JP2001223609A - チップ同期回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】同一チャネル干渉電力が無視できないマルチパ
ス伝搬状況下でも良好に動作するチップ同期回路を提供
すること。 【解決手段】受信べースバンド信号が入力される遅延手
段４１の出力信号を入力として、その自己相関行列の逆
行列を計算する逆行列演算手段４２と、拡散符号メモリ
５８に蓄積された既知の拡散符号系列を遅延波の遅延時
間候補分シフトしてステアリングベクトルを生成するベ
クトル生成手段４５と、前記逆行列に前記ステアリング
ベクトルを乗算して、その乗算結果と前記ステアリング
ベクトルの複素共役との内積の逆数を求めて前記遅延時
間候補に対応する遅延波の平均電力として出力する平均
電力推定手段４３と、前記平均電力を入力し、ピークと
なる前記遅延時間候補を見つけるピーク検出手段４４と
から構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信において遅延波の遅延時間を求めるチップ同期に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル移動通信においては、
急増する需要に応えるため、システム容量増加が見込め
るスペクトラム拡散通信方式が注目を集めている。特
に、スペクトラム拡散通信方式の一種である直接拡散方
式は有望であり、次世代移動通信方式としシステム導入
が検討されている。

【０００３】この直接拡散方式の送信機の構成を図１に
示す。

【０００４】まず、入力端子Ｉ及びＱからそれぞれ、シ
ンボル周期Ｔのべースバンド変調波の同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑが入力する。乗算器１_１及び１_２はこれらの信
号に、拡散符号メモリ８が出力する高周波の拡散符号を
乗算し帯域拡散を行う。帯域拡散されたべースバンド変
調波の同相成分は、アナログ乗算器２_１でキャリア信号
発生器７が出力するＲＦキャリア信号を乗算され、一
方、直交成分Ｑは９０度位相回転したＲＦキャリア信号
をアナログ乗算器２_２で乗算される。アナログ加算器３
はこれらの乗算結果を足し合わせＲＦ変調波を生成する
が、これは直交変調の操作に相当する。

【０００５】ＲＦ変調波は、送信アンプ４で増幅された
後、送信アンテナ５で送信される。

【０００６】直接拡散方式の送信波を受信し復調するた
めには、帯域拡散された信号を元のベースバンド帯域に
変換する逆拡散が必要となる。この逆拡散は受信波に同
期した拡散符号を乗算して低周波成分を抽出するもので
あり、拡散符号の同期、即ちチップ同期が必須となる。

【０００７】このチップ同期回路の構成を図２に示す。

【０００８】まず、受信アンテナ１１から受信した受信
波は、低雑音アンプ１２で増幅された後にハイブリッド
１３で分岐される。

【０００９】一方の信号は、キャリア信号発生器１６が
出力するＲＦキャリア信号をアナログ乗算器１４_１で乗
算された後にローパスフィルタ１７_１へ入力される。そ
して、Ａ／Ｄ変換器１８_１でサンプリング周期Ｔ_Ｓごと
にサンプリングされディジタル信号に変換される。この
サンプリング周期Ｔ_Ｓは、特に断らない限り拡散符号の
チップ周期Ｔ_Ｃに等しいものとする。

【００１０】他方の信号は、９０度位相回転したＲＦキ
ャリア信号をアナログ乗算器１４_２で乗算され、ローパ
スフィルタ１７_２へ入力された後にＡ／Ｄ変換器１８_２
でサンプリングされ、ディジタル信号に変換される。

【００１１】この操作は準同期検波であり、Ａ／Ｄ変換
器１８_１及び１８_２の出力は準同期検波信号の同相成分
及び直交成分に相当し、２つを合わせて受信ベースバン
ド信号ｘ（ｉ）とする。以後、べースバンド信号は全て
同相成分を実部で、直交成分は虚部とする複素表示で表
わし、ｉは時刻ｉＴ_Ｓにおけるサンプリング値を示す整
数とする。

【００１２】なお、低雑音アンプ１２、ハイブリッド１
３、アナログ乗算器１４_１及び１４ _２、移相器１５、キ
ャリア信号発生器１６、ローパスフィルタ１７_１１及び
１７ _２、Ａ／Ｄ変換器１８_１及び１８_２は、べースバン
ド受信信号発生器１０を構成し、受信手段に相当する。
相関器１９は、受信べースバンド信号と、拡散符号メモ
リ２０が出力する拡散符号との相関を求め、その絶対値
2乗をピーク検出回路２１へと出力する。

【００１３】ピーク検出回路２１では、拡散符号の拡散
符号長分（ＮＴ_Ｃ、Ｎは拡散符号の符号長）の時間範囲
において、相関値の絶対値２乗がピークとなるタイミン
グを求め、これを拡散符号のタイミングとして出力端子
へと出力する。相関値の絶対値２乗がピークとなるタイ
ミングを拡散符号のタイミングとする理由については後
述する。

【００１４】図３に図１の相関器１９の構成例を示す。
この構成はトランスバーサルフィルタと等価である。相
関器１９の各複素乗算器３２には、遅延された受信べー
スバンド信号と、端子ＳＳoutから入力する拡散符号と
が印加されて乗算される。相関器１９の各複素乗算器３
２には、受信べースバンド信号が遅延時間Ｔ_Ｃの遅延素
子３１によって（ｐ−１）Ｔ_Ｃ（なお、１≦ｐ≦Ｎ）遅
延されて、印加されている。

【００１５】複素加算器３３は、各複素乗算器３２の乗
算結果を足しあわせ相関信号を生成し、絶対２乗演算器
３４は相関信号の絶対値２乗を求め出力端子ＣＯＲout
へ出力する。

【００１６】通常、拡散符号は、自己相関の鋭い、即ち
自身との相関が時間差零のとき鋭いピークとなる符号系
列が用いられる。この様な符号系列としてＰＮ系列があ
り、その自己相関を図４に示す。

【００１７】従って、拡散符号として自己相関の鋭い符
号を用いると、送信側と受信側のタイミングが一致した
ときに相関がピークとなる。マルチパス伝搬路で、直接
波と、遅延時間τ1とτ2の遅延波が２波到来する場合、
その相関値の絶対値２乗の例を図５に示す。

【００１８】時刻ｔ1において直接波の拡散符号と受信
側のタイミングが一致し、この時刻において相関値の絶
対値２乗はピークとなる。なお、この値は直接波の電力
に比例する。時刻ｔ2＝ｔ1＋τ1及びｔ3＝ｔ1＋τ2につ
いても同様で、これらの時刻において遅延時間τ1とτ2
の遅延波の拡散符号と受信側のタイミングが一致し、相
関値の絶対値２乗がピークとなる。

【００１９】これらの値もそれぞれの遅延波の電力に比
例する。従って、相関値の絶対値２乗がピークとなるタ
イミングを見つければ、マルチパスに対応する拡散符号
のタイミンクが抽出できる。これらのタイミングを用い
れば、マルチパスの遅延時間の異なるパスに対して逆拡
散を行い、逆拡散後の信号を合成することができる。こ
れがＲＡＫＥ合成であり、パスダイバーシチ効果により
伝送特性を改善することができる。

【００２０】さて、直接拡散方式を用いた移動通信にお
いては、同じ周波数帯を相異なる拡散符号を持つ複数の
ユーザが使用するので、他ユーザの信号は同一チャネル
干渉となる。図２に示した従来のチップ同期回路は、こ
の同一チャネル干渉電力を相関操作により１／Ｎまでで
きるが、同一チャネル干渉が大きくなり、全干渉波電力
が希望波の電力のＮ倍程度になると特性が大幅に劣化す
るという欠点があった。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記問題に
鑑みなされたものであり、同一チャネル干渉電力が無視
できないマルチパス伝搬状況下でも良好に動作するチッ
プ同期回路を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明のチップ同期回路
は、（１）アンテナからの受信信号をべースバンド帯に
変換する受信手段、（２）受信べースバンド信号を入力
とするシフトレジスタと等価な遅延手段、（３）シフト
レジスタの出力信号を入力として、その自己相関行列の
逆行列を出力する逆行列演算手段、（４）既知の拡散符
号系列を遅延時間侯補分時間シフトすることでステアリ
ングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手
段、（５）逆行列とステアリングベクトルから遅延時間
候補に対応する遅延波の平均電力を出力する平均電力時
間推定手段、（６）平均電力がピークとなる遅延時間侯
補を見つけるピーク検出手段とから成る。

【００２３】また、時間軸上の受信信号を周波数軸上に
変換しても同様な動作が可能で、そのときの構成は、
（１）アンテナからの受信信号をべースバンド帯に変換
する受信手段、（２）受信べースバンド信号をフーリエ
変換する周波数変換手段、（３）周波数変換された受信
信号を入力として、その自己相関行列の逆行列を出力す
る逆行列演算手段、（４）既知の拡散符号系列を遅延時
間候補分時間シフトし、周波数変換することでステアリ
ングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手
段、（５）逆行列とステアリングベクトルから遅延時間
侯補に対応する遅延波の平均電力を出力する平均電力推
定手段、（６）平均電力がピークとなる遅延時間侯補を
見つけるピーク検出手段とから成る。

【００２４】さらに、別の構成も可能で、（１）アンテ
ナからの受信信号をべースバンド帯に変換する受信手
段、（２）受信べースバンド信号をフーリエ変換する周
波数変換手段、（３）周波数変換された受信信号を既知
の拡散符号系列の周波数成分で正規化し、正規化周波数
信号群として出力する正規化手段、（４）正規化周波数
信号群を入力として、その自己相関行列の逆行列を出力
する逆行列演算手段、（５）遅延時間侯補からステアリ
ングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手
段、（６）逆行列とステアリングベクトルから遅延時間
侯補に対応する遅延波の平均電力を出力する平均電力推
定手段、（７）平均電力がピークとなる遅延時間候補を
見つけるピーク検出手段とから成る。

【００２５】上記の３種の構成とも、平均電力推定手段
において、同一チャネル干渉及び希望波の他遅延波成分
を抑圧するように遅延波の平均電力を推定するので、同
一チャネル干渉電力が大きいマルチパス伝搬状況下でも
精度良くチップ同期を行うことができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。本発明における基本的な作用は
次のようなものである。 （１）受信手段はアンテナからの受信信号をべースバン
ド帯に変換し出力する。 （２）遅延手段は、シフトレジスタを用いて受信べース
バンド信号の時系列を出力する。 （３）逆行列演算手段は受信べースバンド信号の時系列
を入力として、その自己相関行列の逆行列を求める。 （４）ステアリングベクトル生成手段は既知の拡散符号
系列を遅延時間侯補分時間シフトすることでステアリン
グベクトルを生成する。 （５）平均電力推定手段は、同一チャネル干渉及び希望
波の他遅延波成分を抑圧するように、逆行列とステアリ
ングベクトルから遅延時間侯補に対応する遅延波の平均
電力を推定し出力する。 （６）ピーク検出手段は平均電力がピークとなる遅延時
間侯補を見つける。

【００２７】なお、従来技術とは、同一チャネル干渉及
び希望波の他遅延波成分を抑圧するように遅延時間侯補
に対応する遅延波の平均電力を推定し出力する点が異な
っている。

【００２８】以下に、実施例について説明する。 （第１の実施例）本発明の第１の実施例の構成を図６に
示す端子Ｂinから受信べースバンド信号ｘ(i)がシフト
レジスタに入力される。このシフトレジスタは、遅延手
段４１に相当し、遅延時間がチップ周期Ｔ_Ｃに等しい遅
延素子の縦続構成である。遅延素子数は最大遅延時間が
２Ｔ−Ｔ_Ｃ、（Ｔ：変調のシンボル周期）となるように
設定され、受信べースバンド信号の時間幅２Ｔの時系列
を遅延受信べースバンド信号群として逆行列演算回路４
２に入力する。逆行列演算回路４２は逆行列演算手段に
相当し、遅延受信べースバンド信号群の自己相関行列の
逆行列を求める。この方法について以下説明する。

【００２９】まず、遅延受信べースバンド信号群を、次
式で定める２Ｎ次元受信信号ベクトルＸ(i)として表現
する。 Ｘ^Ｈ(i)＝［ｘ^＊(iＮ＋Ｎ−１)ｘ^＊(iＮ＋Ｎ−２)…ｘ^＊(iＮ−Ｎ)］（１） ここで^＊は、複素共役であり、^Ｈは複素共役転置であ
る。遅延受信べースバンド信号群の自己相関行列Ｒは２
Ｎ×２Ｎ行列であり、

【００３０】

【数１】 と定める。なお、＜＞は、アンサンブル平均である。

【００３１】逆行列演算回路４２はＲ^−１を求めるが、
その方法は、（ｉ）Ｒを求めてから逆行列を計算する方
法と、（ii）Ｒ⁻¹を直接求める方法とがある。

【００３２】（ｉ）の方法は、まず式（２）で定義され
ているＲを以下で示すようにアンサンブル平均を時間平
均で置き換えて求める。このとき、ｉ＝１からＭまでの
受信信号ベクトルＸ（ｉ）が得られたものとする。

【００３３】

【数２】 ここでは、指数重み付け時間平均を行い、忘却係数λ
（０＜λ≦１）を導入した。β_Ｍは規格化定数であり、
式（５）に示すように実質的な観測時間の逆数となって
いる。Ｒ^−１は式（３）から Ｒ^−１＝β_Ｍ ^−１Ｒ_Ｍ ^−１ （６） として求める。

【００３４】（ii）の方法は、式（４）のＲ_Ｍ ^−１を逆
行列の補助定理を用いて逐次的に求める方法であり、

【００３５】

【数３】 として求める。ただし、初期条件は Ｒ_０ ^−１＝δ^−１Ｉ （８） とする。ここで、δは非常に小さい正数であり、Ｉは単
位行列である。Ｒ_Ｍ ^{− １}を求めたら、式（６）に代入し
てＲ^−１求める。この方法のメリットは逆行列の操作が
不要で演算量が(i)の方法に比べて少ない点にある。

【００３６】図６のステアリングベクトル生成回路５７
は、入力端子からマルチパスの遅延波、その遅延時間候
補の値τを入力し、さらに拡散符号メモリ２０が出力す
る拡散符号を入力して、ステアリングベクトルＡ（τ）
を求め出力する。ここで、ステアリングベクトル生成回
路５７と拡散符号メモリ２０はステアリングベクトル生
成手段４５に相当する。このステアリングベクトルは、
受信信号ベクトルＸ(i)に含まれる遅延波の拡散符号を
表すものであり、例えば、拡散符号｛ｃ(i)｝を要素に
持つＮ次元拡散符号ベクトルＣを Ｃ^Ｈ＝［ｃ^＊（Ｎ−１）ｃ^＊（Ｎ−２）…ｃ^＊（０）］ （９） とすると、遅延時間候補がＬＴ_Ｃ（Ｌは整数、０≦Ｌ≦
Ｎ）のステアリングベクトルＡ（ＬＴ_Ｃ）は

【００３７】

【数４】 となる。

【００３８】複素共役演算回路５６はステアリングベク
トルＡ（τ）を入力としてＡ（τ）の複素共役転置Ａ^Ｈ
（τ）を出力し、行列乗算回路５３はＲ^−１にＡ（τ）
を乗算してベクトルＲ^−１Ａ（τ）を出力する。内積演
算回路５４はこの乗算結果Ｒ ^−１Ａ（τ）とステアリン
グベクトルの複素共役転置Ａ^Ｈ（τ）との内積、Ａ
^Ｈ（τ）Ｒ^−１Ａ（τ）を求め出力する。逆数演算回路
５５はこの内積の逆数｛Ａ ^Ｈ（τ）Ｒ^−１Ａ（τ）｝
^−１を計算して、遅延時間侯補τに対応する遅延波の平
均電力Ｐ_ｍ（τ）として出力端子から出力する。ここ
で、行列乗算回路５３、複素共役演算回路５６、内積演
算回路５４及び逆数演算回路５５は平均電力推定手段４
３に相当する。上記の平均電力Ｐ_ｍ（τ）演算の原理に
ついて以下で説明する。まず、遅延受信べースバンド信
号群、即ち２Ｎ次元受信信号ベクトルＸ(i)を線形合成
して、Ｘ(i)に含まれる同一チャネル干渉及び希望波の
他遅延波成分を抑圧することを考える。そのときの合成
信号をｙ(i)とし、ｙ(i)を次式で定める２Ｎ次元重み付
け係数ベクトルＷを用いて表すと ｙ(i)=Ｗ^ＨＸ(i) （１１） Ｗ^Ｈ＝［ｗ_１ ^＊ｗ_２ ^＊…ｗ_２Ｎ ^＊］ （１２） となる。このＷはＤＣＭＰ（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｌ
ｙ Ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏ
ｎ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ）アルゴリズム（J．Ｃａｐｏ
ｎ、”Ｈｉｇｈ−Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ−Ｗａｖｅｎｕｍｂｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａ
ｎａｌｙｓｉｓ”、Ｐｒｏｃ．１ＥＥＥ、５７（８）、
ＰＰ．１４０８−１４１８．１９６９年８月）を用いて
求める。ＤＣＭＰアルゴリズムは、遅延時間τの遅延波
の平均電力を一定に保ちつつ合成信号ｙ(i)の平均電力
を最小にするように重み付け係数を推定する。

【００３９】このように重み付け係数を推定すると、他
ユーザの信号である同一チャネル干渉のみならず、遅延
時間の異なる希望波の遅延波も抑圧され、雑音信号電力
が無視できる状況では合成信号ｙ(i)の平均電力が遅延
時間τの遅延波の平均電力に比例する。遅延時間τの遅
延波の平均電力を一定に保つ拘束条件は、ステアリング
ベクトルＡ（τ）の性質を考慮すると Ｗ^ＨＡ(τ）＝１（ｃｏｎｓｔ） （１３） となる。一方、合成信号ｙ(i)の平均電力Ｐ（Ｗ）は式
（１１）から、 Ｐ（Ｗ）＝Ｗ^ＨＲＷ （１４） となる。式（１３）の拘束条件のもと式（１４）を最小
にするＷをＷ_ＯＰＴとするとＷ_ＯＰＴは Ｗ_ＯＰＴ＝［Ａ^Ｈ（τ）Ｒ^−１Ａ（τ）］^−１Ｒ^−１Ａ（τ） （１5 ） となることが知られている（Ｒ．Ｔ．Ｊｒ．Ｃｏｍｐｔ
ｏｎ著”Ａｄａｐｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａｓ”第６
章、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ出版１９８８年）。式
（１５）を式（１４）に代入すると Ｐ_ｍ（τ）＝Ｐ（Ｗ_ＯＰＴ）＝［Ａ^Ｈ（τ）Ｒ^−１Ａ（τ）］^−１ （１6 ） となる。Ｐ_ｍ（τ）＝Ｐ（Ｗ_ＯＰＴ）は、雑音信号電力
が無視できる状況では遅延時間τの遅延波の平均電力に
比例するので、遅延時間候補に対するＰ_ｍ（τ）をプロ
ットしてそのピークを探せば、実際の遅延波の遅延時間
を推定することができ、そのピーク値は遅延波の平均電
力にほぼ比例する。図６のピーク検出回路４４は、ピー
ク検出手段に相当し、遅延波の平均電力Ｐ_ｍ（τ）を入
力とし、そのピークを見つけて拡散符号の同期を行う。

【００４０】このように、平均電力推定手段４３におい
て、同一チャネル干渉及び希望波の他遅延波成分を抑圧
するように遅延波の平均電力を推定するので、同一チャ
ネル干渉電力が大きいマルチパス伝搬状況下でも精度良
くチップ同期を行うことができる。

【００４１】相関器を用いた従来技術と本実施例につい
て、計算機シミュレーションで求めたチップ同期精度を
図７に示す。シミュレーション条件は、Ｎ＝１６、即ち
１６倍拡散で、ユーザ数は１５、伝搬路条件は同期系の
フラット・レイリーフェージングとし、最大ドップラー
周波数をシンボル周期で規格化した値は１0^−２とし
た。同図（ａ）に平均チップタイミングを、同図（ｂ）
にチップタイミングの標準偏差を示した。

【００４２】なお、真のチップタイミングは０とした。
両図から明らかなように、平均Ｅ_ｂ／Ｎ_０が高くなると
本実施例は従来技術に較べて大幅に同期精度を改善でき
る。 （第２の実施例）本発明の第２の実施例の構成を図８に
示す。端子Ｂｉｎから受信べースバンド信号ｘ(i)が入
力し、周波数変換手段に相当する離散フーリエ変換回路
Ａ６１に入力される。離散フーリエ変換回路Ａ６１は、
受信べースバンド信号ｘ(i)を離散フーリエ変換し、そ
の結果を受信周波数信号群として出力する。離散フーリ
エ変換は、時間長Ｔ_Ｆを２Ｔ、Ｔ_Ｓ＝Ｔ_Ｆ／Ｎ_Ｆ（ＮＦ
は自然数）とし、Ω＝２π／Ｔ_Ｆとするとき、周波数ｆ
＝ｋΩにおけるｘ(i)の周波数成分ξ（ｋ）を

【００４３】

【数５】 として求める。なお、式（１７）は、０≦ｉ≦Ｎ_Ｆ−１
の受信べースバンド信号、即ちＸ（１）に含まれる受信
ベースバンド信号を用いているが、Ｘ（Ｍ）（なお、Ｘ
（Ｍ）は、式（１）におけるｉをＭとしたものであ
る。）に含まれる受信べースバンド信号を用いる場合に
は、式（１７）の和の範囲を（Ｍ−１）Ｎ_Ｆ／２≦ｉ≦
（Ｍ−１）Ｎ_Ｆ／２＋Ｎ_Ｆ−１とすればよい。

【００４４】受信周波数信号群｛ξ（ｋ）｝は、逆行列
演算手段に相当する逆行列演算回路６２に入力される。
逆行列演算回路６２は、式（１）で定めた２Ｎ次元受信
べースバンド信号ベクトルＸ(i)の代りに、次式で定め
る（２Ｋ＋１）次元周波数信号ベクトルＸ_Ｆ（m）の自
己相関行列、その逆行列Ｒ_Ｆ ^−１を求める。

【００４５】 Ｘ_Ｆ ^Ｈ(m)＝［ξ^＊(−Ｋ) ξ^＊(−Ｋ＋１)…ξ^＊(Ｋ)］ （１８） ここで、ｍは、Ｘ（m）（なお、Ｘ（m）は、式（１）に
おけるｉをＭとしたものである。）に対応する周波数成
分ξ（k）を用いることを示す自然数で、ＫはＫΩが拡
散符号の周波数帯域以下になるように定めた自然数であ
る。

【００４６】ステアリングベクトル生成回路５７は第１
の実施例と同様、入力端子からマルチパスの遅延波、そ
の遅延時間候補の値τを入力し、さらに拡散符号メモリ
２０が出力する拡散符号を入力して、ステアリングベク
トルＡ（τ）を求め出力する。離散フーリエ変換回路Ｂ
７０は、ステアリングベクトルλ（τ）を離散フーリエ
変換し、式（１８）と同じ周波数成分が要素となるよう
に（２Ｋ＋１）次元ステアリングベクトルＡ_Ｆ（τ）を
生成する。ここで、ステアリングベクトル生成回路５
７、拡散符号メモリ２０及び離散フーリエ変換回路Ｂ７
０はステアリングベクトル生成手段６５に相当する。

【００４７】複素共役演算回路６９はステアリングベク
トルＡ_Ｆ（τ）を入力としてＡ_Ｆ（τ）の複素共役転置
Ａ^Ｈ _Ｆ（τ）を出力し、行列乗算回路６６はＲ_Ｆ ^−ｌに
Ａ_Ｆ（τ）を乗算してベクトルＲ_Ｆ ^−ｌＡ_Ｆ（τ）を出
力する。内積演算回路６７は、この乗算結果Ｒ_Ｆ ^−ｌＡ
_Ｆ（τ）とステアリングベクトルの複素共役転置Ａ_Ｆ ^Ｈ
（τ）との内積、Ａ_Ｆ ^Ｈ（τ）Ｒ_Ｆ ^−ｌＡ_Ｆ（τ）を求
め出力する。逆数演算回路５５は、この内積の逆数｛Ａ
_Ｆ ^Ｈ（τ）Ｒ_Ｆ ^−ｌＡ_Ｆ（τ）｝^−ｌを計算して、遅延
時間侯補τに対応する遅延波の平均電力Ｐｍ（τ）とし
て出力端子から出力する。ここで、行列乗算回路６６、
複素共役演算回路６９、内積演算回路６７及び逆数演算
回路５５は平均電力推定手段６３に相当する。

【００４８】上記の平均電力Ｐ_ｍ（τ）の原理は、第１
の実施例と同じであり、単に時間領域の受信べースバン
ド信号を周波数領域に変換し、変換された周波数領域の
信号を用いているにすぎない。図８のピーク検出回路４
４はピーク検出手段に相当し、遅延波の平均電力Ｐ
_ｍ（τ）を入力とし、そのピークを見つけて拡散符号の
同期を行う。

【００４９】なお、本実施例は、自然数Ｋを調整するこ
とでベクトル及び行列の次元を減らすことができ、第１
の実施例に較べて演算量を削減することができる。（第
３の実施例）第３実施例と等価な構成を図９に示す。

【００５０】図８の第２の実施例と異なる点は、（ｉ）
受信周波数信号群が既知の拡散符号の周波数成分で正規
化され、この正規化周波数信号群の自己相関行列の逆行
列を計算していることと、（ｉｉ）ステアリングベクト
ルが遅延波の遅延時間候補のみから生成されることだけ
である。

【００５１】まず、（ｉ）の点について説明する。図９
の離散フーリエ変換回路Ｂ７０は拡散メモリ２０が出力
する拡散符号を離散フーリエ変換する。正規化回路９０
は受信周波数信号群をこの拡散符号の周波数成分で正規
化し、正規化周波数信号群として出力する。正規化回路
の出力信号である正規化周波数信号ξ(k)’は、周波数
ｆ＝ｋΩにおける拡散符号の周波数成分をＳ（ｋ）とす
るとき、 ξ(k)’＝ξ(k)／Ｓ(k)、｜ｋ｜≦Ｋ （１９） となる。

【００５２】なお、Ｋは、式（１８）のＫと同じであ
る。

【００５３】ここで、拡散符号メモリ２０、離散フーリ
エ変換回路Ｂ７０及び正規化回路９０は正規化手段８０
に相当する。正規化周波数信号群ξ(k)’は、逆行列演
算手段に相当する逆行列演算回路８２に入力される。逆
行列演算回路８２は、式（１８）でξ(k)の代りにξ
(k)’を用いたＸ_Ｆ（ｍ）の自己相関行列、その逆行列
を求める。

【００５４】次に、（ｉｉ）の点について説明する。ス
テアリングベクトル生成手段に相当するステアリングベ
クトル生成回路８５は、入力端子から遅延時間候補の値
τを入力してステアリングベクトルＡ_Ｆ（τ）’を求め
出力する。このステアリングベクトルは、遅延時間τの
遅延波の平均電力を一定に保つという拘束条件を規定し
なくてはならない。式（１９）を考慮すると、このＡ_Ｆ
（τ）’は

【００５５】

【数６】 となる。

【００５６】なお、相関のある希望波の遅延波が複数存
在する場合でも対処できるように、周波数軸に関してス
ムージング（Ｔｉｅ−Ｊｕｎ Ｓｈａｎ、 Ｍａｔｉ
Ｗａｘ、ａｎｄ Ｔｈｏｍａｓ Ｋａｉｌａｔｈ、 ”
０ｎ Ｓｐａｔｉａｌ Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｏｒ
Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ Ｅｓｔｉ
ｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｉｇｎａｌ
ｓ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＡＳＳＰ 、ｖｏｌ．ＡＳ
ＳＰ−３３、Ｎｏ．４、ｐｐ．８０６−８１１、Ａｕｇ
ｕｓｔ、１９８５．）を適用することもできる。また、
サンプリングオフセットによる劣化を抑えるため、サン
プリング周期Ｔ_Ｓをチップ周期Ｔ_Ｃ未満にすることもで
きる。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように、同一チャネル干渉
及び希望波の他遅延波成分を抑圧するように遅延波の平
均電力を推定するので、同一チャネル干渉電力が大きい
マルチパス伝搬状況下でも精度良くチップ同期を行うこ
とができる。

【００５８】同一チャネル干渉が無視できない直接拡散
によるスペクトラム拡散無線通信システムに利用すると
効果的である。

【００５９】

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の直接拡散によるスペクトラム拡散方式の
送信機構成である。

【図２】従来の直接拡散によるスペクトラム拡散方式の
受信機構成である。

【図３】相関器の構成例を説明するための図である。

【図４】ＰＮ系列の自己相関を説明するための図であ
る。

【図５】マルチパス伝搬路における相関出力を説明する
ための図である。

【図６】第１の実施例の構成例を説明するための図であ
る。

【図７】第１の実施例の計算機シミュレーション結果で
ある。

【図８】第２の実施例の構成例を説明するための図であ
る。

【図９】第３の実施例の構成例を説明するための図であ
る。

【符号の説明】

４１ 遅延手段（シフトレジスタ） ４２、６２、８２ 逆行列演算回路 ４３、６３ 平均電力推定回路 ４４ ピーク検出回路 ４５、６５ ステアリングベクトル生成手段 ５１ 遅延回路 ５３、６６ 行列乗算回路 ５４、６７ 内積演算回路 ５５ 逆数演算回路 ５６、６９ 複数共役演算回路 ５７、８５ ステアリングベクトル生成回路 ２０ 拡散符号メモリ ６１、７０ 離散フーリエ変換回路 ９０ 正規化回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 アンテナからの受信信号をべースバンド
   帯に変換し受信べースバンド信号を出力する受信手段
   と、 前記受信べースバンド信号を遅延させ遅延受信べースバ
   ンド信号群を出力する遅延手段と、 前記遅延受信べースバンド信号群を入力として、その自
   己相関行列の逆行列を計算して出力する逆行列演算手段
   と、 既知の拡散符号系列を遅延波の遅延時間候補分シフトす
   ることでステアリングベクトルを生成するステアリング
   ベクトル生成手段と、 前記逆行列に前記ステアリングベクトルを乗算して、そ
   の乗算結果のベクトルと前記ステアリングベクトルの複
   素共役との内積を求め、この内積の逆数を前記遅延時間
   候補に対応する遅延波の平均電力として出力する平均電
   力推定手段と、 前記平均電力を入力し、ピークとなる前記遅延時間候補
   を見つけるピーク検出手段とから構成されることを特徴
   とするチップ同期回路。
2. 【請求項２】 アンテナからの受信信号をべースバンド
   帯に変換し受信べースバンド信号を出力する受信手段
   と、 前記受信べースバンド信号をフーリエ変換し、その結果
   を受信周波数信号群として出力する周波数変換手段と、 前記受信周波数信号群を入力として、その自己相関行列
   の逆行列を計算して出力する逆行列演算手段と、 既知の拡散符号系列を遅延波の遅延時間侯補分シフト
   し、これをフーリエ変換することでステアリングベクト
   ルを生成するステアリングベクトル生成手段と、 前記逆行列に前記ステアリングベクトルを乗算して、そ
   の乗算結果のベクトルと前記ステアリングベクトルの複
   素共役との内積を求め、この内積の逆数を前記遅延時間
   侯補に対応する遅延波の平均電力として出力する平均電
   力推定手段と、 遅延波の前記平均電力を入力し、ピークとなる前記遅延
   時間侯補を見つけるピーク検出手段とから構成されるこ
   とを特徴とするチップ同期回路。
3. 【請求項３】 アンテナからの受信信号をべースバンド
   帯に変換し受信べースバンド信号を出力する受信手段
   と、 前記受信べースバンド信号群をフーリエ変換し、その結
   果を受信周波数信号群として出力する周波数変換手段
   と、 前記受信周波数信号群を既知の拡散符号系列の周波数成
   分で正規化し、正規化周波数信号群として出力する正規
   化手段と、 前記正規化周波数信号群を入力として、その自己相関行
   列の逆行列を計算して出力する逆行列演算手段と、 遅延波の遅延時間侯補からステアリングベクトルを生成
   するステアリングベクトル生成手段と、 前記逆行列に前記ステアリングベクトルを乗算して、そ
   の乗算結果のベクトルと前記ステアリングベクトルの複
   素共役との内積を求め、この内積の逆数を前記遅延時間
   候補に対応する遅延波の平均電力として出力する平均電
   力推定手段と、 遅延波の前記平均電力を入力し、ピークとなる前記遅延
   時間侯補を見つけるピーク検出手段とから構成されるこ
   とを特徴とするチップ同期回路。