CN1099202A - 脉冲调制电路 - Google Patents

Abstract

一种能以简单结构确保SN比和动态范围大且 有效抑制干扰辐射的脉冲调制电路。其中具有使输 入信号对时间积分的积分电路[10]、接在该电路输出 端且具有迟滞特性的比较电路[20]、将比较电路的输 出引至积分电路输入的反馈构件[30]、设于包括积分 电路和比较电路的回路中且作振幅调制使比较电路 输出受到调频的调幅电路[40]。调幅电路上可加抖 动信号，也可加防止所得脉宽调制信号频率下降的信 号。

Description

本发明涉及根据输入信号的振幅控制输出脉冲占空比的脉宽调制（PWM）电路，尤其是适合音频信号功率放大的电路。

脉宽调制电路一般具有接收要作脉宽调制的信号的输入端子、输入端接至该输入端子的积分电路、将加于输入端子的输入信号和加于比较对象输入端的输入信号（积分电路的输出）的比较结果作输出并具有迟带特性的比较电路、与该比较电路的输出端连接的输出端子以及使该输出端子上的脉宽调制波反馈至积分电路输入端的反馈电路。

该脉宽调制电路在输入端子处无输入的状态下，单调重复振荡动作，即以比较电路捕获反馈电路上电流引起的积分电路电容元件的电位变化，并根据该比较电路输出的极性变换反馈电路上的电流方向。此时形成的振荡脉冲为载波。而且当模拟输入信号加到输入端子时，积分电路电容元件的电位变化率受该输入信号振幅影响而使比较电路输出的极性翻转时间变化。即，使输出脉冲信号的占空比变化，从而能根据模拟输入信号的振幅进行脉宽调制。

除这样的调制电路载波自振方式外，还有通过另设振荡电路向积分电路的输入端提供作为载波信号的脉冲波的电路。

以往的脉冲调制电路，若增大积分信号输出端子的信号振幅，则有利于确保高S/N比，即有利于比较电路不易误动作，但是动态范围变窄，而且与电源低压化不相称。还有一个缺点是这样电路工作速度低。

反之，若减小积分信号输出端子上出现的信号振幅，虽能确保动态范围宽，并有利于降低电源电压，但难以确保高S/N比，即比较电路容易误动作。而且，积分信号输出端子的信号振幅小时，即比较电路的迟滞幅度小时，比较电路容易因噪声而误动作。

还有，虽能用抖动信号改变比较电路的迟滞幅度，但由于以往的脉冲调制电路中积分电路的输出电平会随抖动信号变化，所以存在S/N比和动态范围两方均减小的问题。

还存在这样的问题，即以往的脉冲调制电路，形成其载波信号的脉冲波的基波和高次谐波成分作为干扰辐射，会对收音机等无线电设备施加坏影响。

为防止干扰辐射，需用金属屏蔽板覆罩印刷电路板和整个装置，这会引起大型化和成本上升等其它问题。

欧洲专利申请号为85303768.3、公开号为0184280A1的专利申请公开了一种进行双状态调制的技术方案。所示电路能改变比较器的迟滞幅度以增加频率稳定性。然而，缺点是这样易引起误动作。

本发明的形成就是为了解决上述问题，其目的在于提供一种以简单结构确保S/N比与动态范围都大且能有效抑制干扰幅射的脉宽调制电路。

本发明第一形态脉宽调制电路的特征是具有：①输入端子;②使上述输入端子所供给的输入信号对时间进行积分的积分电路;③设于该积分电路的输出端，并具有输入信号、第1阈值和第2阈值的比较电路;④与该比较电路的输出端连接的输出端子;⑤将上述比较电路的输出引至上述积分电路的输入端的反馈构件;⑥设置于包括上述积分电路和上述比较电路的回路中，进行振幅调制，从而使上述比较电路的输出受到频率调制的振幅调制电路。

本发明第二形态脉冲调制电路的特征是具有：①输入端子;使上述输入端子所供给的输入信号对时间进行积分的积分电路;③与该积分电路的输出端连接，且将上述积分电路的输出与第1阈值和第2阈值作比较的比较电路;④与上述比较电路的输出端连接的输出端子;⑤将上述比较电路的输出引至上述积分电路的输入端的第1反馈构件;⑥将上述比较电路的输出作振幅调制的振幅调制电路;⑦将上述比较电路的输出引至上述振幅调制电路，并将上述振幅调制电路的输出引至上述积分电路的输入的第2反馈构件。

本发明第三形态脉冲调制电路的特征是具有：①输入端子;②使上述输入端子所供给的输入信号时间进行积分的积分电路;③与该积分电路的输出端连接，且对上述积分器输出作振幅调制的振幅调制电路;④与上述振幅调制电路的输出连接，且将上述振幅调制电路的输出同第1阈值与第2阈值作比较的比较电路;⑤与该比较电路的输出连接的输出端子;⑥将上述比较电路的输出引至上述积分电路的输入端的反馈构件。

因组成的基本回路包括使输入端子所供给的输入信号对时间进行积分的积分电路、与该积分电路连接且具有迟滞特性的比较电路、将该比较电路的输出引至积分电路的输入端的反馈构件，加之在包括积分电路和比较电路的回路中设置进行振幅调制的振幅调制电路，使比较电路的输出受到频率调制，因此能通过频率调制抑制干扰辐射。此时能维持S/N比和动态范围。

图1是表示本发明第一形态一实施例概要结构的方框图;

图2是详细表示图1所示结构的电路图;

图3是说明图2所示电路工作的波形图;

图4是说明图2所示电路工作的波形图;

图5是说明图2所示电路中的尤其是振幅调制电路的工作的波形图;

图6是说明图2所示电路的综合工作的波形图;

图7是表示本发明另一实施例结构的电路图;

图8是表示本发明再一实施例的结构的方框图;

图9是表示图8所示电路工作的波形图;

图10是表示对应图8所示实施例的具体电路结构例的电路图;

图11是表示将图2实施例应用于低负载驱动的实施例的方框图;

图12是表示将图7实施例应用于低负载驱动的实施例的方框图;

图13是表示功率驱动电路一例的电路图;

图14是表示功率驱动电路另一例的电路图;

图15是说明输出信号的占空比的曲线图;

图16是表示占空比的定义的说明图;

图17是表示能近似获得校正信号的电路结构的电路图;

图18是表示本发明第二形态一实施例概要结构的方框图;

图19是表示图18的具体化例的方框图;

图20是表示图19的进一步具体化例的方框图;

图21是表示图20的工作的波形图;

图22是表示将进行振幅调制的结构设于回路外的结构的方框图;

图23是图22的具体化的图;

图24是表示以其它振幅调制方式进行工作之例的方框图。

图中标号含义如下。1：输入端子，2：输入电阻，3：反相器，3A：缓冲器，4：反馈电阻，5、5A：输出端子，6：抖动输入端子，9：第2反馈电阻，10：积分电路，20、20A：比较电路，30：反馈电路，40：振幅调制电路，45：乘法电路，51、54：开关电路，55、56：乘法器，70：驱动电路，80：低通滤波器，81：扬声器，92、111、140：峰值检测电路，93、94、95：比较器，96、97、98：开关放大器，110：抖动信号发生电路。

以下参见附图说明本发明的实施例。另外，在对应部分上加注相同标号。

图1是表示本发明一实施例概要结构的方框图。该脉宽调制电路，通过输入电阻2将输入端子1上所输入的信号提供给积分电路10，该积分电路10的输出又输入至比较电路20，比较电路的输出由输出端子5取出，同时通过反馈电路30反馈至积分电路10的输出端。而且，比较电路10的输出与来自抖动信号输入端子6的抖动信号一起输入至振幅调制电路40，再通过电阻9反馈至积分电路10的输入端。

图2是详细画出图1所示结构的电路图。

同图中，输入电阻2的一端接至信号输入端子1。输入电阻2的另一端接至运算放大器11的反相输入端子（一）。该运算放大器11与电容器12共同构成积分电路10，电容器12的一端接至运算放大器11的反相输入端子，另一端接至运算放大器11的输出端子。并且，运算放大器11的非反相输入端子（+）上接未图示的施加基准电压V_REF1的电压源，运算放大器11的输出端子接至积分信号输出端子13。

运算放大器11的输出端子与运算放大器21的反相输入端子连接。该运算放大器21与电阻器22、23一起构成比较电路20。其中，电阻器22的一端接运算放大器21的输出端子，另一端接运算放大器21的非反相输入端子，并与电阻器23的一端连接。电阻器23的另一端与未图示的施加基准电压V_REF2的电压源连接。还有，运算放大器21的输出端子接比较信号输出端子24。

运算放大器21的输入端子与反相器3的输入端子连接，该反相器3的输出端子通过作为反馈电路30的反馈元件的电阻器4接至运算放大器11的反相输入端子，同时直接与PWM信号输出端子5连接。

该PWM信号输出端子5接振幅调制电路40的一个输入端子7，另一输入端子为抖动输入端子6。振幅调制电路40的输出端上设置振幅调制信号输出端子8。该振幅调制信号输出端子8与反馈电阻器9的一端连接。而且，反馈电阻器9的另一端接至运算放大器11的反相输入端子14。

下面，说明此电路的工作。

为了便于理解，先考虑图2所示P点断开即反馈电阻器9与运算放大器11的反相输入端子14之间断开的情况。

假设信号输入端子1为开路，PWM信号输出端子5的电位为V₀，而且基准电压V_REF1和V_REF2保持接地电位。此时，反相器3的输入端子的电位，即比较电路20的输出端子的电位，为-V₀。这样，若电阻器22的电阻值R2、电阻器23的电阻值为R3，则运算放大器21的非反相器输入端子的电位V_p之值为下式所示。

V_p＝-R3·V₀/（R2+R3） ……（1）

另一方面，若设电阻器4的电阻值为R1，则下式所示电流I流入电容器12。

I＝V₀/R1 ……（2）

一旦电流I流入电容器12，则运算放大器11的输出端子电位下降，即积分电路10的输出端子电位下降。而且，当积分电路10的输出端子电位低于运算放大器21的非反相输入端子的电位V_p时，该运算放大器21的输出端子电位翻转为V₀，随之PWM信号输出端子5的电位翻转为-V₀。与此同时，运算放大器21的非反相输入端子的电位V_p之值为下式所示。

V_p＝R3·V₀/（R2+R3） ……（3）

在运算放大器21的输出状态如此翻转时，下式所示的电流I流入电容器12。

I＝-Vo/R1    ……（4）

于是，与上述情况相反，运算放大器11的输出端子电位，即积分电路10的输出端子电位上升。当积分电路10的输出端子电位到达运算放大器21的非反相输入端子的电位V_p时，该运算放大器21的输出端子电位就翻转为-V₀，随之PWM信号输出端子5的电位翻转为V₀。

重复以上说明的动作使电路振荡，由PWM信号输出端子5输出图3（a）所示的方波信号，由积分信号输出端子13输出图3（b）所示的三角波信号。

若设电容器12的静电容量为C₁，则该PWM基本电路的振荡频率f由下式决定。

f＝（R2+R3）/（4·C1·R1·R3）    ……（5）

接着，考虑在信号输入端子1加图4（a）所示的信号，即随时间推移，沿基准电压V_REF1作上下变化的信号。这里，信号输入端子1的电位低于基准电压V_REF1时，积分信号输出端子13的电位下降速度变慢，上升速度变快。反之，信号输入端子1的电位高于基准电压V_REF1时，积分信号输出端子13的电位下降速度变快、上升速度变慢。于是，积分信号输出端子13的电位如图4（b）所示那样变化。随之，PWM信号输出端子5的电位变为图4（c）所示的PWM波形。

PWM信号输出端子5上出现的图5（b）所示的方波信号通过脉冲信号输入端子7加于振幅调制电路40。当振幅调制电路40的抖动信号输入端子6上加图5（a）所示的信号时，则方波信号就被抖动信号作振幅调制，获得图5（c）所示的信号。此时，积分信号输出端子13上出现图5（d）所示的信号。

下面，参见图6（a）-图6（d）说明不断开P点，振幅调制信号输出端子8通过反馈电阻器9接至积分电路10内的运算放大器11反相输入端子的情况。这时，由于用图6（a）所示的抖动信号对PWM信号输出端子5上出现的信号作振幅调制，振幅调制信号输出端子8上出现图6（b）所示的信号。该信号通过反馈电阻器9加于运算放大器11的反相输入端子。

上述动作中存在这样的关系，振幅调制信号电平为正时，波形振幅越大，积分电路输出端子波形的下降就越快，反之，振幅调制信号电平为负时，波形振幅越大，积分电路输出电压波形的上升就越快。即，积分电路10的输出信号频率与抖动信号的振幅成正比变化。因此，图6（b）所示信号加于积分电路10时，积分信号输出端子13上出现图6（c）所示的信号。结果，PWM信号输出端子5上出现图6（d）所示的PWM信号。振幅调制电路40又对图6（d）所示信号作振幅调制，从而输出上述图6（d）所示的信号。结果，能让积分电路10的输出信号振幅保持恒定不变，而使PWM信号的频谱分散。如此进行频率调制的结果，能防止干扰辐射。

图7是表示本发明另一实施例结构的电路图。图7中与图1、图2加同一标号的是分别指同一构件。本实施例，将缓冲器3A的输入端子接至比较电路20的输出端子，将该缓冲器3A的输出端子接至PWM信号输出端子5A。而且，电阻器4A的一端接PWM信号输出端子5A，另一端接运算放大器11的非反相输入端子。电容器12A的一端接电阻器4A的另一端，该电容器12A的另一端与省略图示的加基准电压V_REF1的电压源连接。还有，电阻器2A的一端接电阻器4A的另一端，其另一端与省略图示的加基准电压V_REF3的电压源连接。

本实施例中的振幅调制电路40由PNP型晶体管41、42及NPN型晶体管43、43构成。其中，晶体管41、42的发射极相互连接，同时接至电流输入型的抖动信号输入端子6。而且，晶体管41的基极上接省略图示的加基准电压V_REF4的电压源，晶体管42的基极为脉冲信号输入端子7，该端子接PWM信号输出端子5。另一方面，晶体管43、44的集电极分别接晶体管41、42的集电极。还有，晶体管43、44的基极互相连接，同时接晶体管44的集电极，并且，晶体管43、44的发射极共同连接接地点GND。另外，晶体管43的集电极为振幅调制信号输出端子8，并与积分电路10的反相输入端子14连接。

该振幅调制电路中，由晶体管41和42形成差动放大电路，通过晶体管41中流通大致恒定的电流，并从抖动信号输入端子6加入抖动信号电流，使晶体管42的电流受到振幅调制。晶体管43、44形成有源负载电路，通过使输出阻抗变高的晶体管43的集电极电流对应振幅调制信号变化，电流流入运算放大器11的反相输入端子，因此能使振幅调制信号叠加在输入信号上。此时，由于能在振幅调制电路40的内部适当设定流入运算放大器11的反相端子的电流值，可省去图1、图2所示的反馈电阻器9。

接着，说明图7所示电路的工作。

此电路，通过缓冲器3A自PWM信号输出端子5A取出与PWM信号输出端子5极性相反的PWM信号。而且，通过由电阻器2A、4A和电容器12A组成的RC电路，使该PWM信号输出端子5A上发生的信号负反馈至运算放大器11的非反相输入端子。利用这样的结构在积分电路10和比较电路20之间进行BTL（balance  transformer  less：无平衡变压器）负反馈。

其结果，因采用BTL可相对同样电源电压使输出增大，而且能使PW输出信号所含音频信号成分的失真降低。

对上述各实施例的振幅调制电路输出信号电平，应考虑加于信号输入端子1的输入信号电平再适当确定。然而，即使将振幅调制电路的输出信号电平保持为恒定值，输入信号电平低于通常值时，也会有振幅调制电路的输出信号电平以输入信号电平大很多的情况。

这样，当振幅调制电路的输出信号电平比输入信号电平大很多时，信号输出端子5上出现的PWM输出信号中，加于信号输入端子1的输入信号成分减少，振幅调制电路的输出信号成分增多。结果是有可能输入信号成分被振幅调制电路的输出信号成分所掩盖，信号输出端子5的PWM输出信号中只出现振幅调制电路的输出信号成分。

图8是表示积极防止上述情况的再一实施例结构的方框图。该图中，加注与图2或图7相同标号的分别表示同一构件。本例中，具有以信号输出端子5上出现的PWM信号为一端输入，以加于抖动信号输入端子6上的抖动信号为另一端输入的开关电路51。还具有以由反相器52将信号输出端子5上出现的PWM信号反相后的信号为一端输入、以由倒相放大器将加于抖动信号输入端子6的抖动信号作电平翻转后的信号为另一端输入的开关电路54。这些开关电路在不超出抖动信号电平的范围内取出PWM信号。

还有，信号输入端子1上所加的输入信号加于乘法器55的一个端子，开关电路51选择的抖动信号加于另一个端子，同样信号输入端子1上所加的输入信号加于乘法器56的一个反相输入端子，开关电路54选择的经翻转的抖动信号加于另一个端子。这些乘法器的输出信号分别通过电阻器57、58，在运算放大器11的输入端叠加到输入信号上。

以上，参见图9（a）-图9（h）说明本实施例的工作。

首先分别将电阻器57、58与运算放大器11反相输入端子之间断开，设想为不加抖动信号成分的情况。于是，如图9（a）实线所示，若使信号输入端子1的电平逐渐增大，则如图9（h）所示，信号输出端子5上出现脉宽依次变窄的PWM信号。

若该图9（h）所示PWM信号和图9（b）所示抖动信号输入端子6所加抖动信号加于开关电路51，则输出图9（c）所示的用抖动信号限制PWM信号正向电平的信号。另一方面，倒相放大器53使输入电平相对基准信号翻转后输出，反相器52使PWM信号的极性翻转后输出。当这些分别翻转的信号加于开关电路54时，输出如图9（d）所示，与PWM信号波形的“1”的对应部位为“0”，与PWM信号波形的“0”的对应部位为受抖动信号大小所限制的负值。

因此，乘法器55将图9（c）所示的信号与图9（a）所示的信号相乘，输出图9（e）所示信号。乘法器56将图9（d）所示信号与图9（a）所示信号相乘，输出图9（f）所示信号。

接着，若将暂先断开考虑的电阻器57、58与运算放大器11的反相输入端之间分别连接，则乘法器55、56输出的信号分别通过电阻器57、58后，组合成图9（g）所示的电流信号加于运算放大器11的反相输入端子。

另外，图9（g）所示电流信号加于运算放大器11的反相输入端子时，图9（a）-图9（c）的信号波形也变化，但为简化叙述省去说明。

这样，叠加于输入信号的图9（g）所示信号，与图5（c）的信号对应，但不同之处在于图9（g）所示信号的包络线电平同信号输入端子1的信号电平成正比，与此相反，即便信号输入端子1的信号电平变化，图5（c）所示信号包络线的电平也不变化。

如上所述，利用图8所示实施例，就能预先防止振幅调制电路的输出电平比输入电平大很多的情况，从而带来更可靠地抑制干涉辐射和防止噪声误动比较电路的效果。

图10是表示相对图8所示实施例的具体电路结构例的电路图。图中，61-65、68、69是PNP晶体管，66、67是NPN晶体管。其中，晶体管61-63的各发射极共同与省略图示的正基准电压源连接。而且，晶体管61的集电极接抖动信号输入端子6，晶体管61-63的各基极共同接晶体管61的集电极。

晶体管64、65的各发射极接晶体管62的集电极。其中，晶体管64的基极接信号输出端子5。晶体管65的基极接相对于基准电压产生中间电压的电压源，其集电极与接地点连接。

晶体管66、67的各发射极与接地点连接，这些晶体管66、67的各基极共同与晶体管66的集电极一起接晶体管64的集电极。晶体管67的集电极通过电阻器接基准电压源，同时与乘法器56的输入端子连接。

晶体管68、69的各发射极共同接上述晶体管63的集电极，其中，晶体管68的基极、集电极分别接信号输出端子5、接地点。晶体管69的基极接相对于基准电压产生中间电压的电压源，其集电极通过电阻器接基准电源，同时接乘法器55的输入端子。

该图10中，晶体管61-63构成电流密勒电路，当抖动信号加于抖动信号输入端子6时，与晶体管61中相同的电流流入晶体管62、63。晶体管68、69构成差动放大电路，通过将流过晶体管63的电流供给此放大电路，同时将信号输出端子5的PWM信号加于晶体管68的基板，能从晶体管69的集电极获得图9（c）所示的振幅调制信号。同样，晶体管64、65也构成差动放大电路，通过将流过晶体管62的电流供给该放大电路，同时将信号输出端子5的PWM信号加于晶体管64的基极，能获得经过电平翻转的PWM信号。晶体管66、67构成倒相放大电路，通过将该PWM信号加于接各基极的晶体管66的集电极，能从晶体管67的集电极获得图9（d）所示的振幅调制信号。

其中，从晶体管69的集电极获得的振幅调制信号通过乘法器55与输入信号相乘，从晶体管67的集电极获得的振幅调制信号通过乘法器56与输入信号的翻转信号相乘。

这样，就能通过图10的电路结构进行已用图8说明的工作。

另外，上述各实施例中，用抖动信号直接对比较电路输出的PWM信号进行振幅调制，当然也可以用频率与比较电路输出的PWM信号成正比的信号，还可以不用该比较电路输出的PWM信号，而用与其频率相同的脉冲信号也能同上述一样使频谱分散。

上述各实施例是采用电压比较型的比较电路，当然也可以用电流比较型的比较电路替换。

还可以用放大器代替电压比较电路，使之具有相同的功能。

上述各实施例中，是以从PWM信号输出端子5取出PWM信号为前提进行说明的，显然，本发明也能应用于从积分信号输出端子产生与输入信号对应的频率调制信号。

根据上述可知，若利用图1至图10的实施例，则由于用抖动信号在积分电路的输出信号振幅保持恒定不变下进行频率调制，使PWM信号的频谱分散，所以能抑制干扰辐射，又不对S/N比和动态范围两方面产生影响，并能预先防止积分电路输出振幅小时容易发生的噪声误动比较电路。

此时，用与比较电路的输出信号成正比的信号作被调幅信号，能使电路结构简化。

下面，说明图1结构的其它应用例。

脉宽调制电路（PWM电路）大多用于驱动音响用扬声器、马达等低阻抗负载。因此，具有足以驱动负载的能力的功率驱动电路中，需要对PWM信号输出功率进行放大。此时，若将例如MOSFET功率管等器件用于功率驱动电路中，则因器件本身特性（上升、下降特性的不标准等）而得的音频信号失真会加剧。

图11是以图2所示电路为基础的电路图，功率驱动电路70插入在比较电路20和信号输出端子5之间。除在信号输出端子5上接（用于去除音频带外成分的）低通滤波器80和扬声器81以外，与图2结构相同。如图11所示，通过让该功率驱动电路包括于脉宽调制电路的信号回路中，能防止因功率驱动电路的失真使音频信号失真加剧。

图12是表示在图7所示实施例上添加功率驱动电路的实施例的电路图。该实施例中，功率驱动电路70接反相器3，功率驱动电路70A接缓冲器3A，它们的信号输出点分别接低通滤波器80的线圈L1和L2，其他结构与图7相同。

图13是表示功率驱动电路一例结构的电路图。接输入端子71的倒相前置驱动电路72的输出端子73接P沟道MOSTET功率管Q1与N沟道MOSFET功率管Q2的栅极公共接点，它们的漏极公共接点为输出端子74。

该电路中，输入端子71为L电平时，倒相前置驱动电路72的输出端子73为H电平，两MOSFET功率管的栅极也为H电平，因此晶体管Q1为截止，晶体管Q2为导通。此时，输出端子74通过晶体管Q2的漏极-源极间电阻（约0Ω）接GND。此时，截止的Q1的漏极-源极间电阻约为无穷大。另一方面，输入端子71为H电平时，倒相前置驱动电路72的输出端子73为L电平，由于两MOSFET功率管Q1和Q2的栅极也为L电平，所以晶体管Q1导通，晶体管Q2截止。因此，输出端子通过Q1的漏极-源极间电阻（约0Ω）接V_cc此时，截止的Q2的漏极-源极间电阻约为无穷大。

这样，图13的功率驱动电路，当输入端子为L电平时，输出端子也为L电平，当输入端子为H电平时，输出端子也为H电平，从而将驱动电流供给接至输出端子的负载（扬声器）。另外，设置倒相前置驱动电路是为了使输入输出的极性与图11、图12所示的功率驱动电路一致。

图14是表示另一例功率驱动电路的电路图，是使用2个N沟道MOSFET功率管的实施例。N沟道MOSFET功率管Q2的栅极和倒相前置驱动电路72的输入端子接输入端子71，倒相前置驱动电路72的输出端子73接N沟道MOSFET功率管Q3的栅极。晶体管Q2的源极与Q3的漏极共同连接，成为输出端子74。晶体管Q2的漏极接电源V_cc，晶体管Q3的源极接地。

该电路中，当输入端子71为H电平时，因倒相前置驱动电路72的输出端子73为L电平，晶体管Q3的栅极也为L电平，故该晶体管截止。此时因晶体管Q2的栅极为H电平，故该晶体管导通。此状态下输出端子74通过Q2的漏极-源极电阻（约0Ω）接V_cc另一方面，截止的Q3的漏极-源极间电阻约为无穷大。

输入端子71为L电平时，因倒相前置驱动电路72的输出端子73为H电平，晶体管Q3的栅极也为H电平，故该晶体管导通。此时因晶体管Q2的栅极为L电平，故该晶体管截止。此状态下，输出端子74通过Q3的漏极-源极间电阻（约0Ω）接GND。与此相反，截止的晶体管2的漏极-源极间电阻约为无穷大。

这样，图14的功率驱动电路在输入端子为L电平时，输出端子也为L电平，在输入端子为H电平时，输出端子也为H电平，从而将驱动电流供给接输出端子的负载（扬声器）。

接着，说明将图1的抖动输入作不同用途的其他实施例。

如图6所示，前面说明的实施例中，示出一种三角波信号作为抖动信号输入端所加信号波形的例子。这种例子用例如20Hz左右的低频信号作为三角波信号，对PWM输出端子波形进行与三角波信号成正比的频率调制，来抑制干扰辐射。与此相对应，下述实施例中，抑制干扰辐射的措施是将抖动信号输入用于别的PWM输出信号波形频率校正中。

图2所示电路中，在缺少振幅调制电路40及包含该电路的反馈回路的电路结构下，存在加于信号输入端子1的输入信号的振幅越大，PWM电路的输出信号频率就越低的缺点。即，如图15的实线所示，PWM电路的输出信号（脉冲波）的频率，在其占空比相当于无输入信号时的0.5时为最高（本例为200KHz），占空比越接近0或1、0，上述PWM电路的输出信号的频率就越低。

本例中，如图16所示，PWM输出信号波形的H电平及L电平采用持续时间T₁、T₂，占空比可表示为

T₁/（T₁+T₂） ……（6）

并且，振荡频率f可表示为

f＝4×｛T1/（T1+T2）×〔1-T1/（T1+T2）〕｝×200KHz    ……（7）

如图15的虚线所示，通过向图2所示电路中的抖动输入端子输入与PWM输出信号的占空比相对应，即与加于信号输入端子的输入信号的振幅相对应的、与振幅调制电路的放大率（三角波的倾斜度）对应的校正信号，能抵销并校正上述PWM电路输出信号的频率降低。

图17表示能近似获得该校正信号的电路结构。当向校正电路输入端子91加上与加在图2信号输入端子的输入信号相同的信号时，能用峰值检测电路92检测输入信号的振幅，并将该峰值检出电路92的输出分别送至比较器93-95。

比较器93-95分别输入不同的阀值电压Va、Vb、Vc作为比较输入，用与这些阀值电压比较后的输出，根据振幅控制开关放大器96-98。然后，从校正电路输出端子100取出由上述开关放大器输出端所接加法电路99算出的加法结果。例如振幅小时，所有开关放大器都截止，随振幅变大，开关放大器96、97、98依次导通，因此，通过适当选择这些开关放大器的输入电压V1、V2、V3，就能产生图15虚线所示的具有放大率的信号。

图18是表示本发明另一形态的脉宽调制电路概要结构的方框图。由图可知，该脉宽调制电路将输入端子1上所输入的信号送至积分电路10，该积分电路10的输出经振幅调制电路40输入至比较电路20，从输出端子5取出其输出，同时通过电路30反馈至积分电路10的输入端。振幅调制电路40中，抖动信号加于抖动信号输入端子6。该实施例中还可以将频率校正信号送至端子6。

图19所示的方框图与图18基本相同，与图18的不同处在于相对振幅调制电路40，所给的抖动信号由抖动信号发生电路110产生。抖动信号发生电路110输出抖动信号，振幅调制电路40做成用该抖动信号对积分电路10的输出信号作幅度调制。还有，比较电路20表示为具有迟滞特性的运算放大器，其反相输入端子上输入振幅调制电路40的输出信号。然后，从输出端子与取出该比较电路20的输出，同时通过反馈电路30反馈至积分电路10的输入端。

图20是表示图19所示电路的具体化例的电路图。该图中，与图2相同的构件加注相同的标号。

图中，输入电阻2的一端接信号输入端子1。输入电阻2的另一端接运算放大器11的反相输入端子（一）。该运算放大器11与电容器12一起构成积分电路10，电容器12的一端接运算放大器11的反相输入端子，另一端接运算放大器11的输出端子。而且，运算放大器11的非反相输入端子（+）与未图示的加基准电压V_REF1的电压源连接，运算放大器11的输出信号输入至乘法电路45，该电路的输出信号输入至运算放大器20的反相输入端子。从输出端子5取出运算放大器20的输出，同时通过作为反馈电路30的反馈元件的电阻4反馈至积分电路中运算放大器11的反相输入端子。

加于输入端子1的信号送至峰值检测电路111，该电路的输出与抖动发生电路112的输出一起由加法电路113相加。再将该相加输出送至乘法电路45，该乘法器45将加法电路113的输出信号作为调制信号，对运算放大器11的输出信号作振幅调制。

接着，说明该电路的工作。

在输入端子1上无模拟信号输入状态下，能用比较电路20捕获流过反馈电路30的电流所引起的积分电容元件12的电位变化。即，因流过反馈电路30的电流流入电容元件12，积分电路11的输出电位为下降状态，该状态持续到上述输出电位低于比较电路20的基准电位为止。接着，当积分电路10的输出电位低于基准电位时，则电容元件12为放电状态，变换反馈电路30的电流方向，积分电路10的输出电位为上升状态，该状态持续到输出电位高于比较电路20的基准电位为止。然后，一旦积分电路10的输出电位高于比较电路20的基准电位，积分电容元件12就回到放电状态，并单调地重复这样的动作，结果能从比较电路20输出占空比恒定的脉冲信号。该信号为载波信号。

当模拟信号输入至输入端子1，积分电容元件12的电位变化率便受该输入信号振幅的影响。即，输入端子1的电位低于比较电路20的基准电位时，积分电路20的输出电位下降速度放慢，而输出电位上升速度加快。当输入端子1的电位高于比较电路20的基准电位时，积分电路20的输出电位下降速度加快，而输出电位上升速度放慢。

现参见图21（a）-21（d）说明此情况。

图21（a）所示的模拟信号输入至输入端子1时，积分电路10的输出为图21（b）所示波形。另一方面，输入信号的峰值与抖动输入信号相加，能利用图21（c）的虚线所示的、电位上升时与电位下降时斜率不同的振幅调制信号波形，限制积分电路10的输出，因此，乘法电路45的输出能振幅调制成图21（c）的实线所示的波形。

通过将此振幅调制输出信号输入至比较电路20，该电路的输出信号因其迟滞特性，载波信号基波和高次谐波的频谱成分扩散，变成图21（d）所示的频率调制波形。

这样，由于将以抖动信号及输入峰值作振幅调制的信号送至比较电路20，使积分电路10的输出加频率调制，所以使已调波的基波和高次谐波频谱成分扩散，能抑制这些成分引起的干扰辐射。又因能降低上述基波和高次谐波频谱成分的峰值电平，能抑制积分电路输出的基波与高次谐波频谱成分引起的不良影响。

此实施例将进行振幅调制的结构设于信号回路中，也可以设于回路之外。

图22是表示这种例子的方框图，形成由积分电路10、比较电路20和电阻4构成的回路。将压控振荡器120的输出加在接输入端子1的输入电阻2和积分电路10的输入端子之间，并且由控制电路130控制该压控振荡器。

图23具体表示图22的结构。积分电路10具有运算放大器11，比较电路20具有运算放大器21，与前面说明的实施例相同。但是，运算放大器21未必一定具有迟滞特性。还有，压控振荡器120是VCO121，将具有对应于控制输入端上所加电压的频率的脉冲信号，作为载波信号加至积分电路10的输入端子。控制电路130将输出频率控制用的电压信号加在压控振荡器120的控制输入端，本例中该控电路为抖动信号发生电路131。用所述抖动信号对VCO121输出的载波信号作频率调制。

利用积分电路10所加载波信号的频率调制，能降低积分电路10输出中的基波及高次谐波的频谱成分的峰值电平，所以能抑制积分电路10的输出的基波及高次谐波成分引起的不良影响及大振幅输入引起的不良影响。

尤其是根据反馈回路外发生的载波信号进行上述频率调制，与比较电路20的输出分开，所以对已调波无影响，获得稳定的工作。

图24是表示图23所示电路变形例的电路图，设置有峰值检测电路140，作为对应图23所示电路中VCO121的第2控制电路。该检测电路140输入输入端子1的信号，并检测其峰值。

此结构能根据送往输入端子1的信号电平，对载波信号的基波及高次谐波频谱作可调控制，能对大振幅输入进行较好的防护。

综上所述，若利用本发明，则由于设置使输入信号对时间进行积分的积分电路，具有迟滞特性的比较电路，在将该比较电路的输出引至积分电路的输入的反馈构件回路中进行振幅调制使比较电路的输出受到频率调制的振幅调制电路，因此能用频率调制抑制干扰辐射，而且能维持S/N比和动态范围。

Claims (19)

1、一种脉宽调制电路，其特征是具有：①输入端子；②使上述输入端子所供给的输入信号对时间进行积分的积分电路；③设于该积分电路的输出端，并具有输入信号、第1阈值和第2阈值的比较电路；④与该比较电路的输出端连接的输出端子；⑤将上述比较电路的输出引至上述积分电路的输入端的反馈构件；⑥设置于包括上述积分电路和上述比较电路的回路中，进行振幅调制，从而使上述比较电路的输出受到频率调制的振幅调制电路。

2、一种脉宽调制电路，其特征是具有：①输入端子;②使上述输入端子所供给的输入信号对时间进行积分的积分电路;③与该积分电路的输出端连接，且将上述积分电路的输出与第1阈值和第2阈值作比较的比较电路;④与上述比较电路的输出端连接的输出端子;⑤将上述比较电路的输出引至上述积分电路的输入端的第1反馈构件;⑥将上述比较电路的输出作振幅调制的振幅调制电路;⑦将上述比较电路的输出引至上述振幅调制电路、并将上述振幅调制电路的输出引至上述积分电路的输入的第2反馈构件。

3、根据权利要求2所述的脉宽调制电路，其特征是在上述比较电路输出的同时，向上述振幅调制电路供给调制上述比较电路输出的振幅的抖动信号。

4、根据权利要求2所述的脉宽调制电路，其特征是上述振幅调制电路有一对以抖动信号为共同发射极输入的晶体管组成的差动放大器所构成。

5、根据权利要求2所述的脉宽调制电路，其特征是上述输出端子由将上述比较电路的输出反相后取出的第1输出端子及通过缓冲器将上述比较电路的输出取出的第2输出端子构成。

6、根据权利要求5所述的脉宽调制电路，其特征是还具有接上述比较电路的输出并使比较电路输出反相的反相器，以及接上述比较电路的输出并维持比较电路输出的缓冲器。

7、根据权利要求6所述的脉宽调制电路，其特征是上述第一输出端子通过包括第1反馈电阻的第1反馈电路接至构成上述积分电路的运算放大器的反相输入端;上述第2输出端子通过第2反馈电阻接至上述运算放大器的非反相输入端。

8、根据权利要求2所述的脉宽调制电路，其特征是上述振幅调制电路具有：①以上述比较电路的输出为一端输入，以抖动信号为另一端输入的第1开关电路;②以上述比较电路的输出的反相信号为一端输入，以抖动信号的倒相放大器的反相信号为另一端输入的第2开关电路;③将上述第1开关电路的输出与输入信号相乘的第1乘法器;④将上述第2开关电路的输出与上述输入信号的反相信号相乘的第2乘法器;⑤使这些第1和第2乘法器的输出叠加于上述积分电路的输入上的构件。

9、根据权利要求2所述的脉宽调制电路，其特征是上述振幅调制电路具有：①以上述比较电路的输出为一端输入，以基准电压的一半电压为另一端输入的第1和第2差动放大器;②让与抖动信号对应的电流流入这些差动放大器的各公共发射极的电流密勒电路;③使上述第2差动放大器的输出反相的倒相放大器;④使上述第1差动放大器的输出与上述输入信号相乘的第1乘法器;⑤使上述倒相放大器的输出与上述输入信号的反相信号相乘的第2乘法器;⑥使这些第1和第2比较器的输出叠加于上述积分电路的输入上的构件。

10、根据权利要求2所述的脉宽调制电路，其特征是功率驱动电路接在上述比较电路与上述输出端子之间，低阻抗负载通过低通滤波器接到上述输出端子。

11、根据权利要求10所述的脉宽调制装置，其特征是上述低阻抗负载为扬声器。

12、根据权利要求5所述的脉宽调制装置，其特征是低阻抗负载通过低通滤波器的第1及第2电感接在上述第1及第2输出端子之间。

13、根据权利要求12所述的脉宽调制电路，其特征是上述低阻抗负载为扬声器。

14、根据权利要求3所述的脉宽调制电路，其特征是上述脉宽调制电路具有抖动信号输入端子，并将用于使脉宽调制信号的频率保持为规定值的校正信号送至该抖动信号输入端子。

15、根据权利要求14所述的脉宽调制电路，其特征是输出上述校正信号的校正信号发生构件与上述抖动信号输入端子连接。

16、根据权利要求16所述的脉宽调制电路，其特征是上述校正电路具有：①检测输入信号峰值的峰值检测电路;②一端输入各自不同的比较基准电压，另一端输入上述峰值检测电路的输出的多个比较器;③根据这些比较器的输出，控制放大工作的多个开关放大器;④叠加这些开关放大器输出的加法电路。

17、一种脉宽调制电路，其特征是具有：①输入端子;②使上述输入端子所供给的输入信号对时间进行积分的积分电路;③与该积分电路的输出端连接，且对上述积分器输出作振幅调制的振幅调制电路;④与上述振幅调制电路的输出连接，且将上述振幅调制电路的输出同第1阈值与第2阈值作比较的比较电路;⑤与该比较电路的输出连接的输出端子;⑥将上述比较电路的输出引至上述积分电路的输入端的反馈构件。

18、根据权利要求17所述的脉宽调制电路，其特征是还具有对上述振幅调制电路控制振幅调制的调制信号发生电路。

19、根据权利要求18所述的脉宽调制电路，其特征是上述调制信号发生电路具有检测输入信号峰值的峰值检测电路以及使该峰值检测电路的输出与抖动信号叠加的加法器;上述振幅调制电路是使上述加法器的输出与上述积分电路的输出相乘的乘法电路。

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