JP3550288B2 - 到来角遅延時間測定器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ディジタル無線通信において到来波の到来角及び遅延時間を測定する到来角遅延時間測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル移動通信においては、急増する需要に応えるため、周波数有効利用を図り周波数チャネルを増やすことが重要な課題となっている。空間的に周波数有効利用を図るためには周波数の繰り返し距離を短くする必要があるが、同一チャネル干渉の電力が増大し伝送特性が大幅に劣化する。従って、同一チャネル干渉対策が重要であり、近年、干渉キャンセラの一種であるアダプティブアレイを導入することが検討されている。
【０００３】
アダプティブアレイは、アンテナの指向性を適応的に制御して干渉波を除去するものである。このアダプティブアレイを有効に動作させるためには、実際の移動伝搬路に則したパラメータ設計を行う必要がある。特に到来波の到来角に関する情報が設計上重要であり、実際に到来角を測定する必要がある。
この測定には、（ｉ）ＭＵＳＩＣ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）アルゴリズム等のＳｕｂｓｐａｃｅ−Ｂａｓｅｄ法か、（ｉｉ）ＭＶＤＲ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｖａｒｉａｎｃｅ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｌｅｓｓ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）アルゴリズム等のビームフォーミング法を推定アルゴリズムに用いることが考えられるが、Ｓｕｂｓｐａｃｅ−Ｂａｓｅｄ法は行列の固有展開を行うので演算量が膨大となり、演算量が比較的少ないビームフォーミング法を適用する方が望ましい。
【０００４】
ＭＶＤＲアルゴリズムを用いた到来角推定を説明するため、このアルゴリズムを用いたアダプティブアレイの動作を図２を用いて説明する（Ｊ．Ｃａｐｏｎ，“Ｈｉｇｈ−Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｗａｖｅｎｕｍｂｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｎａｌｙｓｉｓ”，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，５７（８），ｐｐ．１４０８−１４１８，１９６９ 年８月）。
アンテナ１１は１１_１ 〜１１_Ｑ のＱ（Ｑは２以上の自然数）本あり、受信波を受信する。まず、アンテナ１１_１ から受信した受信波は、低雑音アンプ１２で増幅された後にハイブリッド１３で分岐される。その１つの信号は、キャリア信号発生器１４が出力するキャリア信号を乗算器１５で乗算された後にローパスフィルタ１６に通されてＡ／Ｄ変換器１７でサンプリング周期Ｔ_ｓ ごとにサンプリングされ、ディジタル信号に変換される。このサンプリング周期Ｔ_ｓ は特に断らない限り変調のシンボル周期Ｔに等しいものとする。ハイブリッド１３からの他の信号は移相器１８で９０度位相回転したキャリア信号と乗算器１９で乗算され、ローパスフィルタ２１に通された後にＡ／Ｄ変換器２２でサンプリングされ、ディジタル信号に変換される。この操作は準同期検波であり、Ａ／Ｄ変換器１７及び２２の出力は準同期検波信号の同相成分及び直交成分に相当し、２つを合わせて受信ベースバンド信号ｘ_１ （ｉ）とする。以後、ベースバンド信号は全て同相成分を実部で、直交成分は虚部とする複素表示で表わし、ｉは時刻ｉＴ_ｓ におけるサンプリング値を示す整数とする。なお、低雑音アンプ１２、ハイブリッド１３、乗算器１５及び１９、移相器１８、ローパスフィルタ１６及び２１、Ａ／Ｄ変換器１７及び２２はベースバンド受信信号発生器２３_１ を構成する。他のアンテナから受信した受信波についても同様に、ベースバンド受信信号発生器に入力され受信ベースバンド信号が出力される。ここで、ベースバンド受信信号発生器２３_１ 〜２３_Ｑ とキャリア信号発生器１４は受信手段に相当する。
【０００５】
ベースバンド受信信号発生器２３_１ 〜２３_Ｑ からの受信ベースバンド信号群ｘ_１ （ｉ）〜ｘ_Ｑ （ｉ）は、それぞれ入力端子２５_１ 〜２５_Ｑ を通ってそれぞれ複素乗算器２６_１ 〜２６_Ｑ で重み付け係数ｗ^＊ _１ 〜ｗ^＊ _Ｑ を乗算された後、複素加算器２７で合成されて合成信号ｙ（ｉ）として出力端子２８から出力される。この過程は受信ベースバンド信号の線形合成であり、重み付け係数を適応的に制御することでアンテナ指向性を制御し、受信ベースバンド信号に含まれる干渉波成分を除去する。合成信号ｙ（ｉ）を次式で定めるＱ次元受信ベースバンド信号ベクトルＸ（ｉ）とＱ次元重み付け係数ベクトルＷを用いて表すと
ｙ（ｉ）＝Ｗ^Ｈ Ｘ（ｉ） （１）
Ｗ^Ｈ ＝［ｗ_１ ^＊ ｗ_２ ^＊ …ｗ_Ｑ ^＊ ］ （２）
Ｘ^Ｈ （ｉ）＝［ｘ_１ ^＊ （ｉ）ｘ_２ ^＊ （ｉ）…ｘ_Ｑ ^＊ （ｉ）］ （３）
となる。ここで ^＊は複素共役であり、 ^Ｈは複素共役転置である。重み付け係数推定回路２９は受信ベースバンド信号群ｘ_１ （ｉ）〜ｘ_Ｑ （ｉ）と合成信号ｙ（ｉ）を入力として、ＭＶＤＲアルゴリズムを用いて重み付け係数を推定し出力する。
【０００６】
ＭＶＤＲアルゴリズムは、希望波の到来角をφとするとφから来る到来波のみを抽出するように動作する。具体的には、到来角φの到来波の平均電力を一定に保ちつつ合成信号の平均電力が最小になるように重み付け係数を推定する。このように重み付け係数を推定すると、他の到来角の到来波は除去され、雑音信号電力が無視できる状況では合成信号の平均電力が到来角φの到来波の平均電力に比例する。
【０００７】
次に、到来角φの到来波の平均電力を一定に保つ拘束条件について、図４を用いて説明する。この図において、アンテナの形状は間隔ｄで線上にアンテナを配置するリニアアレイであり、到来角φの平面波が到来しているものとする。ここで、間隔ｄはアレイアンテナの指向性を適切に制御するためλ／２（λ：電波の波長）以下にする必要がある。アンテナ１１_２ の到来波は、アンテナ１１_１ の到来波に対して行路差ｄ ｃｏｓφで２πｄｃｏｓ φ／λの位相遅れがある。同様に第ｑ（１＜ｑ＜Ｑ）アンテナ１１_ｑ の到来波は、アンテナ１１_１ の到来波に対して２π（ｑ−１）ｄ ｃｏｓφ／λの位相遅れがある。この位相遅れと式（１）を考慮すると、到来角φの到来波の平均電力を一定に保つ拘束条件は
Ｗ^Ｈ Ａ（φ）＝１（一定） （４）
Ａ^Ｈ （φ）＝［ａ_１ ^＊ （φ）ａ_２ ^＊ （φ）…ａ_Ｑ ^＊ （φ）］ （５）
ａ_ｑ （φ）＝ｅｘｐ［−ｊ２π（ｑ−１）ｄ ｃｏｓφ／λ］，１＜ｑ＜Ｑ（６）
となる。ここでＡ（φ）はステアリングベクトルと呼ばれているベクトルであり、ｊは虚数単位である。
【０００８】
合成信号ｙ（ｉ）の平均電力Ｐ（Ｗ）は式（１）から
Ｐ（Ｗ）＝Ｗ^Ｈ ＲＷ （７）
となる。ここでＲはＱ次元受信ベースバンド信号ベクトルＸ（ｉ）の自己相関行列であり、
Ｒ＝〈Ｘ（ｉ）Ｘ^Ｈ （ｉ）〉 （８）
である。なお，〈 〉はアンサンブル平均を表す。式（４）の拘束条件のもと式（７）を最小にするＷをＷ_ｏｐｔ とするとＷ_ｏｐｔ は
Ｗ_ｏｐｔ ＝［Ａ^Ｈ （φ）Ｒ^−１Ａ（φ）］^−１Ｒ^−１Ａ（φ） （９）
となることが知られている（Ｒ．Ｔ．Ｊｒ．Ｃｏｍｐｔｏｎ著“Ａｄａｐｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａｓ ”第６章，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ 出版１９８８年）。式（９）を式（７）に代入すると
Ｐ_ｍ （φ）＝Ｐ（Ｗ_ｏｐｔ ）＝［Ａ^Ｈ （φ）Ｒ^−１Ａ（φ）］^−１ （１０）
となる。
【０００９】
Ｐ_ｍ （φ）＝Ｐ（Ｗ_ｏｐｔ ）は、雑音信号電力が無視できる状況では到来角φの到来波の平均電力に比例するので、到来角φに対するＰ_ｍ （φ）をプロットしてそのピークを探せば、実際の到来波の到来角を推定することができ、そのピーク値は到来波の平均電力にほぼ比例する。
このＭＶＤＲアルゴリズムを用いた従来の到来角測定器の構成を図３に示す。受信ベースバンド信号群ｘ_１ （ｉ）〜ｘ_Ｑ （ｉ）は、入力端子２５_１ 〜２５_Ｑ を通って入力する。逆行列演算手段に相当する逆行列演算回路３１は受信ベースバンド信号群ｘ_１ （ｉ）〜ｘ_Ｑ （ｉ）からＲ^−１を求めて出力する。ステアリングベクトル生成手段に相当するステアリングベクトル生成回路３２は、入力端子３３から到来角候補の値θを入力して式（５）と式（６）に基づきステアリングベクトルＡ（θ）を求めて出力する。複素共役演算回路３４はステアリングベクトルＡ（θ）を入力としてＡ（θ）の複素共役転置Ａ^Ｈ （θ）を出力し、行列乗算回路３５はＲ^−１にＡ（θ）を乗算してベクトルＲ^−１Ａ（θ）を出力する。内積演算回路３６はこの乗算結果Ｒ^−１Ａ（θ）とステアリングベクトルの複素共役転置Ａ^Ｈ （θ）との内積、Ａ^Ｈ （θ）Ｒ^−１Ａ（θ）を求めて出力する。逆数演算回路３７はこの内積の逆数｛Ａ^Ｈ （θ）Ｒ^−１Ａ（θ）｝^−１を計算して、到来角候補θに対応する到来波の平均電力Ｐ_ｍ （θ）として出力端子３８から出力する。ここで、複素共役演算回路３４、行列乗算回路３５、内積演算回路３６及び逆数演算回路３７は平均電力推定手段に相当する。
【００１０】
到来角候補θに対するＰ_ｍ （θ）をプロットした具体例を図５に示す。曲線６１はＥ_ｂ ／Ｎ_０ ＝３０ｄＢ、曲線６２はＥ_ｂ ／Ｎ_０ ＝１５ｄＢ、曲線６３はＥ_ｂ ／Ｎ_０ ＝０ｄＢ、Ｅ_ｂ ／Ｎ_０ は１ビット当りの信号エネルギの雑音スペクトル電力密度比である。ここで、アンテナの数Ｑは４、アンテナ間隔ｄはλ／２、変調方式はＱＰＳＫ変調として、到来角６０度と１２０度の平均電力が等しい２つの波が来るものとした。θが６０度と１２０度でＰ_ｍ （θ）がピークとなり、２つのピーク値はほぼ等しくなっている。平均Ｅ_ｂ ／Ｎ_０ をパラメータにしており、雑音電力が相対的に高くなると、即ち平均Ｅ_ｂ ／Ｎ_０ が小さくなると、ピークが鈍くなっている様子がわかる。
【００１１】
図３の逆行列演算手段３１はＲ^−１を求めるが、その方法は、（ｉ）Ｒを求めてから逆行列を計算する方法と、（ｉｉ）Ｒ^−１を直接求める方法がある。
（ｉ）の方法は、まず式（８）で定義されているＲを以下で示すようにアンサンブル平均を時間平均で置き換えて求める。このとき、ｉ＝１からＮまでのサンプリング値が得られたものとする。
【００１２】
Ｒ＝β_Ｎ Ｒ_Ｎ （１１）
Ｒ_Ｎ ＝Σ_ｉ＝１ ^Ｎ λ^Ｎ−ｉ Ｘ（ｉ）Ｘ^Ｈ （ｉ） （１２）
λ＝１で β_Ｎ ＝Ｎ^−１
λ＜１で β_Ｎ ＝［（１−λ^Ｎ ）／（１−λ）］^−１ （１３）
ここでは指数重み付け時間平均を行い、忘却係数λ（０＜λ＜１）を導入した。β_Ｎ は規格化定数であり、式（１３）に示すように実質的な観測時間の逆数となっている。Ｒ^−１は式（１１）から
Ｒ^−１＝β_Ｎ ^−１Ｒ_Ｎ ^−１ （１４）
として求める。
【００１３】
（ｉｉ）の方法は、式（１４）のＲ_Ｎ ^−１を逆行列の補助定理を用いて逐次的に求める方法であり、
【００１４】
【数１】

として求める。ただし、初期条件は
Ｒ_０ ^−１＝δ^−１Ｉ （１６）
とする。ここで、δは非常に小さい正数であり、Ｉは単位行列である。Ｒ_Ｎ ^−１を求めたら、式（１４）に代入してＲ^−１を求める。この方法の利点は逆行列の操作が不要で演算量が（ｉ）の方法に比べて少ない点にある。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
さて、広帯域伝送を行う場合、シンボル周期Ｔに比べて遅延時間が無視できない到来波が到来して符号間干渉が発生し、符号間干渉による伝送劣化を抑えるため適応等化器を導入する必要がある。適応等化器を設計する上において、遅延時間の情報が必要であり、到来角に加えて実際に遅延時間を測定する必要がある。しかし、図３の従来の到来角測定装置は到来角の差でのみ到来波を分離検出しているため、到来波の遅延時間を測定することができない。
【００１６】
以上説明したように、従来の到来角測定装置では、広帯域伝送に適用しようとすると、到来角の差でのみ到来波を分離検出しているため、到来波の遅延時間を測定することができないという欠点があった。
この発明の目的は、到来波の到来角に加えて遅延時間を測定できる到来角遅延時間測定装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明による到来角遅延時間測定器は、（１）複数のアンテナからの受信信号をベースバンド帯に変換する受信手段、（２）受信ベースバンド信号群を離散フーリエ変換する周波数変換手段、（３）受信ベースバンド信号群の周波数成分を既知の送信信号の周波数成分で正規化し、正規化周波数信号群として出力する正規化手段、（４）正規化周波数信号群の自己相関行列の逆行列を求める逆行列演算手段、（５）到来波の到来角候補と遅延時間候補に依存するステアリングベクトルを定めるステアリングベクトル生成手段、（６）逆行列とステアリングベクトルから到来角候補及び遅延時間候補に対応する到来波の平均電力を求める平均電力推定手段から成る。
［作用］ この発明における基本的な作用は次のようなものである。（１）受信手段は、複数のアンテナからの受信信号をベースバンド帯に変換し出力する。（２）周波数変換手段は、受信ベースバンド信号群を離散フーリエ変換し、その結果を受信周波数信号群として出力する。（３）正規化手段は、受信周波数信号群を既知の送信信号の周波数成分で正規化し、正規化周波数信号群として出力する。（４）逆行列演算手段は、正規化周波数信号群を入力として、その自己相関行列の逆行列を計算して出力する。（５）ステアリングベクトル生成手段は、到来波の到来角候補と遅延時間候補からステアリングベクトルを定め出力する。（６）平均電力推定手段は、逆行列にステアリングベクトルを乗算して、その結果と前記ステアリングベクトルの複素共役との内積を求め、この内積の逆数を到来角候補及び遅延時間候補に対応する到来波の平均電力として出力する。
【００１８】
従来技術とは、（１）受信ベースバンド信号群を離散フーリエ変換し、さらに送信信号の周波数成分で正規化した後、その結果の自己相関行列の逆行列を求める点と、（２）その逆行列と、到来角候補のみならず遅延時間候補に依存するステアリングベクトルとから到来波の平均電力を求める点が異なる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
この発明の実施例の機能構成を図１に示す。この実施例では送信信号は図６に示すように周期Ｔ_Ｆ の周期信号ｓ（ｔ）であり、この周期信号ｓ（ｔ）は受信側で既知とする。入力端子２５_１ 〜２５_Ｑ から受信ベースバンド信号群ｘ_１ （ｉ）〜ｘ_Ｑ （ｉ）が入力し、それぞれ周波数変換手段に相当する離散フーリエ変換回路４１_１ 〜４１_Ｑ に入力される。離散フーリエ変換回路４１_１ 〜４１_Ｑ は、それぞれ受信ベースバンド信号群ｘ_１ （ｉ）〜ｘ_Ｑ （ｉ）を離散フーリエ変換し、その結果を受信周波数信号群として出力する。
【００２０】
離散フーリエ変換は、Ｔ_Ｓ ＝Ｔ_Ｆ ／Ｎ_Ｆ （Ｎ_Ｆ は自然数）とし、Ω＝２π／Ｔ_Ｆ とするとき、周波数ｆ＝ｋΩにおけるｘ_ｑ （ｉ）（１＜ｑ＜Ｑ）の周波数成分Ｘ_ｑ （ｋ）を
Ｘ_ｑ （ｋ） ＝Ｎ_Ｆ ^−１ Σ _ｉ＝０ ^ＮＦ−１ｘ_ｑ （ｉ）ｅｘｐ（−ｊ２πｋｉ ／Ｎ_Ｆ ）（１７）
として求める。なお、式（１７）は、０＜ｉ＜Ｎ_Ｆ −１の受信ベースバンド信号、即ち第１周期分の受信ベースバンド信号を用いているが、第Ｍ（Ｍは整数）周期の受信ベースバンド信号を用いる場合には、式（１７）の和の範囲を（Ｍ−１）Ｎ_Ｆ ＜ｉ＜ＭＮ_Ｆ −１とすればよい。
【００２１】
受信周波数信号群Ｘ_１ （ｋ）〜Ｘ_Ｑ （ｋ）は、それぞれ正規化手段に相当する正規化回路４２_１ 〜４２_Ｑ に入力され、送信信号離散フーリエ変換メモリ４３からの既知の送信信号ｓ（ｔ）の周波数成分で正規化された後、正規化周波数信号群として出力される。正規化回路４２_ｑ （１＜ｑ＜Ｑ）の出力信号である正規化周波数信号Ｘ_ｑ （ｋ）′は、周波数ｆ＝ｋΩにおける送信信号ｓ（ｔ）の周波数成分をＳ（ｋ）とするとき、
Ｘ_ｑ （ｋ）′＝Ｘ_ｑ （ｋ）／Ｓ（ｋ），｜ｋ｜＜Ｋ_Ｆ （１８）
となる。ただし、Ｋ_Ｆ Ωは送信信号ｓ（ｔ）の周波数帯域であり以下ではＫ_Ｆ の整数部をＫとする。なお、入力信号ｘ_１ （ｉ）〜ｘ_Ｑ （ｉ）は同一方向についてみれば伝搬遅延時間は同一であり、前記正規化により伝送路の伝達関数が得られる。
【００２２】
正規化周波数信号群Ｘ_１ （ｋ）′〜Ｘ_Ｑ （ｋ）′は、逆行列演算手段に相当する逆行列演算回路４４に入力される。逆行列演算回路４４は、式（３）で定めたＱ次元受信ベースバンド信号ベクトルＸ（ｉ）の代りに、次式で定めるＱ（２Ｋ＋１）次元正規化周波数信号ベクトルＸ_ｅｘ（ｍ）の自己相関行列の逆行列Ｒ_ｅｘ ^−１を求める。
【００２３】
Ｘ_ｅｘ ^Ｈ （ｍ） ＝［Ｘ_１ ^Ｈ （ｍ） Ｘ_２ ^Ｈ （ｍ） …Ｘ_Ｑ ^Ｈ （ｍ） ］ （１９）
Ｘ_ｑ ^Ｈ （ｍ） ＝［Ｘ_ｑ ^＊ （−Ｋ，ｍ）′Ｘ_ｑ ^＊ （−Ｋ＋１，ｍ）′…Ｘ_ｑ ^＊ （Ｋ，ｍ）′］，１＜ｑ＜Ｑ （２０）
ここで、Ｘ_ｑ （ｋ，ｍ）′は、第ｍ（ｍは整数）周期の受信ベースバンド信号から求めた正規化周波数信号Ｘ_ｑ （ｋ）′である。なお、逆行列演算回路４４は逆行列を求める際、式（１２）の時間平均においてｉの代りに周期番号を表す整数ｍを用いる。
【００２４】
ステアリングベクトル生成手段に相当する時空ステアリングベクトル生成回路４５は、入力端子４６から遅延時間候補の値τを、入力端子３３から到来角候補の値θを入力してステアリングベクトルＡ_ｅｘ（θ，τ）を求め出力する。このステアリングベクトルは、遅延時間τ、到来角θの到来波の平均電力を一定に保つという拘束条件を規定しなくてはならない。式（１９）を考慮すると、このＡ_ｅｘ（θ，τ）は前述の式（５）のＡ（θ）を拡張して、
Ａ_ｅｘ ^Ｈ （θ）＝［ａ_１ ^＊ （θ）Ｂ^Ｈ （τ）ａ_２ ^＊ （φ）Ｂ^Ｈ （τ）…ａ_Ｑ ^＊ （φ）Ｂ^Ｈ （τ）］ （２１）
Ｂ^Ｈ （τ）＝［ｅｘｐ（−ｊＫΩτ）ｅｘｐ ｛−ｊ（Ｋ−１）Ωτ｝…ｅｘｐ （ｊＫΩτ）］ （２２）
となる。複素共役演算回路４７はステアリングベクトルＡ_ｅｘ（θ，τ）を入力としてＡ_ｅｘ（θ，τ）の複素共役転置Ａ_ｅｘ ^Ｈ （θ，τ）を出力し、行列乗算回路４８はＲ_ｅｘ ^−１にＡ_ｅｘ（θ，τ）を乗算してベクトルＲ_ｅｘ ^−１Ａ_ｅｘ（θ，τ）を出力する。内積演算回路４９はこの乗算結果Ｒ_ｅｘ ^−１Ａ_ｅｘ（θ，τ）とステアリングベクトルの複素共役転置Ａ_ｅｘ ^Ｈ （θ，τ）との内積、Ａ_ｅｘ ^Ｈ （θ，τ）Ｒ_ｅｘ ^−１Ａ_ｅｘ（θ，τ）を求め出力する。逆数演算回路５１はこの内積の逆数｛Ａ_ｅｘ ^Ｈ （θ，τ）Ｒ_ｅｘ ^−１Ａ_ｅｘ（θ，τ）｝^−１を計算して、到来角候補θ及び遅延時間τに対応する到来波の平均電力Ｐ_ｍ （θ，τ）として出力端子３８から出力する。ここで、複素共役演算回路４７、行列乗算回路４８、内積演算回路４９及び逆数演算回路５１は平均電力推定回路５２を構成し、平均電力推定手段に相当する。
【００２５】
この処理により到来角候補θ及び遅延時間候補τに対応する信号成分が強調され、到来角候補θ及び遅延時間候補τに対してＰ_ｍ （θ，τ）をプロットしてそのピーク値を探せば、到来波の到来角及び遅延時間が推定できる。
このように、受信ベースバンド信号群の離散フーリエ変換し、さらに送信信号の周波数成分で正規化した後、その結果の自己相関行列の逆行列を求め、到来角候補のみならず遅延時間候補に依存するステアリングベクトルを用いているため、到来波の到来角のみならず遅延時間の測定ができる。
【００２６】
なお、相関のある到来波が複数存在する場合でも対処できるように、空間及び周波数に関してスムージング（Ｔｉｅ−Ｊｕｎ Ｓｈａｎ，Ｍａｔｉ Ｗａｘ，ａｎｄ Ｔｈｏｍａｓ Ｋａｉｌａｔｈ，“Ｏｎ ｓｐａｔｉａｌ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｏｒ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｉｇｎａｌｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒｎａｓ．ＡＳＳＰ ，ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−３３ ，Ｎｏ．４，ｐｐ．８０６−８１１，Ａｕｇｕｓｔ，１９８５．）を適用することもできる。
【００２７】
また、ここではアンテナは図４に示すようなリニアアレイとして説明したが、円状のサーキュラアレイにも容易に適用できる。さらに、サンプリングオフセットによる劣化を抑えるため、サンプリング周期Ｔ_Ｓ を変調のシンボル周期Ｔ未満にすることもできる。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、受信ベースバンド信号群を離散フーリエ変換し、さらに送信信号の周波数成分で正規化した後、その結果の自己相関行列の逆行列を求め、到来角候補のみならず遅延時間候補に依存するステアリングベクトルとから到来波の平均電力を求めているので、到来波の到来角に加えて遅延時間を測定できる。
【００２９】
同一チャネル干渉が無視できず、高速伝送を行う無線システムに利用すると効果的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例の機能構成を示すブロック図。
【図２】従来のアダプティブアレイの機能構成を示すブロック図。
【図３】従来の到来角測定装置の機能構成図。
【図４】アダプティブアレイのアンテナ配置と到来波の関係図。
【図５】到来角候補と平均電力のプロット例を示す図。
【図６】送信信号の信号構成を示す図。

Claims (1)

1. 複数のアンテナからの受信信号をベースバンド帯に変換し受信ベースバンド信号群を出力する受信手段と、
   前記受信ベースバンド信号群を離散フーリエ変換し、その結果を受信周波数信号群として出力する周波数変換手段と、
   前記受信周波数信号群を既知の送信信号の周波数成分で正規化し、正規化周波数信号群として出力する正規化手段と、
   前記正規化周波数信号群を入力として、その自己相関行列の逆行列を計算して出力する逆行列演算手段と、
   到来波の到来角候補と遅延時間候補からステアリングベクトルを定め出力するステアリングベクトル生成手段と、
   前記逆行列に前記ステアリングベクトルを乗算して、その乗算結果のベクトルと前記ステアリングベクトルの複素共役との内積を求め、この内積の逆数を前記到来角候補及び前記遅延時間候補に対応する到来波の平均電力として出力する平均電力推定手段とから構成されることを特徴とする到来角遅延時間測定器。

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