 ＲＦユニッ
ト ９〜12、109〜112、217〜224、317〜324、417〜424 Ａ
／Ｄ変換器 517〜524、617〜624、717〜724、817〜824 Ａ／Ｄ変換
器 17、117、233〜235、333〜335、433〜435 複素共役回
路 549〜551、633〜635、733〜735、833〜835 複素共役回
路 20、120、242〜244、342〜344、442〜444 乗算器 558〜560、642〜644、742〜744、842〜844 乗算器 23、127、255、359、459、571、659、763、871 方向検
出回路 123、124、355、356、455、456、655 シンボル数分積
算器 656、755、756、855、856 シンボル数分積算器 251、252、351、352、451、452、567 加算器 568、651、652、751、752、851、852 加算器 461 送信指向性制御回路 464 マッピング回路 467、468 Ｄ／Ａ変換器 471 送信ＲＦユニット 474〜476 移相器 533〜540 逆拡散回路 759、760、867、870 スロット間平均回路 859 パワ算出回路 861 比較器
Claims (9)
- 【請求項１】 ２本のアンテナと、一方のアンテナの信
号に複素共役をとって乗算する乗算回路と、この乗算結
果に対して逆正接演算を行なう逆正接演算回路と、この
逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦演算
回路とを備えたことを特徴とする受信信号の到来方向推
定装置。 - 【請求項２】 複数のアンテナと隣接アンテナ間の信号
を一方のアンテナの信号に複素共役をとって乗算する乗
算回路と、この乗算結果を隣接アンテナの組み合わせ分
加算する加算器と、この加算結果に対して逆正接演算を
行なう逆正接演算回路と、この逆正接演算結果に対して
逆余弦演算を行なう逆余弦演算回路とを備えたことを特
徴とする請求項１に記載の受信信号の到来方向推定装
置。 - 【請求項３】 シンボルのパワが等しい既知シンボル列
を送信し、送信された信号について複数のアンテナと隣
接アンテナ間の信号を一方のアンテナの信号に複素共役
をとって乗算する乗算回路と、この乗算結果を既知シン
ボル分加算する加算器と、この加算結果に対して逆正接
演算を行なう逆正接演算回路と、この逆正接演算結果に
対して逆余弦演算を行なう逆余弦演算回路とを備えたこ
とを特徴とする請求項１に記載の受信信号の到来方向推
定装置。 - 【請求項４】 シンボルのパワが等しい既知シンボル列
を送信し、送信された信号について複数のアンテナと隣
接アンテナ間の信号を一方のアンテナの信号に複素共役
をとって乗算する乗算回路と、この乗算結果を隣接アン
テナの組み合わせ分、かつ、既知シンボル分加算する加
算する加算器と、この加算結果に対して逆正接演算を行
なう逆正接演算回路と、この逆正接演算結果に対して逆
余弦演算を行なう逆余弦演算回路とを備えたことを特徴
とする請求項１に記載の受信信号の到来方向推定装置。 - 【請求項５】 送信アレーアンテナと、請求項１から請
求項４に記載の到来方向推定装置で得た到来方向推定結
果を用いて送信アレーアンテナの移相器を制御する送信
指向性制御回路と、送信信号をマッピングするマッピン
グ回路と、Ａ／Ｄ変換器と、送信ＲＦユニットとを備え
たことを特徴とする送信装置。 - 【請求項６】 ＣＤＭＡ通信方式において、複数のアン
テナと、送信機で拡散した符号と同じ符号で逆拡散を行
なう逆拡散器と、隣接アンテナ間の逆拡散結果の信号を
一方のアンテナの信号に複素共役を取って乗算する乗算
回路と、この乗算結果を隣接アンテナの組み合わせ分加
算する加算器と、この加算結果に対して逆正接演算を行
なう逆正接演算回路と、この逆正接演算結果に対して逆
余弦演算を行なう逆余弦演算回路を備えた受信信号の到
来方向推定装置。 - 【請求項７】 送信シンボルの包絡線が一定の変調方式
を採用する通信方式において、複数のアンテナと隣接ア
ンテナ間の信号を一方のアンテナの信号に複素共役を取
って乗算する乗算回路と、この乗算結果を既知シンボル
区間とデータ区間の両方のシンボル分を加算する加算器
と、この加算結果に対して逆正接演算を行なう逆正接演
算回路と、この逆正接演算結果に対して逆余弦演算を行
なう逆余弦演算回路を備えた請求項６に記載の受信信号
の到来方向推定装置。 - 【請求項８】 送信シンボルの包絡線が一定の変調方式
を採用する通信方式において、複数のアンテナと隣接ア
ンテナ間の信号を一方のアンテナの信号に複素共役を取
って乗算する乗算回路と、複数のスロットにわたって前
記乗算結果を既知シンボル区間とデータ区間の両方のシ
ンボル分を加算する加算器と、この加算結果に対して逆
正接演算を行なう逆正接演算回路と、この逆正接演算結
果に対して逆余弦演算を行なう逆余弦演算回路を備えた
請求項６に記載の受信信号の到来方向推定装置。 - 【請求項９】 １スロット間の到来方向ベクトルのパワ
としきい値を比較して、しきい値より大きい場合にのみ
到来方向ベクトルを更新するようにしたことを特徴とす
る請求項８に記載の受信信号の到来方向推定装置。
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