CN1663117A

CN1663117A - 功率放大装置

Info

Publication number: CN1663117A
Application number: CN038142430A
Authority: CN
Inventors: 大栗一敦; 增田稔彦
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-05-13
Filing date: 2003-05-01
Publication date: 2005-08-31
Anticipated expiration: 2023-05-01
Also published as: KR20050000422A; EP1505724A1; JP2003332858A; CN100433547C; JP3896894B2; KR101028391B1; EP1505724B1; EP1505724A4; WO2003096527A1; US7132884B2; US20050174176A1

Abstract

D类功率放大器(1)通过与输入的数字音频信号P_in对应而高速接通断开电源电压V_DD，从而对数字音频信号P_in进行功率放大，将放大后的信号供给扬声器(2)。D类功率放大器(1)例如还在和AM广播接收用的AM调谐器(3)一体形成的AM接收设备(收音机)内，能减轻对AM调谐器(3)的接收的干扰。由此，能提供一种不改变载频而通过控制驱动信号生成方式、从而能制止不需要的辐射并减轻对调谐器接收的干扰的功率放大装置。

Description

功率放大装置

技术领域

本发明有关功率放大装置，特别有关用于对音频用的功率进行放大的D类放大器那样的功率放大装置。

本申请以在日本于2002年5月13日提出申请的日本专利申请号2002-13778为基础主张优先权，该申请通过参照被本申请引用。

背景技术

作为音频用的功率放大器有所谓的D类放大器。该D类放大器利用高压、高速开关动作进行功率放大。但因D类放大器通过高速接通断开电源电压+V。而形成输出电压，所以因输出电压的前沿及后沿会产生辐射。而且，其开关动作时，电源电压+V_DD由于为例如20~50V的高电压，所以其辐射也相当大。

因此，上述的D类功率放大器如在汽车音响等场合和接收设备做成一体，或配置在其附近，则输出电压的前沿及后沿产生的辐射例如会影响AM广播的接收。

而且，作为规避这种现象的技术，曾揭示了例如如特开平6-29757号公报所述的D类放大器。这项技术为，在该D类放大器中，载波控制部输出与调谐选台对应的频率的调谐信号，同时还输出切换差分积分器的时间常数用的载波控制信号。用该载波控制信号能切换闭环电路的振荡频率即脉冲放大器的开关频率，闭环电路的载波信号的频率不干扰调谐器的调谐信号

但是，前述特开平6-29757号公报中所述的D类放大器中，因根据接收频率使开关放大的载频变化，所以难以采用晶体振荡器进行高时间精度的开关动作，反会招致音频特性恶化。

发明内容

本发明之目的在于提供一种不是如以往的D类放大器那样使载频变化的放大器，而是通过控制驱动信号生成方式、从而能制止不需要的辐射并轻减对调谐器接收干扰的功率放大装置。

为达到上述目的而提出的本发明的功率放大装置，是在具有推挽连接至少一对开关元件而构成的推挽单元、并采用该推挽单元放大输入信号功率的功率放大装置中，包括产生用脉宽表示所述输入信号电平的脉宽调制信号、并根据该脉宽调制信号生成供给所述推挽单元的驱动信号的驱动信号生成单元，根据无线电广播接收用的调谐装置的接收频率，有选择地切换所述驱动信号生成单元的驱动信号生成方式，所述推挽单元根据按照有选择地切换后的驱动信号生成方式所生成的驱动信号，得到输出信号，从该输出信号得到功率放大信号。

这样，通过例如不使D类放大器的开关放大的载频变化，而控制驱动信号生成方式，从而减轻对调谐器接收的干扰。

另外，本发明的功率放大装置也可以具有两个所述推挽单元，而且具有两个将所述驱动信号分别供给两个所述推挽单元的驱动信号生成单元。这时，将所述两个驱动信号生成单元产生的各驱动信号供给所述两个推挽单元，从而得到两个输出信号，并从该两个输出信号得到功率放大信号。

所述功率放大装置中能有选择地进行切换的所述驱动信号生成方式由两种方式组成，即由生成在所述脉宽调制信号的各1个周期期间的分隔时刻而变化的驱动信号的第1种方式、及生成在所述各1个周期的分隔时刻不变化的驱动信号的第2种方式组成。

附图说明

图1为表示第1实施形态的D类功率放大器的构成图。

图2为说明用所述D类功率放大器的两个驱动信号发生器执行的两种驱动信号生成方式中的第1驱动信号生成方式用的时序图。

图3为说明PWM调制用的时序图。

图4为表示第1实施形态中的执行第1驱动信号生成方式时的等效电路图。

图5为说明用所述D类功率放大器的两个驱动信号发生器执行的两种驱动信号生成方式中的第2驱动信号生成方式用的时序图。

图6为表示第1实施形态中的执行第2驱动信号生成方式时的等效电路图。

图7为表示用所述第1驱动信号生成方式的对于推挽电路的输出电压频率的信号强度特性图。

图8为表示用所述第2驱动信号生成方式的对于推挽电路的输出电压频率的信号强度特性图。

图9为表示第2实施形态的D类功率放大器的构成图。

图10为说明用第2实施形态的所述D类功率放大器的两个驱动信号发生器执行的两种驱动信号生成方式中的第1驱动信号生成方式用的时序图。

图11为表示第2实施形态中的执行第1驱动信号生成方式的等效电路图。

图12为说明用第2实施形态的所述D类功率放大器的两个驱动信号发生器上执行的两种驱动信号生成方式中的第2驱动信号生成方式用的时序图。

图13为表示输出级为单端电路、使用正负电源+V_DD及-V_DD的D类功率放大器变形例的主要部分的电路图。

图14为说明所述变形例的第2驱动信号生成方式用的时序图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的几种实施形态。

首先，第1实施形态为图1所示的D类功率放大器1。该D类功率放大器1是通过与输入的数字音频信号P_in对应地高速接通断开电源电压V_DD，从而对所述数字音频信号P_in进行功率放大，再将放大后的信号送扬声器2。该D类功率放大器1例如装在和AM广播接收用的AM调谐器3做成一体的所谓AM接收机(收音机)内，能减轻对AM调谐器3接收的干扰。

图1中，例如16bit的数字音频信号P_in通过输入端子T_in输入D类功率放大器1。该数字音频信号P_in供给驱动信号发生器10及驱动信号发生器20。

驱动信号发生器10产生如以后将叙述的两种驱动信号生成方式的两种驱动信号+P_A1或+P_A2、及-P_A1或-P_A2。另外驱动信号发生器20也产生两种驱动信号生成方式的驱动信号+P_B1或+P_B2、及-P_B1或-P_B2。

驱动信号发生器10产生的两种驱动信号+P_A1或+P_A2、及-P_A1或-P_A2分别供给一对开关元件，例如n沟道的MOS-FET(Q11、Q12)的栅极。另外，驱动信号发生器20产生的两种驱动信号+P_B1或+P_B2、及-P_B1或-P_B2也分别供给MOS-FET(Q13、Q14)的栅极。

这时，FET(Q11、Q12)构成推挽电路30，FET(Q11)的漏极接电源端子T_PWR，其源极接FET(Q12)的漏极，该FET(Q12)的源极接地。另外，稳压后的直流电压+V_DD作为电源电压供给电源端子T_PWR。还有，直流电压+V_DD例如为20V~50V。

同样，FET(Q13、Q14)也构成推挽电路40，FET(Q13)的漏极接电源端子T_PWR，其源极接FET(Q14)的漏极，该FET(Q14)的源极接地。

构成推挽电路30的FET(Q11)的源极及FET(Q12)的漏极通过低通滤波器(LPF)50，接位于D类放大器1的外部的扬声器2的一端。另外，构成推挽电路40的FET(Q13)的源极及FET(Q14)的漏极也通过LPF60，接外部的扬声器2的另一端。

另外，驱动信号发生器10及20所用的驱动信号生成方式由控制部70根据调谐部3的接收频率进行选择。即，控制部70根据调谐部3的接收频率选择驱动信号生成方式，根据所选择的驱动信号生成方式，驱动信号发生器10及20择情产生上述两种驱动信号。

以下，具体说明用驱动信号发生器10及驱动信号发生器20执行的两种驱动信号生成方式的例子。首先，若按照第1驱动信号生成方式(第1实施形态的第1驱动信号生成方式)，则驱动信号发生器10将通过输入端子T_in供给的数字音频信号P_in变换成图2所示的PWM信号(驱动信号)+PA1。另外，驱动信号发生器20将所述数字音频信号P_in变换成图2示出的PWM信号(驱动信号)+P_B1。在该第1实施形态的第1驱动信号生成方式中，由于PWM信号原样地成为驱动信号，所以和驱动信号统一都是PWM信号。

这时，驱动信号+P_A1、驱动信号+P_B1的脉宽与输入信号P_in所表示的电平(信号P_in作D/A变换后的信号的瞬时电平。以下相同)相应变化，如图3所示，一方的驱动信号+P_A1的脉宽为与输入信号P_in所表示的电平相对应的大小，另一方的驱动信号+PB1的脉宽为与输入信号P_in所表示的电平的补码相对应的大小。另外，驱动信号+P_A1、+P_B1其上升时刻固定在驱动信号+P_A1、+P_B1的1个周期期间T_i(i＝1，2，3，4...)的开始时刻，即单侧，而其下降时刻为与输入信号P_in所表示的电平对应变化。

还有，设驱动信号+P_A1、+P_B1的载频f_c(＝1/T_i)为输入数字音频信号P_in的采样频率f_s的例如16倍，如f_s＝48kHz，则

f_c＝16f_s＝16×48＝768kHz。

而且，为了生成这样的驱动信号+PA1、+PB1，第1实施形态的第1驱动信号生成方式在所述驱动信号发生器10及驱动信号发生器20内正像和图4所示的电路等效动作。

通过执行上述第1驱动信号生成方式，驱动信号发生器10变成和具有图4示出的PWM调制电路11、及驱动电路12的构成相同。PWM调制电路11例如将16bit的音频信号变换成图2的驱动信号+P_A1。另外，驱动电路12将所述PWM调制信号+P_A1或其反相信号-P_A1，分别供给构成推挽电路40的一对n沟道MOS-FET(Q11、Q12)的栅极。

PWM调制电路11为了形成所述驱动信号+P_A1，例如可如以下那样地构成。即，来自输入端子T_in的数字音频信号P_in供给Δ∑调制电路111，抑制音频频带内的量化噪声，并将减少位数后的数字音频信号变换成例如量化频率(＝f_c)为16f_s、量化位数为6位的数字音频信号。而且，该数字音频信号供给ROM112后，变换成与其量化电平对应的并行数字数据，该并行数字数据供给移位寄存器113后，变换成串行信号即变换成驱动信号+P_A1。

还有，驱动电路12为了生成反相信号-P_A1，用反相器125将PWM调制信号+P_A1反相。

另外，通过执行上述第1驱动信号生成方式，驱动信号发生器20变成和具有图4示出的PWM调制电路21及驱动电路22的构成相同。PWM调制电路21将16bit的音频信号变换成图2示出的驱动信号+PB1。另外，驱动电路22将所述PWM调制信号+PB1或其反相信号-PB1，分别供给构成推挽电路40的一对n沟道MOS-FET(Q13、Q14)的栅极。

PWM调制电路21为了形成所述驱动信号+P_B1，将来自输入端子T_in的数字音频信号P_in利用Δ∑调制电路111抑制音频频带内的量化噪声，并变换成减少位数后的数字音频信号。例如生成量化频率(＝f_c)为16f_s、量化位数为6位的数字音频信号。然后，该数字音频信号供给ROM212，变换成与其量化电平对应的并行数字数据，该并行数字数据供给移位寄存器213，变换成驱动信号+P_B1。

另外，驱动电路22为了生成反相信号-P_B1，用反相器225将PWM调制信号+P_B1反相。

这时，在控制部70内的同步信号形成电路中，形成各种同步的信号，这些同步信号分别供给所述各电路。

然后，如图2所示，在+P_A1＝“H”时，-P_A1＝“L”，图1示出的FET(Q11)变成导通，同时FET(Q12)截止，故FET(Q11、Q12)的连接点的电压V_A1如图2所示，变成电压+V_DD。另外，反之，在+P_A1＝“L”时，-P_A1＝“H”，FET(Q11)变成截止，同时FET(Q12)导通，故VA1＝0。

同样，如图2所示，在+P_B1＝“H”时，-P_B1＝“L”，FET(Q13)变成导通，同时FET(Q14)截止，故FET(Q13、Q14)的连接点的电压V_B1，如图2所示，变成电压+V_DD。反之，在+P_B1＝“L”时，-P_B1＝“H”，FET(Q13)变成截止，同时FET(Q14)导通，所以V_B1＝0。

然后，在V_A1＝+V_DD、而且V_B1＝0的期间中，如图1及图2所示，电流i从FET(Q11、Q12)的连接点起，通过低通滤波器50→扬声器2→低通滤波器60的路径，流向FET(Q13、Q14)的连接点。

另外，在V_A1＝0、而且V_B1＝+V_DD的期间中，电流i从FET(Q13、Q14)的连接点起，通过低通滤波器60→扬声器2→低通滤波器50的路径，反向流向FET(Q11、Q12)的连接点。再在V_A1＝V_B1＝+V_DD的期间及V_A1＝V_B1＝0的期间中，无电流i流过。即推挽电路30、40构成BTL(Bridge-Tied Load桥接负载)电路。

然后，在有电流i流动的期间，与原来的驱动信号+P_A1、+P_B1上升的期间对应变化，同时，电流i流过扬声器2时，利用低通滤波器50、60对电流i进行积分，结果，流过扬声器2的电流i为与输入信号Pin所表示的电平对应的模拟电流，成为经功率放大后的电流。即功率放大过的输出供给扬声器2。

这样，利用第1实施形态的第1驱动信号生成方式，图1的驱动信号发生器10、20和图4示出的构成电路等效动作。因而，由于D类功率放大器1的FET(Q11、Q14)与输入的数字音频信号Pin对应来接通断开电源电压V_DD，进行功率放大，所以能得到效率高、功率大的输出。

但是，执行所述第1驱动信号生成方式具有如图4示出的构成电路那样功能的图1的驱动信号发生器10、20的D类功率放大器1，由于高速接通断开电源电压+V_DD来形成输出电压V_A1、V_B1，故输出电压V_A1、V_B1的前沿及后沿会产生辐射。而且由于其开关动作时，电源电压+V_DD例如为20~50V的高电压，所以其辐射也相当大。另外，驱动信号+P_A1、+P_B1的载频f_c如上所述，例如为768kHz，其恰好位于中波的广播波段例如AM无线广播波段中。

因此，若上述的D类功率放大器1如象汽车音响那样和AM广播接收设备做成一体，或配置在AM广播接收设备附近，则由输出电压V_A1、V_B1的前沿及后沿产生的辐射会根据AM广播的接收频率而干扰其接收。

因而，D类功率放大器1除了所述第1驱动信号生成方式外，还能根据调谐部3的接收频率，由控制部70选择以下将说明的第2驱动信号生成方式，让驱动信号发生器10及20执行。

若按照第2驱动信号生成方式(第1实施形态的第2驱动信号生成方式)，则驱动信号发生器10将通过输入端子T_in所供给的数字音频信号P_in变换成图5所示的驱动信号+P_A2。另外，驱动信号发生器20将所述数字音频信号P_in变换成图5示出的驱动信号+P_B2。在该第1实施形态的第2驱动信号生成方式中，驱动信号由PWM信号形成。

然后，为了生成这样的驱动信号+P_A2、+P_B2，第1实施形态的第2种信号生成方式在所述驱动信号发生器10及驱动信号发生器20中，正像和图6所示的电路等效动作。

通过执行所述第2驱动信号生成方式，驱动信号发生器10变成和具有图6示出的PWM调制电路11、及驱动电路13的构成相同。PWM调制电路11为和所述图4示出的构成相同的构成，例如将16bit的音频信号变换成图5的PWM信号+P_A1。另外，驱动电路13将所述PWM调制信号+PA1或其反相信号-PA1变换成图5所示的驱动信号+P_A2、-P_A2，再分别供给构成推挽电路40的一对n沟道MOS-FET(Q11、Q12)的栅极。

PWM调制电路11的构成如前所述，故其说明省略。用移位寄存器113形成为串行信号的驱动信号+P_A2供给驱动电路13。

另外，通过执行上述第2驱动信号生成方式，驱动信号发生器20变成与由图6示出的PWM调制电路21和驱动电路23组成的构成相同。PWM调制电路21为和前述图4所示的构成相同的构成，例如将16bit的音频信号变换成图5的PWM信号+P_B1。另外，驱动电路23将所述PWM调制信号+P_B1或其反相信号-P_B1变换成图5示出的驱动信号+P_B2、-P_B2，将它们分别供给构成推挽电路50的一对n沟道MOS-FET(Q13、Q14)的栅极。

PWM调制电路21的构成如前所述，其说明省略。用移位寄存器213形成为串行信号的驱动信号+PB1供给驱动电路23。

驱动电路13及驱动电路23为了生成驱动信号+P_A2、-P_A2及驱动信号+P_B2、-P_B2，采用如图6所示的构成。即，PWM信号+P_A1供给选择电路131、232，同时还供给反相器135，形成电平反相后的PWM信号-P_A1。该PWM信号-P_A1供给选择电路132及231。另外，PWM信号+P_B1供给选择电路231及132，同时还供给反相器235，形成电平反相后的PWM信号-P_B1。该PWM信号-P_B1供给选择电路232、选择电路131。

再如图5所示，从控制部70的同步信号形成电路在每1个周期期间T_i(i＝1，2，3，4...)取出电平的反相信号P_C，该信号P_C分别作为切换控制信号供给选择电路131、132、231、232。

这样，从选择器131、132，在PC＝“H”的期间T₁、T₃中，如图5所示取出信号+P_A1-P_A1作为驱动电压+P_A2、-P_A2，在PC＝“L”的期间T₂、T₄中，如图5所示取出信号-P_B1、+P_B1作为驱动电压+P_A2、-P_A2。

另外，从选择器231、232，在PC＝“H”的期间T₁、T₃中，如图5所示取出信号+P_B1、-P_B1作为驱动电压+P_B2、-P_B2，在PC＝“L”的期间T₂、T₄中，如图5所示取出信号-P_A1、+P_A1作为驱动电压+P_B1、-P_B2。

然后，这些驱动电压+P_A2、-P_A2、+P_B2、-P_B2在利用触发电路133、134、233、234进行整形后，驱动电压+P_A2、-P_A2再分别供给构成前述推挽电路30的FET(Q11、Q12)的栅极。另外，驱动电压+P_B2、-P_B2也分别供给构成前述推挽电路40的FET(Q13、Q14)的栅极。

然后，如图5所示，在+P_A2＝“H”时，-P_A2＝“L”，FET(Q11)导通，同时FET(Q12)截止，故FET(Q11、Q12)的连接点的电压V_A2变成电压+V_DD。反之，在+P_A2＝“L”时，-P_A2＝“H”，FET(Q11)截止，同时FET(Q12)导通，故V_A2＝0。

同样，在+P_B2＝“H”时，-P_B2＝“L”，FET(Q13)导通，同时FET(Q14)截止，故FET(Q13、Q14)的连接点的电压V_B2为电压+V_DD。反之，在+P_B2＝“L”时，-P_B2＝“H”，FET(Q13)截止，同时FET(Q14)导通，故V_B2＝0。

然后，在V_A2＝+V_DD、而且V_B2＝0的期间中，如图1及图5所示，电流i从FET(Q11、Q12)的连接点起，通过低通滤波器50→扬声器2→低通滤波器60的路径，流向FET(Q13、Q14)的连接点。

又，在V_A2＝0、而且V_B2＝+V_DD的期间中，电流i从FET(Q13、Q14)的连接点起，通过低通滤波器60→场声器2→低通滤波器50的路径，反向流向FET(Q11、Q12)的连接点。再在V_A2＝V_B2＝+V_DD的期间及V_A2＝V_B2＝0的期间中，无电流i流过。即推挽电路30、40就构成BTL电路。

然后，电流i的流动期间与原来的PWM信号+P_A1、+P_B1上升的期间对应变化，同时，电流i流过扬声器2时，因电流i利用低通滤波器50、60进行积分，故结果，流过扬声器2的电流i为与输入信号P_in所表示的电平对应的模拟电流，成为经功率放大后的电流。即功率放大后的输出供给扬声器2。

这样利用所述第2驱动信号生成方式具有如图6的电路那样功能的图1的驱动信号发生器10及20的D类功率放大器，虽然靠开关动作进行功率放大，但如图5所示，即使PWM信号+P_A1、+P_B1在每1个周期期间Ti的开始点上升，但输出电压V_A2、V_B2不会在每1个周期期间T_i的开始时刻上升，输出电压V_A2、V_B2的前沿及后沿的数量变成前述图2示出的输出电压V_A1、V_B1的前沿及后沿的数量的1/2。因此，能降低由于输出电压V_A2、V_B2的变化而产生的辐射。

以下，利用图7、图8说明由所述第1驱动信号生成方式得到的输出电压V_A1的信号和由所述第2驱动信号生成方式得到的输出电压V_A2间的频谱测量结果之差异。图7表示与输出电压V_A1的信号频率变化相对应的所述信号强度的变化。图8表示与输出电压V_A2的信号频率变化相对应的所述信号强度的变化。

在采用所述第1驱动信号生成方式时，如图7所示，在载频f_c(＝1/Ti＝768kHz)附近，由于所述辐射的影响信号而强度集中，产生相当大的峰值P₀。由此，在采用所述第1驱动信号生成方式时，在接收AM广播的AM调谐器中会干扰以768kHz为中心的接收频带。以f_c/2(＝384kHz或3f_c/2(1152kHz)的频率不会产生妨碍AM接收频带那样的信号强度集中。

采用所述第2驱动信号生成方式时，如图8所示，按照f_c/2(384kHz)、f_c＝(768kHz)、3f_c/2(＝1152kHz)的频率来分散信号强度。虽然在f_c/2(＝384kHz)、3f_c/2(1152kHz)产生接近所述峰值P₀大小的峰值P₃、P₂，但在f_c(＝768kHz)产生比所述峰值P₀小的峰值P₁。

因而，若在AM广播的接收频率接近f_c(768kHz)那样的时候，采用图8示出的频谱的所述第2驱动信号生成方式，而在AM广播的接收频率接近f_c/2(＝384kHz)、3f_c/2(1152kHz)那样的时候，采用所述第1驱动信号生成方式，则能减轻辐射对AM广播接收信号的干扰。

实际上，由于AM广播的接收频率在500kHz~1700kHz的范围内，因此所述f_c/2(＝384kHz)可不予考虑。而且，如留有余地对图7示出的f_c/2(＝768kHz)附近进行限制，则最好在AM调谐器接收高于900kHz的频率时，采用所述第1驱动信号生成方式，在接收等于低于900kHz的频率时，采用所述第2驱动信号生成方式。

由此，控制部70经常以手动或自动方式检测调谐部3的接收频率是否等于小于900kHz，在等于小于900kHz时，选择所述第2驱动信号生成方式，使驱动信号发生器10及20动作，在接收频率高于900kHz时，选择所述第1驱动信号生成方式进行动作。由此，用本实施形态的D类功率放大器1能减轻对接收AM广播的调谐部3的接收干扰。

另外，该第1实施形态中，因为只要切换用驱动信号发生器10及驱动信号发生器20那样的数字电路进行的PWM调制的驱动信号生成方式，所以能使用时间精度高的晶体振荡器等时钟，不会使音频特性恶化。

还有，在前述图1中，是为采用两个驱动信号发生器10及驱动信号发生器20而构成的，但也可以用一个数字信号处理装置(DSP)来构成。通过这样，系统能够简化，并减少对接收的干扰。

上述第1实施形态中，虽然是将功率放大器的输出级作为BTL电路的例子，但是也可以为单端电路。图9中，表示这样功率放大器的一种形态即第2实施形态。

即，在成为图9示出的第2实施形态的D类功率放大器300中，通过输入端子T_in例如输入16bit的数字音频信号P_in。驱动信号发生器301也根据两种驱动信号生成方式，产生两种驱动信号P_1-1、及P_2-1或P_1-2及P_2-2。

驱动信号发生器301产生的两种驱动信号P_1-1及P_2-1或P_2-1及P_2-2，分别供给一对开关元件、例如n沟道MOS-FET(Q21、Q22)的栅极。

这时，FET(Q21、Q22)构成推挽电路304，FET(Q21)的漏极接电源端子T_PWR，其源极接FET(Q22)的漏极，该FET(Q22)的源极接地。另外，稳压后的直流电压+V_DD作为电源电压供给电源端子TPWR。还有，电压+VDD例如为20V~50V。

构成推挽电路304的FET(Q21)的源极及FET(Q22)的漏极通过耦合电容C及低通滤波器(LPF)302，与位于D类功率放大器300外部的扬声器320的一端连接。该扬声器320的另一端接地。

另外，驱动信号发生器301使用的驱动信号生成方式由控制器303根据调谐部330的接收频率进行选择。即，控制部303根据调谐部330的接收频率选择驱动信号生成方式，根据所选择的驱动信号生成方式，驱动信号发生器301择情产生两种驱动信号。

以下，具体说明由驱动信号发生器301进行的两种驱动信号生成方式的具体例子。首先，若按照第1驱动信号生成方式(第2实施形态的第1驱动信号生成方式)，则驱动信号发生器301将通过输入端子T_in供给的数字音频信号P_in变换成图10所示的PWM信号+P_A、PWM信号+P_B。

这时，PWM信号+P_A及+P_B的脉宽与输入信号P_in所表示的电平(对信号P_in作D/A变换后的信号的瞬时电平。以下相同)相对应变化，但如前述的图3所示，一方的PWM信号+P_A的脉宽为与输入信号P_in所表示的电平对应的大小，另一方的PWM信号+P_B的脉宽为与输入信号P_in所表示的电平的补码对应的大小。另外，PWM信号+P_A、+P_B其上升时刻固定在PWM信号+P_A、+P_B的1个周期期间T_i(i＝1，2，3，4...)的开始时刻，其下降时刻与输入信号P_in所表示的电平对应变化。

再有，设PWM信号+PA、+PB的载频f_c＝(1/T_i)为输入数字音频信号P_in的采样频率f_s的例如16倍，如取f_s＝48kHz，则

f_c＝16f_s＝16×48kHz＝768kHz。

然后，为了生成这样的PWM信号+P_A、+P_B，所述第2实施形态的第1驱动信号生成方式在所述驱动信号发生器301内正像和图11所示的电路等效动作。

驱动信号发生器301由图11示出的PWM调制电路3010、PWM调制电路3011、驱动电路3012、及反相器3013组成。

PWM调制电路3010将所述音频信号变换成图10的PWM信号+P_A，供给驱动电路3012。PWM调制电路3011将所述音频信号变换成图10所示的PWM信号+P_B后，供给反相器3013。反相器3013将该PWM信号+P_B的电平反相后的PWM信号-P_B供给驱动电路3012。

驱动电路3012在由控制部303选择所述第2实施形态的第1驱动信号生成方式时，将PWM信号+P_A及其反相信号-P_A作为图10示出的驱动信号P_1-1及P_2-1，供给构成所述推挽电路304的FETQ21、Q22的栅极。

于是，在P_1-1＝“H”时，P_2-1＝“L”，FET(Q21)导通，同时FET(Q22)截止，FET(Q21、Q22)连接点的电压V_A1如图10所示，变成电压+V_DD。另外，相反，在P_1-1＝“L”时，P_2-1＝“H”，FET(Q21)截止，同时FET(Q22)导通，故V_A1＝0。

然后，在V_A1＝+V_DD的期间，如图9所示，电流i从FET(Q21、Q22)的连接点开始，通过低通滤波器302→扬声器320→接地的路径流动。

电流i流动的期间，与原来的PWM信号+PA的上升时间相对应变化，同时在电流i流过扬声器320时，因电流i利用低通滤波器302进行积分，结果，流过扬声器320的电流为与输入信号P_in所表示的电平对应的模拟电流，成为经功率放大后的电流。功率放大后的输出供给扬声器320。

这样，利用所述第2实施形态的第1驱动信号生成方式，具有和图11构成的电路那样功能的图9的驱动信号发生器301的D类功率放大器300动作。但这时，FET(Q21、Q22)由于与输入的数字音频信号P_in对应来接通断开电源电压V_DD，进行功率放大，所以效率高，输出功率也大。

但是，按照所述第2实施形态的第1驱动信号生成方式动作、具有如图11构成的电路那样功能的图9的驱动信号发生器301的D类功率放大器300，因高速接通断开电源电压+V_DD来形成输出电压V_A1，故由于输出电压V_A1的前沿及后沿会产生辐射。而且，其接通断开时，由于电源电压+V_DD例如为20V~50V的高电压，所以其辐射也相当大。另外，PWM信号+P_A的载频f_c如上所述例如为768kHz，该频率位于中波的波段例如AM广播波段中。

因此，上述的D类功率放大器300如汽车音响等那样和AM广播接收设备做成一体，或配置在AM广播接收设备附近，则由于输出电压V_A1的前沿及后沿产生的辐射会干扰AM广播的接收。

因而，该D类功率放大器300除了所述第2实施形态的第1驱动信号生成方式之外，还根据调谐部330的接收频率，由控制器303选择以下要说明的第2实施形态的第2驱动信号生成方式，让驱动信号发生器301执行。

若按照该第2驱动信号生成方式，则驱动信号发生器301将通过输入端子T_in供给的数字音频信号P_in变换成图12示出的PWM信号+P_A。另外，驱动信号发生器301将所述数字音频信号P_in作为图12示出的PWM信号+PB，再使其电平反相，生成PWM信号-P_B。再有，该驱动信号发生器301采用这些PWM信号+P_A、PWM信号-P_A，生成图12示出的驱动信号P_1-2、P_2-2。

然后，为了生成这样的驱动信号P_1-2、P_2-2，所述第2驱动信号生成方式在所述驱动信号发生器301内，正像和前述图11示出的电路等效动作。

在该图11的电路中，驱动电路3012在由控制部303选择第2驱动信号生成方式时，如图12所示，将PWM信号+P_A及-P_B在每一个周期期间T_i交替地取出，生成驱动信号P_1-2。驱动信号P_2-2为将驱动信号P_1-2的电平反相后的信号。这些驱动信号P_1-2及P_2-2供给构成所述推挽电路304的FET Q21、Q22的栅极。

于是，在P_1-2＝“H”时，P_2-2＝“L”，FET(Q21)导通，同时，FET(Q22)截止，故FET(Q21、Q22)的连接点的电压V_A2如图12所示，变成电压+V_DD。另外，相反，在P_1-2＝“L”时，P_2-2＝“H”，FET(Q21)截止，同时，FET(Q22)导通，故V_A2＝0。

然后，在V_A2＝+V_DD的期间，如图9所示，电流i从FET(Q21、Q22)的连接点开始，通过低通滤波器302→扬声器320→接地的路径流动。

电流i流动的期间与原来的PWM信号+P_A上升期间对应变化，同时，电流i流过扬声器320时，由于电流i利用低通滤波器302进行积分，结果，流过扬声器320的电流为与输入信号P_in所表示的电平对应的模拟电流，成为经功率放大后的电流。即，功率放大后的输出供给扬声器320。

这样，通过执行所述第2驱动信号生成方式，具有如图11构成的电路那样功能的图9示出的驱动信号发生器301的D类功率放大器300通过开关动作进行功率放大。再如图12所示，PWM信号+P_A、-P_B在1个周期期间T_i的每个开始时刻即使上升或下降，但输出电压V_A2在1个周期期间Ti的每个开始时刻不会上升，输出电压V_A2的前沿及后沿的数量为所述图10示出的输出电压V_A1的前沿及后沿的数量的1/2。因此，能减少因输出电压的变化所产生的辐射。

然后，如前述采用图7及图8说明过的那样，如根据AM广播的接收频率，选择切换该第2实施形态的第1驱动信号生成方式及第2驱动信号生成方式，则能减轻对接收的干扰。

另外，该例中，由于只对驱动信号发生器301那样的数字电路执行的PWM调制的驱动信号生成方式进行切换，所以驱动信号发生器能用时间精度高的晶体振荡器等时钟进行动作。

还有，所述图9的D类功率放大器的输出级为单端电路，是对推挽电路304的电源电压仅采用直流电压+V_DD的例子，但也可以是如图13所示的D类功率放大器，其推挽电路304使用正负电源+V_DD、-V_DD。

图13中，推挽电路304的FET(Q21)的漏极接正的电源端子T_PWR+，FET(Q22)的源极接负的电源端子T_PWR-，正负一对的直流电压+V_DD、-V_DD作为电源电压供给电源端子T_PWR+、T_PWR-。

因此，具有图13示出的主要部分的D类功率放大器如用所述第2驱动信号生成方式驱动，则推挽电路304的输出电压V_A2变成与驱动电压P_1-2、P_2-2对应的如图14示出的波形，扬声器320中就流过与输入信号P_in对应的极性及大小的电流i，进行功率放大。

当然，该D类功率放大器也同样，PWM信号+P_A、-P_B在1个周期期间Ti的每个开始时刻即使上升或下降，但输出电压V_A2在1个周期期间Ti的每个开始时刻不会上升，输出电压V_A2的前沿及后沿的数量成为所述图10示出的输出电压V_A1的前沿及后沿的数量的1/2。因此，能减少由于输出电压V_A2的变化所产生的辐射。

而且，如前述采用图7及图8说明过的那样，如根据AM广播的接收频率切换第1驱动信号生成方式及第2驱动信号生成方式，则能减轻对接收的干扰。

另外，该例中也同样，由于切换用数字电路执行的PWM调制的驱动信号生成方式，故驱动信号发生器能以时间精度高的晶体振荡器等的时钟动作。

但是，如用所述图9示出的构成，在所述第1种及第2驱动信号生成方式中，在任何情况下供给扬声器320的电流波形在1个周期期间T_i内，时间的重心会产生偏移，相位发生失真。这里所谓时间的重心没有偏移，说的是波形的峰值位于1个周期期间的中心的情况。该例中，波形在每个周期中是靠右侧或左侧，虽然每一个周期期间T_i出现想表示的电平，但特性变坏。

因此，在所述图9所示的输出级是单端电路的构成中，在驱动信号发生器产生PWM信号时，可以考虑与输入信号P_in的电平对应从1个周期期间的两侧开始使脉宽改变来进行调制。因为是从1个周期期间的两侧开始进行调制，所以称其为两侧调制。该两侧调制也是一种生成在1个周期期间内各有1次前沿和后沿的驱动信号的驱动信号生成方式。根据由该两侧调制得到的PWM信号P_DA，生成推挽电路304的驱动信号，再将该驱动信号供给FET(Q21、Q22)，从而能在1个周期期间Ti内生成与时间的重心一致的输出电压V。

这样，根据从该两侧调制得到的PWM信号来生成驱动信号的方式，即使所述输出级为单端电路的构成，仍能得到无相位失真的特性。根据按照该两侧调制的驱动信号生成方式，必须从1个周期期间的两侧开始根据所述输入信号来控制脉冲的宽度，控制就稍微变得复杂，但是，作为第1驱动信号生成方式也可以考虑采用这种两侧调制方式。

还有，本发明不限于参照附图说明过的上述实施例，只要不超出后附的权利要求的范围及其宗旨，可以作各种变更、置换或其等同的形态，这一点对于业内人士是可以理解的。

工业上的实用性

根据本发明，由于按照无线广播接收用的调谐装置的接收频率有选择地切换驱动信号生成单元的驱动信号生成方式，根据依照该有选择地切换后的驱动信号生成方式所生成的驱动信号，推挽单元得到输出信号，并从该输出信号得到功率放大信号，所以即使不改变载频，也能制止不需要的辐射，减轻对调谐器接收的干扰。

Claims

1、一种功率放大装置，具有将至少一对开关元件进行推挽连接而成的推挽单元、并采用该推挽单元放大输入信号功率，其特征在于，

包括产生用脉宽表示所述输入信号电平的脉宽调制信号、并根据该脉宽调制信号生成供给所述推挽单元的驱动信号的驱动信号生成单元，

所述推挽单元按照有选择地切换的驱动信号生成方式所生成的驱动信号，生成输出信号，从该输出信号得到功率放大信号。

2、如权利要求1所述的功率放大装置，其特征在于，

根据无线广播接收用调谐装置的接收频率，有选择地切换所述驱动信号生成单元的驱动信号生成方式。

3、如权利要求1所述的功率放大装置，其特征在于

所述驱动信号生成方式由两种方式组成，即由生成在所述脉宽调制信号的各1个周期期间的分隔时刻而变化的驱动信号的第1种方式、及生成在所述各1个周期期间的分隔时刻不变化的驱动信号的第2种方式组成，

4、如权利要求1所述的功率放大装置，其特征在于，

具有两个所述推挽单元，并且具有两个向两个所述推挽单元分别供给所述驱动信号的驱动信号生成单元。

5、如权利要求4所述的功率放大装置，其特征在于，

通过向所述两个推挽单元供给由所述两个驱动信号生成单元各自生成的驱动信号，得到两个输出信号，根据所得到的两个输出信号，得到功率放大信号。

6、如权利要求5所述的功率放大装置，其特征在于，

所述驱动信号生成方式由两种方式组成，即由生成在所述脉宽调制信号的各1个周期期间的分隔时刻而变化的驱动信号的第1种方式、和在所述各1个周期期间的分隔时刻不变化的驱动信号的第2种方式组成。