WO2004030141A1 - Vorrichtung zum übertragen bzw. abstrahlen hochfrequenter wellen - Google Patents

Vorrichtung zum übertragen bzw. abstrahlen hochfrequenter wellen Download PDF

Info

Publication number
WO2004030141A1
WO2004030141A1 PCT/DE2003/002408 DE0302408W WO2004030141A1 WO 2004030141 A1 WO2004030141 A1 WO 2004030141A1 DE 0302408 W DE0302408 W DE 0302408W WO 2004030141 A1 WO2004030141 A1 WO 2004030141A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
frequency
coupling
microstrip line
substrate
area
Prior art date
Application number
PCT/DE2003/002408
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Hansen
Martin Schneider
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Priority to DE50312367T priority Critical patent/DE50312367D1/de
Priority to JP2004538683A priority patent/JP2006500835A/ja
Priority to EP03798044A priority patent/EP1547192B1/de
Priority to US10/514,262 priority patent/US7154441B2/en
Publication of WO2004030141A1 publication Critical patent/WO2004030141A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line

Definitions

  • the present invention relates to a device for transmitting or radiating high-frequency waves.
  • Devices for radiating electromagnetic waves such as, for example, planar antenna elements, which are excited via a slot to vibrate and thus to radiate high-frequency waves, are widely used, for example, in directional radio, satellite radio or radar technology. They are preferably used in the microwave range, since small sizes and thus simple implementations are possible at low cost.
  • FIG. 6A A conventional planar antenna device is shown with reference to FIG. 6A, in which a slot coupling is excited via a microstrip line (MSL) 10.
  • MSL microstrip line
  • this microstrip line 10 has an abrupt end 10 'and thus forms an idle line.
  • a slot 14 is arranged in a ground area 12 separated by a substrate 11, perpendicular to the microstrip line 10, through which a through-hole, ie a coupling, of the at this point maximum magnetic field takes place.
  • FIG. 6B shows the cross-sectional view of the device according to FIG. 6A in plan view.
  • microstrip line substrates 11 become very thin at higher frequencies, e.g. 254 ⁇ m for a short-range radar application
  • SRR at 24GHz
  • these substrates 11 must be connected to a rigid carrier material 18, as shown in FIG. 7A.
  • This carrier material 18 is not suitable for high frequencies for reasons of cost.
  • the carrier material 18 is attached above the ground surface 12 with a fixed connection to the latter, a costly recess 19 in the carrier material 18 being necessary to ensure the function of the antenna in the area of the coupling slot 14 or the radiating element 16, so that the radiating element is via the coupling slot 14 16 can be coupled electromagnetically.
  • Another conventional embodiment of a slot-coupled antenna uses a so-called "buried", signal-carrying line 10 with an abrupt line end 10 ', which is in the form of a so-called
  • Triplate line is executed and in turn also excites the single radiator 16 via a slot 14 for radiation.
  • the signal line 10 is arranged essentially plane-parallel between two ground surfaces 12, 13, in which 8A or FIG. 8B, the microstrip line 10 is closer to one of the two ground surfaces 12, 13, which leads to an antenna arrangement with asymmetrical triplate feed.
  • the symmetrical or asymmetrical triplate arrangement has the advantage that larger line elements in a lower layer than buried structures can be hidden, so that space can be saved.
  • a buried feed network does not have a negative influence on the radiation characteristic of such an arrangement, in contrast to, in particular at higher frequencies, "open" distribution or feed networks which contribute significantly to parasitic radiation.
  • Another advantage is the possibility of providing multilayer or multilayer arrangements that are easy to manufacture, since their individual layers or individual layers have good high-frequency properties and carry the respective line structures to be buried. If suitable layer or substrate materials, such as ceramics, are used, the connection to an additional mechanical support can be dispensed with, since the multilayer arrangement over has sufficient structural stability.
  • LTCC low te perature cofired ceramic
  • the antenna arrangement just described with reference to FIGS. 8A and 8B has the disadvantage that the detachment of waves is greatly promoted at an abrupt end 10 ′ of the signal-carrying, central line 10 of the triplate structure.
  • a not inconsiderable power component of the signal can then undesirably spread in the substrate material 11, for example in the form of parallel plate modes or waveguide modes.
  • the multilayer arrangement is laterally encased in a metallic support or housing, the excitation of waveguide modes is additionally favored.
  • the propagation of waveguide modes is determined by their cut-off frequency f g , the value of which depends directly on the distances between the bounding metallic walls.
  • connection applies that the cut-off frequency f g of a waveguide mode is shifted to lower frequencies if the distance between the electrically conductive, for example metallic, walls is increased.
  • the number of modes that can be propagated in a specific frequency band is constantly increasing. If such modes are now excited in the substrate 11 by idling line ends, on the one hand the power emitted via the radiator element 16 is reduced and on the other hand coupling with other circuit parts within the substrate 11, for example further antenna elements, is favored, which adversely affects the antenna characteristics and the overall system behavior impact.
  • the device according to the invention for transmitting or radiating high-frequency waves with the features of claim 1 has the advantage over the known approach that the excitation of substrate or waveguide modes in a slot-coupled antenna arrangement. symmetrical or asymmetrical triplate line prevented or to one for the behavior of the antenna or the
  • the device according to the invention makes it possible to provide a cost-effective improvement in the function of the antenna, since the suppression of the excitation of substrate or waveguide modes described contributes to improving the efficiency of the antenna and thus to improving the system behavior.
  • the idea on which the present invention is based essentially consists in providing a removal measure in the area of the signal line as well as in the area of the coupling slot and to adapt its dimensions to both requirements.
  • a device for transmitting or radiating high-frequency waves which has a microstrip line with an end in a substrate for transmitting high-frequency useful signals, a first ground plane and a second ground plane, which are provided on opposite sides of the microstrip line, for shielding the microstrip line, provides an opening in the first ground plane at a predetermined distance from the end of the strip line for coupling out a high-frequency signal, a through-contact device for conductive connection of the first ground plane to the second ground plane in the Has periphery of the microstrip line for shielding the same (e.g.
  • vias provides a planar coupling device for receiving and transmitting the high-frequency useful signal
  • the through-contacting device being structured and / or dimensioned such that for a given frequency of the useful signal there are essentially no capable of propagation or resonance Waveguide modes occur in the substrate.
  • the structure of the through-contacting device expands in the area of the coupling opening. This has the advantage that the coupling to a radiation element (patch) is not impeded by the shielding through-contacting device in the region of the coupling opening.
  • a distance a between opposite plated-through devices in the area of the microstrip line is smaller than the quotient from c 0 + ⁇ 2 - f - “J ⁇ r j, where Co for the speed of light in a vacuum, ⁇ r for the dielectric permitti - vity of the substrate and f stands for the frequency of a useful signal.
  • This advantageously prevents a first propagable waveguide mode of a rectangular waveguide, which is approximately present here (TE ⁇ o _ mode), from forming a cross-sectional mode with a transverse electrical (TE) field.
  • C 0 stands for the speed of light in a vacuum
  • ⁇ r for the dielectric permittivity of the substrate
  • f res for a resonance frequency of a stimulable waveguide mode, which is to be provided above a useful signal frequency band.
  • the resonance frequency is at a greater distance than about a few percent above the useful signal frequency band. In this way, a safe avoidance of resonance phenomena is guaranteed.
  • the device for useful signals is dimensioned in a frequency band between 20 GHz and 30 GHz.
  • the device is suitable for use in an SRR (short-range radar) application.
  • the through-contacting device consists of discrete through-contacting elements which are arranged laterally adjacent to one another, preferably forming an electromagnetic shielding wall. This has the advantage of good shielding in the case of through-contacting elements which can be produced inexpensively, the choice of the distance depending on the frequency.
  • the discrete via elements are round and / or cylindrical. This can ensure simple manufacture.
  • the through-contacting device forms a continuous wall.
  • This offers the advantage of a closed shielding device, for example in the form of a metallic layer, which permits almost no electromagnetic coupling or decoupling.
  • the through-contacting device is provided continuously in the region longitudinally adjacent to the end of the strip line. Complete shielding of the stripline is advantageous here.
  • the via device is provided with a gap in the region longitudinally adjacent to the end of the strip line.
  • the microstrip line is arranged closer to the ground surface provided with the coupling opening than to the other ground surface in the substrate or vice versa. This has the advantage of an asymmetrical structure, which e.g. when a further microstrip line is connected via the coupling opening is required.
  • the microstrip line is arranged approximately equidistant between the ground surface provided with the coupling opening and the other ground surface in the substrate. This provides the advantage of a simple arrangement.
  • the planar coupling device forms a second microstrip line in another plane, which is provided with galvanic isolation for the electromagnetic coupling of this further microstrip line.
  • the two microstrip lines are of essentially the same design and overlap in the longitudinal direction by a twice the predetermined distance, which preferably corresponds to approximately half the wavelength of the coupling useful signal. This ensures maximum electromagnetic coupling between the two microstrip lines.
  • Coupling opening parallel to the ground surfaces provided slot-like and / or rectangular. This enables a simple, inexpensive coupling opening layout to be produced in the ground plane and offers good coupling in and out through the slot.
  • FIG. 1 is an oblique view of a detail to explain a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is an oblique view for explaining the first embodiment of the present invention
  • 3 is a plan view of a schematic radiation device for explaining a second embodiment of the present invention
  • Fig. 4 is a simulation diagram to explain the
  • FIG. 5A, B show a schematic illustration of an electrically isolated coupling device for explaining a third embodiment of the present invention, FIG. 5A illustrating a longitudinal section and FIG. 5B illustrating a cross section along the sectional plane A;
  • FIG. 6A, B show a schematic illustration of a conventional slot-coupled planar emitter, FIG. 6A illustrating a longitudinal section and FIG. 6B illustrating a plan view;
  • FIGS. 6A, B show a schematic illustration of the arrangement shown with reference to FIGS. 6A, B with an additional mechanical reinforcement, FIG. 7A illustrating a longitudinal section and FIG. 7B illustrating a plan view; and
  • FIG. 8A, B show a schematic illustration of a conventional slot-coupled planar radiator with an asymmetrical triplate line feed, with FIG. 8A a longitudinal section and FIG. 8B one
  • FIG. 1 shows a schematic oblique view of a slot-coupled emitting device for explaining a first embodiment of the present invention.
  • a microstrip line 10 is embedded in a substrate 11.
  • This substrate is preferably radio frequency compatible and has e.g. a low temperature cofired ceramic (LTCC), which has good dielectric properties with low attenuation.
  • LTCC low temperature cofired ceramic
  • the lower end of the arrangement shown is formed by a second ground surface 13 which, like the first ground surface, consists of an electrically conductive material, preferably comprising a metal.
  • the first ground surface 12 has a coupling opening 14, which is preferably rectangular and / or slot-shaped, and which has a predetermined distance d (not shown) with respect to an abrupt end 10 'of the microstrip line 10.
  • This coupling opening 14 is aligned in the Y direction in the center of the strip line 10 or the end of the strip line 10 'and at right angles thereto, similar to a cross.
  • the predetermined distance in the X direction between the slot opening 14 and the end 10 'of the stripline 10 corresponds approximately to a quarter of the line wavelength, ie ⁇ / 4, of the useful signal f transmitted on the stripline 10, which in this example has a bandwidth of the frequency band F in the range between 20 GHz and 30 GHz.
  • a through-contacting device 15 is provided, which according to the present embodiment consists of individual through-contacting elements 15 '.
  • the individual plated-through elements 15 ' are preferably of approximately round and / or cylindrical design and provide a shielding device similar to a gallery wall.
  • a planar coupling device 16 serves as a planar emitter, which is excited to resonate by the electromagnetic field coupled out through the coupling opening 14.
  • the planar coupling device 16 is preferably aligned parallel to the coupling opening 14.
  • the side edges of the planar radiator 16 provided here in a rectangular manner are preferably aligned parallel to the edges of the coupling opening 14, ie in the X and Y directions.
  • the microstrip line 10 has an impedance transformer 17 in the area of the coupling slot 14 and in front of the abrupt end 10 'of the strip line, which transformer 17 is used for impedance matching if necessary.
  • the through-contacting device 15 widens in order to be brought together again longitudinally adjacent to the end section 10 ′ of the strip line 10. hen and thus represents a closed shielding device.
  • a through-contacting device 15 or also completely closed shielding walls around the strip line 10 are suitable for shielding such triplate lines and consequently for avoiding waveguide modes capable of propagation or resonance.
  • the through-contacting device 15 in the form of individual through-contacts 15, 15 '(vias) which, on the radio frequency side, represent almost a continuous electrically conductive wall due to a sufficiently small lateral distance between the vias.
  • the maximum shielding effect is determined by the correct dimensioning of the distance and diameter of the individual via elements 15 '.
  • the distance between the walls i.e. For example, the distance between the via device 10 lying on one side of the strip line 10 and the distance between the via device 15 lying on the other side of the strip line in the Y direction does not exceed a certain value.
  • the first propagable waveguide mode of a rectangular waveguide which is approximately present here, is the TEio mode, a mode with a transverse electrical (TE) field viewed in cross section.
  • a corresponds to the distance between the plated-through devices 15 or via walls and ⁇ r to the dielectric permittivity of the substrate material.
  • the distance a is to be reduced depending on the electrical effect of the shape of the vias or their distances and the additional (comparatively small) influence of the signal line 10.
  • this wall 15 would intersect in the area of the coupling opening 14 with this orthogonally oriented coupling opening 14, so that the functioning of the coupling slot 14 and thus the antenna or transmission device does not would be more assured. It is therefore necessary to significantly increase the distance between the via walls in the vicinity of the coupling slot 14, in order to be able to reduce it to the original value only behind the slot 14 in the area of the idle signal line 10 ', for example. A merging of the via walls 15 would then also be possible behind the idling end 10 ′ of the microstrip line 10, but this is not absolutely necessary since there is no excitation due to the small distance between the via walls present there of substrate or waveguide modes would be possible. On the other hand, in order to achieve a maximum shielding effect and also to prevent electromagnetic coupling into the arrangement from the outside, the via device 15, ie the walls, is preferably brought together longitudinally adjacent to the idle signal line 10 '.
  • the cutoff frequency f g of the waveguide mode drops, generally below that Usage frequency f of the antenna itself, so that the impairment of the function of the coupling opening 14 by the via walls 15 is minimal or can be taken into account in a draft of the arrangement.
  • this entails the risk that cavity resonances can form within these screen walls 15 with the greatly increased distance B in the area of the coupling opening 14, which resonances greatly impair the function of the antenna if these undesirable resonance frequencies which may occur are in the useful frequency range.
  • the length L of the via walls 15 in the X direction in the region of the coupling opening is to be chosen accordingly with the increased distance B of the screen walls 15 in the Y direction.
  • C 0 represents the vacuum speed of light and ⁇ r the dielectric permittivity of the non-conductive filler.
  • the integer index p must be greater than zero for TE modes. This results in the first excitable cavity resonance according to the TE ⁇ 0 mode
  • the dimensions of the shielding device or the through-contacting device 15 must be taken into account, that the use of discrete via elements 15 'with a certain lateral spacing from one another instead of closed metallic walls influences the cutoff frequency of the waveguide modes.
  • the resonator in the area of the coupling slot does not have all-round closed walls, as in the theoretical model, but rather large-area coupling and decoupling, for example in the area of the widening of the via walls 15, which influence the resonance frequency accordingly ,
  • the coupling slot 14 itself also has an influence on the resonance frequency, just as the signal line 10, 10 'which runs idle below the coupling opening 14 itself can change the resonance frequency.
  • Fig. 2 shows a schematic oblique view for explaining the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows a section of the arrangement according to FIG. 1.
  • the microstrip line 10 is embedded in a dielectric substrate between a first ground surface 12 and a second ground surface 13.
  • the two ground surfaces 12, 13 are connected via electrically conductive via elements 15 ', which are a via device 15 or. form a shielding device, connected to each other.
  • the strip line 10 is provided plane-parallel and symmetrical between the two parallel ground surfaces 12 and 13, that is to say in a symmetrical triplate arrangement.
  • the stripline 10 preferably has an approximately rectangular cross-section, whereas the individual laterally adjacent via elements 15 'are in particular cylindrical.
  • 3 shows a schematic top view of a radiation device for explaining a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 shows an emitting device according to the invention, which essentially differs from the embodiment shown with reference to FIG. 1 in that the through-contacting device 15 in the present case does not consist of individual via elements 15 ', but rather of continuous electrically conductive walls exists, which are arranged in an electrically contacting manner between the first and second ground surfaces.
  • the useful frequency band F is preferably in the range from 22 GHz to 26 GHz.
  • the triplate structure shown in Fig. 3 is asymmetrical, i.e. the height of the substrate 11 above the signal line 10 to the first ground surface 12 is 150 ⁇ m, and the height of the substrate 11 below the signal line
  • the distance of the via walls B is increased to, for example, 3.6 mm in the area of the coupling slot 14.
  • the cut-off frequency f g of the TEio mode drops to approximately 15 GHz in accordance with equation (1).
  • the first resonance frequency f res of this mode is above, for example, 27 GHz, in order to ensure a 1 GHz frequency spacing from the useful frequency band F, the length L must be selected less than 2.4 mm in accordance with equation (4).
  • L is preferably chosen to be 1.2 mm in the present exemplary embodiment.
  • FIG. 4 shows the amplitude profile of the reflection factor as a simulation result of a full wave analysis of the entire antenna arrangement according to FIG. 3.
  • the reflection factor has a high amplitude, which corresponds exactly to the described waveguide resonance of the TE ⁇ 0 mode, which is deduced from an analysis of associated field distribution images (not shown).
  • the useful frequency band F between 22 GHz and 26 GHz, which is greater than 12 dB, and moreover a very smooth course of the adaptation, from which the impairment by other resonance-like effects in this frequency range can be excluded.
  • the course of the reflection factor can be, as desired, in large areas by appropriate dimensioning or structuring of the planar coupling device 16 or Adjust the planar emitter, coupling opening 14 or coupling slot, signal line 10 and impedance transformer 17.
  • FIG. 5A shows a coupling device for an electromagnetic signal with galvanic isolation.
  • two microstrip lines 10 are separated in a dielectric substrate 11 by a ground area 12 provided with a coupling opening 14.
  • the lower stripline 10 extends to the left in the illustration and has its idle end 10 'in the area adjacent to the coupling opening 14, whereas the upper stripline 10 extends to the right in the drawing and its free-running left end 10' in the area adjacent to the coupling slot 14 has.
  • the arrangement is constructed point symmetrically to the center of the coupling slot 14.
  • the arrangement in the lower region essentially corresponds to an asymmetrical triplate feed, which, however, does not transmit its decoupled field to a planar emitter (16, but not shown here), but rather into a further strip line 10.
  • no antenna element is provided, but rather a coupling device which, via an electromagnetic coupling of a signal from a strip line in one plane, transmits the signal in an electrically isolated manner to a second strip line 10 in another plane.
  • the through-contacting device or screen walls, not shown in FIG. 5A, are in the area of the stripline and in particular in the area of the coupling. tion opening 14, as described above, structured or dimensioned.
  • FIG. 5B shows the coupling device according to FIG. 5A in cross-section, the through-contact device for increasing clarity not being illustrated here, but nevertheless being arranged as above.
  • the materials mentioned for the dielectric substrate, the ground planes and the stripline can be seen as examples.
  • the design of the coupling slots, the planar coupling device and the stripline is not necessarily rectangular, but can also have round, oval or polygonal cross sections or top views.
  • the through-contacting device or shielding walls do not have to run at right angles to one another, but can have rounded transitions.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Waveguides (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung stellt eine Vorrichtung zum Über tragen bzw. Abstrahlen hochfrequenter Wellen bereit mit: einer mit einem Ende (10') versehene Mikrostreifenleitung (10) in einem Substrat (11) zum Übertragen hochfrequenter Nutzsignale; einer ersten Massefläche (12) und einer zweiten Massefläche (13), welche auf entgegenliegenden Seiten der Mikrostreifenleitung (10) vorgesehen sind, zum Bilden einer TEM-Wellenleiteranordnung; einer Öffnung (14) in der ersten Massefläche (12) in einem vorbestimmten Abstand (d) zum Ende der Streifenleitung (10') zum Auskoppeln eines hochfrequenten Signals; einer Durchkontaktierungseinrichtung (15) zum leitfähigen Verbinden der ersten Massefläche (12) mit der zweiten Massefläche (13) in der seitlichen Peripherie der Mikrostreifenleitung (10); und einer planaren Kopplungseinrichtung (16) zum Aufnehmen und Übertragen bzw. Abstrahlen des hochfrequenten Nutzsignals, wobei die Durch kontaktierungseinrichtung (15) derart gestaltet ist, dass sie bei gegebener Frequenz (f) des Nutzsignals die Ausbreitung von Hohlleitermoden sowie die Anregung von Hohlleitermoderesonanzen im Nutzfrequenzband (F) verhindert.

Description

Vorrichtung zum Übertragen bzw. Abstrahlen hochfrequenter Wellen
STAND DER TECHNIK
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Übertragen bzw. Abstrahlen hochfrequenter Wellen.
Vorrichtungen zum Abstrahlen elektromagnetischer Wellen, wie beispielsweise planare Antennenelemente, die über einen Schlitz zur Schwingung und damit zur Abstrahlung hoch- frequenter Wellen angeregt werden, sind beispielsweise in der Richtfunk-, Satellitenfunk- oder Radartechnik weit verbreitet. Vorzugsweise finden sie im Mikrowellenbereich Anwendung, da hier kleine Baugrößen und damit einfache Realisierungen unter Einsatz geringer Kosten möglich sind.
Eine übliche planare Antenneneinrichtung ist mit Bezug auf Fig. 6A dargestellt, in welcher eine Schlitzkopplung über eine Mikrostreifenleitung (MSL) 10 angeregt wird. Diese Mikrostreifenleitung 10 weist dazu ein abruptes Ende 10' auf und bildet somit eine leerlaufende Leitung. Im Abstand d von ca. 1/4 der Leitungswellenlänge zu diesem abrupten- Ende 10' der Mikrostreifenleitung 10 ist in einer durch ein Substrat 11 getrennten Massefläche 12 senkrecht zur Mikrostreifenleitung 10 ein Schlitz 14 angeordnet, über den ein Durchgriff, d.h. eine Kopplung, des an dieser Stelle maximalen magnetischen Feldes erfolgt. Dieses ebenfalls mit einer elektrischen Feldkomponente versehene Feld regt ein planares Strahlerelement 16, welches auch Patch-Element genannt wird, zu einer Resonanzschwingung und zur nahezu vollständigen Abstrahlung der hochfrequenten Energie mit zur Massefläche 12 orthogonaler Hauptausbreitungsrichtung an. Fig. 6B zeigt die Querschnittsansicht der Vorrichtung gemäß Fig. 6A in Draufsicht.
Von Nachteil bei dieser Anordnung ist, dass Mikrostreifen- leitungssubstrate 11 bei höheren Frequenzen sehr dünn wer- den, z.B. 254 μm bei einer short ränge radar-Anwendung
(SRR) bei 24GHz, und keine ausreichende Strukturfestigkeit für eine Verbauung aufweisen. Deshalb müssen diese Substrate 11 mit einem starren Trägermaterial 18, wie in Fig. 7A dargestellt, verbunden werden. Dieses Trägermaterial 18 ist aus Kostengründen nicht hochfrequenztauglich. Das Trägermaterial 18 wird oberhalb der Massefläche 12 mit einer festen Verbindung zu derselben angebracht, wobei zur Sicherstellung der Funktion der Antenne im Bereich des Koppelschlitzes 14 bzw. des Strahlerelementes 16 eine kostenaufwendige Ausnehmung 19 im Trägermaterial 18 erforderlich ist, damit über den Koppelschlitz 14 das Strahlerelement 16 elektromagnetisch angekoppelt werden kann.
Eine weitere herkömmliche Ausführungsform einer schlitzge- koppelten Antenne verwendet zur Speisung des Einzelstrahlers 16 eine sogenannte "vergrabene", signalführende Leitung 10 mit abrupten Leitungsende 10', die in Form von einer sogenannten
Triplate-Leitung ausgeführt ist und ihrerseits ebenfalls über einen Schlitz 14 den Einzelstrahler 16 zur Abstrahlung anregt. Die Signalleitung 10 ist im wesentlichen planparallel zwischen zwei Masseflächen 12, 13 angeordnet, wobei im gemäß Fig. 8A bzw. Fig. 8B vorliegenden Fall die Mikrostreifenleitung 10 näher an einer der beiden Masseflächen 12, 13 liegt, welches zu einer Antennenanordnung mit unsymmetrischer Triplate-Speisung führt. Im Gegensatz dazu gibt es auch Anordnungen mit symmetrischer Speisung, d.h. mit gleichen Abständen der eingebetteten Signalleitung 10 zu den äußeren Masseflächen 12, 13. Die symmetrische oder unsymmetrische Triplate-Anordnung weist den Vorteil auf, dass größere Leitungselemente in einer unteren Schicht (layer) als vergrabene Strukturen verborgen werden können, so dass dadurch Bauraum eingespart werden kann. Insbesondere wenn größere Antennen, welche aus einer Vielzahl solcher Einzelstrahler 16 bestehen, zu realisieren sind, um die Richtwirkung der Antenne zu erhöhen, kann diese Verlagerung hoch- frequenter Leitungsanordnungen in weiter unten liegende Schichten kompakte Aufbauten ermöglichen, da das Speisenetzwerk eines Antennen-Arrays einen nicht zu vernachlässigenden Anteil am erforderlichen Bauraum einnimmt.
Darüber hinaus beeinflusst ein vergrabenes Speisenetzwerk die Abstrahlcharakteristik einer solchen Anordnung nicht negativ, im Gegensatz zu, insbesondere bei höheren Frequenzen, "offenen" Verteiler- bzw. Speisenetzwerken, welche erheblich zu parasitärer Abstrahlung beitragen. Von Vorteil ist außerdem die Möglichkeit einfach herzustellenden Multi- schicht- bzw. Multilayer-Anordnungen vorzusehen, da deren Einzelschichten bzw. Einzellayer gute Hochfrequenzeigen- schaften aufweisen und die jeweiligen zu vergrabenden Leitungsstrukturen tragen. Bei Verwendung geeigneter Layer- bzw. Substratmaterialien, wie beispielsweise Keramiken, kann auf die Verbindung mit einem zusätzlichen mechanischen Träger verzichtet werden, da die Multilayer-Anordnung über eine ausreichende Strukturstabilität verfügt. Insbesondere low te perature cofired ceramic (LTCC) -Substrate sind auf diesem Gebiet geeignet.
Die eben mit Bezug auf Fig. 8A und Fig. 8B beschriebene Antennenanordnung weist jedoch den Nachteil auf, dass an einem abrupten Ende 10' der signalführenden, mittleren Leitung 10 der Triplate-Struktur die Ablösung von Wellen stark begünstigt wird. Ein nicht unerheblicher Leistungsanteil des Signals kann sich dann in dem Substratmaterial 11 beispielsweise in Form von Parallelplattenmoden oder Hohlleitermoden unerwünscht ausbreiten. Wird die Multilayer- Anordnung seitlich in einem metallischen Träger bzw. Gehäuse eingefasst, so wird die Anregung von Hohlleitermoden zu- sätzlich begünstigt. Die Ausbreitung von Hohlleitermoden wird durch ihre Grenzfrequenz fg bestimmt, deren Wert direkt von den Abständen der begrenzenden metallischen Wände abhängt .
Generell gilt der Zusammenhang, dass die Grenzfrequenz fg eines Hohlleitermodes zu niedrigeren Frequenzen verschoben wird, wenn der Abstand der elektrisch leitenden, beispielsweise metallischen Wände vergrößert wird. Dabei erhöht sich zugleich die Anzahl der in einem bestimmten Frequenzband ausbreitungsfähigen Moden stetig. Werden nun im Substrat 11 solche Moden durch leerlaufende Leitungsenden angeregt, so wird einerseits die über das Strahlerelement 16 abgestrahlte Leistung reduziert und andererseits Verkopplungen mit anderen Schaltungsteilen innerhalb des Substrats 11, z.B. weiteren Antennenelementen, begünstigt, welche sich nachteilig auf die Antennencharakteristik und das gesamte Systemverhalten auswirken. VORTEILE DER ERFINDUNG
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Übertragen bzw. Ab- strahlen hochfrequenter Wellen mit den Merkmalen des Anspruchs 1 weist gegenüber dem bekannten Lösungsansatz den Vorteil auf, dass die Anregung von Substrat oder Hohlleitermoden in einer schlitzgekoppelten Antennenanordnung mit . symmetrischer oder unsymmetrischer Triplate-Leitung verhin- dert bzw. auf ein für das Verhalten der Antenne bzw. des
Systems nicht mehr relevantes Maß reduziert wird, ohne die grundsätzliche Wirkungsweise einer schlitzgekoppelten Abstrahlvorrichtung negativ zu beeinflussen.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung ermöglicht, eine kostengünstige Verbesserung der Funktion der Antenne bereitzustellen, da die Unterdrückung der beschriebenen Anregung von Substrat- oder Hohlleitermoden zur Verbesserung der Effizienz der Antenne und damit zur Verbesserung des System- Verhaltens beiträgt.
Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Idee besteht im wesentlichen darin, eine Abschi mungs aßnähme sowohl im Bereich der Signalleitung als auch im Bereich des Koppelschlitzes vorzusehen und in ihrer Dimensionierung an beide Anforderungen anzupassen.
Mit anderen Worten wird eine Vorrichtung zum Übertragen bzw. Abstrahlen hochfrequenter Wellen vorgesehen, welche eine mit einem Ende versehene Mikrostrei enleitung in einem Substrat zum Übertragen hochfrequenter Nutzsignale aufweist, eine erste Massefläche und eine zweite Masseflache, welche auf entgegenliegenden Seiten der Mikrostreifenleitung vorgesehen sind, zum Abschirmen der Mikrostreifenleitung bereitstellt, eine Öffnung in der ersten Massefläche in einem vorbestimmten Abstand zum Ende der Streifenleitung zum Auskoppeln eines hochfrequenten Signals vorsieht, eine Durchkontaktierungseinrichtung zum leitfähigen Verbinden der ersten Massefläche mit der zweiten Massefläche in der Peripherie der Mikrostreifenleitung zum Abschirmen derselben aufweist (z.B. durch sogenannte Vias) und eine planare Kopplungseinrichtung zum Aufnehmen und Übertragen des hochfrequenten Nutzsignals bereitstellt, wobei die Durchkontaktierungseinrichtung derart strukturiert und/oder dimensioniert ist, dass bei gegebener Frequenz des Nutzsignals im wesentlichen keine ausbreitungsfähigen bzw. resonanzfähigen Hohlleitermoden im Substrat auftreten.
In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der in Anspruch 1 angegebenen Vorrichtung.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung weitet sich die Struktur der Durchkontaktierungseinrichtung im Bereich der Kopplungsöffnung auf. Dies erbringt den Vorteil, dass die Ankopplung an ein Abstrahlelement (Patch) durch die ab- schirmende Durchkontaktierungseinrichtung im Bereich der Kopplungsöffnung nicht behindert wird.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist ein Abstand a zwischen gegenüberliegenden Durchkontaktierungsein- richtungen im Bereich der Mikrostreifenleitung kleiner als der Quotient aus c0 + \2 - f - «Jεr j, wobei Co für die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum, εr für die dielektrische Permitti- vität des Substrats und f für die Frequenz eines Nutzsignals steht. Dadurch wird auf vorteilhafte Weise verhindert, dass ein erster ausbreitungsfähiger Hohlleitermode eines Rechteckhohlleiters, der hier näherungsweise vorliegt (TEιo_Mode) , ein Mode mit transversal elektrischem (TE) Feld im Querschnitt gebildet wird.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung besteht zwischen der Breite B zwischen gegenüberliegenden Durchkontak- tierungseinrichtungen im Bereich der Kopplungsöffnung und der Länge L der Durchkontaktierungseinrichtung im Bereich der Kopplungsöffnung folgender Zusammenhang
1
L <
Figure imgf000009_0001
wobei C0 für die Lichtgeschwindigekeit im Vakuum, εr für die dielektrische Permittivität des Substrats und fres für eine Resonanzfrequenz eines anregbaren Hohlleitermodes steht, welche oberhalb eines Nutzsignalfrequenzbandes vorzusehen ist. Dies ist ein Vorteil für die Dimensionierung der Durchkontaktierungs- bzw. Via-Wände im Bereich des Koppelschlitzes, da auf diese Weise vermieden wird, dass unerwünschte Resonanzfrequenzen Hohlraumresonanzen innerhalb der Schirmwände im Bereich des Koppelschlitzes bilden.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung weist die Resonanzfrequenz einen größeren Abstand als etwa einige Prozent oberhalb vom Nutzsignalfrequenzband auf. Auf diese Weise wird eine sichere Vermeidung von Rεsonanzerscheinun- gen gewährleistet. Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die Vorrichtung für Nutzsignale in einem Frequenzband zwischen 20 GHz und 30 GHz dimensioniert. So ist die Vorrichtung beispielsweise für den Einsatz in einem SRR(short ränge ra- dar) -Anwendungsfall geeignet.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung besteht die Durchkontaktierungseinrichtung aus diskreten Durchkontak- tierungselementen, welche lateral benachbart zueinander, vorzugsweise eine elektromagnetisch abschirmende Wand bildend, angeordnet sind. Dies birgt den Vorteil einer guten Abschirmung bei kostengünstig herzustellenden Durchkontak- tierungselementen, wobei sich die Wahl des Abstandes nach der Frequenz richtet.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung sind die diskreten Durchkontaktierungselemente rund und/oder zylin- derförmig gebildet. Eine einfache Herstellung kann dadurch gewährleistet werden.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung bildet die Durchkontaktierungseinrichtung eine durchgängige Wand. Dies bietet den Vorteil einer geschlossenen Abschirmeinrichtung, beispielsweise in Form einer metallischen Schicht, welche nahezu keinerlei elektromagnetische Ein- bzw. Auskopplungen zulässt .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist im Be- reich longitudinal benachbart des Endes der Streifenleitung die Durchkontaktierungseinrichtung durchgängig vorgesehen. Von Vorteil ist dabei eine vollständige Abschirmung der Streifenleitung .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist im Bereich longitudinal benachbart des Endes der Streifenleitung die Durchkontaktierungseinrichtung mit einer Lücke versehen. Dadurch wird bei leicht vermindertem Herstellungs- aufwand kaum elektromagnetische Abstrahlung abgegeben bzw. aufgenommen .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die Mikrostreifenleitung näher an der mit der Kopplungsöffnung versehenen Massefläche als an der anderen Massefläche im Substrat angeordnet oder umgekehrt. Dies birgt den Vorteil einer unsymmetrischen Struktur, welche z.B. bei Ankopplung einer weiteren Mikrostreifenleitung über die Kopplungsöffnung vonnöten ist.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die Mikrostreifenleitung in etwa äquidistant zwischen der mit der Kopplungsöffnung versehenen Massefläche und der anderen Massefläche im Substrat angeordnet. Dies stellt den Vorteil einer einfachen Anordnung bereit.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung bildet die planare Kopplungseinrichtung eine zweite Mikrostreifenleitung in einer anderen Ebene, welche unter galvanischer Trennung zur elektromagnetischen Ankopplung dieser weiteren Mikrostreifenleitung vorgesehen ist. Auf diese Weise wird eine Signalübertragungseinrichtung unter galvanischer Trennung vorteilhaft bereitgestellt. Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung sind beide Mikrostreifenleitungen im wesentlichen gleichartig ausgebildet und überlappen sich in longitudinaler Richtung um einen zweifachen vorbestimmten Abstand, welcher vorzugsweise in etwa der halben Wellenlänge des koppelnden Nutzsignals entspricht. Somit wird eine maximale elektromagnetische Kopplung zwischen den zwei Mikrostreifenleitungen sichergestellt .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die
Kopplungsöffnung parallel der Masseflächen schlitzförmig und/oder rechteckförmig vorgesehen. Dies ermöglicht ein einfaches kostengünstig herzustellendes Kopplungsöffnungs- Layout in der Massefläche und bietet eine gute Aus- bzw. Einkopplung durch den Schlitz.
ZEICHNUNGEN
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert .
Es zeigen:
Fig. 1 eine Schrägansicht eines Ausschnitts zur Erläuterung einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 eine Schrägansicht zur Erläuterung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; Fig. 3 eine Draufsicht einer schematischen Abstrahlvorrichtung zur Erläuterung einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ein Simulationsschaubild zur Erläuterung der
Funktionsweise der mit Bezug auf Fig. 3 erläuterten Abstrahlvorrichtung;
Fig. 5A,B eine schematische Darstellung einer galvanisch getrennten Kopplungseinrichtung zur Erläuterung einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei Fig. 5A einen Längsschnitt und Fig. 5B einen Querschnitt entlang der Schnittebene A verdeutlicht;
Fig. 6A,B eine schematische Darstellung eines üblichen schlitzgekoppelten Planarstrahlers, wobei Fig. 6A einen Längsschnitt und Fig. 6B eine Draufsicht verdeutlicht;
Fig. 7A, B eine schematische Darstellung der mit Bezug auf Fig. 6A, B dargestellten Anordnung mit einer zusätzlichen mechanischen Verstärkung, wobei Fig. 7A einen Längsschnitt und Fig. 7B eine Draufsicht verdeutlicht; und
Fig. 8A,B eine schematische Darstellung eines üblichen schlitzgekoppelten Planarstrahlers mit einer unsymmetrischen Triplate-Leitungsspeisung, wobei Fig. 8A einen Längsschnitt und Fig. 8B einen
Querschnitt entlang der Schnittebene A verdeutlicht. BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder funktionsgleiche Bestandteile.
Fig. 1 zeigt eine schematische Schrägansicht einer schlitzgekoppelten Abstrahlvorrichtung zur Erläuterung einer er- sten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 1 ist eine Mikrostreifenleitung 10 in ein Substrat 11 eingebettet. Dieses Substrat ist vorzugsweise hochfrequenztauglich und weist z.B. eine low temperature cofired ceramic (LTCC) auf, welche gute dielektrische Eigenschaften bei einer niedrigen Dämpfung aufweist. Oberhalb der Mikrostreifenleitung 10, vorzugsweise parallel dazu, ist durch das Substrat 11 getrennt eine erste Massefläche 12 vorgesehen .
Der untere Abschluss der dargestellten Anordnung wird von einer zweiten Massefläche 13 gebildet, welche wie die erste Massefläche aus einem elektrisch leitfähigen Material, vorzugsweise ein Metall aufweisend, besteht. Die erste Masse- fläche 12 verfügt über eine Kopplungsöffnung 14, welche vorzugsweise rechteckig und/oder schlitzförmig vorgesehen ist, und welche mit Bezug auf ein abruptes Ende 10' der Mikrostreifenleitung 10 einen vorbestimmten Abstand d (nicht dargestellt) aufweist. Diese Kopplungsöffnung 14 ist in Y- Richtung mittig zu der Streifenleitung 10 bzw. dem Ende der Streifenleitung 10' und im rechten Winkel dazu verlaufend, ähnlich einem Kreuz, ausgerichtet. Der vorbestimmte Abstand in X-Richtung zwischen Schlitzöffnung 14 und dem Ende 10 ' der Streifenleitung 10 entspricht in etwa einem Viertel der Leitungswellenlänge, d.h. λ/4, des auf der Streifenleitung 10 übertragenen Nutzsignals f, welches bei diesem Beispiel eine Bandbreite des Frequenzbandes F im Bereich zwischen 20 GHz und 30 GHz aufweist.
Zwischen der oberen Massefläche 12, in welcher der Koppelschlitz 14 vorgesehen ist, und der unteren Massefläche 13 ist eine Durchkontaktierungseinrichtung 15 vorgesehen, welche gemäß der vorliegenden Ausführungsform aus einzelnen Durchkontaktierungselementen 15' besteht. Die einzelnen Durchkontaktierungselemente 15' sind vorzugsweise in etwa rund und/oder zylinderförmig ausgebildet und sehen eine pa- lisadenwandähnliche Abschirmeinrichtung vor.
Eine planare Kopplungseinrichtung 16 dient im vorliegenden Fall als Planarstrahler, welcher durch das durch die Kopplungsöffnung 14 ausgekoppelte elektromagnetische Feld zu einer Resonanz angeregt wird. Die planare Kopplungseinrichtung 16 ist vorzugsweise parallel zur Kopplungsöffnung 14 ausgerichtet . Auch die Seitenkanten des hier rechteckförmig vorgesehenen Planarstrahlers 16 sind vorzugsweise parallel den Kanten der Kopplungsöffnung 14, d.h. in X- und Y- Richtung, ausgerichtet. Gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die Mikrostreifenleitung 10 im Bereich des Koppelschlitzes 14 und vor dem abrupten Ende 10' der Streifenleitung einen Impedanztransformator 17 auf, welcher bei Bedarf zur Impedanzanpassung eingesetzt wird. Im Bereich des Koppelschlitzes 14 weitet sich die Durchkontaktierungseinrichtung 15 auf, um longitudinal benachbart des Endabschnitts 10' der Streifenleitung 10 wieder zusammen zu ge- hen und somit eine geschlossene Abschirmeinrichtung darstellt .
Zur Schirmung von solchen Triplate-Leitungen und folglich zur Vermeidung von ausbreitungsfähigen bzw. resonanzfähigen Hohlleitermoden im Substrat 11 ist eine Durchkontaktierungseinrichtung 15 oder auch durchgängig geschlossene Abschirmwände um die Streifenleitung 10 geeignet. Anstatt massive Wände vorzusehen, ist es in der Praxis von Vorteil, die Durchkontaktierungseinrichtung 15 in Form von einzelnen Durchkontaktierungen ,15 ' (Vias) vorzusehen, die hochfre- quenzseitig durch einen ausreichend geringen lateralen Abstand der Vias zueinander nahezu eine durchgängige elektrisch leitfähige Wand darstellen. Die maximale Schirmwir- kung wird durch die richtige Dimensionierung von Abstand und Durchmesser der einzelnen Durchkontaktierungselemente 15' bestimmt. Um nun ausbreitungsfähige bzw. resonanzfähige Hohlleitermoden zu verhindern, darf der Abstand der Wände zueinander, d.h. beispielsweise der Abstand zwischen der auf der einen Seite der Strei enleitung 10 liegenden Durchkontaktierungseinrichtung zum Abstand der in Y-Richtung auf der anderen Seite der Streifenleitung liegenden Durchkontaktierungseinrichtung 15, einen bestimmten Wert nicht überschreiten .
Der erste ausbreitungsfähige Hohlleitermode eines Rechteckhohlleiters, der hier näherungsweise vorliegt, ist der TEio-Mode, ein Mode mit transversal elektrischem (TE) Feld im Querschnitt betrachtet. Die Grenzfrequenz dieses Modes ist fg = 1 )
2aJε..
wobei C0 der Lichtgeschwindigkeit im Vakuum (C0 = 3 ' 10 m/s) , a dem Abstand der Durchkontaktierungseinrichtungen 15 bzw. Via-Wände und εr der dielektrischen Permittivität des Substratmaterials entspricht. Folglich muss die Ungleichung
a < C-^τ= ( 2 )
2'Λ
erfüllt sein, damit bis zur Frequenz fg kein Hohlleitermode angeregt wird. Der Abstand a ist je nach elektrischer Auswirkung der Formgebung der Vias bzw. deren Abständen sowie des zusätzlichen (vergleichsweise geringen) Einflusses der Signalleitung 10 zu reduzieren.
Führte man nun diese Via-Wand 15 mit entsprechendem Abstand a parallel zur Signalleitung 10, so würde sich diese Wand 15 im Bereich der Kopplungsöffnung 14 mit dieser orthogonal ausgerichteten Koppelöffnung 14 schneiden, wodurch die Funktionsweise des Koppelschlitzes 14 und damit der Antenne bzw. Übertragungseinrichtung nicht mehr sichergestellt wäre. Daher ist es erforderlich, in der Umgebung des Koppelschlitzes 14 den Abstand der Via-Wände deutlich zu vergrößern, um ihn erst hinter dem Schlitz 14 im Bereich der leerlaufenden Signalleitung 10' wieder beispielsweise auf den ursprünglichen Wert herabsetzen zu können. Hinter dem leerlaufenden Ende 10' der Mikrostreifenleitung 10 wäre dann auch ein Zusammenführen der Via-Wände 15 möglich, jedoch nicht zwangsläufig erforderlich, da aufgrund des dort vorhandenen geringen Abstandes der Via-Wände keine Anregung von Substrat bzw. Hohlleitermoden möglich wäre. Um andererseits eine maximale Schirmwirkung zu erzielen und auch elektromagnetische Einkopplungen von außen in die Anordnung zu verhindern, führt man die Durchkontaktierungseinrichtung 15, d.h. die Wände, longitudinal benachbart der leerlaufenden Signalleitung 10' vorzugsweise zusammen.
Mit Bezug auf die Dimensionierung bzw. Strukturierung der Durchkontaktierungseinrichtung 15 bzw. der Via-Wände im Be- reich der Kopplungsöffnung 14 muß berücksichtigt werden, dass bei Vergrößerung des Abstandes a dieser Wände die Grenzfrequenz fg des Hohlleitermodes sinkt, und zwar im allgemeinen unter die Nutzfrequenz f der Antenne selbst, damit die Beeinträchtigung der Funktion der Kopplungsöff- nung 14 durch die Via-Wände 15 minimal bzw. in einem Entwurf der Anordnung berücksichtigbar ist. Andererseits birgt dies die Gefahr in sich, dass sich innerhalb dieser Schirmwände 15 mit dem stark vergrößerten Abstand B im Bereich der Kopplungsöffnung 14 Hohlraumresonanzen bilden können, welche die Funktion der Antenne stark beeinträchtigen, wenn diese eventuell auftretenden unerwünschten Resonanzfrequenzen im Nutzfrequenzbereich liegen. Um dieses nun gezielt zu verhindern, ist die Länge L der Via-Wände 15 in X-Richtung im Bereich der Kopplungsöffnung bei dem vergrößerten Ab- stand B der Schirmwände 15 in Y-Richtung entsprechend zu wählen.
In einem vollständig geschlossenen, dielektrisch gefüllten, rechteckigen Hohlleiterresonator der Breite B, der Höhe H sowie der Länge L mit ideal leitenden elektrischen Wänden ergeben sich mögliche diskrete Resonanzfrequenzen gemäß folgendem Zusammenhang:
Figure imgf000019_0001
, wobei p, m und n ganzzahlige Indizes sind, C0 die Vakuumlichtgeschwindigkeit und εr die dielektrische Permittivität des nichtleitenden Füllmaterials darstellt. Für den hier relevanten TEι0-Mode gilt m = 1 sowie n = 0, so dass die möglichen Resonanzfrequenzen zwar von der Breite B, aber nicht von der Höhe H abhängen. Der ganzzahlige Index p muss bei TE-Moden größer als Null sein. Daraus ergibt sich die erste anregbare Hohlraumresonanz des TEι0-Modes gemäß
Figure imgf000019_0002
Im Entwurf der Antenne mit Schlitzkopplung und Via-Abschir- mung 15 der Signalleitung 10 ist nun darauf zu achten, dass die Grenzfrequenz der hohlleiterähnlichen Resonanz gemäß Gleichung (1), wobei dann a = B zu setzen ist, zwar unterhalb des Nutzsignalfrequenzbandes F liegen darf, dass aber die erste Resonanzfrequenz gemäß Gleichung (4) oberhalb des Nutzsignalfrequenzbandes F liegen muss, um eine Beeinträchtigung der Funktionsweise der Übertragungseinrichtung 16 und/oder Antenne zu verhindern.
Darüber hinaus ist bei vorliegender Ausführungsform gemäß Figur 1 bei der Dimensionierung der Abschirmeinrichtung bzw. der Durchkontaktierungseinrichtung 15 zu beachten, dass die Verwendung von diskreten Durchkontaktierungsele- enten 15' mit einem gewissen lateralen Abstand zueinander anstelle geschlossener metallischer Wände die Grenzfrequenz der Hohlleitermoden beeinflusst. Außerdem muss in Betracht gezogen werden, dass der Resonator im Bereich des Koppelschlitzes keine rundum geschlossenen Wände, wie im theoretischen Modell, besitzt, sondern großflächige Ein- und Auskopplungen beispielsweise im Bereich des Aufweitens der Via-Wände 15, welche die Resonanzfrequenz entsprechend be- einflussen. Auch der Koppelschlitz 14 selbst nimmt Einfluss auf die Resonanzfrequenz, ebenso wie die unterhalb der Kopplungsöffnung 14 leerlaufende Ξignalleitung 10, 10' selbst die Resonanzfrequenz abändern kann.
Fig. 2 zeigt eine schematische Schrägansicht zur Erläuterung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 2 ist ein Ausschnitt der Anordnung gemäß Fig. 1 dargestellt. Die Mikrostreifenleitung 10 liegt eingebettet in einem dielektrischen Substrat zwischen einer ersten Massefläche 12 und einer zweiten Massefläche 13. Die beiden Masseflächen 12, 13 sind über elektrisch leitfähige Durch- kontaktierungselemente 15', -welche eine Durchkontaktierungseinrichtung 15 b_zw. eine Abschirmeinrichtung bilden, miteinander verbunden. Gemäß der dargestellten Ausführungsform ist die Streifenleitung 10 planparallel und symmetrisch zwischen beiden parallelen Masseflächen 12 und 13, also in symmetrischer Triplate-Anordnung, vorgesehen. Vorzugsweise weist die Streifenleitung 10 einen in etwa recht- eckförmigen Querschnitt auf, wohingegen die einzelnen jeweils lateral benachbarten Durchkontaktierungselemente 15' insbesondere zylinderförmig ausgebildet sind. Fig. 3 zeigt eine schematische Draufsicht einer Abstrahlvorrichtung zur Erläuterung einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 3 ist eine erfindungsgemäße Abstrahlvorrichtung dargestellt, wobei sich diese im wesentlichen darin von der mit Bezug auf Fig. 1 dargestellten Ausführungsform unterscheidet, dass die Durchkontaktierungseinrichtung 15 im vorliegenden Fall nicht aus einzelnen Durchkontaktierungs- elementen 15', sondern aus durchgängigen elektrisch leitfähigen Wänden besteht, welche zwischen der ersten und der zweiten Massefläche diese elektrisch kontaktierend angeordnet sind. Dabei liegt das Nutzfrequenzband F vorzugsweise im Bereich von 22 GHz bis 26 GHz.
Die gemäß Fig. 3 dargestellte Triplate-Struktur ist unsymmetrisch, d.h. die Höhe des Substrats 11 über der Signalleitung 10 bis zur ersten Massefläche 12 beträgt 150 μm, und die Höhe des Substrats 11 unterhalb der Signalleitung
10 bis zur zweiten Massefläche 13 beträgt z.B. 450 μm (beide Masseflächen in der Draufsicht gemäß Fig. 3 nicht dargestellt) . Die Länge des Koppelschlitzes, d.h. seine Erstrek- kung in Y-Richtung, beträgt z.B. 2,6 mm, und die Dielektri- zitätskonstante εr des keramischen Substratmaterials beträgt εr = 7,7. Damit nun die Grenzfrequenz des Hohlleiter- modes TEι0 im Bereich der Signalleitung 10 mit kleinem Abstand a der Durchkontaktierungseinrichtung 15 bzw. der Via- Wände oberhalb des Nutzfrequenzbandes F liegt, muß der Ab- stand a gemäß Gleichung (2) kleiner als 2,46 mm betragen und wird beispielsweise zu a = 1, 9 mm gewählt. Damit die elektromagnetische Kopplung durch die Kopplungsöffnung 14 von der Abschirmeinrichtung 15 nicht beeinträchtigt wird, ist im Bereich des Koppelschlitzes 14 der Abstand der Via-Wände B auf beispielsweise 3,6 mm erhöht. Die Grenzfrequenz fg des TEio-Modes sinkt dadurch gemäß Gleichung (1) auf etwa 15 GHz. Damit nun die erste Resonanzfrequenz fres dieses Modes oberhalb von beispielsweise 27 GHz liegt, um einen 1 GHz-Frequenzabstand zum Nutzfrequenzband F sicherzustel- len, muss gemäß Gleichung (4) die Länge L kleiner als 2,4 mm gewählt werden. Um zusätzlich die oben genannten Beeinflussungen der Resonanzfrequenz fres zu kompensieren, wird L im vorliegenden Ausführungsbeispiel vorzugsweise zu 1,2 mm gewählt.
In Fig. 4 ist der Amplitudenverlauf des Reflexionsfaktors als Simulationsergebnis einer Vollwellenanalyse der gesamten Antennenanordnung gemäß Fig. 3 dargestellt. Bei etwa 27,7 GHz zeigt sich deutlich eine Resonanz, da hier der Re- flexionsfaktor eine hohe Amplitude aufweist, welche exakt der beschriebenen Hohlleiterresonanz des TEχ0-Modes entspricht, welches durch eine Analyse zugehöriger Feldverteilungsbilder (nicht dargestellt) folgert. Zugleich zeigt sich im Nutzfrequenzband F zwischen 22 GHz und 26 GHz eine gute Reflexionsdämpfung, welche größer als 12 dB ist, und überdies ein sehr glatter Verlauf der Anpassung, woraus sich die Beeinträchtigung durch andere resonanzähnliche Effekte in diesem Frequenzbereich ausschließen lässt. Der Verlauf des Reflexionsfaktors lässt sich je nach Wunsch in großen Bereichen durch entsprechende Dimensionierungen bzw. Strukturierungen von planarer Kopplungseinrichtung 16 bzw. Planarstrahler, Kopplungsöffnung 14 bzw. Koppelschlitz, Signalleitung 10 und Impedanztransformator 17 einstellen.
In Fig. 5A ist eine Kopplungseinrichtung eines elektroma- gnetischen Signals unter galvanischer Trennung dargestellt. Gemäß dieser dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind zwei Mikrostreifenleitungen 10 in einem dielektrischen Substrat 11 durch eine mit einer Kopplungsöff- nung 14 versehenen Massefläche 12 getrennt. Die untere Streifenleitung 10 erstreckt sich in der Darstellung nach links und weist im Bereich benachbart der Kopplungsöffnung 14 ihr leerlaufendes Ende 10' auf, wohingegen die obere Streifenleitung 10 sich in der Zeichnung nach rechts erstreckt und ihr freilaufendes linkes Ende 10' im Bereich benachbart des Koppelschlitzes 14 aufweist. Die Anordnung ist punktsymmetrisch zum Zentrum des Koppelschlitzes 14 aufgebaut .
Im wesentlichen entspricht die Anordnung im unteren Bereich einer unsymmetrischen Triplate-Speisung, welche jedoch ihr ausgekoppeltes Feld nicht auf einen Planarstrahler (16, hier jedoch nicht dargestellt) , sondern in eine weiterführende Streifenleitung 10 überträgt. Auf diese Weise wird folglich kein Antennenelement, sondern eine Kopplungsein- richtung bereitgestellt, welche über eine elektromagnetische Ankopplung eines Signals einer Streifenleitung in einer Ebene das Signal galvanisch getrennt an eine zweite Streifenleitung 10 in einer anderen Ebene überträgt. Die in Fig. 5A nicht dargestellte Durch- kontaktierungseinrichtung bzw. Schirmwände sind im Bereich der Streifenleitung und insbesondere im Bereich der Kopp- lungsöffnung 14, wie oben beschrieben, strukturiert bzw. dimensioniert .
In Fig. 5B ist die Kopplungseinrichtung gemäß Fig. 5A im Querschnitt dargestellt, wobei auch hier die Durchkontaktierungseinrichtung zur Erhöhung der Übersichtlichkeit nicht illustriert ist, aber dennoch wie oben angeordnet ist .
Obwohl die -vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar .
Insbesondere sind die genannten Materialien für das dielektrische Substrat, die Masseflächen und die Streifenleitung beispielhaft zu sehen. Darüber hinaus ist die Gestaltung der Koppelschlitze, der planaren Kopplungseinrichtung und der Streifenleitung nicht zwangsläufig rechteckig, son- dern können auch runde, ovale oder polygonförmige Querschnitte bzw. Draufsichten aufweisen. Insbesondere die Durchkontaktierungseinrichtung bzw. Abschirmwände müssen nicht rechtwinklig zueinander verlaufen, sondern können abgerundete Übergänge aufweisen.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Vorrichtung zum Übertragen bzw. Abstrahlen hochfre- quenter Wellen mit:
einer mit einem Ende (10') versehene Mikrostreifenleitung (10) in einem Substrat (11) zum Übertragen hochfrequenter Nutzsignale;
einer ersten Massefläche (12) und einer zweiten Massefläche (13) , welche auf entgegenliegenden Seiten der Mikrostreifenleitung (10) vorgesehen sind, zum Bilden einer TEM-Wellenleiteranordnung;
einer Öffnung (14) in der ersten Massefläche (12) in einem vorbestimmten Abstand (d) zum Ende der Streifenleitung (10') zum Auskoppeln eines hochfrequenten Signals;
einer Durchkontaktierungseinrichtung (15) zum leitfähigen Verbinden der ersten Massefläche (12) mit der zweiten Massefläche (13) in der seitlichen Peripherie der Mikrostreifenleitung (10); und einer planaren Kopplungseinrichtung (16) zum Aufnehmen und Übertragen bzw. Abstrahlen des hochfrequenten Nutzsignals,
wobei die Durchkontaktierungseinrichtung (15) derart gestaltet ist, dass sie bei gegebener Frequenz (f) des Nutzsignals die Ausbreitung von Hohlleitermoden sowie die Anregung von Hohlleitermoderesonanzen im Nutzfre- quenzband (F) verhindert.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Gestalt der Durchkontaktierungseinrichtung (15) sich im Bereich der Kopplungsöffnung (14) aufweitet.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass ein Abstand (a) zwischen gegenüberliegenden
Durchkontaktierungseinrichtungen (15) im Bereich der
Mikrostreifenleitung (10) kleiner als ist,
Figure imgf000026_0001
wobei Co für die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum, εr für die dielektrische Permittivität des Substrats (11) und f für die Frequenz (f) eines Nutzsignals steht.
4. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass zwischen der Breite (B) zwischen gegenüberliegenden Durchkontaktierungseinrichtungen (15) im Bereich der Kopplungsöffnung (14) und der Länge (L) der Durchkontaktierungseinrichtung im Bereich der Kopplungsöffnung (14) folgender Zusammenhang besteht: 1
L< wobei Co für die Lichtge-
Figure imgf000027_0001
schwindigkeit im Vakuum, εr für die dielektrische Per- mittivität des Substrats (11) und fres für eine Resonanzfrequenz (fres) eines anregbaren Hohlleitermodes steht, welche oberhalb eines Nutzsignalfrequenzbandes (F) vorzusehen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Resonanzfrequenz (fres) einen größeren Abstand als etwa einige Prozent oberhalb vom Nutzsignalfrequenzband (F) aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Vorrichtung für Nutzsignale in einem Frequenzband (F) zwischen 20 GHz und 30 GHz dimensioniert ist .
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Durchkontaktierungseinrichtung (15) aus diskreten Durchkontaktierungselementen (15 ) besteht, welche lateral benachbart zueinander, vorzugsweise ei- ne Wand bildend, angeordnet sind.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die diskreten Durchkontaktierungselemente (15') rund und/oder zylinderförmig gebildet sind.
9. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Durchkontaktierungseinrichtung (15) eine durchgängige Wand bildet.
10. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Durchkontaktierungseinrichtung (15) im Be- reich longitudinal benachbart des Endes (10') der Streifenleitung (10) durchgängig vorgesehen ist.
11. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h e t , dass die Durchkontaktierungseinrichtung (15) im Bereich longitudinal benachbart des Endes (10') der Streifenleitung (10) mit einer Lücke vorgesehen ist.
12. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Mikrostreifenleitung (10) näher an der mit der Kopplungsöffnung (14) versehenen Massefläche (12) als an der anderen Massefläche (13) im Substrat (11) angeordnet ist oder umgekehrt.
13. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Mikrostreifenleitung (10) in etwa äquidistant zwischen der mit der Kopplungsöffnung (14) versehenen Massefläche (12) und der anderen Massefläche (13) im Substrat (11) angeordnet ist.
14. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t' , dass die Mikrostreifenleitung (10) im Bereich der Kopplungsöffnung (14) einen integrierten Impedanztransformator (17) aufweist.
15. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die planare Kopplungseinrichtung (16) eine zweite Mikrostreifenleitung (10) in einer anderen Ebene bildet, welche unter galvanischer Trennung zur elektroma- gnetischen Ankopplung dieser weiteren Mikrostreifenleitung (10) vorgesehen ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die planare Kopplungseinrichtung (16) durch die Kopplungsöffnung (14) in Resonanz bringbar und damit zur Abstrahlung anregbar ist.
17. Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Kopplungsöffnung (14) selbst in Resonanz bringbar und damit zur Abstrahlung anregbar ist.
18. Vorrichtung nach Anspruch 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass beide Mikrostreifenleitungen im wesentlichen gleichartig ausgebildet sind und sich in longitudina- ler Richtung, um einen zweifachen vorbestimmten Ab- stand (d) überlappen, welcher vorzugsweise in etwa der halben Wellenlänge des koppelnden Nutzsignals entspricht .
19. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Kopplungsöffnung (14) parallel der Masseflächen (12, 13) schlitzförmig und/oder rechteckförmig vorgesehen ist.
20. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das Substrat () ein keramisches Material, vorzugsweise low temperature cofired ceramic (LTCC) , aufweist.
PCT/DE2003/002408 2002-09-23 2003-07-17 Vorrichtung zum übertragen bzw. abstrahlen hochfrequenter wellen WO2004030141A1 (de)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE50312367T DE50312367D1 (de) 2002-09-23 2003-07-17 Vorrichtung zum übertragen bzw. abstrahlen hochfrequenter wellen
JP2004538683A JP2006500835A (ja) 2002-09-23 2003-07-17 高周波を伝送ないしは放射するための装置
EP03798044A EP1547192B1 (de) 2002-09-23 2003-07-17 Vorrichtung zum übertragen bzw. abstrahlen hochfrequenter wellen
US10/514,262 US7154441B2 (en) 2002-09-23 2003-07-17 Device for transmitting or emitting high-frequency waves

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10244206A DE10244206A1 (de) 2002-09-23 2002-09-23 Vorrichtung zum Übertragen bzw. Abstrahlen hochfrequenter Wellen
DE10244206.1 2002-09-23

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2004030141A1 true WO2004030141A1 (de) 2004-04-08

Family

ID=31896308

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2003/002408 WO2004030141A1 (de) 2002-09-23 2003-07-17 Vorrichtung zum übertragen bzw. abstrahlen hochfrequenter wellen

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7154441B2 (de)
EP (1) EP1547192B1 (de)
JP (1) JP2006500835A (de)
DE (2) DE10244206A1 (de)
WO (1) WO2004030141A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20180102584A1 (en) * 2016-10-12 2018-04-12 Vega Grieshaber Kg Waveguide coupling for a radar antenna
CN110364822A (zh) * 2019-08-08 2019-10-22 天津职业技术师范大学(中国职业培训指导教师进修中心) 双频c型开口谐振环太赫兹环偶极子超表面及制备方法

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6743731B1 (en) * 2000-11-17 2004-06-01 Agere Systems Inc. Method for making a radio frequency component and component produced thereby
DE102005011127B4 (de) * 2005-03-10 2012-06-21 Imst Gmbh Kalibrierung einer elektronisch steuerbaren Planarantenne und elektronisch steuerbare Planarantenne mit einer Kavität
DE102005048274B4 (de) * 2005-10-08 2012-03-22 Imst Gmbh Vollintegrierter miniaturisierter Radar-Sensor in LTCC-Mehrlagentechnologie mit planarer dualer Antennenvorrichtung
KR100758998B1 (ko) * 2006-05-24 2007-09-17 삼성전자주식회사 근거리 통신용 패치 안테나
WO2007138959A1 (ja) * 2006-05-25 2007-12-06 Panasonic Corporation 可変スロットアンテナ及びその駆動方法
DE102006039279B4 (de) * 2006-08-22 2013-10-10 Kathrein-Werke Kg Dipolförmige Strahleranordnung
US7292204B1 (en) * 2006-10-21 2007-11-06 National Taiwan University Dielectric resonator antenna with a caved well
US7626549B2 (en) 2007-03-28 2009-12-01 Eswarappa Channabasappa Compact planar antenna for single and multiple polarization configurations
DE102008042449A1 (de) * 2008-09-29 2010-04-01 Robert Bosch Gmbh Radarsensor mit abgeschirmtem Signalstabilisator
JP5300583B2 (ja) * 2008-11-19 2013-09-25 三菱電機株式会社 アンテナ装置
KR100949972B1 (ko) * 2009-01-02 2010-03-29 엘지전자 주식회사 단말의 임의접속 수행 기법
WO2010114078A1 (ja) * 2009-03-31 2010-10-07 京セラ株式会社 導波構造体、ならびに、導波構造体を含む高周波モジュールおよびレーダ装置
JP5429215B2 (ja) * 2011-03-09 2014-02-26 株式会社村田製作所 水平方向放射アンテナ
JP5408160B2 (ja) * 2011-03-09 2014-02-05 株式会社村田製作所 水平方向放射アンテナ
KR101255947B1 (ko) * 2011-10-05 2013-04-23 삼성전기주식회사 대역폭 조절 가능한 유전체 공진기 안테나
EP2865046A4 (de) 2012-06-21 2015-11-25 Ericsson Telefon Ab L M Bandpassfilter und verfahren zur herstellung davon
JP6003811B2 (ja) * 2013-06-05 2016-10-05 日立金属株式会社 アンテナ装置
DE102013017263A1 (de) * 2013-10-17 2015-04-23 Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh Hochfrequenzantenne für einen Kraftfahrzeug-Radarsensor, Radarsensor und Kraftfahrzeug
KR101693843B1 (ko) 2015-03-03 2017-01-10 한국과학기술원 마이크로스트립 회로 및 유전체 웨이브가이드를 이용한 칩-대-칩 인터페이스
US11710904B2 (en) * 2017-12-26 2023-07-25 Vayyar Imaging Ltd. Cavity backed antenna with in-cavity resonators
EP3582326B1 (de) * 2018-06-15 2021-10-06 Nokia Solutions and Networks Oy Antennenkopplung
RU2688826C1 (ru) * 2018-06-18 2019-05-22 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Сибирский федеральный университет" Микрополосковый полосно-пропускающий фильтр
TWI678844B (zh) * 2018-11-23 2019-12-01 和碩聯合科技股份有限公司 天線結構
CN110233333A (zh) * 2019-04-26 2019-09-13 中天宽带技术有限公司 自去耦天线
CN114976602B (zh) * 2022-07-13 2022-12-20 荣耀终端有限公司 一种平面倒f天线对及电子设备

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5241321A (en) * 1992-05-15 1993-08-31 Space Systems/Loral, Inc. Dual frequency circularly polarized microwave antenna
JP2000174515A (ja) * 1998-12-10 2000-06-23 Sumitomo Metal Ind Ltd コプレーナウェーブガイド−導波管変換装置
US20020044098A1 (en) * 2000-04-12 2002-04-18 Raytheon Company S-line cross slot antenna
US20020163468A1 (en) * 2001-05-01 2002-11-07 Anderson Joseph M. Stripline fed aperture coupled microstrip antenna
WO2003052868A1 (en) * 2001-12-19 2003-06-26 Raysat Cyprus Limited Antenna element

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4197544A (en) * 1977-09-28 1980-04-08 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Windowed dual ground plane microstrip antennas
US4531130A (en) * 1983-06-15 1985-07-23 Sanders Associates, Inc. Crossed tee-fed slot antenna
JP3064395B2 (ja) * 1990-11-05 2000-07-12 三菱電機株式会社 マイクロストリップアンテナ
JPH04284004A (ja) * 1991-03-13 1992-10-08 Toshiba Corp 平面アンテナ
JPH10303612A (ja) * 1997-04-25 1998-11-13 Kyocera Corp パッチアンテナ
JPH11136022A (ja) * 1997-10-29 1999-05-21 Mitsubishi Electric Corp アンテナ装置
US6181279B1 (en) * 1998-05-08 2001-01-30 Northrop Grumman Corporation Patch antenna with an electrically small ground plate using peripheral parasitic stubs
JP2000261235A (ja) * 1999-03-05 2000-09-22 Mitsubishi Electric Corp トリプレート線路給電型マイクロストリップアンテナ
DE10063437A1 (de) * 2000-12-20 2002-07-11 Bosch Gmbh Robert Antennenanordnung
WO2003052686A2 (en) 2001-12-14 2003-06-26 Seagate Technology Llc Initial learn of adaptive feedforward coefficients
GB2387036B (en) * 2002-03-26 2005-03-02 Ngk Spark Plug Co Dielectric antenna

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5241321A (en) * 1992-05-15 1993-08-31 Space Systems/Loral, Inc. Dual frequency circularly polarized microwave antenna
JP2000174515A (ja) * 1998-12-10 2000-06-23 Sumitomo Metal Ind Ltd コプレーナウェーブガイド−導波管変換装置
US20020044098A1 (en) * 2000-04-12 2002-04-18 Raytheon Company S-line cross slot antenna
US20020163468A1 (en) * 2001-05-01 2002-11-07 Anderson Joseph M. Stripline fed aperture coupled microstrip antenna
WO2003052868A1 (en) * 2001-12-19 2003-06-26 Raysat Cyprus Limited Antenna element

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BHATTACHARYYA A ET AL: "ANALYSIS OF STRIPLINE-FED SLOT-COUPLED PATCH ANTENNAS WITH VIAS FOR PARALLEL-PLATE MODE SUPPRESSION", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, IEEE INC. NEW YORK, US, vol. 46, no. 4, 1 April 1998 (1998-04-01), pages 538 - 545, XP000750734, ISSN: 0018-926X *
ITO M ET AL: "Low cost multi-layer ceramic package for flip-chip MMIC up to W-band", MICROWAVE SYMPOSIUM DIGEST. 2000 IEEE MTT-S INTERNATIONAL BOSTON, MA, USA 11-16 JUNE 2000, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, US, 11 June 2000 (2000-06-11), pages 57 - 60, XP010505923, ISBN: 0-7803-5687-X *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 2000, no. 09 13 October 2000 (2000-10-13) *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20180102584A1 (en) * 2016-10-12 2018-04-12 Vega Grieshaber Kg Waveguide coupling for a radar antenna
US10760940B2 (en) * 2016-10-12 2020-09-01 Vega Grieshaber Kg Fill level device
CN110364822A (zh) * 2019-08-08 2019-10-22 天津职业技术师范大学(中国职业培训指导教师进修中心) 双频c型开口谐振环太赫兹环偶极子超表面及制备方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP1547192A1 (de) 2005-06-29
US20050219123A1 (en) 2005-10-06
US7154441B2 (en) 2006-12-26
EP1547192B1 (de) 2010-01-20
JP2006500835A (ja) 2006-01-05
DE50312367D1 (de) 2010-03-11
DE10244206A1 (de) 2004-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1547192B1 (de) Vorrichtung zum übertragen bzw. abstrahlen hochfrequenter wellen
DE102017103161B4 (de) Antennenvorrichtung und Antennenarray
EP1842263B1 (de) Planare mehrbandantenne
DE60009874T2 (de) V-Schlitz-Antenne für zirkulare Polarisation
DE102009035359B4 (de) Mikrostreifenleiterarrayantenne
EP0766099B1 (de) Dopplerradarmodul
DE69823591T2 (de) Geschichtete Aperturantenne und mehrschichtige Leiterplatte damit
DE10030402B4 (de) Oberflächenbefestigungsantenne und Kommunikationsvorrichtung unter Verwendung derselben
DE102005010895B4 (de) Aperturgekoppelte Antenne
DE112004000077B4 (de) Verdrillter Wellenleiter und drahtlose Vorrichtung
DE10142384B4 (de) Mikrostripline-Antenne
DE10350346B4 (de) Hochfrequenzleitungs-Wellenleiter-Konverter und Hochfrequenzpaket
DE102007005928B4 (de) Übertragungsleitungsübergang
EP1346441B1 (de) Antennenanordnung
DE60213902T2 (de) M-förmige Antenne
DE10120248A1 (de) Struktur zur Verbindung eines nicht strahlenden dielektrischen Wellenleiters und eines Metallwellenleiters, Sende-/Empfangsmodul für Millimeterwellen und Sender/Empfänger für Millimeterwellen
DE19828488B4 (de) Modul mit einem strahlungsfreien dielektrischen Wellenleiter
EP0101611A2 (de) Sender/Empfänger-Modul
DE19729664C2 (de) Planare Breitbandantenne
DE602005001762T2 (de) Mikrowellen-Bandpassfilter
DE60110033T2 (de) Bandpassfilter mit einer kompakten dielektrischen Struktur aus halbwellen Resonatoren und dazwischenliegenden evanescenten Wellenleitern
DE69935615T2 (de) Breitbaniger übergang von einem hohlleiter auf eine mikrostreifenleitung
DE68916594T2 (de) Mehrflächiger Wellenleiterkoppler.
DE102008026579B4 (de) Abgewinkelter Übergang von Mikrostreifenleitung auf Rechteckhohlleiter
DE10157961B4 (de) Nicht strahlender dielektrischer Wellenleiter und Millimeterwellen-Sende-/Empfangs-Vorrichtung

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): JP US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PT RO SE SI SK TR

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2003798044

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10514262

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2004538683

Country of ref document: JP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2003798044

Country of ref document: EP