WO2003096527A1 - Dispositif d'amplification de puissance - Google Patents

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WO2003096527A1
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signal
drive
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signal generation
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Kazunobu Ohkuri
Toshihiko Masuda
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Sony Corporation
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    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
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    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit

Definitions

  • the present invention relates to a power amplifier, and more particularly to a power amplifier such as a class D amplifier used for amplifying power for audio.
  • the class D power amplifier described above is integrated with the receiver or placed close to the receiver, such as in Richiichi audio, the rising and falling edges of the output voltage Radiation from the edges can interfere with reception of AM broadcasts, for example.
  • the carrier control unit outputs a tuning signal having a frequency corresponding to the tuner selection and a carrier control signal for switching the time constant of the difference integrator.
  • the oscillation frequency of the closed loop circuit that is, the switching of the pulse amplifier
  • the switching frequency is switched, and the frequency of the carrier signal in the closed loop circuit does not interfere with the tuning signal of the tuner.
  • the carrier frequency of the switching amplification is changed in accordance with the reception frequency. It is difficult to perform a switching operation with a high level of noise, and there is a possibility that audio characteristics will be degraded.
  • the purpose of the present invention is to control the drive signal generation method instead of changing the carrier frequency, unlike a conventional class D amplifier, to suppress unnecessary radiation and reduce reception disturbance to the tuner. To provide a power amplifying device.
  • a power amplifying device proposed to achieve the above-mentioned object has a push-pull means formed by connecting at least a pair of switching elements by push-pull, and an input signal is input using the push-pull means.
  • a power amplifier that amplifies the power of the input signal, generates a pulse width modulation signal representing the level of the input signal by a pulse width, and generates a drive signal to be supplied to the push-pull means based on the pulse width modulation signal.
  • Drive signal generation means for selectively driving a drive signal generation method in the drive signal generation means according to a reception frequency in a tuner device for receiving a radio broadcast, and a push-pull means for selectively driving the drive signal. Obtaining an output signal based on the drive signal generated according to the signal generation method, Obtaining a power amplified signal from the output signal.
  • reception disturbance to the tuner is reduced by controlling the drive signal generation method without changing the carrier frequency of the switching width of the class D amplifier.
  • the power amplifying device of the present invention may include two push-pull means, and two drive signal generating means for supplying the drive signals to the two push-pull means, respectively.
  • the respective drive signals from the two drive signal generating means are supplied to the two push-pull means. Then, a power amplification signal is obtained from the two output signals thus obtained.
  • the drive signal generation method which is selectively switched in the power amplifying device, is a first method of generating a drive signal that changes at a break point of each one cycle period of the pulse width modulation signal; It consists of two types, the second method that generates a drive signal that does not change at the end of each cycle period.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a class D power amplifier according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining a first drive signal generation method among two types of drive signal generation methods executed by two drive signal generators of the class D power amplifier.
  • FIG. 3 is a timing chart for explaining PWM modulation.
  • FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit in the first embodiment when the first drive signal generation method is executed.
  • FIG. 5 is a timing chart for explaining a second drive signal generation method among two types of drive signal generation methods executed by the two drive signal generators of the class D power amplifier.
  • FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit when the second drive signal generation method is executed in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a signal strength characteristic with respect to a frequency of an output voltage of the push-pull circuit according to the first drive signal generation method.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating signal strength characteristics with respect to the frequency of the output voltage of the push-pull circuit according to the second drive signal generation method.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a class D power amplifier according to the second embodiment.
  • FIG. 10 illustrates a first drive signal generation method among two types of drive signal generation methods executed by two drive signal generators of the class D power amplifier according to the second embodiment. It is a timing chart for performing.
  • FIG. 11 shows that the first drive signal generation method according to the second embodiment is executed.
  • FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit when the operation is performed.
  • FIG. 12 illustrates a second drive signal generation method among two types of drive signal generation methods executed by the two drive signal generators of the class D power amplifier according to the second embodiment. It is a timing chart for performing.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a main part of a modification of the class D power amplifier in which the output stage is a single circuit and uses positive and negative power supplies + V DD , ⁇ V DD .
  • FIG. 14 is a timing chart for explaining a second drive signal generation method in the modification.
  • BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION the first embodiment is a class D power amplifier 1 shown in FIG.
  • the D-class power amplifier 1 power-amplifies the digital audio signal P in by performing high-speed switching of the power supply voltage V in accordance with the input digital audio signal P in, and supplies a widened signal to the speaker 2.
  • the D-class power amplifier 1 is, for example, in a so-called AM receiver (receiver) integrally formed with an AM tuner 3 for receiving AM broadcast, and can reduce the influence of reception interference on the AM tuner 3.
  • the class-D power amplifier 1 digital evening Le audio signal P in the example 16bit through the input terminal T in is inputted.
  • the digital audio signal Pin is supplied to the drive signal generator 10 and the drive signal generator 20.
  • the drive signal generator 10 generates two types of drive signals + PA1 or + PA2 and one PA1 or one PA2 according to two drive signal generation methods as described later.
  • the drive signal generator 20 also generates two types of drive signals + P B1 or + P B2 , and one Pm or one P B2 by two drive signal generation methods.
  • the two types of drive signals + P A1 or + P A2 and one P A1 or one P A2 generated by the drive signal generator 10 are a pair of switching elements, for example, n-channel MOS-FET (Q 1 1 and Q 12) are supplied to the respective gates. Also, two types of drive signals generated by the drive signal generator 20 + P B1 or + P B2 , and one P B1 Alternatively, one PB2 is also supplied to the gate of the MOS FET (Q13, Q14).
  • FET (Q 1 1, Q 1 2) is than also constitutes Pudzushupuru circuit 3 0, the drain of the FE T (Q 1 1) is connected to the power supply terminal T PWR, its source FET (Q 12) is connected to the drain, and the source of this FET (Q12) is connected to ground.
  • a stable DC voltage + VDD is supplied to the power supply terminal TPWR as the power supply voltage.
  • the DC voltage + VDD is, for example, 20 V to 50 V.
  • FET ( Q13 , Q14 ) also constitutes the push-pull circuit 40, in which the drain of the FET ( Q13) is connected to the power supply terminal TPWK , and the source is the FET ( Q13 ). 14) and the source of FET (Q14) is connected to ground.
  • the source of FET (Q11) and the drain of FET (Q12), which constitute the push-pull circuit 30, are connected to one end of the speaker 2 outside the class D amplifier 1 through the low-pass filter (LPF) 50. Is done.
  • the source of the FET (Q 13) and the drain of the FET (Q 14) constituting the push-pull circuit 40 are also connected to the other end of the external speech force 2 through the LPF 60.
  • the control unit 70 selects the drive signal generation method used in the drive signal generator 10 and the drive signal generator 20 according to the reception frequency of the tuner unit 3. That is, the drive signal generator 10 and the drive signal generator 20 appropriately generate the two types of drive signals according to the drive signal generation method selected by the control unit 70 based on the reception frequency of the tuner unit 3.
  • the drive signal generator 10 outputs the digital audio signal supplied through the input terminal Tin.
  • the signal is converted to a PWM signal (drive signal) + P A1 as shown in Fig. 2.
  • the drive signal generator 20 converts the digital audio signal P into a PWM signal (drive signal) + P B1 shown in FIG.
  • the PWM signal is Since it is a drive signal as it is, it is unified with the drive signal, but it is a PWM signal.
  • the pulse width of the drive signal + P A1 and the drive signal + P B1 changes according to the level indicated by the input signal Pin (the instantaneous level of the signal obtained by D / A conversion of the signal pin.
  • the pulse width of one of the drive signals + P A1 is a magnitude corresponding to the level of the input signal P
  • the pulse width of the other Dora I strobe signal + P B 1 is It is sized to correspond to the two's complement of the level indicated by the input signal P in.
  • the first drive signal generation method in the first embodiment includes the drive signal generator 10 and the drive signal generator 2. In 0, it operates as if it were equivalent to the circuit shown in Fig. 4.
  • the drive signal generator 10 By executing the first drive signal generation method, the drive signal generator 10 becomes the same as having the PWM modulation circuit 11 and the drive circuit 12 shown in FIG.
  • the PWM modulation circuit 11 converts, for example, a 16-bit audio signal into the drive signal + PA1 in FIG.
  • the drive circuit 12 converts the PWM modulation signal + P A1 or its inverted signal P A1 into a pair of n-channel MOS-FETs (Q 11, Q 12) constituting the push-pull circuit 40. ) To each gate.
  • the drive circuit 1 2 in order to generate an inverted signal -Ro .LAMBDA.1, which inverts the PWM modulation signal + [rho [alpha] 1 at Inba Isseki 1 2 5.
  • the drive signal generator 20 becomes the same as having the PWM modulation circuit 21 and the drive circuit 22 shown in FIG.
  • PWM modulation circuit 2 1 converts the audio signal of 16bit the drive signal + P B1 shown in FIG.
  • the drive circuit 22 converts the PWM modulation signal + P B1 or its inverted signal —P B1 into M ⁇ S—FET (Q 13, Q 1) of a pair of n channels constituting the push-pull circuit 40. 4) Supply each to the gate.
  • the drive circuit 22 inverts the PWM modulation signal + P B1 at the inverter 225 in order to generate the inverted signal -P B1 .
  • the low-pass filter has a 50-power force from the connection point of the FETs (Q 11, Q 12). 2 ⁇
  • the current i flows through the line of the low-pass filter 60 to the connection point of the FET (Q13sQ14).
  • the low-pass filter 60 ⁇ the speed 2 ⁇ the low-pass filter 50 from the connection point of FET (Q13, Q14).
  • a current i flows in the reverse direction through the line to the connection point of FET (Q11, Q12) c.
  • the push-pull circuits 30 and 40 constitute a: 6! 1 1 ⁇ (Bridge-Tied Load) circuit.
  • the period during which the current i flows varies according to the period during which the original drive signals + P A1 and + P B1 rise, and when the current i flows through the speed 2, the current i
  • the current i flowing through the speed 2 is an analog current corresponding to the level indicated by the input signal Pin and is a power-amplified current. That is, the power-amplified output is supplied to the speaker 2.
  • the drive signal generator 10 and the drive signal generator 20 of FIG. 1 operate equivalently to the circuit having the configuration of FIG. 4 according to the first drive signal generation method in the first embodiment. Therefore, the FETs (Q11 to Q14) of class D power amplifier 1 Since the power supply voltage V DD is switched to amplify the power according to the input digital audio signal Pin, the efficiency is high and a large output can be obtained.
  • the class D power amplifier 1 including the drive signal generator 10 and the drive signal generator 20 of FIG. 1 which executes the first drive signal generation method and functions as a circuit having the configuration of FIG.
  • the power-supply voltage + V DD is a high voltage, for example, 20 V to 50 V, so that the radiation is considerably large.
  • the drive signal + [rho .LAMBDA.1, the carrier frequency f c of + [rho .beta.1, are for example 7 68 kH z as above SL, which include broadcast band medium wave direction, for example, AM La di O broadcast band .
  • the class D power amplifier 1 as described above is integrated with an AM broadcast receiver or arranged close to the AM broadcast receiver as in a car audio or the like, the output voltage V A1 , The radiation due to the rising edge and the falling edge of VB1 may interfere with the reception depending on the AM broadcast reception frequency.
  • control unit 70 selects the second drive signal generation method described below in addition to the first drive signal generation method according to the reception frequency in the tuner unit 3. Drive signal generator 10 and drive signal generator 20 to execute.
  • the drive signal generator 10 converts the digital audio signal Pin supplied through the input terminal Tin into a signal.
  • the drive signal is converted into + PA2 as shown in FIG.
  • the drive signal generator 20 converts the digital audio signal P in, the drive signal + P B2 shown in FIG.
  • a drive signal is generated from a PWM signal.
  • the second drive signal generation method in the first embodiment includes the drive signal generator 10 and the drive signal generator 20.
  • the drive signal generator 10 becomes the same as having the PWM modulation circuit 11 and the drive circuit 13 shown in FIG.
  • the PWM modulation circuit 11 has the same configuration as that shown in FIG. 4, and converts, for example, a 16-bit audio signal into a PWM signal + PA1 in FIG. Further, the drive circuit 1 3, the PWM modulation ⁇ No. + P A1 or its inverted signal one P A1, the drive signal + P A2 shown in FIG. 5, - is converted into P A2, constituting the push-pull circuit 40
  • the pair of n-channel MOS-FETs (Qll, Q12) are supplied to the gates.
  • the drive signal + P A2 converted into a serial signal at the shift register 113 is supplied to the drive circuit 13.
  • the drive signal generator 20 becomes the same as the one including the PWM modulation circuit 21 and the drive circuit 23 shown in FIG.
  • the PWM modulation circuit 21 has a configuration similar to that shown in FIG. 4, and converts, for example, a 16-bit audio signal into a PWM signal + P B1 in FIG.
  • the drive signal + P B1 converted into a serial signal by the shift register 2 13 is supplied to the drive circuit 23.
  • the drive circuit 13 and the drive circuit 23 are configured as shown in FIG. 6 to generate the drive signals + P A2 , —P A2 and the drive signals + P B2 , —P B2 . That is, the PWM signal + P A1 is supplied to the selector circuit 13 1 and the selector circuit 232, and is also supplied to the inverter 135 to be a P WM signal having an inverted level, which is P A1. One P A1 is supplied to the selectors 13 2 and 23 1. In addition, the PWM signal + P B1 is supplied to the selector circuit 231 and the selector circuit 132, and is also supplied to the inverter 235 to invert the level. It is a PWM signal one P B1, the PWM signal one P B1 is supplied to the selector circuit 2 32, selector evening circuit 1 3 1.
  • a signal P c whose level is inverted every one cycle period Ti 2, 3, 4,...) Is extracted from the evening timing signal forming circuit of the control unit 70, and this signal P c is supplied to the selector circuits 131, 1332, 231, 232 as a switching control signal.
  • V B2 at the connection point of (Q 13, Q 14) is equal to the voltage + V DD .
  • + P B2 “L”
  • one P B2 “H”
  • FET (Q 13) is turned off
  • Since FET (Q14) is turned on, VB2 0.
  • the current i flows in the opposite direction to the connection point of FET (Q ll, Q 1 2) through the connection c.
  • the period during which the current i flows changes corresponding to the period during which the original PWM signals + P A1 and + P B1 rise, and when the current i flows through the speaker 2, the current i
  • the current i flowing through the speed 2 is an analog current corresponding to the level indicated by the input signal Pin and is a power-amplified current. That is, the power-amplified output is supplied to the speaker 2.
  • the second drive signal generation method functions as the circuit of FIG. 6.
  • the drive signal generator 10 of FIG. 1 and the D-class power amplifier 1 including the drive signal generator 20 perform power amplification by switching. While performing, as shown in FIG. 5, PWM signal + P A1, + P B1 is also risen each starting point of one cycle Ti, the starting point of the output voltage V a 2, V B2 is one cycle period Ti
  • the number of rising edges and falling edges of the output voltages V A2 and V B2 is 1 / th of the number of rising and falling edges of the output voltages V A1 and V B1 shown in FIG. It is 2. Therefore, radiation caused by changes in output voltages V A2 and V B2 can be reduced.
  • Figure 7 shows the output voltage V A1 signal.
  • 2 shows a change in the signal strength according to a change in the frequency of the signal.
  • Figure 8 is showing the change of the signal intensity corresponding to the change in the frequency of the output voltage VA 2 signals.
  • control unit 70 always detects whether or not the reception frequency of the tuner unit 3 has become 900 kHz or less manually or automatically.
  • Drive signal generator 10 and drive signal generator 20 were activated, and the reception frequency became higher than 900 kHz.
  • the first drive signal generation method is selected and operated. As a result, in the class D power amplifier 1 according to the present embodiment, reception interference to the tuner unit 3 for receiving AM broadcast can be reduced.
  • a clock such as a high-precision ice crystal oscillator can be used, and audio characteristics do not deteriorate.
  • FIG. 1 two drive signal generators 10 and two drive signal generators 20 are used.
  • the first embodiment is an example in which the output stage of the power amplifier is a BTL circuit, it may be a single circuit.
  • FIG. 9 shows one form of such a power amplifier, the second embodiment.
  • the second embodiment shown in FIG. 9, the class D power amplifier 3 00, digital evening Ruodo signal P in the example 16bit through the input terminal T in is inputted.
  • the drive signal generator 301 also has two types of drive signals P i and P 2- ! Or P 2 and P 2 - 2 generates.
  • Drive signal generator 30 1 is generated two types of drive signals P and P 2 - i or P Medical 2 and P 2 - 2, a pair of sweep rate Dzuchingu elements, for example of the n-channel M_ ⁇ S- FET (Q 2 1, each supplied to the gate of Q 22).
  • FET ( Q21 , Q22 ) constitutes the bush-pull circuit 304 , the drain of FET ( Q21) is connected to the power supply terminal TPWK, and the source is FET (Q 22) is connected to the drain, and the source of this: ET (Q 22) is connected to ground.
  • a stable DC voltage + VDD is supplied to the power supply terminal TPWE as the power supply voltage.
  • the voltage + VDD is, for example, 20 V to 50 V.
  • the source of FET (Q 21) and the drain of FET (Q 22) constituting the push-pull circuit 304 are external to the class D amplifier 300 through the coupling capacitor C and the low-pass filter (LPF) 302. Connect to one end of speaker 320 Is done. The other end of the speaker 320 is connected to the ground.
  • LPF low-pass filter
  • the drive signal generation method used in the drive signal generator 301 is selected by the control section 303 based on the reception frequency of the tuner section 330. That is, the drive signal generator 301 appropriately generates two types of drive signals according to the drive signal generation method selected by the control section 303 according to the reception frequency of the tuner section 330.
  • the drive signal onset production unit 3 0 which is supplied through the input terminal T in converting the signal P in, a PWM signal as shown in FIG. 1 0 + P a, the PWM signal + P B.
  • the PWM signal + P A, the pulse width of the PWM signal + P B varies corresponding to the level of the input signal P in (instantaneous level of the signal P in D / A converted signal.
  • pulse width of one of PWM signals + P a is the magnitude corresponding to the level of the input signal P in
  • the other PWM signals + P B pulse width is the size corresponding to the two's complement of the level indicated by the input signal P in.
  • the first drive signal generation method in the second embodiment is performed as if in the drive signal generator 301. It operates equivalent to the circuit shown in Fig. 11.
  • the drive signal generator 301 is composed of the PWM modulation circuit 3 It is composed of an M modulation circuit 3011, a drive circuit 3012, and a receiver 3103.
  • PWM modulation circuit 30 1 0 converts the audio signal to the PWM signal + P A in FIG. 1 0, and supplies to the drive circuit 30 1 2.
  • PWM modulation circuit 3 0 1 1 supplies after converting the PWM signal + P B shown in FIG. 1 0 the O one Do signal Inba Isseki 3 0 1 3.
  • Lee Nba Ichita 301 3 supplies P WM signal one P B obtained by inverting the level of the PWM signal + P B to the drive circuit 30 1 2.
  • the period during which the current i flows changes according to the period during which the original PWM signal + PA rises, and when the current i flows through the speaker 320, the current i since the integration, as a result, the current i flowing through the speaker 3 2 0 is an analog current corresponding to the level of the input signal P in a current which is power amplified. That is, the power-amplified output is supplied to the speaker 32 °.
  • the class D power amplifier including the drive signal generator 301 of FIG. 9 that functions as the circuit of the configuration of FIG. 11 according to the first drive signal generation method of the second embodiment. 300 works.
  • FET Q 21, Q 22
  • the power supply voltage V is switched according to the input digital audio signal Pin to amplify the power, high efficiency and a large output can be obtained.
  • the class D power provided with the drive signal generator 301 of FIG. 9 which operates by the first drive signal generation method of the second embodiment and functions like the circuit having the configuration of FIG. 11 amplifiers 3 0 0, since the power-supply voltage + V DD and sweep rate Tsuchingu quickly to form the output voltage V a 1, occurs the radiation by the rising edge and falling E Uz di output voltage V A1.
  • the power supply voltage + V DD is a high voltage, for example, 20 V to 50 V, so that its radiation is also considerable.
  • the carrier frequency of the PWM signal + P A: f is for example 7 6 8 kH z as described above, this broadcast band of medium frequency direction include, for example, in the AM radio broadcast band.
  • the class D power amplifier 300 described above is integrated with an AM broadcast receiver or is arranged close to the AM broadcast receiver as in a car audio or the like, the output voltage V Radiation from the rising and falling edges of A1 interferes with AM broadcast reception.
  • the second drive signal generation method in the second embodiment described below
  • the control signal is selected by the control section 303 according to the reception frequency of the tuner section 330, and the drive signal generator 301 executes the selection.
  • the drive signal generator 301 converts the digital audio signal P IN supplied through the input terminal T IN into a PWM signal + P A as shown in FIG. Convert to
  • the drive signal generator 301 converts the digital audio signal P IN into the PWM signal + P B shown in FIG. 12 and further inverts the level to generate one PWM signal P B.
  • this drive signal generator 3 0 1 and these PWM signals + PA, drive signal P as shown in FIG. 1 2 using a PWM signal one P B - generating a 2, P!.
  • the second drive signal generation method in the drive signal generator 3 0 1, if it were shown in FIG. 1 1 It operates equivalently to such a circuit.
  • the drive circuit 3 0 1 2 by Control unit 3 0 3 when the second drive signal generation method is selected the PWM signal + P lambda and the PWM signal one P B, Fig. as shown in 1 2, and taken out alternately to produce a drive signal P 2 every cycle period Ti.
  • the drive signal P2-2 is a signal obtained by inverting the level of the drive signal Pi- 2 .
  • the period during which the current i flows varies according to the period during which the original PWM signal + P A rises, and when the current i flows through the speaker 320, the current i becomes the low-pass filter 302 since is integrated by, as a result, the current i flowing through the speaker 3 2 0 is a current which is power-amplified by mediation by Ana port grayed current corresponding to the level of the input signal P i n. That is, the power-amplified output is supplied to the speaker 320.
  • a class D power amplifier 30 having the drive signal generator 301 of FIG. 9 functioning as the circuit having the configuration of FIG. 0 performs power variation by switching. Furthermore, as shown in Fig. 12, even if the jun signal + jun —PB rises at the start of one cycle period Ti or falls, the output voltage V A2 rises at the beginning of one cycle period 1 it is no, the number of rising Edzuji and falling edges of the output voltage V A2 has a rising and falling of the number of edges 1Z2 output voltage V A1 shown in FIG. 1 0. Therefore, it is possible to reduce the radiation caused by the change in the output voltage V A2. Then, as described with reference to FIGS. 7 and 8, the first drive signal generation method and the second drive signal generation method of the second embodiment are switched according to the reception frequency of the AM broadcast. If selected, reception interference can be reduced.
  • the drive signal generator is a crystal oscillator with a high time-axis accuracy. It is possible to operate with the clock of.
  • the class D power amplifier of FIG. 9 has an example in which the output stage is a single circuit and only the DC voltage + V DD is used as the power supply voltage of the push-pull circuit 304, but as shown in FIG. A class D power amplifier in which the push-pull circuit 304 uses a positive / negative power supply + V DD or one V DD may be used.
  • the drain of FET (Q 21) of the push-pull circuit 304 is connected to the positive power supply terminal TPWE +, and the source of FET (Q22) is connected to the negative power supply terminal TPWR ⁇ .
  • a pair of positive and negative DC voltages + V DD and one V DD are supplied as a power supply voltage to the power supply terminal T PWK + and the power supply terminal T PWE- .
  • the output voltage V A2 of the push-pull circuit 304 becomes the drive voltage Pi- 2
  • P 2 - is 2 waveform as shown in FIG. 1 4 in response to, the speaker 3 2 0 will flow current i polarity and magnitude corresponding to the input signal P in is the power amplification is performed .
  • the drive signal generator can be operated by a clock such as a crystal oscillator with high time axis accuracy.
  • the current waveform supplied to the speaker 320 is one cycle.
  • the temporal center of gravity is shifted, and phase distortion occurs.
  • the temporal center of gravity does not deviate means that the peak of the waveform is at the center of one cycle period.
  • the waveform is shifted to the right or left every cycle, and the level desired to be expressed is obtained for each cycle period Ti, but the characteristics are degraded.
  • the output stage shown in Figure 9 In the configuration of the single circuit, when the P WM signal generation Dora I strobe signal generator, the 1-cycle period a pulse width in accordance with the level of the input signal T in It is conceivable to perform modulation such as changing from both sides. Since this is modulated from both sides of one cycle period, it is called double-sided modulation.
  • This double-sided modulation is also a drive signal generation method that generates a drive signal with one rising edge and one falling edge each within one cycle period.
  • a drive signal for the push-pull circuit 304 is generated based on the PWM signal P DA obtained by the two-sided modulation, and the drive signal is supplied to the FETs (Q 21, Q 22) to obtain 1 It is possible to generate an output voltage V having a temporal center of gravity within the cycle period Ti.
  • the pulse width must be controlled in accordance with the input signal from both sides of one cycle period, and the control becomes slightly complicated. It is conceivable to use this two-sided modulation method as the signal generation method.
  • the drive signal generation method in the drive signal generation means is selectively switched according to the reception frequency in the tuner device for radio broadcast reception, and the selectively switched drive signal generation method is used.
  • the push-pull means obtains an output signal based on the drive signal generated according to the generation method, and obtains a power amplification signal from the output signal.Thus, unnecessary radiation can be suppressed without changing the carrier frequency. It is possible to reduce the interference with the reception of the antenna.

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Description

明細書 電力増幅装置 技術分野 本発明は電力増幅装 に関し、 特にオーディオ用の電力を増幅するのに用いら れる D級アンプのような電力増幅装置に関する。
本出願は、 日本国において 2 0 0 2年 5月 1 3日に出願された日本特許出願番 号 2 0 0 2— 1 3 7 7 7 8を基礎として優先権を主張するものであり、 この出願 は参照することにより、 本出願に援用される。 背景技術 オーディオ用のパワーアンプとして、 いわゆる D級アンプがある。 この D級ァ ンプは、 高電圧 ·高速スイッチングにより電力増幅を行う。 ところで、 D級アン プは、 電源電圧 + V D Dを高速にスィヅチングして出力電圧を形成しているので、 出力電圧の立ち上がりエツジおよび立ち下がりエツジによる輻射を生じてしまう しかも、 そのスイッチング時、 電源電圧 + V D Dは、 例えば 2 0 V ~ 5 0 Vと高い 電圧なので、 その輻射もかなりの大きさとなってしまう。
このため、 上述のような D級パワーアンプが、 力一オーディオなどのように、 受信機と一体化されていたり、 受信機に近接して配置されると、 出力電圧の立ち 上がりエッジおよび立ち下がりエッジによる輻射が、 例えば A M放送の受信に妨 害を与えてしまう。
そこで、 これを回避するための技術として、 例えば特開平 6 — 2 9 7 5 7号公 報に記載されている D級増幅器が鬨示された。 この D級増幅器にあってキヤリア 制御部は、 チューナ選局に対応した周波数の同調信号を出力すると共に、 差分積 分器の時定数を切り換えるためのキヤリァ制御信号を出力する。 このキヤリァ制 御信号により、 閉ループ回路の発振周波数、 すなわちパルス増幅器のスィッチン グ周波数が切り換えられ、 閉ループ回路のキャリア信号の周波数はチューナの同 調信号に干渉しないという技術である。
しかしながら、 前記特開平 6— 2 9 7 5 7号公報に記載されている D級増幅器 では、 受信周波数に応じてスィツチング増幅のキヤリァ周波数を変化させている ので、 例えば水晶発振器を用いて時間軸精度の高いスィツチング動作を行うこと が困難であり、 オーディオ特性の劣化を招いてしまう虞がある。 発明の開示 本発明の目的は、 従来の D級増幅器のように、 キャリア周波数を変化させるの ではなく、 ドライブ信号生成方式を制御することにより、 不要輻射を抑え、 チュ 一ナヘの受信妨害を軽減する電力増幅装置を提供することにある。
前述の目的を達成するために提案されている本発明に係る電力増幅装置は、 少 なくとも一対のスイッチング素子をプッシュプル接続してなるプッシュプル手段 を有し、 このプツシュプル手段を用いて入力信号の電力を増幅する電力増幅装置 において、 前記入力信号のレベルをパルスの幅によって表すパルス幅変調信号を 発生し、 このパルス幅変調信号に基づいて前記プッシュプル手段に供給する ドラ ィブ信号を生成するドライブ信号生成手段を備え、 ラジオ放送受信用のチューナ 装置における受信周波数に応じて前記ドライブ信号生成手段におけるドライブ信 号生成方式を選択的に切り換え、 前記プッシュプル手段は選択的に切り換えられ たドライブ信号生成方式にしたがって生成されたドライブ信号に基づいて出力信 号を得、 この出力信号から電力増幅信号を得る。
このように、 例えば D級アンプのスィヅチング增幅のキヤリァ周波数を変化さ せず、 ドライブ信号生成方式を制御することにより、 チューナへの受信妨害を軽 減する。
また、 本発明の電力増幅装置は、 前記プッシュプル手段を二つ備え、 かつ二つ の前記プッシュプル手段に前記ドライブ信号をそれぞれ供給するドライブ信号生 成手段を二つ備えていてもよい。 この場合、 前記二つのドライブ信号生成手段に よるそれそれのドライブ信号を前記二つのプッシュプル手段に供給することによ つて得られた二つの出力信号から電力増幅信号を得るようにする。
前記電力増幅装置において選択的に切り換えられる、 前記ドライブ信号生成方 式は、 前記パルス幅変調信号の各 1サイクル期間の区切りの時点に変化するドラ ィブ信号を生成する第 1の方式と、 前記各 1サイクル期間の区切りの時点に変化 しないドライブ信号を生成する第 2の方式という二種類からなる。 図面の簡単な説明 図 1は、 第 1の実施の形態の D級パヮ一アンプの構成を示す図である。
図 2は、 前記 D級パワーアンプの二つのドライブ信号発生器にて実行される二 種類のドライブ信号生成方式の内の第 1のドライブ信号生成方式を説明するため のタイミングチャートである。
図 3は、 P WM変調を説明するためのタイミングチャートである。
図 4は、 第 1の実施の形態における、 第 1のドライブ信号生成方式が実行され たときの等価回路を示す図である。
図 5は、 前記 D級パワーアンプの二つのドライブ信号発生器にて実行される二 種類のドライブ信号生成方式の内の第 2のドライブ信号生成方式を説明するため のタイミングチャートである。
図 6は、 第 1の実施の形態における、 第 2のドライブ信号生成方式が実行され たときの等価回路を示す図である。
図 7は、 前記第 1のドライブ信号生成方式によるプッシュプル回路の出力電圧 の周波数に対する信号強度特性を示す図である。
図 8は、 前記第 2のドライブ信号生成方式によるプッシュプル回路の出力電圧 の周波数に対する信号強度特性を示す図である。
図 9は、 第 2の実施の形態の D級パワーアンプの構成を示す図である。
図 1 0は、 第 2の実施の形態の前記 D級パワーアンプの二つのドライブ信号発 生器にて実行される二種類のドライブ信号生成方式の内の第 1のドライブ信号生 成方式を説明するためのタイミングチャートである。
図 1 1は、 第 2の実施の形態における、 第 1のドライブ信号生成方式が実行さ れたときの等価回路を示す図である。
図 1 2は、 第 2の実施の形態の前記 D級パワーアンプの二つのドライブ信号発 生器にて実行される二種類のドライブ信号生成方式の内の第 2のドライブ信号生 成方式を説明するためのタイミングチャートである。
図 1 3は、 出力段がシングル回路であり、 正負の電源 + VDD、 — VDDを使用し た D級パワーアンプの変形例の要部を示す回路図である。
図 14は、 前記変形例における第 2のドライブ信号生成方式を説明するための タイ ミングチャートである。 発明を実施するための最良の形態 以下、 本発明のいくつかの実施の形態について図面を参照しながら説明する。 先ず、 第 1の実施の形態は、 図 1に示す D級パワーアンプ 1である。 この D級パ ヮーアンプ 1は、 入力されたデジタルオーディオ信号 P i nに対応して電源電圧 V を高速スィツチングすることにより、 前記デジタルオーディオ信号 P i nを電力 増幅し、 增幅した信号をスピーカ 2に供給する。 この D級パワーアンプ 1は、 例 えば A M放送受信用の AMチューナ 3と一体に形成されたいわゆる A M受信機 (レシーバ） 内にあって AMチューナ 3に対する受信妨害の影響を軽減できる。 図 1において、 D級パワーアンプ 1には、 入力端子 T inを通じて例えば 16bitの デジ夕ルオーディオ信号 P inが入力される。 このデジ夕ルオーディオ信号 P i nは、 ドライブ信号発生器 1 0及びドライブ信号発生器 2 0に供給される。
ドライブ信号発生器 1 0は、 後述するような二つのドライブ信号生成方式によ る二種類のドライブ信号 + PA1又は + PA2、 及び一 PA1又は一 P A2を発生する。 また、 ドライブ信号発生器 20も、 二つのドライブ信号生成方式による二種類の ドライブ信号 + PB1又は + PB2、 及び一 Pm又は一 PB2を発生する。
ドライブ信号発生器 1 0が発生した二種類のドライブ信号 +PA1又は + PA2、 及び一 PA1又は一 PA2は、 一対のスィ ヅチング素子、 例えば nチャンネルの MO S-FE T (Q 1 1 , Q 1 2 ) のゲートにそれぞれ供給される。 また、 ドライブ 信号発生器 20が発生した二種類のドライブ信号 + PB1又は + PB2、 及び一 PB1 又は一 PB2も、 MO S— FET (Q 1 3 , Q 14) のゲートにそれぞれ供給され る。
この場合、 F E T (Q 1 1， Q 1 2 ) は、 プヅシュプル回路 3 0を構成するも のであり、 FE T (Q 1 1 ) のドレインが電源端子 TPWRに接続され、 そのソース が F E T ( Q 1 2 ) のドレインに接続され、 この F E T (Q 1 2 ) のソースが接 地に接続される。 また、 電源端子 TPWRには、 安定した直流電圧 + VDDが電源電圧 として供給される。 なお、 直流電圧 + VDDは、 例えば 20 V〜 5 0 Vである。 同様に、 FE T (Q 1 3 , Q 1 4) も、 プッシュプル回路 40を構成するもの であり、 FET (Q 1 3 ) のドレインが電源端子 TPWKに接続され、 そのソースが F E T (Q 14) のドレインに接続され、 この FE T (Q 14 ) のソースが接地 に接続される。
プヅシュプル回路 30を構成する FE T (Q 1 1 ) のソース及び FE T (Q 1 2 ) のドレインは、 ローパスフィル夕 （LPF) 50を通じて D級アンプ 1の外 部にあるスピーカ 2の一端に接続される。 また、 プッシュプル回路 40を構成す る F E T (Q 1 3 ) のソース及び F E T (Q 14) のドレインも、 LP F 60を 通じて外部のスピー力 2の他端に接続される。
また、 ドライブ信号発生器 1 0及びドライブ信号発生器 20にて用いられる ド ライブ信号生成方式は、 チューナ部 3の受信周波数によってコン トロール部 70 が選択する。 すなわち、 コントロール部 70がチューナ部 3の受信周波数によつ て選択したドライブ信号生成方式により、 ドライブ信号発生器 1 0及びドライブ 信号発生器 20は適宜、 上記二種類のドライブ信号を発生する。
以下に、 ドライブ信号発生器 1 0及びドライブ信号発生器 2 0にて実行される 二種類のドライブ信号生成方式の具体例について説明する。 先ず、 第 1のドライ ブ信号生成方式 （第 1の実施の形態における第 1のドライブ信号生成方式） にし たがうと、 ドライブ信号発生器 1 0は、 入力端子 Tinを通じて供給されたデジ夕 ルオーディオ信号 を、 図 2に示すような PWM信号 （ドライブ信号） +PA1 に変換する。 また、 ドライブ信号発生器 20は、 前記デジ夕ルオーディオ信号 P を、 図 2に示す PWM信号 （ドライブ信号） +PB1に変換する。 この第 1の実 施の形態における、 第 1のドライブ信号生成方式においては、 PWM信号がその ままドライブ信号となっているので、 ドライブ信号と統一するが、 PWM信号の ことである。
この場合、 ドライブ信号 + PA1、 ドライブ信号 + PB1のパルス幅は、 入力信号 Pinの示すレベル （信号 Pinを D/A変換した信号の瞬時レベル。 以下同様） に 対応して変化するものであるが、 図 3に示すように、 一方のドライブ信号 +PA1 のパルス幅は、 入力信号 P の示すレベルに対応した大きさとされ、 他方の ドラ ィブ信号 + PB 1のパルス幅は、 入力信号 P inの示すレベルの 2の補数に対応した 大きさとされる。 また、 ドライブ信号 + PA1、 +PB1は、 その立ち上がり時点が、 ドライブ信号 + PA1、 +PB1の 1サイクル期間 T i ( i = 1 , 2 , 3 , 4 - · · ) の開始時点、 すなわち片側に固定され、 その立ち下がり時点が入力信号 Pinの示 すレベルに対応して変化するものとされる。
さらに、 ドライブ信号 + PA1、 +PB1のキャリア周波数 f c (= 1 /T i) は、 入力デジ夕ルオーディオ信号 P inのサンプリング周波数: f sの例えば 1 6倍とされ、 f s=48 kH zとすれば、
f c= 1 6 f s= 1 6 x 48 kH z = 7 68 kH z
とされる。
そして、 そのようなドライブ信号 +PA1、 +PB1を生成するために、 第 1の実 施の形態における第 1のドライブ信号生成方式は、 前記ドライブ信号発生器 1 0 及びドライブ信号発生器 2 0内にて、 あたかも図 4に示すような回路と等価に動 作する。
上記第 1のドライブ信号生成方式を実行することにより ドライブ信号発生器 1 0は、 図 4に示す PWM変調回路 1 1と、 ドライブ回路 1 2とを備えるのと同じ になる。 PWM変調回路 1 1は、 例えば 16bitのオーディオ信号を図 2のドライブ 信号 +PA1に変換する。 また、 ドライブ回路 1 2は、 前記 PWM変調信号 +P A1 又はその反転信号一 PA1を、 プッシュプル回路 40を構成する 1対の nチャンネ ルの MO S— F E T (Q 1 1 , Q 1 2 ) のゲートにそれぞれ供給する。
PWM変調回路 1 1は、 前記ドライブ信号 + PA1を形成するために、 例えば次 のように構成される。 すなわち、 入力端子 Tinからのデジタルオーディオ信号 P inが、 Δ Σ変調回路 1 1 1に供給されて可聴帯域内の量子化ノイズを押さえつつ ビッ ト数を少なく したデジタルオーディオ信号、 例えば量子化周波数 （=f c) が 1 6 f sで、 量子化ビヅ ト数が 6ビヅ トのデジタルオーディオ信号に変換される。 そして、 このデジ夕ルオーディオ信号が R〇M 1 1 2に供給されてその量子化レ ベルに対応した並列デジタルデータに変換され、 この並列デジタルデータがシフ トレジス夕 1 1 3に供給されて直列信号、 すなわち、 ドライブ信号 + PA1に変換 される。
なお、 ドライブ回路 1 2は、 反転信号—ΡΛ1を生成するために、 PWM変調信 号 +ΡΑ1をィンバ一夕 1 2 5にて反転している。
また、 上記第 1のドライブ信号生成方式を実行することにより ドライブ信号発 生器 2 0は、 図 4に示す PWM変調回路 2 1と、 ドライブ回路 2 2とを備えるの と同じになる。 PWM変調回路 2 1は、 16bitのオーディオ信号を図 2に示すドラ イブ信号 + PB1に変換する。 また、 ドライブ回路 22は、 前記 PWM変調信号 + PB1又はその反転信号—PB1を、 プッシュプル回路 40を構成する 1対の nチヤ ンネルの M〇 S— FE T (Q 1 3 , Q 1 4 ) のゲートにそれぞれ供給する。
PWM変調回路 2 1は、 前記ドライブ信号 +PB1を形成するために、 入力端子 Tinからのデジタルオーディオ信号 P i nを、 △∑変調回路 1 1 1によって可聴帯 域内の量子化ノイズを押さえつつビッ ト数を少なく したデジタルオーディオ信号 に変換する。 例えば量子化周波数 （=f J が 1 6 f sで、 量子化ビッ ト数が 6ビ ヅ トのデジタルオーディオ信号が生成される。 そして、 このデジタルォ一ディォ 信号が ROM 2 1 2に供給されてその量子化レベルに対応した並列デジタルデー 夕に変換され、 この並列デジタルデータがシフ トレジス夕 2 1 3に供給されて ド ライブ信号 + PB1に変換される。
なお、 ドライブ回路 22は、 反転信号—PB1を生成するために、 PWM変調信 号 + PB1をインバー夕 22 5にて反転している。
このとき、 コントロール部 70内の夕イ ミング信号形成回路において各種の夕 ィ ミングの信号が形成され、 これらのタイ ミング信号が前記各回路にそれそれ供 給される。
そして、 図 2に示すように、 +PA1= "H" のときには、 一 PA1= "L" であ り、 図 1に示した: FET (Q 1 1) がオンになるとともに、 FET (Q 1 2 ) が オフになるので、 F E T (Q 1 1 s Q 1 2 ) の接続点の電圧 VA1は、 図 2に示す ように、 電圧 + VDDとなる。 また、 逆に、 +ΡΛ1= のときには、 一 ΡΛ1 = " Η " であり、 F E T (Q 1 1 ) がオフになるとともに、 F E T (Q 1 2 ) がォ ンになるので、 VA1= 0となる。
同様に、 図 2に示すように + PB1= "H" のときには、 一 PB1= "L" であり、 FE T (Q 1 3) がオンになるとともに、 FE T (Q 1 4) がオフになるので、 F E T (Q 1 3、 Q 14 ) の接続点の電圧 VB1は、 図 2に示すように、 電圧 + V となる。 また、 逆に、 +PB1= "L" のときには、 一 PB1= "H" であり、 F E T (Q 1 3 ) がオフになるとともに、 F E T (Q 1 4) がオンになるので、 V B1= 0となる。
そして、 VA1 = + VDD、 かつ VB1= 0の期間には、 図 1および図 2に示すよう に、 F E T (Q 1 1、 Q 1 2 ) の接続点から、 ローパスフィル夕 50 スピー力 2→ローパスフィル夕 60のラインを通じて、 FET (Q 1 3 s Q 14 ) の接続 点へと電流 iが流れる。
また、 VA1= 0、 かつ VB1 = + VDDの期間には、 ； FE T (Q 1 3、 Q 1 4 ) の 接続点から、 ローパスフィル夕 60→スピー力 2→ローパスフィル夕 50のライ ンを通じて、 FE T (Q 1 1、 Q 1 2 ) の接続点へと、 逆向きに電流 iが流れる c さらに、 VA1 = VB1 = + VDDの期間、 および VA1 = VB1= 0の期間には、 電流 i は流れない。 つまり、 プッシュプル回路 30、 40が：6!11^ (Bridge-Tied Loa d) 回路を構成していることになる。
そして、 電流 iの流れる期間は、 もとのドライブ信号 + PA1、 +PB1が立ち上 がっている期間に対応して変化するとともに、 電流 iがスピ一力 2を流れるとき、 電流 iはローパスフィル夕 50、 6 0により積分されるので、 結果として、 スピ 一力 2を流れる電流 iは、 入力信号 P inの示すレベルに対応したアナログ電流で あって電力増幅された電流となる。 つまり、 電力増幅された出力がスピーカ 2に 供給されることになる。
こう して、 第 1の実施の形態における第 1のドライブ信号生成方式により図 1 のドライブ信号発生器 1 0、 ドライブ信号発生器 20は、 図 4の構成の回路と等 価に動作する。 よって、 D級パワーアンプ 1の F E T (Q 1 1〜Q 14 ) は、 入 力されたデジ夕ルオーディオ信号 P inに対応して電源電圧 VDDをスィツチングし て電力増幅することになので、 効率が高く、 また、 大出力を得ることができる。 ところで、 前記第 1のドライブ信号生成方式を実行して図 4の構成の回路のよ うに機能する図 1のドライブ信号発生器 1 0、 ドライブ信号発生器 2 0を備えた D級パワーアンプ 1は、 電源電圧 + VDDを高速にスィ ヅチングして出力電圧 VA1、 VB1を形成しているので、 出力電圧 VA1、 VB1の立ち上がりエッジおよび立ち下 がりエッジによる輻射を生じてしまう。 しかも、 そのスイ ッチング時、 電源電圧 + VDDは、 例えば 20 V〜 50 Vと高い電圧なので、 その輻射もかなりの大きさ となってしまう。 また、 ドライブ信号 + ΡΛ1、 +ΡΒ1のキャリア周波数 f cは、 上 記のように例えば 7 68 kH zであり、 これは中波方向の放送帯、 例えば AMラ ジォ放送帯に含まれる。
このため、 上述のような D級パワーアンプ 1が、 カーオーディオなどのように、 AM放送受信機と一体化されていたり、 AM放送受信機に近接して配置されると、 出力電圧 VA1、 VB1の立ち上がりエツジおよび立ち下がりエツジによる輻射が、 AM放送の受信周波数によってはその受信に妨害を与えてしまう。
そこで、 D級パワーアンプ 1では、 前記第 1のドライブ信号生成方式の他、 以 下に説明する第 2のドライブ信号生成方式を、 チューナ部 3における受信周波数 に応じて、 コントロール部 70が選択してドライブ信号発生器 1 0及びドライブ 信号発生器 20に実行させる。
第 2のドライプ信号生成方式 （第 1の実施の形態における第 2のドライブ信号 生成方式） にしたがうと、 ドライブ信号発生器 1 0は、 入力端子 Tinを通じて供 給されたデジ夕ルオーディオ信号 Pinを、 図 5に示すようなドライブ信号 + PA2 に変換する。 また、 ドライブ信号発生器 20は、 前記デジタルオーディオ信号 P inを、 図 5に示すドライブ信号 + PB2に変換する。 この第 1の実施の形態におけ る第 2のドライブ信号生成方式において、 ドライブ信号は PWM信号から作られ る。
そして、 そのようなドライブ信号 + PA2、 +PB2を生成するために、 第 1の実 施の形態における第 2のドライブ信号生成方式は、 前記ドライブ信号発生器 1 0 及びドライブ信号発生器 20内にて、 あたかも図 6に示すような回路と等価に動 作する。
前記第 2のドライブ信号生成方式を実行することにより ドライブ信号発生器 1 0は、 図 6に示す PWM変調回路 1 1と、 ドライブ回路 1 3とを備えるのと同じ になる。 PWM変調回路 1 1は、 前記図 4に示したのと同様の構成であり、 例え ば 16bitのオーディオ信号を図 5の PWM信号 + PA1に変換する。 また、 ドライブ 回路 1 3は、 前記 PWM変調^号 + PA1又はその反転信号一 PA1を、 図 5に示す ドライブ信号 + PA2、 — PA2に変換して、 プッシュプル回路 40を構成する 1対 の nチャンネルの MO S - F E T (Q l l , Q 1 2 ) のゲ一トにそれそれ供給す る。
PWM変調回路 1 1の構成は前述した通りであるので説明を省略する。 シフ ト レジス夕 1 1 3にて直列信号とされたドライブ信号 + PA2はドライブ回路 1 3に 供給される。
また、 上記第 2のドライブ信号生成方式の実行により ドライブ信号発生器 2 0 は、 図 6に示す PWM変調回路 2 1と、 ドライブ回路 2 3とからなるのと同じに なる。 PWM変調回路 2 1は、 前記図 4に示したのと同様の構成であり、 例えば 16bitのオーディオ信号を図 5の PWM信号 + PB1に変換する。 また、 ドライブ回 路 23は、 前記 PWM変調信号 + PB1又はその反転信号一 PB1を、 図 5に示すド ライブ信号 + PB2、 一 PB2に変換して、 プッシュプル回路 50を構成する 1対の nチャンネルの MO S - F E T (Q 1 3 , Q 14 ) のゲートにそれぞれ供給する。
PWM変調回路 2 1の構成は前述した通りであるので説明を省略する。 シフ ト レジス夕 2 1 3にて直列信号とされたドライブ信号 + PB1はドライブ回路 23に 供給される。
ドライブ回路 1 3及びドライブ回路 23は、 ドライブ信号 +PA2、 — PA2及び ドライブ信号 + PB2、 —PB2を生成するために図 6に示すような構成とされる。 すなわち、 すなわち、 PWM信号 + PA1がセレクタ回路 1 3 1、 セレクタ回路 2 32に供給されるとともに、 ィンバー夕 1 35に供給されてレベルの反転した P WM信号一 PA1とされ、 この PWM信号一 PA1がセレクタ 1 3 2とセレクタ 2 3 1に供給される。 また、 PWM信号 + PB1がセレクタ回路 23 1、 セレクタ回路 1 32に供給されるとともに、 ィンバ一夕 235に供給されてレベルの反転した PWM信号一 PB1とされ、 この PWM信号一 PB1がセレクタ回路 2 32、 セレク 夕回路 1 3 1に供給される。
さらに、 コントロール部 70の夕イ ミング信号形成回路から図 5に示すように、 1サイクル期間 T i 2 , 3 , 4 - · · ) 毎にレベルの反転する信号 P c が取り出され、 この信号 P cがセレクタ回路 1 3 1、 1 3 2、 2 3 1、 232にそ の切り換え制御信号として供給される。
こう して、 セレクタ 1 3 1、 1 32からは、 Pc= "H" の期間 T T3には、 信号 + ΡΑ1、 — ΡΑ1が図 5に示すようにドライブ電圧 + ΡΑ2、 _ΡΑ2として取り 出され、 PC= "L" の期間 Τ2、 Τ4には、 信号一 ΡΒ1、 +ΡΒ1が図 5に示すよう にドライブ電圧 + ΡΑ2、 一 ΡΑ2として取り出される。
また、 セレクタ 23 1、 232からは、 Pc= "H" の期間 T T3には、 信号 + ΡΒ1、 一 ΡΒ1が図 5に示すようにドライブ電圧 +ΡΒ2、 一ΡΒ2として取り出さ れ、 Pc= "L" の期間 T2、 Τ4には、 信号— ΡΑ1、 +Ρ Α1が図 5に示すようにド ライプ電圧 + ΡΒ2、 一ΡΒ2として取り出される。
そして、 これらのドライブ電圧 + ΡΑ2、 一 ΡΑ2、 +ΡΒ2、 _ΡΒ2がフリヅプフ ロヅプ回路 1 33、 1 34、 233、 2 34により整形されたのち、 ドライブ電 圧 + ΡΑ2、 一 ΡΑ2が、 前記プッシュプル回路 30を構成する FE TQ 1 1、 Q 1 2のゲートにそれそれ供給される。 また、 ドライブ電圧 + ΡΒ2、 一 ΡΒ2も前記プ ッシュプル回路 40を構成する FE TQ 1 3、 Q 14のゲートにそれそれ供給さ れる。
そして、 図 5に示すように、 +ΡΑ2= "Η" のときには、 一 PA2= "L" であ り、 FE T (Q 1 1 ) がオンになるとともに、 FE T (Q 1 2 ) がオフになるの で、 F E T (Q 1 1、 Q 1 2 ) の接続点の電圧 VA2は、 電圧 + VDDとなる。 また、 逆に、 +PA2= "L" のときには、 一 PA2= "H" であり、 FE T (Q 1 1 ) が オフになるとともに、 FE T (Q 1 2) がオンになるので、 VA2= 0となる。 同様に、 +PB2= "H" のときには、 一 P B2= "L" であり、 F E T (Q 1 3) がオンになるとともに、 FE T (Q 1 4) がオフになるので、 FE T (Q 1 3、 Q 14 ) の接続点の電圧 VB2は、 電圧 + VDDとなる。 また、 逆に、 +PB2 = "L" のときには、 一 PB2= "H" であり、 FE T (Q 1 3 ) がオフになるとと もに、 FE T (Q 1 4 ) がオンになるので、 VB2 = 0となる。
そして、 VA2= + VDD、 かつ VB2= 0の期間には、 図 1および図 5に示すよう に、 ： E T (Q 1 1、 Q 1 2 ) の接続点から、 ローパスフィル夕 5 0→スピー力 2→ローパスフィルタ 60のラインを通じて、 FE T (Q 1 3s Q 14 ) の接続 点へと電流 iが流れる。
また、 VA2 = 0、 かつ VB2= + VDDの期間には、 FE T (Q 1 3、 Q 1 4 ) の 接続点から、 ローパスフィル夕 60 スピーカ 2→口一パスフィル夕 5 0のライ ンを通じて、 FE T (Q l l、 Q 1 2 ) の接続点へと、 逆向きに電流 iが流れる c さらに、 VA2 = VB2 = + VDDの期間、 および VA2 = VB2= 0の期間には、 電流 i は流れない。 つまり、 プッシュプル回路 30、 40が B T L回路を構成している ことになる。
そして、 電流 iの流れる期間は、 もとの PWM信号 + PA1、 +PB1が立ち上が つている期間に対応して変化するとともに、 電流 iがスピーカ 2を流れるとき、 電流 iはローパスフィル夕 50、 60により積分されるので、 結果として、 スピ 一力 2を流れる電流 iは、 入力信号 P inの示すレベルに対応したアナログ電流で あって電力増幅された電流となる。 つまり、 電力増幅された出力がスピーカ 2に 供給されることになる。
こう して前記第 2のドライブ信号生成方式により図 6の回路のように機能する 図 1のドライブ信号発生器 1 0、 ドライブ信号発生器 2 0を備えた D級パワーァ ンプ 1はスイッチングにより電力増幅を行うが、 図 5に示すように、 PWM信号 + PA1、 +PB1が 1サイクル期間 Tiの開始点毎に立ち上がっても、 出力電圧 VA 2、 VB2は 1サイクル期間 Tiの開始時点ごとに立ち上がることがなく、 出力電圧 VA2、 VB2の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの数は、 前記図 2に示し た出力電圧 VA1、 VB1の立ち上がりェヅジおよび立ち下がりェヅジの数の 1/2 となっている。 したがって、 出力電圧 VA2、 VB2の変化により生じる輻射を低減 することができる。
次に、 前記第 1のドライブ信号生成方式により得た出力電圧 VA1の信号と、 前 記第 2のドライブ信号生成方式により得た出力電圧 VA2の信号とのスぺク トルの 測定結果の違いについて図 7、 図 8を用いて説明する。 図 7は出力電圧 VA1の信 号の周波数の変化に応じた前記信号強度の変化を示している。 図 8は出力電圧 V A 2の信号の周波数の変化に応じた前記信号強度の変化を示すしている。
前記第 1のドライブ信号生成方式を用いたときには、 図 7に示すように、 キヤ リア周波数 f c (= 1/ T i = 7 6 8 kH z) 付近に前記輻射の影響により信号強 度が集中して大きなピーク P。が生じてしまう。 これにより、 前記第 1のドライブ 信号生成方式を用いたときには、 AM放送を受信する AMチューナにおいて 7 6 8 kH zを中心とした受信周波数帯が妨害されてしまう。 f c/ 2 ( = 3 8 4 kH z) や、 3 f c/2 ( 1 1 52 kH z) の周波数では AM受信周波数帯を妨害して しまうような信号強度の集中はおこらない。
前記第 2のドライブ信号生成方式を用いたときには、 図 8に示すように、 f c/ 2 (= 384kH z) 、 f c ( = 7 68 kH z) , 3 f c/2 ( 1 1 52 kH z) の周波数にて信号強度が分散される。 ： f 。/2 (= 384 kH z) N 3 f o/2 ( 1 1 52 kH z) では、 前記ピーク P。に近い大きさのピーク P 3、 P 2が生じる が、 f c ( = 7 6 8 kHz) では、 前記ピーク P。よりも小さなピーク P iが生じる。 したがって、 AM放送の受信周波数が f (= 768 kH z) に近いようなとき には図 8に示したスぺク トルの前記第 2のドライブ信号生成方式を用い、 AM放 送の受信周波数が f c/2 (= 3 84kH z) 、 3 f 。/2 ( 1 1 5 2 kHz) に 近いようなときには前記第 1のドライブ信号生成方式を用いると、 輻射による A M放送受信波の妨害を軽減することができる。
実際には、 AM放送の受信周波数は、 5 00 kH z〜 1 70 0 kHzであるの で、 前記 f c/2 (= 384 kH z ) を考慮から外すことができる。 そして、 図 7 に示した f 。 （= 7 68 kH z) 付近を余裕をもって制限すれば、 AMチューナに て 9 00 kH zより高い受信周波数のときには前記第 1のドライブ信号生成方式 を用い、 9 00 kH z以下の受信周波数のときには前記第 2のドライブ信号生成 方式を用いるようにするのが望ましい。
このため、 コントロール部 7 0は、 チューナ部 3の受信周波数が手動又は自動 で 9 00 kH z以下になったか否かを常に検出し、 9 0 0 kH z以下になったと きには前記第 2のドライブ信号生成方式を選択してドライブ信号発生器 1 0及び ドライブ信号発生器 20を動作させ、 900 kHzより受信周波数が高くなつた ときには前記第 1のドライブ信号生成方式を選択して動作させる。 これにより、 本実施の形態となる D級パワーアンプ 1では、 A M放送を受信するためのチュー ナ部 3への受信妨害を軽減することができる。
また、 この第 1の実施の形態は、 ドライブ信号発生器 1 0及びドライブ信号発 生器 20のようなデジタル回路にて実行させる PWM変調のドライブ信号生成方 '式を切り換えるだけなので、 時問軸精度の高い氷晶発振器などのクロックを用い てことができ、 オーディオ特性の劣化を生じさせることがない。
なお、 前記図 1においては、 二つのドライブ信号発生器 1 0及びドライブ信号 発生器 20を用いた構成としているが、 これらを一つのデジタル信号処理装置
(D S P) にて構成してもよい。 これによりシステムを複雑にすることなく、 受 信妨害を低減できる。
上記第 1の実施の形態は、 パワーアンプの出力段を B T L回路とした例であつ たが、 シングル回路とすることもできる。 図 9には、 そのようなパワーアンプの 一形態、 第 2の実施の形態を示す。
すなわち、 図 9に示す第 2の実施の形態となる、 D級パワーアンプ 3 00には、 入力端子 Tinを通じて例えば 16bitのデジ夕ルオーディォ信号 P inが入力される。 ドライブ信号発生器 30 1も、 二つのドライブ信号生成方式による二種類のドラ ィブ信号 Pい i及び P2-！又は P 2及び P2- 2を発生する。
ドライブ信号発生器 30 1が発生した二種類のドライブ信号 P 及び P 2- i又 は Pい 2及び P 2- 2は、 一対のスィ ヅチング素子、 例えば nチャンネルの M〇 S— F E T (Q 2 1 , Q 22 ) のゲートにそれそれ供給される。
この場合、 FE T (Q 2 1， Q 22) は、 ブッシュプル回路 3 04を構成する ものであり、 FE T (Q 2 1 ) のドレインが電源端子 TPWKに接続され、 そのソー スが F E T (Q 22 ) のドレインに接続され、 この: E T (Q 2 2 ) のソースが 接地に接続される。 また、 電源端子 TPWEには、 安定した直流電圧 + VDDが電源電 圧として供給される。 なお、 電圧 + VDDは、 例えば 2 0 V〜 5 0 Vである。
プヅシュプル回路 304を構成する FE T (Q 2 1 ) のソース及び FE T (Q 2 2 ) のドレインは、 カヅプリングコンデンサ C、 及びローパスフィル夕 （LP F) 302を通じて D級アンプ 300の外部にあるスピーカ 3 2 0の一端に接続 される。 このスピーカ 3 2 0の他端は接地に接続される。
また、 ドライブ信号発生器 3 0 1にて用いられるドライブ信号生成方式は、 コ ントロ一ル部 3 0 3がチューナ部 3 3 0の受信周波数によって選択する。 すなわ ち、 コントロール部 3 0 3がチューナ部 3 3 0の受信周波数によって選択したド ラィブ信号生成方式により、 ドライブ信号発生器 3 0 1は適宜、 二種類のドライ ブ信号を発生する。
以下に、 ドライブ信号発生器 3 0 1にて実行される二種類のドライブ信号生成 方式の具体例について説明する。 先ず、 第 1のドライブ信号生成方式 （第 2の実 施の形態における第 1のドライブ信号生成方式） にしたがうと、 ドライブ信号発 生器 3 0 1は、 入力端子 Tinを通じて供給されたデジタルオーディオ信号 Pinを、 図 1 0に示すような PWM信号 +PA、 PWM信号 + PBに変換する。
この場合、 PWM信号 + PA、 PWM信号 + PBのパルス幅は、 入力信号 P inの 示すレベル （信号 P inを D/A変換した信号の瞬時レベル。 以下同様） に対応し て変化するものであるが、 前記図 3に示したように、 一方の PWM信号 + PAのパ ルス幅は、 入力信号 Pinの示すレベルに対応した大きさとされ、 他方の PWM信 号 +PBのパルス幅は、 入力信号 P inの示すレベルの 2の補数に対応した大きさと される。 また、 PWM信号 + PA、 +PBは、 その立ち上がり時点が、 PWM信号 + PA、 +PBの 1サイクル期間 Ti ( i = 1 , 2 , 3 , 4 - · . ) の開始時点に固 定され、 その立ち下がり時点が入力信号 P inの示すレベルに対応して変化するも のとされる。
さらに、 PWM信号 +PA、 +PBのキャリア周波数 f c (= 1 /Ti) は、 入力 デジタルオーディオ信号 P inのサンプリング周波数 f sの例えば 1 6倍とされ、 f s= 4 8 kH zとすれば、
f o = 1 6 f s= 1 6 x 48 kH z = 7 6 8 kH z
とされる。
そして、 そのような PWM信号 + P A、 + P Bを生成するために、 前記第 2の実 施の形態における第 1のドライブ信号生成方式は、 前記ドライブ信号発生器 3 0 1内にて、 あたかも図 1 1に示すような回路と等価に動作する。
ドライブ信号発生器 3 0 1は、 図 1 1に示す PWM変調回路 3 ◦ 1 0と、 PW M変調回路 30 1 1と、 ドライブ回路 30 1 2と、 ィンバ一夕 3 0 1 3とからな る。
PWM変調回路 30 1 0は、 前記オーディオ信号を図 1 0の PWM信号 +PAに 変換して、 ドライブ回路 30 1 2に供給する。 PWM変調回路 3 0 1 1は前記ォ 一ディォ信号を図 1 0に示す PWM信号 + PBに変換してからィンバ一夕 3 0 1 3 に供給する。 イ ンバ一タ 301 3は、 この PWM信号 + PBのレベルを反転した P WM信号一 PBを ドライブ回路 30 1 2に供給する。
ドライブ回路 30 1 2は、 コン トロール部 303により前記第 2の実施の形態 の第 1のドライブ信号生成方式が選択されたときには、 卩 ^^信号+卩 及びその レベル反転信号一PAを、 図 1 0に示すようなドライブ信号 P ！及び P2-【として 前記プッシュプル回路 304を構成する FETQ 2 1、 Q 22のゲー卜に供給す る。
すると、 Pい i= "H" のときには、 P2- "L" であり、 F E T (Q 2 1 ) がオンになるとともに、 FE T (Q 2 2 ) がオフになるので、 F E T (Q 2 1、 Q 2 2 ) の接続点の電圧 VA1は、 図 1 0に示すように、 電圧 +VDDとなる。 また、 逆に、 P卜 "L" のときには、 P2- "H" であり、 FE T (Q 2 1 ) がォ フになるとともに、 FE T (Q 2 2 ) がオンになるので、 VAI= 0となる。
そして、 VA1 = + VDDの期間には、 図 9に示すように、 FE T (Q 2 1 s Q 2 2 ) の接続点から、 ローパスフィルタ 302→スピーカ 320→接地のラインを 通じて電流 iが流れる。
電流 iの流れる期間は、 もとの P WM信号 + P Aが立ち上がつている期間に対応 して変化するとともに、 電流 iがスピーカ 320を流れるとき、 電流 iは口一パ スフィル夕 30 2により積分されるので、 結果として、 スピーカ 3 2 0を流れる 電流 iは、 入力信号 Pinの示すレベルに対応したアナログ電流であって電力増幅 された電流となる。 つまり、 電力増幅された出力がスピーカ 32 ◦に供給される ことになる。
こう して、 前記第 2の実施の形態の第 1のドライブ信号生成方式により図 1 1 の構成の回路のように機能する図 9のドライブ信号発生器 30 1を備えた D級パ ヮ一アンプ 30 0は動作する。 しかし、 このとき、 FE T (Q 2 1、 Q 2 2 ) は、 入力されたデジタルオーディオ信号 P i nに対応して電源電圧 V をスイ ッチング して電力増幅するので、 効率が高く、 また、 大出力を得ることができる。
ところで、 前記第 2の実施の形態の第 1のドライブ信号生成方式にて動作して 図 1 1の構成の回路のように機能する図 9のドライブ信号発生器 3 0 1 を備えた D級パワーアンプ 3 0 0は、 電源電圧 + VDDを高速にスィ ツチングして出力電圧 VA 1を形成しているので、 出力電圧 VA1の立ち上がりエツジおよび立ち下がりェ ヅジによる輻射を生じてしまう。 しかも、 そのスイ ッチング時、 電源電圧 + VDD は、 例えば 2 0 V〜 5 0 Vと高い電圧なので、 その輻射もかなりの大きさとなつ てしまう。 また、 PWM信号 +PAのキャリア周波数: f は、 上記のように例えば 7 6 8 kH zであり、 これは中波方向の放送帯、 例えば AMラジオ放送帯に含ま れる。
このため、 上述のような D級パワーアンプ 3 0 0が、 カーオーディオなどのよ うに、 AM放送受信機と一体化されていたり、 AM放送受信機に近接して配置さ れると、 出力電圧 VA1の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエツジによる輻射が、 AM放送の受信に妨害を与えてしまう。
そこで、 この D級パワーアンプ 3 0 0でも、 前記第 2の実施の形態における第 1のドライブ信号生成方式の他、 以下に説明する第 2の実施の形態における第 2 のドライブ信号生成方式を、 チューナ部 3 3 0における受信周波数に応じて、 コ ントロール部 3 0 3により選択してドライブ信号発生器 3 0 1に実行させている。 この第 2のドライブ信号生成方式にしたがうと、 ドライブ信号発生器 3 0 1は、 入力端子 T INを通じて供給されたデジ夕ルオーディオ信号 P I Nを、 図 1 2に示す ような PWM信号 + PAに変換する。 また、 ドライブ信号発生器 3 0 1は、 前記デ ジ夕ルオーディオ信号 PINを、 図 1 2に示す PWM信号 + PBとし、 さらにそのレ ベルを反転させて PWM信号一 P Bを生成する。 さらに、 このドライブ信号発生器 3 0 1は、 これら PWM信号 +PAと、 PWM信号一 PBとを用いて図 1 2に示す ようなドライブ信号 P !- 2、 P を生成する。
そして、 そのようなドライブ信号 P !- 、 P2- 2を生成するために、 前記第 2の ドライブ信号生成方式は、 前記ドライブ信号発生器 3 0 1内にて、 あたかも前記 図 1 1に示すような回路と等価に動作する。 この図 1 1の回路において、 ドライブ回路 3 0 1 2は、 コン トロール部 3 0 3 により第 2のドライブ信号生成方式が選択されたときには、 PWM信号 + PΛ及び PWM信号一 PBを、 図 1 2に示すように、 1サイクル期間 Tiごとに交互に取り 出して ドライブ信号 P 2を生成する。 ドライブ信号 P 2- 2は、 ドライブ信号 P i - 2のレベルを反転した信号である。 これらのドライブ信号 P 2及び P 2- 2は、 前記 プヅシュプル回路 3 0 4を構成する F E T Q 2 1、 Q 2 2のゲ一トに供給する。 すると、 P !-2= "H" のときには、 P 2-2= "L" であり、 F E T (Q 2 1 ) がオンになるとともに、 F E T (Q 2 2 ) がオフになるので、 F E T (Q 2 1、 Q 2 2 ) の接続点の電圧 VA2は、 図 1 2に示すように、 電圧 + VDDとなる。 また、 逆に、 - 2= "L" のときには、 P2- 2= "H" であり、 F E T (Q 2 1 ) がォ フになるとともに、 F E T (Q 2 2 ) がオンになるので、 VA2= 0となる。
そして、 VA2= + VDDの期間には、 図 9に示すように、 FE T (Q 2 1、 Q 2 2 ) の接続点から、 口一パスフィルタ 3 0 2→スピーカ 3 2 0→接地のラインを 通じて電流 iが流れる。
電流 iの流れる期間は、 もとの PWM信号 +PAが立ち上がつている期間に対応 して変化するとともに、 電流 iがスピーカ 3 2 0を流れるとき、 電流 iはローパ スフィルタ 3 0 2により積分されるので、 結果として、 スピーカ 3 2 0を流れる 電流 iは、 入力信号 P i nの示すレベルに対応したアナ口グ電流であつで電力増幅 された電流となる。 つまり、 電力増幅された出力がスピーカ 3 2 0に供給される ことになる。
こう して、 前記第 2のドライブ信号生成方式を実行することにより、 図 1 1の 構成の回路のように機能する図 9のドライブ信号発生器 3 0 1 を備えた D級パヮ —アンプ 3 0 0はスィヅチングによる電力增幅を行う。 さらに、 図 1 2に示すよ うに、 卩 信号+卩 —P Bが 1サイクル期間 Tiの開始点毎に立ち上がったり、 立ち下がっても、 出力電圧 VA2は 1サイクル期間 1 の閧始時点ごとに立ち上がる ことがなく、 出力電圧 VA2の立ち上がりェヅジおよび立ち下がりエッジの数は、 前記図 1 0に示した出力電圧 VA1の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの 数の 1Z2となっている。 したがって、 出力電圧 VA2の変化により生じる輻射を 低減することができる。 そして、 前記図 7及び図 8を用いて説明したように、 AM放送の受信周波数に 応じて、 この第 2の実施の形態の第 1のドライブ信号生成方式、 第 2のドライブ 信号生成方式を切り換え選択すれば、 受信妨害を軽減することができる。
また、 この例でも、 ドライブ信号発生器 30 1のようなデジタル回路にて実行 させる PWM変調のドライブ信号生成方式を切り換えるだけであるので、 ドライ ブ信号発生器は、 時間軸精度の高い水晶発振器などのクロックで動作することが できる。
なお、 前記図 9の D級パワーアンプは、 出力段がシングル回路であり、 プッシ ュプル回路 304の電源電圧に直流電圧 + VDDだけを用いた例であつたが、 図 1 3に示すようにプッシュプル回路 304が正負の電源 + VDD、 一 VDDを使用する ような D級パワーアンプでもよい。
図 1 3において、 プヅシュプル回路 304の FE T (Q 2 1 ) のドレインが正 の電源端子 TPWE +に接続され、 FE T (Q 22 ) のソースが負の電源端子 TPWR - に接続される。 電源端子 TPWK+、 電源端子 TPWE-には、 正負一対の直流電圧 + V DD、 一VDDが電源電圧として供給されている。
したがって、 図 1 3に示した要部を備える D級パワーアンプが前記第 2のドラ ィプ信号生成方式にて駆動されると、 プッシュプル回路 304の出力電圧 VA2は、 ドライブ電圧 Pi-2、 P2- 2に対応して図 1 4に示すような波形となり、 スピーカ 3 2 0には入力信号 Pinに対応した極性及び大きさの電流 iが流れることになり、 電力増幅が行われる。
もちろん、 この D級アンプでも、 ]\信号+ 一 PBが 1サイクル期間 T iの鬨始点毎に立ち上がったり、 立ち下がっても、 出力電圧 VA2は 1サイクル期間 Tiの開始時点ごとに立ち上がることがなく、 出力電圧 VA2の立ち上がりエッジお よび立ち下がりエッジの数は、 前記図 1 0に示した出力電圧 VA1の立ち上がりェ ヅジおよび立ち下がりェヅジの数の 1/2となっている。 したがって、 出力電圧 V A 2の変化により生じる輻射を低減することができる。
そして、 前記図 7及び図 8を用いて説明したように、 AM放送の受信周波数に 応じて、 第 1のドライブ信号生成方式、 第 2のドライブ信号生成方式を切り換え 選択すれば、 受信妨害を軽減することができる。 また、 この例でも、 デジタル回路にて実行させる P WM変調の ドライブ信号生 成方式を切り換えるので、 ドライブ信号発生器は、 時間軸精度の高い水晶発振器 などのクロヅクで動作させることができる。
ところで、 前記図 9に示すような構成では、 前記第 1のドライブ信号生成方式、 又は第 2のドライブ信号生成方式において、 いずれの場合もスピーカ 3 2 0に供 給される電流波形は、 1サイクル期間 T i内にて、 時間的な重心がずれており、 位相の歪が発生してしまうことになる。 ここでいう時間的な重心がずれていない とは、 波形のピークが 1サイクル期間の中心にあることをいう。 この例では、 波 形がサイクル毎に右側又は左側に寄ってしまっており、 1サイクル期間 T i毎に 表したいレベルは出ているが、 特性が悪くなつてしまう。
そこで、 前記図 9に示すような出力段がシングル回路の構成にあっては、 ドラ ィブ信号発生器の P WM信号発生時に、 入力信号 T i nのレベルに応じてパルス幅 を 1サイクル期間の両側から変えさせるような変調を行わせることが考えられる。 これを、 1サイクル期間の両側から変調するので、 両側変調と称する。 この両側 変調も、 1サイクル期間内で各々 1回ずつ立ち上がりエッジと立ち下がりエッジ がある ドライブ信号を生成するようなドライブ信号生成方式である。 この両側変 調により得られた P WM信号 P D Aに基づいてプッシュプル回路 3 0 4のドライブ 信号を生成し、 そのドライブ信号を F E T ( Q 2 1、 Q 2 2 ) に供給することで、 1サイクル期間 T i内にて時間的な重心が合った出力電圧 Vを生成することがで きる。
このように、 この両側変調によって得られた P WM信号から ドライブ信号を生 成する方式によれば、 前記出力段がシングル回路の構成でも、 位相の歪の無い特 性を得ることができる。 この両側変調に基づいたドライブ信号生成方式によれば、 1サイクル期間の両側から前記入力信号に応じてパルスの幅を制御しなければな らず、 若干制御が複雑になるが、 第 1のドライブ信号生成方式としてこの両側変 調方式を採用することも考えられる。
なお、 本発明は、 図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものでは なく、 添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、 様々な変更、 置換又 はその同等のものを行うことができることは当業者にとって明らかである。 産業上の利用可能性 本発明によれば、 ラジォ放送受信用のチューナ装置における受信周波数に応じ て ドライブ信号生成手段における ドライブ信号生成方式を選択的に切り換え、 こ の選択的に切り換えられたドライブ信 生成方式にしたがつて生成された ドライ ブ信号に基づいてプッシュプル手段が出力信号を得、 この出力信号から電力増幅 信号を得るので、 キャリア周波数を変化させなくても、 不要輻射を抑え、 チュー ナヘの受信妨害を軽減することができる。

Claims

請求の範囲
1 . 少なくとも一対のスィツチング素子をプッシュプル接続してなるプッシュプ ル手段を有し、 このプッシュプル手段を用いて入力信号の電力を増幅する電力增 幅装置において、
前記入力信号のレベルをパルスの幅によって表すパルス幅変調信号を発生し、 このパルス幅変調信号に基づいて前記プッシュプル手段に供給するドライブ信号 を生成するドライブ信号生成手段を備え、
前記プッシュプル手段は選択的に切り換えられたドライブ信号生成方式にした がって生成されたドライブ信号に基づいて出力信号を生成し、 この出力信号から 電力増幅信号を得ることを特徴とする電力増幅装置。
2 . ラジオ放送受信用チューナ装置の受信周波数に応じて前記ドライブ信号生成 手段におけるドライブ信号生成方式を選択的に切り換えることを特徴とする請求 の範囲第 1項記載の電力増幅装置。
3 . 前記ドライブ信号生成方式は、 前記パルス幅変調信号の各 1サイクル期間の 区切りの時点に変化するドライブ信号を生成する第 1の方式と、 前記各 1サイク ル期間の区切りの時点に変化しないドライブ信号を生成する第 2の方式という二 種類からなることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電力増幅装置。
4 . 前記プッシュプル手段を二つ備え、 かつ二つの前記プッシュプル手段に前記 ドライブ信号をそれぞれ供給するドライブ信号生成手段を二つ備えることを特徴 とする請求の範囲第 1項記載の電力増幅装置。
5 . 前記二つのドライブ信号生成手段によるそれぞれのドライブ信号を前記二つ のプッシュプル手段に供給することによつて得られた二つの出力信号から電力増 幅信号を得ることを特徴とする請求の範囲第 4項記載の電力増幅装置。
6 . 前記ドライブ信号生成方式は、 前記パルス幅変調信号の各 1サイクル期間の 区切りの時点に変化するドライブ信号を生成する第 1の方式と、 前記各 1サイク ル期間の区切りの時点に変化しないドライブ信号を生成する第 2の方式という二 種類からなることを特徴とする請求の範囲第 5項記載の電力増幅装置。
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