JP2003332858A - 電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 キャリア周波数を変化させるのではなく、ド
ライブ信号生成方式を制御することにより、不要輻射を
抑え、チューナーへの受信妨害を軽減する電力増幅装置
を提供する。 【解決手段】 Ｄ級パワーアンプ１は、入力されたデジ
タルオーディオ信号Ｐ_{ｉ ｎ}に対応して電源電圧Ｖ_ＤＤを
高速スイッチングすることにより、デジタルオーディオ
信号Ｐ_ｉｎを電力増幅し、増幅した信号をスピーカ２に
供給する。また、Ｄ級パワーアンプ１は、例えばＡＭ放
送受信用のＡＭチューナー３と一体に形成されたいわゆ
るＡＭ受信機（レシーバ）内にあってＡＭチューナー３
に対する受信妨害の影響を軽減できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電力増幅装置に関
し、特にオーディオ用の電力を増幅するのに用いられる
Ｄ級アンプのような電力増幅装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ用のパワーアンプとして、い
わゆるＤ級アンプがある。このＤ級アンプは、高電圧・
高速スイッチングにより電力増幅を行う。ところで、Ｄ
級アンプは、電源電圧＋Ｖ_ＤＤを高速にスイッチングし
て出力電圧を形成しているので、出力電圧の立ち上がり
エッジおよび立ち下がりエッジによる輻射を生じてしま
う。しかも、そのスイッチング時、電源電圧＋Ｖ
_ＤＤは、例えば２０Ｖ〜５０Ｖと高い電圧なので、その
輻射もかなりの大きさとなってしまう。

【０００３】このため、上述のようなＤ級パワーアンプ
が、カーオーディオなどのように、受信機と一体化され
ていたり、受信機に近接して配置されると、出力電圧の
立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジによる輻射
が、例えばＡＭ放送の受信に妨害を与えてしまう。

【０００４】そこで、これを回避するための技術とし
て、例えば特開平６−２９７５７号公報に記載されてい
るＤ級増幅器が開示された。このＤ級増幅器にあってキ
ャリア制御部は、チューナ選局に対応した周波数の同調
信号を出力すると共に、差分積分器の時定数を切り換え
るためのキャリア制御信号を出力する。このキャリア制
御信号により、閉ループ回路の発振周波数、すなわちパ
ルス増幅器のスイッチング周波数が切り換えられ、閉ル
ープ回路のキャリア信号の周波数はチャーナの同調信号
に干渉しないという技術である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記特
開平６−２９７５７号公報に記載されているＤ級増幅器
では、受信周波数に応じてスイッチング増幅のキャリア
周波数を変化させているので、例えば水晶発振器を用い
て時間軸精度の高いスイッチング動作を行うことが困難
であり、オーディオ特性の劣化を招いてしまう虞があ
る。

【０００６】本発明は、前記実情に鑑みてなされたもの
であり、キャリア周波数を変化させるのではなく、ドラ
イブ信号生成方式を制御することにより、不要輻射を抑
え、チューナーへの受信妨害を軽減する電力増幅装置の
提供を目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る電力増幅装
置は、前記課題を解決するために、少なくとも一対のス
イッチング素子をプッシュプル接続してなるプッシュプ
ル手段を有し、このプッシュプル手段を用いて入力信号
の電力を増幅する電力増幅装置において、前記入力信号
のレベルをパルスの幅によって表すパルス幅変調信号を
発生し、このパルス幅変調信号に基づいて前記プッシュ
プル手段に供給するドライブ信号を生成するドライブ信
号生成手段を備え、ラジオ放送受信用のチューナ装置に
おける受信周波数に応じて前記ドライブ信号生成手段に
おけるドライブ信号生成方式を選択的に切り換え、前記
プッシュプル手段は選択的に切り換えられたドライブ信
号生成方式にしたがって生成されたドライブ信号に基づ
いて出力信号を得、この出力信号から電力増幅信号を得
る。

【０００８】このように、例えばＤ級アンプのスイッチ
ング増幅のキャリア周波数を変化させず、ドライブ信号
生成方式を制御することにより、チューナーへの受信妨
害を軽減する。

【０００９】また、本発明の電力増幅装置は、前記プッ
シュプル手段を二つ備え、かつ二つの前記プッシュプル
手段に前記ドライブ信号をそれぞれ供給するドライブ信
号生成手段を二つ備えていてもよい。この場合、前記二
つのドライブ信号生成手段によるそれぞれのドライブ信
号を前記二つのプッシュプル手段に供給することによっ
て得られた二つの出力信号から電力増幅信号を得るよう
にする。

【００１０】前記電力増幅装置において選択的に切り換
えられる、前記ドライブ信号生成方式は、前記パルス幅
変調信号の各１サイクル期間の区切りの時点に変化する
ドライブ信号を生成する第１の方式と、前記各１サイク
ル期間の区切りの時点に変化しないドライブ信号を生成
する第２の方式という二種類からなる。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、本発明のいくつかの実施の
形態について図面を参照しながら説明する。先ず、第１
の実施の形態は、図１に示すＤ級パワーアンプ１であ
る。このＤ級パワーアンプ１は、入力されたデジタルオ
ーディオ信号Ｐ_ｉｎに対応して電源電圧Ｖ_ＤＤを高速ス
イッチングすることにより、前記デジタルオーディオ信
号Ｐ_ｉｎを電力増幅し、増幅した信号をスピーカ２に供
給する。このＤ級パワーアンプ１は、例えばＡＭ放送受
信用のＡＭチューナー３と一体に形成されたいわゆるＡ
Ｍ受信機（レシーバ）内にあってＡＭチューナー３に対
する受信妨害の影響を軽減できる。

【００１２】図１において、Ｄ級パワーアンプ１には、
入力端子Ｔ_ｉｎを通じて例えば16bitのデジタルオーデ
ィオ信号Ｐ_ｉｎが入力される。このデジタルオーディオ
信号Ｐ_ｉｎは、ドライブ信号発生器１０及びドライブ信
号発生器２０に供給される。

【００１３】ドライブ信号発生器１０は、後述するよう
な二つのドライブ信号生成方式による二種類のドライブ
信号＋Ｐ_Ａ１又は＋Ｐ_Ａ２、及び−Ｐ_Ａ１又は−Ｐ_Ａ２
を発生する。また、ドライブ信号発生器２０も、二つの
ドライブ信号生成方式による二種類のドライブ信号＋Ｐ
_Ｂ１又は＋Ｐ_Ｂ２、及び−Ｐ_Ｂ１又は−Ｐ_Ｂ２を発生す
る。

【００１４】ドライブ信号発生器１０が発生した二種類
のドライブ信号＋Ｐ_Ａ１又は＋Ｐ_{Ａ ２}、及び−Ｐ_Ａ１又
は−Ｐ_Ａ２は、一対のスイッチング素子、例えばｎチャ
ンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ１１，Ｑ１２）のゲートに
それぞれ供給される。また、ドライブ信号発生器２０が
発生した二種類のドライブ信号＋Ｐ_Ｂ１又は＋Ｐ_Ｂ２、
及び−Ｐ_Ｂ１又は−Ｐ_Ｂ２も、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ１
３，Ｑ１４）のゲートにそれぞれ供給される。

【００１５】この場合、ＦＥＴ（Ｑ１１，Ｑ１２）は、
プッシュプル回路３０を構成するものであり、ＦＥＴ
（Ｑ１１）のドレインが電源端子Ｔ_ＰＷＲに接続され、
そのソースがＦＥＴ（Ｑ１２）のドレインに接続され、
このＦＥＴ（Ｑ１２）のソースが接地に接続される。ま
た、電源端子Ｔ_ＰＷＲには、安定した直流電圧＋Ｖ_ＤＤ
が電源電圧として供給される。なお、直流電圧＋Ｖ_ＤＤ
は、例えば２０Ｖ〜５０Ｖである。

【００１６】同様に、ＦＥＴ（Ｑ１３，Ｑ１４）も、プ
ッシュプル回路４０を構成するものであり、ＦＥＴ（Ｑ
１３）のドレインが電源端子Ｔ_ＰＷＲに接続され、その
ソースがＦＥＴ（Ｑ１４）のドレインに接続され、この
ＦＥＴ（Ｑ１４）のソースが接地に接続される。

【００１７】プッシュプル回路３０を構成するＦＥＴ
（Ｑ１１）のソース及びＦＥＴ（Ｑ１２）のドレイン
は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０を通じてＤ級アン
プ１の外部にあるスピーカ２の一端に接続される。ま
た、プッシュプル回路４０を構成するＦＥＴ（Ｑ１３）
のソース及びＦＥＴ（Ｑ１４）のドレインも、ＬＰＦ６
０を通じて外部のスピーカ２の他端に接続される。

【００１８】また、ドライブ信号発生器１０及びドライ
ブ信号発生器２０にて用いられるドライブ信号生成方式
は、チューナー部３の受信周波数によってコントロール
部７０が選択する。すなわち、コントロール部７０がチ
ューナー部３の受信周波数によって選択したドライブ信
号生成方式により、ドライブ信号発生器１０及びドライ
ブ信号発生器２０は適宜、上記二種類のドライブ信号を
発生する。

【００１９】以下に、ドライブ信号発生器１０及びドラ
イブ信号発生器２０にて実行される二種類のドライブ信
号生成方式の具体例について説明する。先ず、第１のド
ライブ信号生成方式（第１の実施の形態における第１の
ドライブ信号生成方式）にしたがうと、ドライブ信号発
生器１０は、入力端子Ｔ_ｉｎを通じて供給されたデジタ
ルオーディオ信号Ｐ_ｉｎを、図２（ａ）に示すようなＰ
ＷＭ信号（ドライブ信号）＋Ｐ_Ａ１に変換する。また、
ドライブ信号発生器２０は、前記デジタルオーディオ信
号Ｐ_ｉｎを、図２（ｂ）に示すＰＷＭ信号（ドライブ信
号）＋Ｐ_Ｂ１に変換する。この第１の実施の形態におけ
る、第１のドライブ信号生成方式においては、ＰＷＭ信
号がそのままドライブ信号となっているので、ドライブ
信号と統一するが、ＰＷＭ信号のことである。

【００２０】この場合、ドライブ信号＋Ｐ_Ａ１、ドライ
ブ信号＋Ｐ_Ｂ１のパルス幅は、入力信号Ｐ_ｉｎの示すレ
ベル（信号Ｐ_ｉｎをＤ／Ａ変換した信号の瞬時レベル。
以下同様）に対応して変化するものであるが、図３に示
すように、一方のドライブ信号＋Ｐ_Ａ１のパルス幅は、
入力信号Ｐ_ｉｎの示すレベルに対応した大きさとされ、
他方のドライブ信号＋Ｐ_Ｂ１のパルス幅は、入力信号Ｐ
_ｉｎの示すレベルの２の補数に対応した大きさとされ
る。また、ドライブ信号＋Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ｂ１は、その立
ち上がり時点が、ドライブ信号＋Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ｂ１の１
サイクル期間Ｔ_ｉ（ｉ＝１，２，３，４・・・）の開始
時点、すなわち片側に固定され、その立ち下がり時点が
入力信号Ｐ_ｉｎの示すレベルに対応して変化するものと
される。

【００２１】さらに、ドライブ信号＋Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ｂ１
のキャリア周波数ｆ_ｃ（＝１／Ｔ_ｉ）は、入力デジタル
オーディオ信号Ｐ_ｉｎのサンプリング周波数ｆ_ｓの例え
ば１６倍とされ、ｆ_ｓ＝４８ｋＨｚとすれば、 ｆ_ｃ＝１６ｆ_ｓ＝１６×４８ｋＨｚ＝７６８ｋＨｚ とされる。

【００２２】そして、そのようなドライブ信号＋
Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ｂ１を生成するために、第１の実施の形態
における第１のドライブ信号生成方式は、前記ドライブ
信号発生器１０及びドライブ信号発生器２０内にて、あ
たかも図４に示すような回路と等価に動作する。

【００２３】上記第１のドライブ信号生成方式を実行す
ることによりドライブ信号発生器１０は、図４に示すＰ
ＷＭ変調回路１１と、ドライブ回路１２とを備えるのと
同じになる。ＰＷＭ変調回路１１は、例えば16bitのオ
ーディオ信号を図２（ａ）のドライブ信号＋Ｐ_Ａ１に変
換する。また、ドライブ回路１２は、前記ＰＷＭ変調信
号＋Ｐ_Ａ１又はその反転信号−Ｐ_Ａ１（図２（ａ）に示
す）を、プッシュプル回路４０を構成する１対のｎチャ
ンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ１１，Ｑ１２）のゲートに
それぞれ供給する。

【００２４】ＰＷＭ変調回路１１は、前記ドライブ信号
＋Ｐ_Ａ１を形成するために、例えば次のように構成され
る。すなわち、入力端子Ｔ_ｉｎからのデジタルオーディ
オ信号Ｐ_ｉｎが、ΔΣ変調回路１１１に供給されて可聴
帯域内の量子化ノイズを押さえつつビット数を少なくし
たデジタルオーディオ信号、例えば量子化周波数（＝ｆ
_ｃ）が１６ｆ_ｓで、量子化ビット数が６ビットのデジタ
ルオーディオ信号に変換される。そして、このデジタル
オーディオ信号がＲＯＭ１１２に供給されてその量子化
レベルに対応した並列デジタルデータに変換され、この
並列デジタルデータがシフトレジスタ１１３に供給され
て直列信号、すなわち、ドライブ信号＋Ｐ_Ａ１に変換さ
れる。

【００２５】なお、ドライブ回路１２は、反転信号−Ｐ
_Ａ１を生成するために、ＰＷＭ変調信号＋Ｐ_Ａ１をイン
バータ１２５にて反転している。

【００２６】また、上記第１のドライブ信号生成方式を
実行することによりドライブ信号発生器２０は、図４に
示すＰＷＭ変調回路２１と、ドライブ回路２２とを備え
るのと同じになる。ＰＷＭ変調回路２１は、16bitのオ
ーディオ信号を図２（ｂ）に示すドライブ信号＋Ｐ_Ｂ１
に変換する。また、ドライブ回路２２は、前記ＰＷＭ変
調信号＋Ｐ_Ｂ１又はその反転信号−Ｐ_Ｂ１（図２（ｂ）
を、プッシュプル回路４０を構成する１対のｎチャンネ
ルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ１３，Ｑ１４）のゲートにそれ
ぞれ供給する。

【００２７】ＰＷＭ変調回路２１は、前記ドライブ信号
＋Ｐ_Ｂ１を形成するために、入力端子Ｔ_ｉｎからのデジ
タルオーディオ信号Ｐ_ｉｎを、ΔΣ変調回路１１１によ
って可聴帯域内の量子化ノイズを押さえつつビット数を
少なくしたデジタルオーディオ信号に変換する。例えば
量子化周波数（＝ｆ_ｃ）が１６ｆ_ｓで、量子化ビット数
が６ビットのデジタルオーディオ信号が生成される。そ
して、このデジタルオーディオ信号がＲＯＭ２１２に供
給されてその量子化レベルに対応した並列デジタルデー
タに変換され、この並列デジタルデータがシフトレジス
タ２１３に供給されてドライブ信号＋Ｐ_Ｂ１に変換され
る。

【００２８】なお、ドライブ回路２２は、反転信号−Ｐ
_Ｂ１を生成するために、ＰＷＭ変調信号＋Ｐ_Ｂ１をイン
バータ２２５にて反転している。

【００２９】このとき、コントロール部７０内のタイミ
ング信号形成回路において各種のタイミングの信号が形
成され、これらのタイミング信号が前記各回路にそれぞ
れ供給される。

【００３０】そして、図２（ａ）に示すように、＋Ｐ
_Ａ１＝“Ｈ”のときには、−Ｐ_Ａ１＝“Ｌ”であり、図
１に示したＦＥＴ（Ｑ１１）がオンになるとともに、Ｆ
ＥＴ（Ｑ１２）がオフになるので、ＦＥＴ（Ｑ１１、Ｑ
１２）の接続点の電圧Ｖ_Ａ１は、図２（ｃ）に示すよう
に、電圧＋Ｖ_ＤＤとなる。また、逆に、＋Ｐ_Ａ１＝
“Ｌ”のときには、−Ｐ_Ａ１＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ
（Ｑ１１）がオフになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ１２）が
オンになるので、Ｖ_Ａ１＝０となる。

【００３１】同様に、図２（ｂ）に示すように＋Ｐ_Ｂ１
＝“Ｈ”のときには、−Ｐ_Ｂ１＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ
（Ｑ１３）がオンになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ１４）が
オフになるので、ＦＥＴ（Ｑ１３、Ｑ１４）の接続点の
電圧Ｖ_Ｂ１は、図２（ｄ）に示すように、電圧＋Ｖ_ＤＤ
となる。また、逆に、＋Ｐ_Ｂ１＝“Ｌ”のときには、−
Ｐ_Ｂ１＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ（Ｑ１３）がオフになる
とともに、ＦＥＴ（Ｑ１４）がオンになるので、Ｖ_Ｂ１
＝０となる。

【００３２】そして、Ｖ_Ａ１＝＋Ｖ_ＤＤ、かつＶ_Ｂ１＝
０の期間には、図１および図２（ｅ）に示すように、Ｆ
ＥＴ（Ｑ１１、Ｑ１２）の接続点から、ローパスフィル
タ５０→スピーカ２→ローパスフィルタ６０のラインを
通じて、ＦＥＴ（Ｑ１３、Ｑ１４）の接続点へと電流ｉ
が流れる。

【００３３】また、Ｖ_Ａ１＝０、かつＶ_Ｂ１＝＋Ｖ_ＤＤ
の期間には、ＦＥＴ（Ｑ１３、Ｑ１４）の接続点から、
ローパスフィルタ６０→スピーカ２→ローパスフィルタ
５０のラインを通じて、ＦＥＴ（Ｑ１１、Ｑ１２）の接
続点へと、逆向きに電流ｉが流れる。さらに、Ｖ_Ａ１＝
Ｖ_Ｂ１＝＋Ｖ_ＤＤの期間、およびＶ_Ａ１＝Ｖ_Ｂ１＝０の
期間には、電流ｉは流れない。つまり、プッシュプル回
路３０、４０がＢＴＬ（Bridge-Tied Load）回路を構成
していることになる。

【００３４】そして、電流ｉの流れる期間は、もとのド
ライブ信号＋Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ｂ１が立ち上がっている期間
に対応して変化するとともに、電流ｉがスピーカ２を流
れるとき、電流ｉはローパスフィルタ５０，６０により
積分されるので、結果として、スピーカ２を流れる電流
ｉは、入力信号Ｐ_ｉｎの示すレベルに対応したアナログ
電流であって電力増幅された電流となる。つまり、電力
増幅された出力がスピーカ２に供給されることになる。

【００３５】こうして、第１の実施の形態における第１
のドライブ信号生成方式により図１のドライブ信号発生
器１０、ドライブ信号発生器２０は、図４の構成の回路
と等価に動作する。よって、Ｄ級パワーアンプ１のＦＥ
Ｔ（Ｑ１１〜Ｑ１４）は、入力されたデジタルオーディ
オ信号Ｐ_ｉｎに対応して電源電圧Ｖ_ＤＤをスイッチング
して電力増幅することになので、効率が高く、また、大
出力を得ることができる。

【００３６】ところで、前記第１のドライブ信号生成方
式を実行して図４の構成の回路のように機能する図１の
ドライブ信号発生器１０、ドライブ信号発生器２０を備
えたＤ級パワーアンプ１は、電源電圧＋Ｖ_ＤＤを高速に
スイッチングして出力電圧Ｖ _Ａ１、Ｖ_Ｂ１を形成してい
るので、出力電圧Ｖ_Ａ１、Ｖ_Ｂ１の立ち上がりエッジお
よび立ち下がりエッジによる輻射を生じてしまう。しか
も、そのスイッチング時、電源電圧＋Ｖ_ＤＤは、例えば
２０Ｖ〜５０Ｖと高い電圧なので、その輻射もかなりの
大きさとなってしまう。また、ドライブ信号＋Ｐ_Ａ１、
＋Ｐ_Ｂ１のキャリア周波数ｆ_ｃは、上記のように例えば
７６８ｋＨｚであり、これは中波方向の放送帯、例えば
ＡＭラジオ放送帯に含まれる。

【００３７】このため、上述のようなＤ級パワーアンプ
１が、カーオーディオなどのように、ＡＭ放送受信機と
一体化されていたり、ＡＭ放送受信機に近接して配置さ
れると、出力電圧Ｖ_Ａ１、Ｖ_Ｂ１の立ち上がりエッジお
よび立ち下がりエッジによる輻射が、ＡＭ放送の受信周
波数によってはその受信に妨害を与えてしまう。

【００３８】そこで、Ｄ級パワーアンプ１では、前記第
１のドライブ信号生成方式の他、以下に説明する第２の
ドライブ信号生成方式を、チューナー部３における受信
周波数に応じて、コントロール部７０が選択してドライ
ブ信号発生器１０及びドライブ信号発生器２０に実行さ
せる。

【００３９】第２のドライブ信号生成方式（第１の実施
の形態における第２のドライブ信号生成方式）にしたが
うと、ドライブ信号発生器１０は、入力端子Ｔ_ｉｎを通
じて供給されたデジタルオーディオ信号Ｐ_ｉｎを、図５
（ｄ）に示すようなドライブ信号＋Ｐ_Ａ２に変換する。
また、ドライブ信号発生器２０は、前記デジタルオーデ
ィオ信号Ｐ_ｉｎを、図５（ｅ）に示すドライブ信号＋Ｐ
_Ｂ２に変換する。この第１の実施の形態における第２の
ドライブ信号生成方式において、ドライブ信号はＰＷＭ
信号から作られる。

【００４０】そして、そのようなドライブ信号＋
Ｐ_Ａ２、＋Ｐ_Ｂ２を生成するために、第１の実施の形態
における第２のドライブ信号生成方式は、前記ドライブ
信号発生器１０及びドライブ信号発生器２０内にて、あ
たかも図６に示すような回路と等価に動作する。

【００４１】前記第２のドライブ信号生成方式を実行す
ることによりドライブ信号発生器１０は、図６に示すＰ
ＷＭ変調回路１１と、ドライブ回路１３とを備えるのと
同じになる。ＰＷＭ変調回路１１は、前記図４に示した
のと同様の構成であり、例えば16bitのオーディオ信号
を図５（ａ）のＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ１に変換する。また、
ドライブ回路１３は、前記ＰＷＭ変調信号＋Ｐ_Ａ１又は
その反転信号−Ｐ_Ａ１（図５（ａ）に示す）を、図５
（ｄ）に示すドライブ信号＋Ｐ_Ａ２、−Ｐ_Ａ２に変換し
て、プッシュプル回路４０を構成する１対のｎチャンネ
ルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ１１，Ｑ１２）のゲートにそれ
ぞれ供給する。

【００４２】ＰＷＭ変調回路１１の構成は前述した通り
であるので説明を省略する。シフトレジスタ１１３にて
直列信号とされたドライブ信号＋Ｐ_Ａ２はドライブ回路
１３に供給される。

【００４３】また、上記第２のドライブ信号生成方式の
実行によりドライブ信号発生器２０は、図６に示すＰＷ
Ｍ変調回路２１と、ドライブ回路２３とからなるのと同
じになる。ＰＷＭ変調回路２１は、前記図４に示したの
と同様の構成であり、例えば16bitのオーディオ信号を
図５（ｂ）のＰＷＭ信号＋Ｐ_Ｂ１に変換する。また、ド
ライブ回路２３は、前記ＰＷＭ変調信号＋Ｐ_Ｂ１又はそ
の反転信号−Ｐ_Ｂ１（図５（ｂ）に示す）を、図５
（ｅ）に示すドライブ信号＋Ｐ_Ｂ２、−Ｐ_Ｂ２に変換し
て、プッシュプル回路５０を構成する１対のｎチャンネ
ルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ１３，Ｑ１４）のゲートにそれ
ぞれ供給する。ＰＷＭ変調回路２１の構成は前述した通
りであるので説明を省略する。シフトレジスタ２１３に
て直列信号とされたドライブ信号＋Ｐ_Ｂ１はドライブ回
路２３に供給される。

【００４４】ドライブ回路１３及びドライブ回路２３
は、ドライブ信号＋Ｐ_Ａ２、−Ｐ_Ａ２及びドライブ信号
＋Ｐ_Ｂ２、−Ｐ_Ｂ２を生成するために図６に示すような
構成とされる。すなわち、すなわち、ＰＷＭ信号＋Ｐ
_Ａ１がセレクタ回路１３１、セレクタ回路２３２に供給
されるとともに、インバータ１３５に供給されてレベル
の反転したＰＷＭ信号−Ｐ_Ａ１とされ、このＰＷＭ信号
−Ｐ_Ａ１がセレクタ１３２とセレクタ２３１に供給され
る。また、ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ｂ１がセレクタ回路２３１、
セレクタ回路１３２に供給されるとともに、インバータ
２３５に供給されてレベルの反転したＰＷＭ信号−Ｐ
_Ｂ１とされ、このＰＷＭ信号−Ｐ_Ｂ１がセレクタ回路２
３２、セレクタ回路１３１に供給される。

【００４５】さらに、コントロール部７０のタイミング
信号形成回路から図５（ｃ）に示すように、１サイクル
期間Ｔ_ｉ（ｉ＝１，２，３，４・・・）毎にレベルの反
転する信号Ｐ_ｃが取り出され、この信号Ｐ_ｃがセレクタ
回路１３１、１３２、２３１、２３２にその切り換え制
御信号として供給される。

【００４６】こうして、セレクタ１３１、１３２から
は、Ｐ_ｃ＝“Ｈ”の期間Ｔ_１、Ｔ_３には、信号＋
Ｐ_Ａ１、−Ｐ_Ａ１が図５（ｄ）に示すようにドライブ電
圧＋Ｐ_Ａ２、−Ｐ_Ａ２として取り出され、Ｐ_ｃ＝“Ｌ”
の期間Ｔ_２、Ｔ_４には、信号−Ｐ_Ｂ１、＋Ｐ_Ｂ１が図５
（ｄ）に示すようにドライブ電圧＋Ｐ_Ａ２、−Ｐ_Ａ２と
して取り出される。

【００４７】また、セレクタ２３１、２３２からは、Ｐ
_ｃ＝“Ｈ”の期間Ｔ_１、Ｔ_３には、信号＋Ｐ_Ｂ１、−Ｐ
_Ｂ１が図５（ｅ）に示すようにドライブ電圧＋Ｐ_Ｂ２、
−Ｐ _Ｂ２として取り出され、Ｐ_ｃ＝“Ｌ”の期間Ｔ_２、
Ｔ_４には、信号−Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ａ１が図５（ｅ）に示す
ようにドライブ電圧＋Ｐ_Ｂ２、−Ｐ_Ｂ２として取り出さ
れる。

【００４８】そして、これらのドライブ電圧＋Ｐ_Ａ２、
−Ｐ_Ａ２、＋Ｐ_Ｂ２、−Ｐ_Ｂ２がフリップフロップ回路
１３３、１３４、２３３、２３４により整形されたの
ち、ドライブ電圧＋Ｐ_Ａ２、−Ｐ_Ａ２が、前記プッシュ
プル回路３０を構成するＦＥＴＱ１１、Ｑ１２のゲート
にそれぞれ供給される。また、ドライブ電圧＋Ｐ_Ｂ２、
−Ｐ_Ｂ２も前記プッシュプル回路４０を構成するＦＥＴ
Ｑ１３、Ｑ１４のゲートにそれぞれ供給される。

【００４９】そして、図５（ｄ）に示すように、＋Ｐ
_Ａ２＝“Ｈ”のときには、−Ｐ_Ａ２＝“Ｌ”であり、Ｆ
ＥＴ（Ｑ１１）がオンになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ１
２）がオフになるので、ＦＥＴ（Ｑ１１、Ｑ１２）の接
続点の電圧Ｖ_Ａ２は、図５（ｆ）に示すように、電圧＋
Ｖ_ＤＤとなる。また、逆に、＋Ｐ_Ａ２＝“Ｌ”のときに
は、−Ｐ_Ａ２＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ（Ｑ１１）がオフ
になるとともに、ＦＥＴ（Ｑ１２）がオンになるので、
Ｖ_Ａ２＝０となる。

【００５０】同様に、図５（ｅ）に示すように＋Ｐ_Ｂ２
＝“Ｈ”のときには、−Ｐ_Ｂ２＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ
（Ｑ１３）がオンになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ１４）が
オフになるので、ＦＥＴ（Ｑ１３、Ｑ１４）の接続点の
電圧Ｖ_Ｂ２は、図５（ｇ）に示すように、電圧＋Ｖ_ＤＤ
となる。また、逆に、＋Ｐ_Ｂ２＝“Ｌ”のときには、−
Ｐ_Ｂ２＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ（Ｑ１３）がオフになる
とともに、ＦＥＴ（Ｑ１４）がオンになるので、Ｖ_Ｂ２
＝０となる。

【００５１】そして、Ｖ_Ａ２＝＋Ｖ_ＤＤ、かつＶ_Ｂ２＝
０の期間には、図１および図５（ｈ）に示すように、Ｆ
ＥＴ（Ｑ１１、Ｑ１２）の接続点から、ローパスフィル
タ５０→スピーカ２→ローパスフィルタ６０のラインを
通じて、ＦＥＴ（Ｑ１３、Ｑ１４）の接続点へと電流ｉ
が流れる。

【００５２】また、Ｖ_Ａ２＝０、かつＶ_Ｂ２＝＋Ｖ_ＤＤ
の期間には、ＦＥＴ（Ｑ１３、Ｑ１４）の接続点から、
ローパスフィルタ６０→スピーカ２→ローパスフィルタ
５０のラインを通じて、ＦＥＴ（Ｑ１１、Ｑ１２）の接
続点へと、逆向きに電流ｉが流れる。さらに、Ｖ_Ａ２＝
Ｖ_Ｂ２＝＋Ｖ_ＤＤの期間、およびＶ_Ａ２＝Ｖ_Ｂ２＝０の
期間には、電流ｉは流れない。つまり、プッシュプル回
路３０、４０がＢＴＬ回路を構成していることになる。

【００５３】そして、電流ｉの流れる期間は、もとのＰ
ＷＭ信号＋Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ｂ１が立ち上がっている期間に
対応して変化するとともに、電流ｉがスピーカ２を流れ
るとき、電流ｉはローパスフィルタ５０，６０により積
分されるので、結果として、スピーカ２を流れる電流ｉ
は、入力信号Ｐ_ｉｎの示すレベルに対応したアナログ電
流であって電力増幅された電流となる。つまり、電力増
幅された出力がスピーカ２に供給されることになる。

【００５４】こうして前記第２のドライブ信号生成方式
により図６の回路のように機能する図１のドライブ信号
発生器１０、ドライブ信号発生器２０を備えたＤ級パワ
ーアンプ１はスイッチングにより電力増幅を行うが、図
５に示すように、ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ１、＋Ｐ_Ｂ１が１サ
イクル期間Ｔ_ｉの開始点毎に立ち上がっても、出力電圧
Ｖ_Ａ２、Ｖ_Ｂ２は１サイクル期間Ｔ_ｉの開始時点ごとに
立ち上がることがなく、出力電圧Ｖ_Ａ２、Ｖ_Ｂ２の立ち
上がりエッジおよび立ち下がりエッジの数は、前記図２
に示した出力電圧Ｖ_Ａ１、Ｖ_Ｂ１の立ち上がりエッジお
よび立ち下がりエッジの数の１／２となっている。した
がって、出力電圧Ｖ_Ａ２、Ｖ_Ｂ２の変化により生じる輻
射を低減することができる。

【００５５】次に、前記第１のドライブ信号生成方式に
より得た出力電圧Ｖ_Ａ１の信号と、前記第２のドライブ
信号生成方式により得た出力電圧Ｖ_Ａ２の信号とのスペ
クトルの測定結果の違いについて図７、図８を用いて説
明する。図７は出力電圧Ｖ_{Ａ １}の信号の周波数の変化に
応じた前記信号強度の変化を示している。図８は出力電
圧Ｖ_Ａ２の信号の周波数の変化に応じた前記信号強度の
変化を示すしている。

【００５６】前記第１のドライブ信号生成方式を用いた
ときには、図７に示すように、キャリア周波数ｆ_ｃ（＝
１／Ｔ_ｉ＝７６８ｋＨｚ）付近に前記輻射の影響により
信号強度が集中して大きなピークＰ_０が生じてしまう。
これにより、前記第１のドライブ信号生成方式を用いた
ときには、ＡＭ放送を受信するＡＭチューナーにおいて
７６８ｋＨｚを中心とした受信周波数帯が妨害されてし
まう。ｆ_ｃ／２（＝３８４ｋＨｚ）や、３ｆ_ｃ／２（１
１５２ｋＨｚ）の周波数ではＡＭ受信周波数帯を妨害し
てしまうような信号強度の集中はおこらない。

【００５７】前記第２のドライブ信号生成方式を用いた
ときには、図８に示すように、ｆ_ｃ／２（＝３８４ｋＨ
ｚ）、ｆ_ｃ（＝７６８ｋＨｚ）、３ｆ_ｃ／２（１１５２
ｋＨｚ）の周波数にて信号強度が分散される。ｆ_ｃ／２
（＝３８４ｋＨｚ）、３ｆ_ｃ／２（１１５２ｋＨｚ）で
は、前記ピークＰ_０に近い大きさのピークＰ_３、Ｐ_２が
生じるが、ｆ_ｃ（＝７６８ｋＨｚ）では、前記ピークＰ
_０よりも小さなピークＰ_１が生じる。

【００５８】したがって、ＡＭ放送の受信周波数がｆ_ｃ
（＝７６８ｋＨｚ）に近いようなときには図８に示した
スペクトルの前記第２のドライブ信号生成方式を用い、
ＡＭ放送の受信周波数がｆ_ｃ／２（＝３８４ｋＨｚ）、
３ｆ_ｃ／２（１１５２ｋＨｚ）に近いようなときには前
記第１のドライブ信号生成方式を用いると、輻射による
ＡＭ放送受信波の妨害を軽減することができる。

【００５９】実際には、ＡＭ放送の受信周波数は、５０
０ｋＨｚ〜１７００ｋＨｚであるので、前記ｆ_ｃ／２
（＝３８４ｋＨｚ）を考慮から外すことができる。そし
て、図７に示したｆ_ｃ（＝７６８ｋＨｚ）付近を余裕を
もって制限すれば、ＡＭチューナーにて９００ｋＨｚよ
り高い受信周波数のときには前記第１のドライブ信号生
成方式を用い、９００ｋＨｚ以下の受信周波数のときに
は前記第２のドライブ信号生成方式を用いるようにする
のが望ましい。

【００６０】このため、コントロール部７０は、チュー
ナー部３の受信周波数が手動又は自動で９００ｋＨｚ以
下になったか否かを常に検出し、９００ｋＨｚ以下にな
ったときには前記第２のドライブ信号生成方式を選択し
てドライブ信号発生器１０及びドライブ信号発生器２０
を動作させ、９００ｋＨｚより受信周波数が高くなった
ときには前記第１のドライブ信号生成方式を選択して動
作させる。これにより、本実施の形態となるＤ級パワー
アンプ１では、ＡＭ放送を受信するためのチューナー部
３への受信妨害を軽減することができる。

【００６１】また、この第１の実施の形態は、ドライブ
信号発生器１０及びドライブ信号発生器２０のようなデ
ジタル回路にて実行させるＰＷＭ変調のドライブ信号生
成方式を切り換えるだけなので、時間軸精度の高い水晶
発振器などのクロックを用いてことができ、オーディオ
特性の劣化を生じさせることがない。

【００６２】なお、前記図１においては、二つのドライ
ブ信号発生器１０及びドライブ信号発生器２０を用いた
構成としているが、これらを一つのディジタル信号処理
装置（ＤＳＰ）にて構成してもよい。これによりシステ
ムを複雑にすることなく、受信妨害を低減できる。

【００６３】上記第１の実施の形態は、パワーアンプの
出力段をＢＴＬ回路とした例であったが、シングル回路
とすることもできる。図９には、そのようなパワーアン
プの一形態、第２の実施の形態を示す。

【００６４】すなわち、図９に示す第２の実施の形態と
なる、Ｄ級パワーアンプ３００には、入力端子Ｔ_ｉｎを
通じて例えば16bitのデジタルオーディオ信号Ｐ_ｉｎが
入力される。ドライブ信号発生器３０１も、二つのドラ
イブ信号生成方式による二種類のドライブ信号Ｐ_１−１
及びＰ_２−１又はＰ_１−２及びＰ_２−２を発生する。

【００６５】ドライブ信号発生器３０１が発生した二種
類のドライブ信号Ｐ_１−１及びＰ_{２ −１}又はＰ_１−２及
びＰ_２−２は、一対のスイッチング素子、例えばｎチャ
ンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２１，Ｑ２２）のゲートに
それぞれ供給される。

【００６６】この場合、ＦＥＴ（Ｑ２１，Ｑ２２）は、
プッシュプル回路３０４を構成するものであり、ＦＥＴ
（Ｑ２１）のドレインが電源端子Ｔ_ＰＷＲに接続され、
そのソースがＦＥＴ（Ｑ２２）のドレインに接続され、
このＦＥＴ（Ｑ２２）のソースが接地に接続される。ま
た、電源端子Ｔ_ＰＷＲには、安定した直流電圧＋Ｖ_{Ｄ Ｄ}
が電源電圧として供給される。なお、電圧＋Ｖ_ＤＤは、
例えば２０Ｖ〜５０Ｖである。

【００６７】プッシュプル回路３０４を構成するＦＥＴ
（Ｑ２１）のソース及びＦＥＴ（Ｑ２２）のドレイン
は、カップリングコンデンサＣ、及びローパスフィルタ
（ＬＰＦ）３０２を通じてＤ級アンプ３００の外部にあ
るスピーカ３２０の一端に接続される。このスピーカ３
２０の他端は接地に接続される。

【００６８】また、ドライブ信号発生器３０１にて用い
られるドライブ信号生成方式は、コントロール部３０３
がチューナー部３３０の受信周波数によって選択する。
すなわち、コントロール部３０３がチューナー部３３０
の受信周波数によって選択したドライブ信号生成方式に
より、ドライブ信号発生器３０１は適宜、二種類のドラ
イブ信号を発生する。

【００６９】以下に、ドライブ信号発生器３０１にて実
行される二種類のドライブ信号生成方式の具体例につい
て説明する。先ず、第１のドライブ信号生成方式（第２
の実施の形態における第１のドライブ信号生成方式）に
したがうと、ドライブ信号発生器３０１は、入力端子Ｔ
_ｉｎを通じて供給されたデジタルオーディオ信号Ｐ_{ｉ ｎ}
を、図１０（ａ）に示すようなＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ、ＰＷ
Ｍ信号＋Ｐ_Ｂに変換する。

【００７０】この場合、ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ、ＰＷＭ信号
＋Ｐ_Ｂのパルス幅は、入力信号Ｐ_{ｉ ｎ}の示すレベル（信
号Ｐ_ｉｎをＤ／Ａ変換した信号の瞬時レベル。以下同
様）に対応して変化するものであるが、前記図３に示し
たように、一方のＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａのパルス幅は、入力
信号Ｐ_ｉｎの示すレベルに対応した大きさとされ、他方
のＰＷＭ信号＋Ｐ_Ｂのパルス幅は、入力信号Ｐ_ｉｎの示
すレベルの２の補数に対応した大きさとされる。また、
ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ、＋Ｐ_Ｂは、その立ち上がり時点が、
ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ、＋Ｐ_Ｂの１サイクル期間Ｔ_ｉ（ｉ＝
１，２，３，４・・・）の開始時点に固定され、その立
ち下がり時点が入力信号Ｐ_ｉｎの示すレベルに対応して
変化するものとされる。

【００７１】さらに、ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ、＋Ｐ_Ｂのキャ
リア周波数ｆ_ｃ（＝１／Ｔ_ｉ）は、入力デジタルオーデ
ィオ信号Ｐ_ｉｎのサンプリング周波数ｆ_ｓの例えば１６
倍とされ、ｆ_ｓ＝４８ｋＨｚとすれば、 ｆ_ｃ＝１６ｆ_ｓ＝１６×４８ｋＨｚ＝７６８ｋＨｚ とされる。

【００７２】そして、そのようなＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ、＋
Ｐ_Ｂを生成するために、前記第２の実施の形態における
第１のドライブ信号生成方式は、前記ドライブ信号発生
器３０１内にて、あたかも図１１に示すような回路と等
価に動作する。

【００７３】ドライブ信号発生器３０１は、図１１に示
すＰＷＭ変調回路３０１０と、ＰＷＭ変調回路３０１１
と、ドライブ回路３０１２と、インバータ３０１３とか
らなる。

【００７４】ＰＷＭ変調回路３０１０は、前記オーディ
オ信号を図１０（ａ）のＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａに変換して、
ドライブ回路３０１２に供給する。ＰＷＭ変調回路３０
１１は前記オーディオ信号を図１０の（ａ）に示すＰＷ
Ｍ信号＋Ｐ_Ｂに変換してからインバータ３０１３に供給
する。インバータ３０１３は、このＰＷＭ信号＋Ｐ_Ｂの
レベルを反転したＰＷＭ信号−Ｐ_Ｂをドライブ回路３０
１２に供給する。

【００７５】ドライブ回路３０１２は、コントロール部
３０３により前記第２の実施の形態の第１のドライブ信
号生成方式が選択されたときには、ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ及
びそのレベル反転信号−Ｐ_Ａを、図１０の（ｃ）に示す
ようなドライブ信号Ｐ_１−１及びＰ_２−１として前記プ
ッシュプル回路３０４を構成するＦＥＴＱ２１、Ｑ２２
のゲートに供給する。

【００７６】すると、Ｐ_１−１＝“Ｈ”のときには、Ｐ
_２−１＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ（Ｑ２１）がオンになる
とともに、ＦＥＴ（Ｑ２２）がオフになるので、ＦＥＴ
（Ｑ２１、Ｑ２２）の接続点の電圧Ｖ_Ａ１は、図１０
（ｄ）に示すように、電圧＋Ｖ _ＤＤとなる。また、逆
に、Ｐ_１−１＝“Ｌ”のときには、Ｐ_２−１＝“Ｈ”で
あり、ＦＥＴ（Ｑ２１）がオフになるとともに、ＦＥＴ
（Ｑ２２）がオンになるので、Ｖ_Ａ１＝０となる。

【００７７】そして、Ｖ_Ａ１＝＋Ｖ_ＤＤの期間には、図
９に示すように、ＦＥＴ（Ｑ２１、Ｑ２２）の接続点か
ら、ローパスフィルタ３０２→スピーカ３２０→接地の
ラインを通じて電流ｉが流れる。

【００７８】電流ｉの流れる期間は、もとのＰＷＭ信号
＋Ｐ_Ａが立ち上がっている期間に対応して変化するとと
もに、電流ｉがスピーカ３２０を流れるとき、電流ｉは
ローパスフィルタ３０２により積分されるので、結果と
して、スピーカ３２０を流れる電流ｉは、入力信号Ｐ
_ｉｎの示すレベルに対応したアナログ電流であって電力
増幅された電流となる。つまり、電力増幅された出力が
スピーカ３２０に供給されることになる。

【００７９】こうして、前記第２の実施の形態の第１の
ドライブ信号生成方式により図１１の構成の回路のよう
に機能する図９のドライブ信号発生器３０１を備えたＤ
級パワーアンプ３００は動作するが、このとき、ＦＥＴ
（Ｑ２１、Ｑ２２）は、入力されたデジタルオーディオ
信号Ｐ_ｉｎに対応して電源電圧Ｖ_ＤＤをスイッチングし
て電力増幅するので、効率が高く、また、大出力を得る
ことができる。

【００８０】ところで、前記第２の実施の形態の第１の
ドライブ信号生成方式にて動作して図１１の構成の回路
のように機能する図９のドライブ信号発生器３０１を備
えたＤ級パワーアンプ３００は、電源電圧＋Ｖ_ＤＤを高
速にスイッチングして出力電圧Ｖ_Ａ１を形成しているの
で、出力電圧Ｖ_Ａ１の立ち上がりエッジおよび立ち下が
りエッジによる輻射を生じてしまう。しかも、そのスイ
ッチング時、電源電圧＋Ｖ_ＤＤは、例えば２０Ｖ〜５０
Ｖと高い電圧なので、その輻射もかなりの大きさとなっ
てしまう。また、ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａのキャリア周波数ｆ
_ｃは、上記のように例えば７６８ｋＨｚであり、これは
中波方向の放送帯、例えばＡＭラジオ放送帯に含まれ
る。

【００８１】このため、上述のようなＤ級パワーアンプ
３００が、カーオーディオなどのように、ＡＭ放送受信
機と一体化されていたり、ＡＭ放送受信機に近接して配
置されると、出力電圧Ｖ_Ａ１の立ち上がりエッジおよび
立ち下がりエッジによる輻射が、ＡＭ放送の受信に妨害
を与えてしまう。

【００８２】そこで、このＤ級パワーアンプ３００で
も、前記第２の実施の形態における第１のドライブ信号
生成方式の他、以下に説明する第２の実施の形態におけ
る第２のドライブ信号生成方式を、チューナー部３３０
における受信周波数に応じて、コントロール部３０３に
より選択してドライブ信号発生器３０１に実行させてい
る。

【００８３】この第２のドライブ信号生成方式にしたが
うと、ドライブ信号発生器３０１は、入力端子Ｔ_ｉｎを
通じて供給されたデジタルオーディオ信号Ｐ_ｉｎを、図
１２（ａ）に示すようなＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａに変換する。
また、ドライブ信号発生器３０１は、前記デジタルオー
ディオ信号Ｐ_ｉｎを、図１２（ａ）に示すＰＷＭ信号＋
Ｐ_Ｂとし、さらにそのレベルを反転させてＰＷＭ信号−
Ｐ_Ｂを生成する。さらに、このドライブ信号発生器３０
１は、これらＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａと、ＰＷＭ信号−Ｐ_Ｂと
を用いて図１２（ｃ）に示すようなドライブ信号Ｐ
_１−２、Ｐ_２−２を生成する。

【００８４】そして、そのようなドライブ信号
Ｐ_１−２、Ｐ_２−２を生成するために、前記第２のドラ
イブ信号生成方式は、前記ドライブ信号発生器３０１内
にて、あたかも前記図１１に示すような回路と等価に動
作する。

【００８５】この図１１の回路において、ドライブ回路
３０１２は、コントロール部３０３により第２のドライ
ブ信号生成方式が選択されたときには、ＰＷＭ信号＋Ｐ
_Ａ及びＰＷＭ信号−Ｐ_Ｂを、図１２の（ｃ）に示すよう
に、１サイクル期間Ｔ_ｉごとに交互に取り出してドライ
ブ信号Ｐ_１−２を生成する。ドライブ信号Ｐ_２−２は、
ドライブ信号Ｐ_１−２のレベルを反転した信号である。
これらのドライブ信号Ｐ_１−２及びＰ_２−２は、前記プ
ッシュプル回路３０４を構成するＦＥＴＱ２１、Ｑ２２
のゲートに供給する。

【００８６】すると、Ｐ_１−２＝“Ｈ”のときには、Ｐ
_２−２＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ（Ｑ２１）がオンになる
とともに、ＦＥＴ（Ｑ２２）がオフになるので、ＦＥＴ
（Ｑ２１、Ｑ２２）の接続点の電圧Ｖ_Ａ２は、図１２
（ｄ）に示すように、電圧＋Ｖ _ＤＤとなる。また、逆
に、Ｐ_１−２＝“Ｌ”のときには、Ｐ_２−２＝“Ｈ”で
あり、ＦＥＴ（Ｑ２１）がオフになるとともに、ＦＥＴ
（Ｑ２２）がオンになるので、Ｖ_Ａ２＝０となる。

【００８７】そして、Ｖ_Ａ２＝＋Ｖ_ＤＤの期間には、図
９に示すように、ＦＥＴ（Ｑ２１、Ｑ２２）の接続点か
ら、ローパスフィルタ３０２→スピーカ３２０→接地の
ラインを通じて電流ｉが流れる。

【００８８】電流ｉの流れる期間は、もとのＰＷＭ信号
＋Ｐ_Ａが立ち上がっている期間に対応して変化するとと
もに、電流ｉがスピーカ３２０を流れるとき、電流ｉは
ローパスフィルタ３０２により積分されるので、結果と
して、スピーカ３２０を流れる電流ｉは、入力信号Ｐ
_ｉｎの示すレベルに対応したアナログ電流であって電力
増幅された電流となる。つまり、電力増幅された出力が
スピーカ３２０に供給されることになる。

【００８９】こうして、前記第２のドライブ信号生成方
式を実行することにより、図１１の構成の回路のように
機能する図９のドライブ信号発生器３０１を備えたＤ級
パワーアンプ３００はスイッチングによる電力増幅を行
う。さらに、図１２に示すように、ＰＷＭ信号＋Ｐ_Ａ、
−Ｐ_Ｂが１サイクル期間Ｔ_ｉの開始点毎に立ち上がった
り、立ち下がっても、出力電圧Ｖ_Ａ２は１サイクル期間
Ｔ_ｉの開始時点ごとに立ち上がることがなく、出力電圧
Ｖ_Ａ２の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの数
は、前記図１０に示した出力電圧Ｖ_Ａ１の立ち上がりエ
ッジおよび立ち下がりエッジの数の１／２となってい
る。したがって、出力電圧Ｖ_Ａ２の変化により生じる輻
射を低減することができる。

【００９０】そして、前記図７及び図８を用いて説明し
たように、ＡＭ放送の受信周波数に応じて、この第２の
実施の形態の第１のドライブ信号生成方式、第２のドラ
イブ信号生成方式を切り換え選択すれば、受信妨害を軽
減することができる。

【００９１】また、この例でも、ドライブ信号発生器３
０１のようなデジタル回路にて実行させるＰＷＭ変調の
ドライブ信号生成方式を切り換えるだけであるので、ド
ライブ信号発生器は、時間軸精度の高い水晶発振器など
のクロックで動作することができる。

【００９２】なお、前記図９のＤ級パワーアンプは、出
力段がシングル回路であり、プッシュプル回路３０４の
電源電圧に直流電圧＋Ｖ_ＤＤだけを用いた例であった
が、図１３に示すようにプッシュプル回路３０４が正負
の電源＋Ｖ_ＤＤ、−Ｖ_ＤＤを使用するようなＤ級パワー
アンプでもよい。

【００９３】図１３において、プッシュプル回路３０４
のＦＥＴ（Ｑ２１）のドレインが正の電源端子Ｔ
_ＰＷＲ＋に接続され、ＦＥＴ（Ｑ２２）のソースが負の
電源端子Ｔ _ＰＷＲ−に接続される。電源端子
Ｔ_ＰＷＲ＋、電源端子Ｔ_ＰＷＲ−には、正負一対の直流
電圧＋Ｖ_ＤＤ、−Ｖ_ＤＤが電源電圧として供給されてい
る。

【００９４】したがって、図１３に示した要部を備える
Ｄ級パワーアンプが前記第２のドライブ信号生成方式に
て駆動されると、プッシュプル回路３０４の出力電圧Ｖ
_Ａ２は、ドライブ電圧Ｐ_１−２，Ｐ_２−２に対応して図
１４（ｄ）に示すような波形となり、図１４（ｅ）に示
すように、スピーカ３２０には入力信号Ｐ_ｉｎに対応し
た極性及び大きさの電流ｉが流れることになり、電力増
幅が行われる。

【００９５】もちろん、このＤ供給アンプでも、ＰＷＭ
信号＋Ｐ_Ａ、−Ｐ_Ｂが１サイクル期間Ｔ_ｉの開始点毎に
立ち上がったり、立ち下がっても、出力電圧Ｖ_Ａ２は１
サイクル期間Ｔ_ｉの開始時点ごとに立ち上がることがな
く、出力電圧Ｖ_Ａ２の立ち上がりエッジおよび立ち下が
りエッジの数は、前記図１０に示した出力電圧Ｖ_Ａ１の
立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの数の１／２
となっている。したがって、出力電圧Ｖ_Ａ２の変化によ
り生じる輻射を低減することができる。

【００９６】そして、前記図７及び図８を用いて説明し
たように、ＡＭ放送の受信周波数に応じて、第１のドラ
イブ信号生成方式、第２のドライブ信号生成方式を切り
換え選択すれば、受信妨害を軽減することができる。

【００９７】また、この例でも、デジタル回路にて実行
させるＰＷＭ変調のドライブ信号生成方式を切り換える
ので、ドライブ信号発生器は、時間軸精度の高い水晶発
振器などのクロックで動作させることができる。

【００９８】ところで、前記図９に示すような構成で
は、前記第１のドライブ信号生成方式、又は第２のドラ
イブ信号生成方式において、いずれの場合もスピーカ３
２０に供給される電流波形は、１サイクル期間Ｔｉ内に
て、時間的な重心がずれており、位相の歪が発生してし
まうことになる。ここでいう時間的な重心がずれていな
いとは、波形のピークが１サイクル期間の中心にあるこ
とをいう。この例では、波形がサイクル毎に右側又は左
側に寄ってしまっており、１サイクル期間Ｔｉ毎に表し
たいレベルは出ているが、特性が悪くなってしまう。

【００９９】そこで、前記図９に示すような出力段がシ
ングル回路の構成にあっては、ドライブ信号発生器のＰ
ＷＭ信号発生時に、入力信号Ｔ_ｉｎのレベルに応じてパ
ルス幅を１サイクル期間の両側から変えさせるような変
調を行わせることが考えられる。これを、１サイクル期
間の両側から変調するので、両側変調と称する。この両
側変調も、１サイクル期間内で各々１回ずつ立ち上がり
エッジと立ち下がりエッジがあるドライブ信号を生成す
るようなドライブ信号生成方式である。この両側変調に
より得られたＰＷＭ信号Ｐ_ＤＡに基づいてプッシュプル
回路３０４のドライブ信号を生成し、そのドライブ信号
をＦＥＴ（Ｑ２１、Ｑ２２）に供給することで、１サイ
クル期間Ｔｉ内にて時間的な重心が合った出力電圧Ｖを
生成することができる。

【０１００】このように、この両側変調によって得られ
たＰＷＭ信号からドライブ信号を生成する方式によれ
ば、前記出力段がシングル回路の構成でも、位相の歪の
無い特性を得ることができる。この両側変調に基づいた
ドライブ信号生成方式によれば、１サイクル期間の両側
から前記入力信号に応じてパルスの幅を制御しなければ
ならず、若干制御が複雑になるが、第１のドライブ信号
生成方式としてこの両側変調方式を採用することも考え
られる。

【０１０１】

【発明の効果】本発明に係る電力増幅装置は、ラジオ放
送受信用のチューナ装置における受信周波数に応じてド
ライブ信号生成手段におけるドライブ信号生成方式を選
択的に切り換え、この選択的に切り換えられたドライブ
信号生成方式にしたがって生成されたドライブ信号に基
づいてプッシュプル手段が出力信号を得、この出力信号
から電力増幅信号を得るので、キャリア周波数を変化さ
せなくても、不要輻射を抑え、チューナーへの受信妨害
を軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態のＤ級パワーアンプの構成を
示す図である。

【図２】前記Ｄ級パワーアンプの二つのドライブ信号発
生器にて実行される二種類のドライブ信号生成方式の内
の第１のドライブ信号生成方式を説明するためのタイミ
ングチャートである。

【図３】ＰＷＭ変調を説明するためのタイミングチャー
トである。

【図４】第１の実施の形態における、第１のドライブ信
号生成方式が実行されたときの等価回路を示す図であ
る。

【図５】前記Ｄ級パワーアンプの二つのドライブ信号発
生器にて実行される二種類のドライブ信号生成方式の内
の第２のドライブ信号生成方式を説明するためのタイミ
ングチャートである。

【図６】第１の実施の形態における、第２のドライブ信
号生成方式が実行されたときの等価回路を示す図であ
る。

【図７】前記第１のドライブ信号生成方式によるプッシ
ュプル回路の出力電圧の周波数に対する信号強度特性を
示す図である。

【図８】前記第２のドライブ信号生成方式によるプッシ
ュプル回路の出力電圧の周波数に対する信号強度特性を
示す図である。

【図９】第２の実施の形態のＤ級パワーアンプの構成を
示す図である。

【図１０】第２の実施の形態の前記Ｄ級パワーアンプの
二つのドライブ信号発生器にて実行される二種類のドラ
イブ信号生成方式の内の第１のドライブ信号生成方式を
説明するためのタイミングチャートである。

【図１１】第２の実施の形態における、第１のドライブ
信号生成方式が実行されたときの等価回路を示す図であ
る。

【図１２】第２の実施の形態の前記Ｄ級パワーアンプの
二つのドライブ信号発生器にて実行される二種類のドラ
イブ信号生成方式の内の第２のドライブ信号生成方式を
説明するためのタイミングチャートである。

【図１３】出力段がシングル回路であり、正負の電源＋
Ｖ_ＤＤ、−Ｖ_ＤＤを使用したＤ級パワーアンプの変形例
の要部を示す回路図である。

【図１４】前記変形例における第２のドライブ信号生成
方式を説明するためのタイミングチャートである。

【符号の説明】

１ Ｄ級パワーアンプ、２ スピーカ、３ チューナー
部、１０，２０ ドライブ信号発生器、３０，４０ プ
ッシュプル回路、５０，６０ ローパスフィルタ、７０
コントロール部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J091 AA02 AA17 AA41 CA41 FA18 HA10 HA38 KA33 KA36 KA42 KA53 KA62 SA05 TA01 TA03 TA06 UW09 5J500 AA02 AA17 AA41 AC41 AF18 AH10 AH38 AK33 AK36 AK42 AK53 AK62 AS05 AT01 AT03 AT06 WU09

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも一対のスイッチング素子をプ
   ッシュプル接続してなるプッシュプル手段を有し、この
   プッシュプル手段を用いて入力信号の電力を増幅する電
   力増幅装置において、 前記入力信号のレベルをパルスの幅によって表すパルス
   幅変調信号を発生し、このパルス幅変調信号に基づいて
   前記プッシュプル手段に供給するドライブ信号を生成す
   るドライブ信号生成手段を備え、 前記プッシュプル手段は選択的に切り換えられたドライ
   ブ信号生成方式にしたがって生成されたドライブ信号に
   基づいて出力信号を生成し、この出力信号から電力増幅
   信号を得ることを特徴とする電力増幅装置。
2. 【請求項２】 ラジオ放送受信用チューナ装置の受信周
   波数に応じて前記ドライブ信号生成手段におけるドライ
   ブ信号生成方式を選択的に切り換えることを特徴とする
   請求項１記載の電力増幅装置。
3. 【請求項３】 前記ドライブ信号生成方式は、前記パル
   ス幅変調信号の各１サイクル期間の区切りの時点に変化
   するドライブ信号を生成する第１の方式と、前記各１サ
   イクル期間の区切りの時点に変化しないドライブ信号を
   生成する第２の方式という二種類からなることを特徴と
   する請求項１記載の電力増幅装置。
4. 【請求項４】 前記プッシュプル手段を二つ備え、かつ
   二つの前記プッシュプル手段に前記ドライブ信号をそれ
   ぞれ供給するドライブ信号生成手段を二つ備えることを
   特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。
5. 【請求項５】 前記二つのドライブ信号生成手段による
   それぞれのドライブ信号を前記二つのプッシュプル手段
   に供給することによって得られた二つの出力信号から電
   力増幅信号を得ることを特徴とする請求項４記載の電力
   増幅装置。
6. 【請求項６】 前記ドライブ信号生成方式は、前記パル
   ス幅変調信号の各１サイクル期間の区切りの時点に変化
   するドライブ信号を生成する第１の方式と、前記各１サ
   イクル期間の区切りの時点に変化しないドライブ信号を
   生成する第２の方式という二種類からなることを特徴と
   する請求項５記載の電力増幅装置。