WO2004019149A1 - Schaltung und verfahren zur einstellung des arbeitspunkts einer bgr-schaltung - Google Patents

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WO2004019149A1
WO2004019149A1 PCT/DE2003/002147 DE0302147W WO2004019149A1 WO 2004019149 A1 WO2004019149 A1 WO 2004019149A1 DE 0302147 W DE0302147 W DE 0302147W WO 2004019149 A1 WO2004019149 A1 WO 2004019149A1
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circuit
current
bgr
voltage
transistor
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PCT/DE2003/002147
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Inventor
Markus Schimper
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • the invention relates to a circuit and a method by means of which the operating point of a BGR circuit can be set.
  • the basic principle of a BGR circuit is two sub-signals (voltages or currents), which are opposite
  • a stable operating point of a BGR circuit lies with the
  • Band gap voltage of 1.211 V Using a voltage divider, this reference voltage can be converted into other voltages.
  • a BGR circuit can have a further stable operating point at 0 V. There is an unstable working point between the two stable working points small leakage currents and small offset voltages is close to 0 V.
  • the BGR circuit When starting the BGR circuit, the BGR circuit must be brought from the stable operating point at 0 V to the higher stable operating point, which is derived from the band gap voltage of 1.211 V.
  • An additional circuit which is also referred to as a start-up circuit, is generally used for this purpose.
  • the unstable operating point can be shifted by several 100 mV to more positive voltages due to deteriorated offset and leakage current properties. If the switch-off point of the external setting current is subject to high fluctuations due to a strong process and matching dependency, the switch-off point when developing the BGR circuit must be chosen so low that the BGR circuit is not influenced by the setting current during normal operation. However, a low cut-off point can lead to problems in the BGR circuit, since this may result in the unstable working point being reached instead of the higher stable working point.
  • the switch-off point of the set current can be determined as precisely as possible.
  • Two approaches are known for this purpose.
  • the output voltage of the BGR circuit can be monitored.
  • the current in the BGR cell can be measured. Determining the current through the BGR cell has proven to be the better of the two approaches, since the cut-off point can be set to 1/100, 1/10 or 1/2 of the operating current of the BGR cell.
  • the switch-off point In order to design a circuit that serves to set the operating point of the BGR circuit and subsequently switch off the set current as robustly as possible, the switch-off point must be set to 1/4 of the operating current of the BGR cell.
  • the object of the invention is to provide a circuit for setting the operating point of a BGR circuit, which has a high precision and a simple topology. A corresponding procedure is also to be specified.
  • the circuit according to the invention is used to set the operating point of a BGR circuit.
  • the circuit has an adjustment circuit.
  • the BGR circuit contains an operational amplifier, from whose output voltage the reference voltage is to be derived, and a BGR circuit branch with two components.
  • the temperature dependencies of the two components are during the operation of the BGR circuit in opposite directions. In particular, this can involve the temperature dependencies of the voltages that drop across the components.
  • An input of the operational amplifier is connected to the BGR circuit branch via a connecting line. The output voltage that can be tapped at the output of the operational amplifier drops across the BGR circuit branch.
  • the setting circuit contains a voltage comparator, an auxiliary circuit branch, a first current source and a second current source.
  • the auxiliary circuit branch has the same components in the same arrangement as the BGR circuit branch.
  • the first power source feeds the auxiliary circuit branch.
  • the voltage comparator compares the output voltage of the operational amplifier with the voltage that drops across the auxiliary circuit branch. Depending on this comparison, the second current source generates a set current and thus feeds the connecting line.
  • the circuit according to the invention enables by the
  • the set current is generated based on the voltage comparison.
  • the voltage drop across the BGR circuit branch is compared with the voltage drop across the auxiliary circuit branch.
  • the voltage drop across the auxiliary circuit branch is caused by the current generated by the first current source in the auxiliary circuit branch. Since the auxiliary circuit branch is an exact replica of the BGR circuit branch, the voltage comparison also represents a comparison of the current flowing through the BGR circuit branch with the current generated by the first current source. The result of the comparison determines the magnitude of the set current.
  • the set current creates a voltage difference at the inputs of the operational amplifier and thereby causes the Operational amplifier to change its output voltage accordingly.
  • circuit according to the invention also enables the setting current to be switched off. Delivers the
  • the switch-off point is reached and that the set current is switched off accordingly. This is preferably the case if the output voltage of the operational amplifier is the same or greater than the voltage drop across the auxiliary circuit branch. This means that the switch-off point is determined by the size of the current generated by the first current source.
  • the circuit according to the invention is advantageous over previous circuits serving the same purpose because of its high precision and simple topology.
  • the BGR circuit branch advantageously has a resistor and a downstream diode.
  • the diode is constructed in particular from a transistor whose base connection or gate connection is connected to its collector-emitter path or to its drain-source path.
  • the connecting line between the BGR circuit branch and the input of the operational amplifier is arranged between the resistor and the diode.
  • the auxiliary circuit branch in this advantageous embodiment also has a resistor and a diode connected in series.
  • the connecting line on the side of the operational amplifier is preferably coupled to its non-inverting input. Since no current ideally flows through the inputs of an operational amplifier, the set current flows through the BGR circuit branch and in particular via the diode.
  • the voltage comparator is a differential amplifier with a third current source, a first transistor and a second transistor. The output voltage of the operational amplifier is applied to the first transistor and the voltage dropping across the auxiliary circuit branch is applied to the second transistor.
  • the differential amplifier is a simple and inexpensive embodiment of the voltage comparator.
  • the differential amplifier is dimensioned such that if the output voltage of the operational amplifier is lower than the voltage drop across the auxiliary circuit branch, the current generated by the third current source essentially flows through the first transistor.
  • a first current mirror is preferably connected downstream of the first transistor.
  • a current generated by a fourth current source can advantageously be coupled in between the first transistor and the first current mirror.
  • the current generated by the fourth current source has half the value of the current generated by the third current source. This measure is advantageous because it allows the setting current to be switched off even more abruptly.
  • a second current mirror can advantageously be provided, which is fed on the input side by the second transistor and is connected on the output side to the gate or base connections of the first current mirror.
  • This measure also enables the setting current to be switched off as abruptly as possible.
  • the second current source contains at least a third current mirror, the input current of which results from the comparison carried out by the voltage comparator and the output current of which is the set current.
  • the first current source can be constructed, for example, from a resistor and a diode or from a PTAT (Proportional to Absolute Temperature) generator.
  • PTAT Proportional to Absolute Temperature
  • the circuit according to the invention can be used in a particularly advantageous manner when starting the BGR circuit, for example from the switched-off state.
  • the method according to the invention is used to set the operating point of a BGR circuit which generates a temperature-stabilized reference voltage.
  • the BGR circuit has an operational amplifier and a BGR circuit branch.
  • the BGR circuit branch comprises two components, the temperature dependencies of which are opposed during the operation of the BGR circuit. In particular, this can involve the temperature dependencies of the voltages that drop across the components.
  • An input of the operational amplifier is via a
  • connection line connected to the BGR circuit branch.
  • the output voltage that can be tapped at the output of the operational amplifier drops across the BGR circuit branch.
  • the reference voltage is to be obtained from the output voltage of the operational amplifier during normal operation of the BGR circuit.
  • a first method step an auxiliary voltage is generated, which drops across an auxiliary circuit branch, which is similar in terms of its circuit arrangement and dimensions to the BGR circuit branch.
  • the output voltage with the Auxiliary voltage compared.
  • a setting current is generated depending on the result of the comparison.
  • the setting current is fed into the connecting line.
  • the method according to the invention is advantageous because it can be used to set the operating point of the BGR circuit with high precision and with little effort.
  • the method enables the set current to be switched off again when normal operation of the BGR circuit is started.
  • the set current is preferably only generated when the output voltage of the operational amplifier is less than the auxiliary voltage.
  • Fig. 1 is a circuit diagram of a BGR circuit with a
  • Fig. 2 is a circuit diagram of a first embodiment of the circuit according to the invention.
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a second exemplary embodiment of the circuit according to the invention.
  • Fig. 4 is a circuit diagram of a third embodiment of the circuit according to the invention.
  • Fig. 5 is a circuit diagram of the BGR circuit with a further setting circuit.
  • Fig. 1 is a BGR circuit 1 with a
  • the BGR circuit 1 comprises an operational amplifier OP1, resistors R1, R2, R3 and R4 and diodes D1 and D2.
  • the resistors R1, R2 and R3 and the diodes D1 and D2 within the BGR circuit 1 are assigned to a BGR cell 3.
  • the resistors R2 and R1 and the diode D2 are arranged in series in the order given. One end of this series connection is connected to the output of the operational amplifier OP1 and the other end is connected to a ground VSS. In the same way, the resistor R3 and the diode Dl are connected in series and connected to the output of the operational amplifier OP1 and to the ground VSS.
  • the connecting line between the resistors R1 and R2 is connected to the inverting input of the operational amplifier OP1.
  • the connecting line between the resistor R3 and the diode D1 is connected via a further connecting line to the non-inverting input of the operational amplifier OP1. An additional current can be coupled into this further connecting line.
  • a resistor R4 is connected between the output of the operational amplifier OP1 and the ground VSS.
  • the output of the operational amplifier OP1 also represents the output of the BGR circuit 1.
  • a temperature-stabilized reference voltage can be tapped at its output.
  • the temperature stability of the reference voltage is based on the opposite tendency of the temperature dependencies of the two voltages, which drop across resistor R3 or across diode D1.
  • the diode Dl and also the diode D2 can, for example, each be constructed from a bipolar transistor, the base connection of which is connected to its collector connection.
  • the base-emitter voltage of the diode D1 then has, for example, a temperature coefficient of -2 mV / K.
  • the temperature dependence of the voltage dropping across the resistor R3 depends on the dimensioning of the resistors R1, R2 and R3 and on the
  • the BGR circuit 1 is followed by the setting circuit 2.
  • the setting circuit 2 comprises transistors Nl, N2, Pl, P2, P3 and P4 and a constant current source II.
  • the transistors Nl, N2, Pl, P2, P3 and P4 are MOSFETs.
  • the respective doping of their channels is indicated by the letters N or P in their reference symbols. This nomenclature also applies to the transistors listed below.
  • the transistors Nl and N2 are in a current mirror circuit behind the input of the
  • the input current of the setting circuit 2 flows through the transistor N1, which is at the same time the output current of the BGR circuit 1.
  • the mirrored input current flows through transistor N2 into transistor P1, which in turn is connected to transistor P2 in a current mirror circuit. Furthermore, the transistor P2 is in one
  • Differential amplifier stage included which further comprises the transistor P3 and the constant current source II.
  • the constant current source II is connected to the drain-source paths of the transistors P2 and P3.
  • the transistors P3 and P4 form a further current mirror.
  • the transistor P4 generates the current lin, which is coupled into the BGR circuit 1 by the setting circuit 2.
  • the function of the circuit arrangement shown in Fig. 1 is as follows.
  • the current flowing through the resistor R3 and the diode Dl is to be replicated in the transistor Nl.
  • the transistors N1 and N2 are set via their W / L ratio so that their slope gm corresponds to the resistance R3.
  • the resistance R3 and the slope gm can never match due to manufacturing process fluctuations and different temperature coefficients.
  • the diode Dl has a similar temperature and current behavior as the temperature voltage VT of the transistors Nl and N2.
  • the arrangement shown in FIG. 1 results in an imprecise replication of the current flowing in the BGR cell 3 through the resistor R3 and the diode D1.
  • the current flowing through the transistor Nl is mirrored into the differential amplifier stage by means of the current mirror circuits constructed from the transistors Nl and N2 or Pl and P2.
  • the current generated in the differential amplifier stage by the constant current source II is the minimum current that must flow through the transistor Nl. Is the current flowing through the transistor Nl smaller than this
  • the differential amplifier stage causes the differential current of these two currents to flow through the drain-source path of transistor P3.
  • the current lin results from the reflection of the differential current by means of the current mirror constructed from the transistors P3 and P4.
  • the current lin is coupled into the BGR circuit 1 at the non-inverting input of the operational amplifier OP1 and flows there via the diode D1 to the ground VSS.
  • the current leads across the diode D1 a voltage drop, which in turn creates a positive potential difference between the inputs of the Operational amplifier OPl results. Because of the positive potential difference at its inputs, the operational amplifier OP1 increases its output voltage.
  • the setting circuit 2 is designed such that the current is switched off as soon as sufficient current flows in the BGR cell 3 that the stable operating point can be reached by the BGR circuit 1 alone.
  • the current generated by the constant current source II specifies when the current is switched off.
  • the constant current source II can be constructed, for example, from a resistor and a diode or from a PTAT generator.
  • FIG. 2 shows the BGR circuit 1 already shown in FIG. 1 with an adjustment circuit 4 as the first exemplary embodiment of the circuit according to the invention.
  • the BGR circuits 1 from FIGS. 1 and 2 are identical. Therefore, the same components in FIGS. 1 and 2 have the same reference numerals.
  • the setting circuit 4 has a resistor R5, a diode D3, transistors N3, N4, P5, P6, P7 and P8 and constant current sources 12 and 13.
  • the input of the setting circuit 4 is connected to the output of the BGR circuit 1.
  • a differential amplifier stage which comprises the constant current source 13 and the transistors P5 and P6, is connected behind the input of the setting circuit 4.
  • the drain-source path of the transistor P5 is followed by a current mirror circuit with the transistors N3 and N4.
  • the drain-source path of transistor N4 feeds a further current mirror circuit constructed from transistors P7 and P8. This current mirror circuit generates in the drain-source Path of the transistor P8 the set current lein, which is fed into the BGR circuit 1 at the non-inverting input of the operational amplifier OP1 in the same way as in the circuit arrangement shown in FIG. 1.
  • the resistor R5 and the diode D3 are connected in series. This series connection is fed by the constant current source 12 on the side of the resistor R5, and the series connection is connected to the ground VSS on the side of the diode D3. The connection of the
  • Resistor R5 is connected to the gate of transistor P ⁇ .
  • the resistor R5 and the diode D3 of the setting circuit 4 are each identical in construction to the resistor R3 and the diode
  • the series circuit composed of the resistor R5 and the diode D3 has the same structure as the right-hand circuit branch of the BGR cell 3.
  • a current generated by the constant current source 12 flows through the series circuit composed of the resistor R5 and the diode D3.
  • This current flow creates a voltage drop across the series circuit.
  • the voltage drop across the corresponding series circuit in the BGR circuit 1 is equal to the output voltage of the operational amplifier OP1. Since this voltage is also the output voltage of the BGR circuit 1, the voltage drop across the resistor R3 and the diode D1 can be compared by means of the differential amplifier stage with the voltage drop across the resistor R5 and the diode D3.
  • a current flows through transistors P5 or P6. If the voltage present at the output of the BGR circuit 1 is less than the voltage dropping across the resistor R5 and the diode D3, the current generated by the constant current source 13 flows through the drain-source path of the transistor P5. This electricity generated by means of the Transistors N3 and N4 or P7 and P8 constructed current mirror circuits the current line. The current line acts in the BGR circuit 1, as has already been explained in the description of FIG. 1.
  • the current generated by the constant current source 13 flows through the drain-source path of the transistor P6 against the ground VSS. In this case, no current flows through transistor P5 and the current line is switched off.
  • An advantage of the setting circuit 4 shown in FIG. 2 over the setting circuit 2 shown in FIG. 1 is that a real replica of the right-hand circuit branch of the BGR cell 3 is used in the setting circuit 4.
  • the simulation in the setting circuit 4 makes it possible, when setting the operating point of the BGR circuit 1, to precisely set the cut-off point of the current.
  • the thus precisely defined switch-off point makes it possible to switch off the current lin generated by the setting circuit 4 at significantly higher current values than the current lin generated by the setting circuit 1. This guarantees that the higher-lying stable operating point is reached by the BGR circuit 1 and that the current in no way interferes with the normal operation of the BGR circuit 1.
  • FIG. 3 and 4 show, as second and third exemplary embodiment of the invention, further setting circuits 5 and 6, which represent further developments of the setting circuit 4 from FIG. 2.
  • the setting circuit 5 contains an additional constant current source 14.
  • the current generated by the constant current source 14 is in one branch of the differential amplifier stage between the Transistors P5 and N3 coupled. In the present embodiment, the current generated by the constant current source 14 has half the value of that
  • Constant current source 13 generated current.
  • the coupling in of the additional current is advantageous since the current can be switched off even more abruptly in comparison to the setting circuit 4.
  • FIG. 4 A further possibility for improving the switch-off characteristic of the current line compared to the setting circuit 4 is shown in FIG. 4.
  • the setting circuit 6 contains an additional current mirror circuit composed of transistors N5 and N6.
  • the transistor N6 is connected as a diode and is fed by the transistor P6.
  • the drain-source path of transistor N5 is connected to the gate terminals of transistors N3 and N4.
  • FIG. 5 shows a further setting circuit 7.
  • the BGR circuit 1 shown in FIG. 5 is again identical to the BGR circuits 1 shown in FIGS. 1 to 4.
  • the setting circuit 7 shown in FIG. 5 is based on the setting circuit 2 shown in FIG. 1. Therefore, the same components in FIGS. 1 and 5 have the same reference numerals.
  • an operational amplifier 0P2 In contrast to the setting circuit 2, in the setting circuit 7, an operational amplifier 0P2, transistors P9 and P10, a resistor R6 and a diode D4 are connected behind the input of the setting circuit 7.
  • the non-inverting input of the operational amplifier OP2 is coupled to the output of the BGR circuit 1.
  • the inverting input of the operational amplifier OP2 is connected to a connection of the resistor R6.
  • the diode D4 is connected to the other connection of the resistor R6, which in turn is connected to ground VSS with its second connection.
  • the resistor R6 and the diode D4 like the resistor R5 and the diode D3 from FIGS. 2 to 4, represent exact replicas of the resistor R3 and the diode D1.
  • the gates of the transistors P9 and P10 are connected to the output of the operational amplifier OP2.
  • the drain-source path of the transistor P9 or P10 feeds the resistor R6 or the transistor Nl.
  • the setting circuit 7 is an extension of the setting circuit 2 shown in FIG. 1.
  • the transistor NI represents only a poor replica of the right-hand circuit branch of the BGR cell 3. Due to the resistive wiring of the output of the BGR circuit 1, the Current in the BGR cell 3 can not be measured exactly with the setting circuit 2.
  • This problem is eliminated in the setting circuit 5 by using the operational amplifier OP2 as a voltage-current converter.
  • the operational amplifier OP2 compares the voltages present at its inputs and adjusts its output voltage accordingly. Due to the downstream transistors P9 and P10, the output voltage generates two currents, one of which feeds the simulation of the right-hand circuit branch of the BGR cell 3 and the other feeds the transistor N1. Because of this circuit arrangement, the current flowing through the resistor R6 and the diode D4 has the same current value as that through the right one
  • Circuit branch of the BGR cell 3 flowing current The same applies to the current flow through the transistor Nl.
  • the circuit arrangement downstream of transistor Nl is identical to the circuit arrangement of setting circuit 2.
  • a disadvantage of the setting circuit 7 compared to the setting circuits 4 to 6 is that due to the voltage Current converter, the complexity of the setting circuit 7 is considerably higher than the complexity of the setting circuits 4 to 6. It is consequently more advantageous to set the cut-off point of the current by means of a comparison in which the output voltage of the BGR circuit 1 is compared with that generated by the constant current source 12 The voltage across the replica of the right circuit branch of the BGR cell 3 is compared, than to replicate the current through the BGR cell 3 and to determine the switch-off point based on the replicated current.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Arbeitspunkteinstellung einer BGR (Bandgap Reference)-Schaltung (1), wobei ein Spannungsvergleicher (P5, P6, I3) die Ausgangsspannung eines Operationsverstärkers (OP1) der BGR-Schaltung (1) mit der über einem Hilfsschaltungszweig (R5, D3) abfallenden Spannung vergleicht und der Hilfsschaltungszweig (R5, D3) der Anordnung eines Schaltungszweigs (R3, D1) der BGR-Schaltung (1) gleicht und eine Stromquelle (P8) in Abhängigkeit von dem Ergebnis des Vergleichs einen Einstellstrom (Iein) erzeugt, welcher in einen Eingang des Operationsverstärkers (OP1) eingespeist wird.

Description

Beschreibung
Schaltung und Verfahren zur Einstellung des Arbeitspunkts einer BGR-Schaltung
Die Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren, mittels welcher sich der Arbeitspunkt einer BGR-Schaltung einstellen lässt.
Schaltungen, welche eine von Temperatur- und
Versorgungsspannungsschwankungen unabhängige, konstante
AusgangsSpannung erzeugen, werden in der
Halbleiterschaltungstechnik in vielfältiger Weise benötigt.
Sie werden sowohl in analogen, digitalen als auch in analog- digital-gemischten Schaltkreisen eingesetzt. Ein häufig verwendeter Typ solcher Schaltungen sind die sogenannten BGR
(Bandgap Reference) -Schaltungen.
Das Grundprinzip einer BGR-Schaltung besteht darin, zwei Teilsignale (Spannungen oder Ströme) , die ein gegenläufiges
Temperaturverhalten aufweisen, zu addieren. Während eines der beiden Teilsignale mit zunehmender Temperatur fällt, steigt das andere Teilsignal mit zunehmender Temperatur an. Aus der Summe der beiden Teilsignale wird dann die über einen gewissen Bereich temperaturkonstante AusgangsSpannung abgeleitet. Die AusgangsSpannung einer BGR-Schaltung wird gemäß üblichem Sprachgebrauch im Folgenden auch als Referenzspannung bezeichnet.
Ein stabiler Arbeitspunkt einer BGR-Schaltung liegt bei der
Bandgap-Spannung von 1,211 V. Mittels eines Spannungsteilers lässt sich diese Referenzspannung noch in andere Spannungen umformen. In Abhängigkeit von dem Offset des für die BGR- Schaltung verwendeten Operationsverstärkers und von Leckströmen kann eine BGR-Schaltung einen weiteren stabilen Arbeitspunkt bei 0 V aufweisen. Zwischen den beiden stabilen Arbeitspunkten liegt ein instabiler Arbeitspunkt, der bei kleinen Leckströmen und kleinen Offset-Spannungen in der Nähe von 0 V liegt. Beim Starten der BGR-Schaltung muss die BGR- Schaltung von dem stabilen Arbeitspunkt bei 0 V in den höher gelegenen stabilen Arbeitspunkt, welcher aus der Bandgap- Spannung von 1,211 V abgeleitet wird, gebracht werden. Zu diesem Zweck wird in der Regel eine zusätzliche Schaltung verwendet, welche auch als Start-Up-Schaltung bezeichnet wird.
Um in der BGR-Schaltung den höher gelegenen Arbeitspunkt einzustellen, wird häufig ein externer Einstellstrom in die BGR-Schaltung eingespeist. Dieser Einstellstrom muss während des Normalbetriebs der BGR-Schaltung komplett abgeschaltet sein.
Bei der Einführung neuer Technologien, die im Hochvolumen noch nicht stabil laufen, kann der instabile Arbeitspunkt aufgrund verschlechterter Offset- und Leckstromeigenschaften um mehrere 100 mV zu positiveren Spannungen hin verschoben sein. Sofern der Abschaltpunkt des externen Einstellstroms aufgrund einer starken Prozess- und Matching-Abhängigkeit hohen Schwankungen unterworfen ist, muss der Abschaltpunkt bei der Entwicklung der BGR-Schaltung so tief gewählt werden, dass die BGR-Schaltung während des Normalbetriebs nicht von dem Einstellstrom beeinflusst wird. Jedoch kann ein tief liegender Abschaltpunkt zu Problemen in der BGR-Schaltung führen, da dadurch möglicherweise anstelle des höher gelegenen stabilen Arbeitspunkts der instabile Arbeitspunkt erreicht wird.
Bei der Einstellung des höher gelegenen stabilen Arbeitspunkts ist es daher notwendig, das Anlaufverhalten der BGR-Schaltung zu überwachen, damit der Abschaltpunkt des Einstellstroms möglichst genau bestimmt werden kann. Zu diesem Zweck sind zwei Vorgehensweisen bekannt. Zum einen kann die Ausgangsspannung der BGR-Schaltung überwacht werden. Zum anderen kann der Strom in der BGR-Zelle gemessen werden. Die Bestimmung des Stroms durch die BGR-Zelle hat sich als die bessere der zwei Vorgehensweisen erwiesen, da der Abschaltpunkt auf 1/100, 1/10 oder 1/2 des Betriebsstroms der BGR-Zelle gesetzt werden kann. Um eine Schaltung, die zur Einstellung des Arbeitspunkts der BGR-Schaltung und zur nachfolgenden Abschaltung des Einstellstroms dient, möglichst robust auszulegen, muss der Abschaltpunkt auf 1/4 des Betriebsstroms der BGR-Zelle gesetzt werden.
Beim Anschluss einer resistiven Last an die BGR-Schaltung ist zu beachten, dass ein großer Teil des Ausgangsstroms in die Last und nicht durch die BGR-Zelle fließt. Daher ist der Ausgangsstrom der BGR-Schaltung in diesem Fall nicht dazu geeignet, den Strom in der BGR-Zelle zu bestimmen.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung zur Einstellung des Arbeitspunkts einer BGR-Schaltung zu schaffen, die eine hohe Präzision und eine einf che Topologie aufweist . Ferner soll ein entsprechendes Verfahren angegeben werden.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1 und 13 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die erfindungsgemäße Schaltung dient zur Einstellung des Arbeitspunkts einer BGR-Schaltung. Die Schaltung weist neben der BGR-Schaltung, mit welcher sich eine temperaturstabilisierte Referenzspannung erzeugen lässt, eine Einstellschaltung auf.
Die BGR-Schaltung enthält einen Operationsverstärker, von dessen Ausgangsspannung die Referenzspannung abgeleitet werden soll, und einen BGR-Schaltungszweig mit zwei Bauelementen. Die Temperaturabhängigkeiten der zwei Bauelemente sind während des Betriebs der BGR-Schaltung gegenläufig. Dabei kann es sich insbesondere um die Temperaturabhängigkeiten der über den Bauelementen jeweils abfallenden Spannungen handeln. Ein Eingang des Operationsverstärkers ist mit dem BGR-Schaltungszweig über eine Verbindungsleitung verbunden. Über dem BGR- Schaltungszweig fällt die an dem Ausgang des Operationsverstärkers abgreifbare AusgangsSpannung ab.
Die Einstellschaltung enthält einen Spannungsvergleicher, einen Hilfsschaltungszweig, eine erste Stromquelle und eine zweite Stromquelle. Der Hilfsschaltungszweig weist die gleichen Bauelemente in der gleichen Anordnung wie der BGR- Schaltungszweig auf. Die erste Stromquelle speist den Hilfsschaltungszweig. Der Spannungsvergleicher vergleicht die AusgangsSpannung des Operationsverstärkers mit der Spannung, die über dem Hilfsschaltungszweig abfällt. In Abhängigkeit von diesem Vergleich generiert die zweite Stromquelle einen Einstellstrom und speist damit die Verbindungsleitung.
Die erfindungsgemäße Schaltung ermöglicht durch die
Einkoppelung des Einstellstroms die Einstellung des Arbeitspunkts der BGR-Schaltung. Der Einstellstrom wird anhand des Spannungsvergleichs erzeugt .
Bei dem Spannungsvergleich wird die über dem BGR- Schaltungszweig abfallende Spannung mit der über dem Hilfsschaltungszweig abfallenden Spannung verglichen. Die über dem Hilfsschaltungszweig abfallende Spannung wird durch den von der ersten Stromquelle in dem Hilfsschaltungszweig erzeugten Strom hervorgerufen. Da der Hilfsschaltungszweig eine exakte Nachbildung des BGR-Schaltungszweigs ist, stellt der Spannungsvergleich auch einen Vergleich des durch den BGR-Schaltungszweigs fließenden Stroms mit dem von der ersten Stromquelle erzeugten Strom dar. Das Ergebnis des Vergleichs bestimmt die Größe des Einstellstroms. Der Einstellstrom erzeugt eine Spannungsdifferenz an den Eingängen des Operationsverstärkers und veranlasst dadurch den Operationsverstärker, seine AusgangsSpannung entsprechend zu ändern.
Des Weiteren ermöglicht die erfindungsgemäße Schaltung auch das Abschalten des Einstellstroms. Liefert der
Spannungsvergleich ein bestimmtes Ergebnis, so kann vorgesehen sein, dass der Abschaltpunkt erreicht ist und dass dementsprechend der Einstellstrom abgeschaltet wird. Vorzugsweise ist dies der Fall, wenn die AusgangsSpannung des Operationsverstärkers genauso groß oder größer ist wie die über dem Hilfsschaltungszweig abfallende Spannung. Das bedeutet, dass der Abschaltpunkt durch die Größe des von der ersten Stromquelle erzeugten Stroms bestimmt ist.
Von Vorteil gegenüber bisherigen dem gleichen Zweck dienenden Schaltungen ist die erfindungsgemäße Schaltung wegen ihrer hohen Präzision und ihrer einfachen Topologie.
Vorteilhafterweise weist der BGR-Schaltungszweig einen Widerstand und eine nachgeschaltete Diode auf. Die Diode ist insbesondere aus einem Transistor aufgebaut, dessen Basisanschluss bzw. Gateanschluss mit seiner Kollektor- Emitter-Strecke bzw. mit seiner Drain-Source-Strecke verbunden ist . Die Verbindungsleitung zwischen dem BGR- Schaltungszweig und dem Eingang des Operationsverstärkers ist zwischen dem Widerstand und der Diode angeordnet. Gemäß dem Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung weist der Hilfsschaltungszweig bei dieser vorteilhaften Ausgestaltung ebenfalls einen Widerstand und eine in Reihe geschaltete Diode auf.
Vorzugsweise ist die Verbindungsleitung auf der Seite des Operationsverstärkers an seinen nicht-invertierenden Eingang gekoppelt. Da durch die Eingänge eines Operationsverstärkers idealerweise kein Strom fließt, fließt der Einstellstrom über den BGR-Schaltungszweig und insbesondere über die Diode ab. Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass der Spannungsvergleicher ein Differenzverstärker mit einer dritten Stromquelle, einem ersten Transistor und einem zweiten Transistor ist . Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers liegt an dem ersten Transistor an, und die über dem Hilfsschaltungszweig abfallende Spannung liegt an dem zweiten Transistor an. Der Differenzverstärker stellt eine einfache und kostengünstige Ausführungsform des Spannungsvergleichers dar.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist der Differenzverstärker derart dimensioniert, dass, falls die AusgangsSpannung des Operationsverstärkers kleiner ist als die über dem Hilfsschaltungszweig abfallende Spannung, der von der dritten Stromquelle generierte Strom im Wesentlichen durch den ersten Transistor fließt.
Vorzugsweise ist dem ersten Transistor ein erster Stromspiegel nachgeschaltet .
Zwischen dem ersten Transistor und dem erster Stromspiegel kann vorteilhafterweise ein von einer vierten Stromquelle erzeugter Strom eingekoppelt werden. Insbesondere weist der von der vierten Stromquelle erzeugte Strom den halben Wert des von der dritten Stromquelle erzeugten Stroms auf. Diese Maßnahme ist vorteilhaft, da sich dadurch der Einstellstrom noch abrupter abschalten lässt.
Alternativ zu der vorstehend beschriebenen Maßnahme kann vorteilhafterweise ein zweiter Stromspiegel vorgesehen sein, welcher eingangsseitig von dem zweiten Transistor gespeist wird und ausgangsseitig mit den Gate- oder Basisanschlüssen des ersten Stromspiegels verbunden ist. Diese Maßnahme ermöglicht ebenfalls ein möglichst abruptes Abschalten des Einstellstroms. Des Weiteren ist es vorteilhaft, wenn die zweite Stromquelle mindestens einen dritten Stromspiegel enthält, dessen Eingangsstrom aus dem von dem Spannungsvergleicher durchgeführten Vergleich hervorgeht und dessen Ausgangsstrom der Einstellstrom ist.
Die erste Stromquelle kann beispielsweise aus einem Widerstand und einer Diode oder aus einem PTAT (Proportional to Absolute Temperature) -Generator aufgebaut sein.
Die erfindungsgemäße Schaltung kann in besonders vorteilhafter Weise beim Starten der BGR-Schaltung, beispielsweise aus dem ausgeschalteten Zustand, verwendet werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren dient zur Einstellung des Arbeitspunkts einer BGR-Schaltung, welche eine temperaturstabilisierte Referenzspannung erzeugt. Die BGR- Schaltung weist einen Operationsverstärker und einen BGR- Schaltungszweig auf. Der BGR-Schaltungszweig umfasst zwei Bauelemente, deren Temperaturabhängigkeiten während des Betriebs der BGR-Schaltung gegenläufig sind. Dabei kann es sich insbesondere um die Temperaturabhängigkeiten der über den Bauelementen jeweils abfallenden Spannungen handeln. Ein Eingang des Operationsverstärkers ist über eine
Verbindungsleitung mit dem BGR-Schaltungszweig verbunden. Über dem BGR-Schaltungszweig fällt die an dem Ausgang des Operationsverstärkers abgreifbare Ausgangsspannung ab. Aus der AusgangsSpannung des Operationsverstärkers soll im Normalbetrieb der BGR-Schaltung die Referenzspannung gewonnen werden.
In einem ersten Verfahrensschritt wird eine Hilfsspannung erzeugt, welche über einem Hilfsschaltungszweig, der in seiner schaltungstechnischen Anordnung und Dimensionierung dem BGR-Schaltungszweig gleicht, abfällt. In einem zweiten Verfahrensschritt wird die AusgangsSpannung mit der Hilfsspannung verglichen. In einem dritten Verfahrensschritt wird ein Einstellstrom in Abhängigkeit von dem Ergebnis des Vergleichs generiert. In einem vierten Verfahrensschritt wird der Einstellstrom in die Verbindungsleitung eingespeist.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist vorteilhaft, da sich mit ihm der Arbeitspunkt der BGR-Schaltung mit hoher Präzision und mit nur geringem Aufwand einstellen lässt. Außerdem ermöglicht das Verfahren, den Einstellstrom bei der Aufnahme des Normalbetriebs der BGR-Schaltung wieder abzustellen.
Vorzugsweise wird der Einstellstrom nur dann erzeugt, wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers kleiner als die Hilfsspannung ist.
Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhaf er Weise unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert . In diesen zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer BGR-Schaltung mit einer
EinstellSchaltung aus dem Stand der Technik;
Fig. 2 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltung;
Fig. 3 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltung;
Fig. 4 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltung; und
Fig. 5 ein Schaltbild der BGR-Schaltung mit einer weiteren Einstellschaltung .
In Fig. 1 ist eine BGR-Schaltung 1 mit einer
Einstellschaltung 2 dargestellt. Sowohl die BGR-Schaltung 1 als auch die Einstellschaltung 2 sind aus dem Stand der Technik bekannt .
Die BGR-Schaltung 1 umfasst einen Operationsverstärker OPl, Widerstände Rl, R2 , R3 und R4 sowie Dioden Dl und D2. Dabei sind die Widerstände Rl, R2 und R3 sowie die Dioden Dl und D2 innerhalb der BGR-Schaltung 1 einer BGR-Zelle 3 zugeordnet.
Die Widerstände R2 und Rl sowie die Diode D2 sind in der angegebenen Reihenfolge seriell angeordnet. Das eine Ende dieser Reihenschaltung ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OPl verbunden und das andere Ende liegt an einer Masse VSS an. In der gleichen Weise sind der Widerstand R3 und die Diode Dl in Reihe geschaltet und mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OPl bzw. mit der Masse VSS verbunden.
Die Verbindungsleitung zwischen den Widerständen Rl und R2 ist an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OPl geschaltet. Die Verbindungsleitung zwischen dem Widerstand R3 und der Diode Dl ist über eine weitere Verbindungsleitung an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OPl geschaltet. In diese weitere Verbindungsleitung kann ein zusätzlicher Strom lein eingekoppelt werden.
Ferner ist zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers OPl und die Masse VSS ein Widerstand R4 geschaltet .
Der Ausgang des Operationsverstärkers OPl stellt auch den Ausgang der BGR-Schaltung 1 dar. Im Normalbetrieb der BGR- Schaltung 1 ist an ihrem Ausgang eine temperaturstabilisierte Referenzspannung abgreifbar. Der Temperaturstabilität der Referenzspannung liegt die Gegenläufigkeit der Temperaturabhängigkeiten der beiden Spannungen, die über dem Widerstand R3 bzw. über der Diode Dl abfallen, zugrunde. Die Diode Dl und auch die Diode D2 können beispielsweise jeweils aus einem Bipolartransistor aufgebaut sein, dessen Basisanschluss mit seinem Kollektoranschluss verbunden ist . Die Basis-Emitter-Spannung der Diode Dl weist dann beispielsweise einen Temperaturkoeffizienten von -2 mV/K auf. Die Temperaturabhängigkeit der über dem Widerstand R3 abfallenden Spannung hängt von der Dimensionierung der Widerstände Rl, R2 sowie R3 und von dem
Temperaturkoeffizienten der Temperaturspannung VT der Diode D2 ab. Durch eine geeignete Wahl dieser Bauelemente und aufgrund des schaltungstechnischen Aufbaus der BGR-Schaltung 1 weist die über dem Widerstand R3 abfallende Spannung einen Temperaturkoeffizienten von +2 mV/K auf. Insgesamt ergibt sich daraus eine über einen gewissen Temperaturbereich stabile Referenzspannung.
Der BGR-Schaltung 1 ist die Einstellschaltung 2 nachgeschaltet. Die Einstellschaltung 2 umfasst Transistoren Nl, N2, Pl, P2, P3 und P4 sowie eine Konstantstromquelle II. Die Transistoren Nl, N2 , Pl, P2, P3 und P4 sind MOSFETs . Die jeweilige Dotierung ihrer Kanäle wird durch den Buchstaben N bzw. P in ihrem Bezugszeichen angegeben. Diese Nomenklatur gilt auch für weiter unten aufgeführte Transistoren.
Die Transistoren Nl und N2 sind in einer StromspiegelSchaltung hinter den Eingang der
Einstellschaltung 2 geschaltet. Dabei fließt durch den Transistor Nl der Eingangsstrom der Einstellschaltung 2, welcher gleichzeitig der Ausgangsstrom der BGR-Schaltung 1 ist. Durch den Transistor N2 fließt der gespiegelte Eingangsstrom in den Transistor Pl, welcher wiederum in einer StromspiegelSchaltung mit dem Transistor P2 verbunden ist. Ferner ist der Transistor P2 in einer
Differenzverstärkerstufe enthalten, welche ferner den Transistor P3 und die Konstantstromquelle II umfasst. Dabei ist die Konstantstromquelle II mit den Drain-Source-Strecken der Transistoren P2 und P3 verbunden. Die Transistoren P3 und P4 bilden einen weiteren Stromspiegel . Der Transistor P4 generiert den Strom lein, welcher von der Einstellschaltung 2 in die BGR-Schaltung 1 eingekoppelt wird.
Die Funktion der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung ist Folgende. Mittels der Einstellschaltung 2 soll der durch den Widerstand R3 und die Diode Dl fließende Strom in dem Transistor Nl repliziert werden. Dazu sind die Transistoren Nl und N2 über ihr W/L-Verhältnis so eingestellt, dass ihre Steilheit gm dem Widerstand R3 entspricht. Allerdings können der Widerstand R3 und die Steilheit gm aufgrund von Herstellungsprozessschwankungen und verschiedenen Temperaturkoeffizienten nie matchen. Demgegenüber weist die Diode Dl ein ähnliches Temperatur- und Stromverhalten wie die Temperaturspannung VT der Transistoren Nl und N2 auf. Insgesamt wird durch die in Fig. 1 gezeigte Anordnung eine nur ungenaue Replizierung des in der BGR-Zelle 3 durch den Widerstand R3 und die Diode Dl fließenden Stroms erzielt.
Der durch den Transistor Nl fließende Strom wird mittels der aus den Transistoren Nl und N2 bzw. Pl und P2 aufgebauten Stromspiegelschaltungen in die Differenzverstärkerstufe gespiegelt. Der in der Differenzverstärkerstufe durch die KonstantStromquelle II generierte Strom ist der Mindestström, der durch den Transistor Nl fließen muss. Ist der durch den Transistor Nl fließende Strom kleiner als dieser
Mindeststrom, so bewirkt die Differenzverstärkerstufe, dass der Differenzstrom dieser beiden Ströme durch die Drain- Source-Strecke des Transistors P3 fließt. Der Strom lein ergibt sich als Spiegelung des Differenzstroms mittels des aus den Transistoren P3 und P4 aufgebauten Stromspiegels.
Der Strom lein wird in die BGR-Schaltung 1 am nicht- invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OPl eingekoppelt und fließt dort über die Diode Dl gegen die Masse VSS ab. Dadurch erzeugt der Strom lein über der Diode Dl einen Spannungsabfall, welcher wiederum eine positive Potentialdifferenz zwischen den Eingängen des Operationsverstärkers OPl zur Folge hat. Aufgrund der positiven Potentialdifferenz an seinen Eingängen erhöht der Operationsverstärker OPl seine Ausgangsspannung.
Die Einstellschaltung 2 ist so konzipiert, dass der Strom lein abgeschaltet wird, sobald in der BGR-Zelle 3 genügend Strom fließt, dass der stabile Arbeitspunkt von der BGR- Schaltung 1 alleine erreicht werden kann. Der von der Konstantstromquelle II erzeugte Strom gibt dabei vor, wann der Strom lein abgeschaltet wird.
Die Konstantstromquelle II kann beispielsweise aus einem Widerstand und einer Diode oder aus einem PTAT-Generator aufgebaut sein.
In Fig. 2 ist als erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung die bereits in Fig. 1 gezeigte BGR-Schaltung 1 mit einer Einstellschaltung 4 dargestellt.
Die BGR-Schaltungen 1 aus den Fig. 1 und 2 sind identisch. Daher weisen gleiche Bauelemente in den Fig. 1 und 2 dieselben Bezugszeichen auf.
Die Einstellschaltung 4 weist einen Widerstand R5, eine Diode D3, Transistoren N3 , N4 , P5 , P6, P7 und P8 sowie Konstantstromquellen 12 und 13 auf.
Der Eingang der Einstellschaltung 4 ist mit dem Ausgang der BGR-Schaltung 1 verbunden. Hinter den Eingang der Einstellschaltung 4 ist eine Differenzverstärkerstufe geschaltet, welche die Konstantstromquelle 13 sowie die Transistoren P5 und P6 umfasst. Der Drain-Source-Strecke des Transistors P5 ist eine StromspiegelSchaltung mit den Transistoren N3 und N4 nachgeschaltet. Die Drain-Source- Strecke des Transistors N4 speist eine weitere aus den Transistoren P7 und P8 aufgebaute Stromspiegelschaltung. Diese Stromspiegelschaltung erzeugt in der Drain-Source- Strecke des Transistors P8 den Einstellstrom lein, welcher genauso wie in der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung an dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OPl in die BGR-Schaltung 1 eingespeist wird.
Der Widerstand R5 und die Diode D3 sind in Reihe geschaltet . Diese Reihenschaltung wird auf der Seite des Widerstands R5 von der Konstantstromquelle 12 gespeist, und auf der Seite der Diode D3 ist die Reihenschaltung mit der Masse VSS verbunden. Der von der Diode D3 abgewandte Anschluss des
Widerstands R5 ist mit dem Gateanschluss des Transistors Pβ verbunden .
Der Widerstand R5 und die Diode D3 der Einstellschaltung 4 sind jeweils baugleich mit dem Widerstand R3 und der Diode
Dl. Folglich weist die aus dem Widerstand R5 und der Diode D3 aufgebaute Reihenschaltung den gleichen Aufbau wie der rechte Schaltungszweig der BGR-Zelle 3 auf. Durch die aus dem Widerstand R5 und der Diode D3 aufgebauten Reihenschaltung fließt ein von der Konstantstromquelle 12 generierter Strom. Dieser Stromfluss erzeugt einen Spannungsabfall über der Reihenschaltung. Die über der entsprechenden Reihenschaltung in der BGR-Schaltung 1 abfallende Spannung ist gleich der AusgangsSpannung des Operationsverstärkers OPl . Da diese Spannung gleichzeitig die AusgangsSpannung der BGR-Schaltung 1 ist, kann die über dem Widerstand R3 und der Diode Dl abfallende Spannung mittels der Differenzverstärkerstufe mit der über dem Widerstand R5 und der Diode D3 abfallenden Spannung verglichen werden.
In Abhängigkeit von dem vorstehend beschriebenen Vergleich fließt ein Strom durch die Transistoren P5 oder P6. Sofern die am Ausgang der BGR-Schaltung 1 anliegende Spannung kleiner ist als die über dem Widerstand R5 und der Diode D3 abfallenden Spannung, fließt der von der Konstantstromquelle 13 erzeugte Strom durch die Drain-Source-Strecke des Transistors P5. Dieser Strom erzeugt mittels der aus den Transistoren N3 und N4 bzw. P7 und P8 aufgebauten Stromspiegelschaltungen den Strom lein. Der Strom lein wirkt in der BGR-Schaltung 1, wie es bereits in der Beschreibung zu Fig. 1 dargelegt wurde.
Sofern die am Ausgang der BGR-Schaltung 1 anliegende Spannung größer ist als die über dem Widerstand R5 und der Diode D3 abfallende Spannung, fließt der von der Konstantstromquelle 13 erzeugte Strom durch die Drain-Source-Strecke des Transistors P6 gegen die Masse VSS ab. In diesem Fall fließt kein Strom durch den Transistor P5, und der Strom lein ist abgeschaltet .
Ein Vorteil der in Fig. 2 gezeigten Einstellschaltung 4 gegenüber der in Fig. 1 gezeigten Einstellschaltung 2 ist, dass in der Einstellschaltung 4 eine echte Nachbildung des rechten Schaltungszweigs der BGR-Zelle 3 eingesetzt wird. Die Nachbildung in der Einstellschaltung 4 ermöglicht es bei der Einstellung des Arbeitspunkts der BGR-Schaltung 1, den Abschaltpunkt des Stroms lein präzise einzustellen. Der somit genau definierte Abschaltpunkt erlaubt es, den von der Einstellschaltung 4 generierten Strom lein bei wesentlich höheren Stromwerten als den von der Einstellschaltung 1 generierten Strom lein abzuschalten.- Somit ist garantiert, dass der höher gelegene stabile Arbeitspunkt von der BGR- Schaltung 1 erreicht wird und dass der Strom lein den Normalbetrieb der BGR-Schaltung 1 in keiner Weise stört.
In den Fig. 3 und 4 sind als zweites und drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung weitere Einstellschaltungen 5 und 6 gezeigt, die Weiterentwicklungen der Einstellschaltung 4 aus Fig. 2 darstellen.
Die Einstellschaltung 5 enthält im Unterschied zu der Einstellschaltung 4 eine zusätzliche KonstantStromquelle 14. Der von der Konstantstromquelle 14 generierte Strom wird in den einen Zweig der Differenzverstärkerstufe zwischen den Transistoren P5 und N3 eingekoppelt. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel weist der von der Konstantstromquelle 14 erzeugte Strom den halben Wert des von der
Konstantstromquelle 13 erzeugten Stroms auf. Die Einkoppelung des zusätzlichen Stroms ist vorteilhaft, da sich dadurch der Strom lein im Vergleich zur Einstellschaltung 4 noch abrupter abschalten lässt .
Eine weitere Möglichkeit, um die Abschaltcharakteristik des Stroms lein gegenüber der Einstellschaltung 4 noch weiter zu verbessern, ist in Fig. 4 gezeigt.
Die Einstellschaltung 6 enthält eine zusätzliche aus Transistoren N5 und N6 aufgebaute StromspiegelSchaltung. Dabei ist der Transistor N6 als Diode beschaltet und wird von dem Transistor P6 gespeist. Die Drain-Source-Strecke des Transistors N5 ist mit den Gateanschlüssen der Transistoren N3 und N4 verbunden.
In Fig. 5 ist eine weitere Einstellschaltung 7 dargestellt. Die in Fig. 5 gezeigte BGR-Schaltung 1 ist wieder identisch mit den in den Fig. 1 bis 4 gezeigten BGR-Schaltungen 1.
Die in Fig. 5 gezeigte Einstellschaltung 7 basiert auf der in Fig. 1 gezeigten Einstellschaltung 2. Daher weisen gleiche Bauelemente in den Fig. 1 und 5 dieselben Bezugszeichen auf.
Im Unterschied zu der Einstellschaltung 2 sind bei der Einstellschaltung 7 hinter den Eingang der Einstellschaltung 7 ein Operationsverstärker 0P2 , Transistoren P9 und P10, ein Widerstand R6 und eine Diode D4 geschaltet .
Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP2 ist an den Ausgang der BGR-Schaltung 1 gekoppelt. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP2 ist mit einem Anschluss des Widerstands R6 verbunden. An den anderen Anschluss des Widerstands R6 ist die Diode D4 geschaltet, welche wiederum mit ihrem zweiten Anschluss an der Masse VSS anliegt .
Der Widerstand R6 und die Diode D4 stellen wie der Widerstand R5 und die Diode D3 aus Fig. 2 bis 4 exakte Nachbildungen des Widerstands R3 und der Diode Dl dar.
Die Gateanschlüsse der Transistoren P9 und P10 sind mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP2 verbunden. Die Drain- Source-Strecke des Transistors P9 bzw. P10 speist den Widerstand R6 bzw. den Transistor Nl .
Die Einstellschaltung 7 ist eine Erweiterung der in Fig. 1 gezeigten Einstellschaltung 2. In der Einstellschaltung 2 stellt der Transistor Nl nur eine schlechte Nachbildung des rechten Schaltungszweigs der BGR-Zelle 3 dar. Aufgrund der resistiven Beschaltung des Ausgangs der BGR-Schaltung 1 kann der Strom in der BGR-Zelle 3 mit der Einstellschaltung 2 nicht genau gemessen werden. In der Einstellschaltung 5 wird dieses Problem behoben, indem der Operationsverstärker OP2 als Spannungs-Strom-Konverter eingesetzt wird. Dabei vergleicht der Operationsverstärker OP2 die an seinen Eingängen anliegenden Spannungen und stellt dementsprechend seine AusgangsSpannung ein. Die AusgangsSpannung erzeugt aufgrund der nachgeschalteten Transistoren P9 und P10 zwei Ströme, von denen einer die Nachbildung des rechten Schaltungszweigs der BGR-Zelle 3 und der andere den Transistor Nl speist. Aufgrund dieser Schaltungsanordnung weist der durch den Widerstand R6 und die Diode D4 fließende Strom den gleichen Stromwert wie der durch den rechten
Schaltungszweig der BGR-Zelle 3 fließende Strom auf. Dasselbe gilt auch für den Stromfluss durch den Transistor Nl . Die dem Transistor Nl nachgeschaltete Schaltungsanordnung ist mit der Schaltungsanordnung der Einstellschaltung 2 identisch.
Nachteilig an der Einstellschaltung 7 gegenüber den Einstellschaltungen 4 bis 6 ist, dass aufgrund des Spannungs- Strom-Konverters die Komplexität der EinstellSchaltung 7 wesentlich höher ist als die Komplexität der Einstellschaltungen 4 bis 6. Es ist folglich vorteilhafter, den Abschaltpunkt des Stroms lein mittels eines Vergleichs, bei welchem die AusgangsSpannung der BGR-Schaltung 1 mit der durch die Konstantstromquelle 12 generierten Spannung über der Nachbildung des rechten Schaltungszweigs der BGR-Zelle 3 verglichen wird, zu bestimmen, als den Strom durch die BGR- Zelle 3 zu replizieren und anhand des replizierten Stroms den Abschaltpunkt festzulegen.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltung zum Einstellen des Arbeitspunkts einer BGR- Schaltung (1) mit einer BGR-Schaltung (1) zur Erzeugung einer temperaturstabilisierten Referenzspannung und einer Einstellschaltung (4) , wobei
- die BGR-Schaltung (1) einen Operationsverstärker (OPl) , von dessen AusgangsSpannung die Referenzspannung abgeleitet werden soll, und einen BGR-Schaltungszweig mit zwei Bauelementen (R3, Dl), deren Temperaturabhängigkeiten während des Normalbetriebs der BGR-Schaltung (1) gegenläufig sind, aufweist, wobei ein Eingang des Operationsverstärkers (OPl) über eine Verbindungsleitung mit dem BGR-Schaltungszweig verbunden ist und über dem BGR-Schaltungszweig die an dem Ausgang des
Operationsverstärkers (OPl) abgreifbare AusgangsSpannung abfällt, und
- die Einstellschaltung (4) einen Spannungsvergleicher (P5, P6, 13) , einen Hilfsschaltungszweig (R5, D3) , welcher der Anordnung des BGR-Schaltungszweigs gleicht, eine erste
Stromquelle (12) , welche den Hilfsschaltungszweig (R5, D3) speist, und eine zweite Stromquelle (N3 , N4 , P7, P8) aufweist, wobei der Spannungsvergleicher (P5, P6, 13) die AusgangsSpannung des Operationsverstärkers (OPl) mit der über dem Hilfsschaltungszweig (R5, D3) abfallenden
Spannung vergleicht und die zweite Stromquelle (N3, N4 , P7, P8) in Abhängigkeit von dem Ergebnis des Vergleichs einen Einstellstrom (lein) erzeugt, welcher in die Verbindungsleitung eingespeist wird.
2 . Schaltung nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,
- dass ein Einstellstrom (lein) generiert wird, falls die AusgangsSpannung kleiner ist als die über dem Hilfsschaltungszweig (R5, D3) abfallenden Spannung, und dass andernfalls kein Einstellstrom (lein) generiert wird.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
— dass der BGR-Schaltungszweig und der Hilfsschaltungszweig jeweils einen Widerstand (R3 ; R5) und eine nachgeschaltete Diode (Dl; D3) , welche insbesondere aus einem Transistor aufgebaut ist, enthalten.
4. Schaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
— dass die Verbindungsleitung an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OPl) gekoppelt ist.
5. Schaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
— dass der Spannungsvergleicher ein Differenzverstärker mit einer dritten Stromquelle (13) , einem ersten Transistor
(P5) und einem zweiten Transistor (P6) ist, wobei die AusgangsSpannung des Operationsverstärkers (OPl) an dem ersten Transistor (P5) anliegt und die über dem Hilfsschaltungszweig (R5, D3) abfallende Spannung an dem zweiten Transistor (P6) anliegt.
6. Schaltung nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
— dass der Differenzverstärker (P5, P6, 13) derart dimensioniert ist, dass, falls die AusgangsSpannung des Operationsverstärkers (OPl) kleiner als die über dem Hilfsschaltungszweig (R5, D3) abfallende Spannung ist, der von der dritten Stromquelle (13) generierte Strom im Wesentlichen durch den ersten Transistor (P5) fließt.
7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
— dass dem ersten Transistor (P5) ein erster Stromspiegel
(N3, N4) nachgeschaltet ist.
8. Schaltung nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e nn z e i c h n e t,
- dass der Zweig des Differenzverstärkers (P5, P6, 13) mit dem ersten Transistor (P5) von einer vierten Stromquelle
(14) gespeist wird, und
- dass der von der vierten Stromquelle (14) erzeugte Strom insbesondere den halben Wert des von der dritten Stromquelle (13) erzeugten Stroms aufweist. 0
9. Schaltung nach Anspruch 7, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h
- einen zweiten Stromspiegel (N5, N6) , welcher eingangsseitig von dem zweiten Transistor (P6) gespeist 5 wird und ausgangsseitig mit den Gate- oder
Basisanschlüssen des ersten Stromspiegels (N3 , N4) verbunden ist.
10. Schaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden 0 Ansprüche, d a d u r c h g e k e nn z e i c h n e t,
- dass die zweite Stromquelle mindestens einen dritten Stromspiegel (N3 , N4 , P7, P8) enthält, dessen Eingangsstrom aus dem von dem Spannungsvergleicher (P5, -5 P6, 13) durchgeführten Vergleich hervorgeht und dessen Ausgangsstrom der Einstellstrom (lein) ist.
11. Schaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, 0 d a d u r c h g e k e nn z e i c h n e t,
- dass die erste Stromquelle (12) einen Widerstand und eine Diode oder einen PTAT-Generator umfasst.
12. Verwendung der Schaltung nach einem oder mehreren der 5 vorhergehenden Ansprüche beim Starten der BGR-Schaltung (1) .
13. Verfahren zum Einstellen des Arbeitspunkts einer BGR- Schaltung (1) , welche eine temperaturstabilisierte Referenzspannung erzeugt und welche einen Operationsverstärker (OPl) , von dessen AusgangsSpannung die Referenzspannung abgeleitet werden soll, und einen BGR- Schaltungszweig mit zwei Bauelementen (R3, Dl), deren Temperaturabhängigkeiten während des Normalbetriebs der BGR- Schaltung (1) gegenläufig sind, aufweist, wobei ein Eingang des Operationsverstärkers (OPl) über eine Verbindungsleitung mit dem BGR-Schaltungszweig verbunden ist und über dem BGR- Schaltungszweig die an dem Ausgang des Operationsverstärkers (OPl) abgreifbare AusgangsSpannung abfällt, mit den Schritten:
(a) Erzeugen einer HilfsSpannung, welche über einem Hilfsschaltungszweig (R5, D3) abfällt, welcher der Anordnung des BGR-Schaltungszweigs gleicht;
(b) Vergleichen der AusgangsSpannung mit der Hilfsspannung;
(c) Generieren eines Einstellstroms (lein) in Abhängigkeit von dem Ergebnis des Vergleichs; und (d) Einspeisen des Einstellstroms (lein) in die Verbindungsleitung .
14 . Verf hren nach Anspruch 13 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , - dass ein Einstellstrom (lein) generiert wird, falls die AusgangsSpannung kleiner ist als die Hilfsspannung, und dass andernfalls kein Einstellstrom (lein) generiert wird.
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