WO2003063371A1 - Appareil de reception de signal haute frequence - Google Patents

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WO2003063371A1
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receiving device
signal receiving
mixer
filter
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Inventor
Toshihiro Furusawa
Akira Fujishima
Hirotoshi Takeuchi
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
    • H04N5/50—Tuning indicators; Automatic tuning control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency signal receiving device that receives a high-frequency signal such as a television signal.
  • FIG. 6 is a block diagram of a conventional high-frequency signal receiving device.
  • a conventional receiver an input terminal 1 to which a high-frequency signal is input, an input circuit 2 to which a signal input to the input terminal 1 is supplied, and an output of the input circuit 2 to one input
  • PLL hase-locked loop
  • each circuit is partitioned by a metal partition plate 12 and covered by a metal frame 13.
  • harmonics of the oscillation signal of the crystal unit 11 may jump into the mixer 3, the filter 5, the input circuit 2, and the like. To prevent this, arrange each circuit at a distance, or cover the local oscillator circuit 4, PLL circuit 10 and crystal oscillator 11 with a metal partition plate 12 or frame 13. It is necessary. Therefore, the high-frequency signal receiving device becomes large. Disclosure of the invention
  • the high-frequency signal receiving device is supplied with a local oscillator and a high-frequency signal at one terminal. And a filter formed by a balanced circuit to which the output of the local oscillator is supplied to one of the terminals, and a filter formed by a balanced circuit to which the output of the mixer is connected.
  • the high-frequency signal receiving device is hardly affected by the above-mentioned circuits, so that it can be downsized.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a high-frequency signal receiving device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view of a main part of the high-frequency signal receiving device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of a main part of the high-frequency signal receiving device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram of the high-frequency signal receiving device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram of a high-frequency signal receiving device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram of a conventional high-frequency signal receiving device.
  • FIG. 7 is a component layout diagram of a conventional high-frequency signal receiving device. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a high-frequency signal receiving device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a low-noise amplifier 22 is connected to an input terminal 21 to which two high-frequency signals having the same amplitude but opposite phases, such as digital television broadcasting from an antenna, are input, and the high-frequency signals are amplified. You.
  • the mixer 25 the signal of the output of the low noise amplifier 22 is supplied to one terminal, and the output of the first local oscillator 24 is connected to the other terminal.
  • the first mixer 25 mixes the oscillation signal of the local oscillator 24 with the output signal of the low-noise amplifier 22 and converts the high-frequency signal input to the input terminal 21 into an intermediate signal of about 1.5 times the maximum frequency thereof. Convert to frequency signal.
  • the input high frequency signal such as a television broadcast signal has a frequency of about 50 MHz to 800 MHz, Since the frequency signal has a frequency of 1.2 GHz, the input signal is not easily disturbed by second-order or third-order distortion.
  • the surface acoustic wave (SAW) filter 26 to which the output of the first mixer 25 is connected makes the band of the television broadcast signal the pass band around the frequency of the intermediate frequency signal. Since the SAW filter 26 has a very steep attenuation characteristic, only the required frequency signal can be passed, and unnecessary interference can be reliably eliminated.
  • SAW surface acoustic wave
  • the band of each TV broadcast signal is required, so that the pass band of the S AW filter 26 is 6 MHz.
  • a SAW filter having a pass band of 0.428 MHz is used as the filter 26.
  • the intermediate frequency is as high as 1.2 GHz, the SAW filter 26 can be reduced, and the high-frequency signal receiver can be downsized.
  • the output of the SAW filter 26 is supplied to one terminal of the second mixer 28, and the signal output from the local oscillator 27 is supplied to the other terminal.
  • the second mixer 28 according to the first embodiment includes a signal from the local oscillator 27 and a SAW filter.
  • the first mixing unit that mixes the signal from the local oscillator 27, and a second mixing unit that mixes the signal from the local oscillator 27 with a phase inversion of 90 ° and the signal from the SAW filter 26.
  • the first and second mixing sections directly detect the signal from the SAW filter 26, and extract the I signal and the Q signal, which are color signals, therefrom. Therefore, a separate high-frequency signal receiver can be obtained without the need for a separate detector. In this case, the oscillation frequency of the local oscillator 27 is almost equal to the frequency of the intermediate frequency signal.
  • the output demodulated by the demodulation circuit 29 to which the output of the second mixer 28 is supplied is the output terminal
  • the first Phase Lock Loop (PLL) circuit 31 is looped with the local oscillator 24, and the second PLL circuit 32 is loop connected with the local oscillator circuit 27.
  • a crystal oscillator 33 is connected as a reference to the input terminals of the PLL circuits 31 and 32. In the high-frequency signal receiving apparatus according to the first embodiment, these are connected to one printed circuit board. Formed on
  • the first mixer 25, the SAW filter 26, and the second mixer 28 are formed by balanced circuits for inputting and outputting two balanced high-frequency signals, and two balanced high-frequency circuits are provided between these circuits. Wave signals are exchanged simultaneously. Therefore, even if the oscillation signal of the local oscillator 24 or the crystal oscillator 33 or its harmonics jump into the mixer 25 or the SAW filter 26, these circuits have a high balance of rejection of interference. Since it is formed by a circuit, interference can be canceled. Therefore, the distance between the local oscillator 24 and the mixer 25 or the S filter 26 can be reduced.
  • the high-frequency signal receiving device can be downsized.
  • the low-noise amplifier 22, the local oscillator 24, the second mixer 28, and the local oscillator 27 are also formed by a balanced circuit. Therefore, the oscillation signal of the local oscillator 24, the crystal resonator 33, the local oscillator 27, its harmonics, and the like do not jump into the low-noise amplifier 22 to cause interference.
  • each circuit is connected by a balanced circuit, that is, two signal lines that are balanced with each other.
  • the two signal lines that connect between the mixer 25 and the SAW filter 26 have a length. Equal, have equal inductance, and have a more symmetric shape.
  • the mixer 25, the S AW film 26 and the mixer 28 use a balanced circuit with high rejection capability, and the mixer 25 and the filter 26 are connected by two signal lines of equal length. As a result, there is no deviation in the phase of the signal on the signal line. Therefore, it is possible to reliably eliminate interference caused by the oscillation signal of the local oscillator 24, the crystal resonator 33, the local oscillator 27, or a harmonic thereof, jumping into the connection between the circuits.
  • FIG. 2 is a plan view of a main part of the high-frequency signal receiving device according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the main part.
  • a balanced matching circuit 40 is provided between the first mixer 25 formed by the balanced circuit and the SAW filter 26 formed by the balanced circuit.
  • the matching circuit 40 has one end connected to each of two signal lines 41 a and 41 b connecting the mixer 25 and the S AW filter 26, and the other end connected to a connection point 44.
  • Two chip capacitors 42 a and 42 b having the same capacitance are directly connected on the multilayer substrate 43 and mounted by reflow soldering.
  • connection point 44 is connected to a ground plane 45 provided on the back surface of the multilayer substrate 43 by a through hole 46c.
  • Ground patterns 47a and 47b are laid on the surface of the multilayer substrate 43 to the vicinity of the chip capacitors 42a and 42b, and the ground patterns 47a and 47b are ground planes near their tips. It is connected to 45 by through holes 46a and 46b.
  • the two signal lines 41 a and 41 b and the two chip capacitors 42 a and 42 b are arranged symmetrically with the connection point 44 as the center.
  • the chip capacitors of the matching circuit are connected to the ground at one point, and the ground potentials of those capacitors can be the same. Therefore, the performance of the balanced circuit can be further improved, and the interference rejection ability is improved.
  • the conductive cover 48 covering the multilayer substrate 43 is soldered to the leg 48a at the end of the cover 48 at the end surface 43b of the multilayer substrate 43 with solder 49 to form a ground. It is mechanically and electrically connected to plane 45.
  • burr 48 b provided at the tip of the leg 48 a abuts the end face 43 b, and a gap is formed between the burr 48 b and the end face 43. This gap is filled with solder 49 to ensure soldering.
  • Burrs 48 b are formed by cutting a metal plate, which is the material of the cover 48, with a mold. Then, by bending the metal plate 90 degrees in the cutting direction, a cover 48 having a leg 48 a is obtained, and a burr 48 b appears inside at the tip of the leg 48 a.
  • the conductive members 48c, 48d, 48e protruding from the cover 48 are connected by soldering or the like.
  • This The matching circuit 40 between the mixer 25 and the SAW filter 26 can have the same ground potential.
  • the two signal lines 41 a and 41 b connecting the mixer 25 and the S AW filter 26 have shapes symmetrical to each other, the phase of the signal passing through the signal lines 41 a and 41 b No deviation occurs. Therefore, the noise jumping into the signal lines 41a and 41b is surely canceled and the balance performance can be improved, so that the interference can be surely eliminated.
  • the chip capacitor 42a, the ground plane 45, the ground pattern 47a, the through holes 46a, 46c, and the cover 48 have small windows surrounded by them. Forming. A small window surrounded by the chip capacitor 42b, the ground plane 45, the ground pattern 47b, the through holes 46b, 46c, and the cover 48 is formed. The potentials of these windows are at the ground level, and the length of one side of the windows is sufficiently smaller than the wavelength of the harmonics generated from the local oscillator 24, the crystal oscillator 33, etc. Waves do not pass through these windows. That is, these windows eliminate the need for or simple metal partition plates, so that the receiving apparatus according to Embodiment 1 can be downsized.
  • the ground patterns 47a and 47b and the connection point 44 are soldered to the conductive members 48c, 48d and 48e projecting from the cover 48 near them. And so on. Therefore, the window becomes smaller, so that signals with shorter wavelengths and higher frequencies are not passed.
  • the cover 48 also prevents external interference and prevents signals generated inside the receiving device from affecting external devices.
  • the chip capacitors 42a and 42b are mounted by reflow soldering, the chip capacitors 42a and 42b can be mounted at predetermined positions with high accuracy by a self-alignment effect during reflow. Accordingly, the variation in inductance of the lines 41a and 41b of the mixer 25 and the SAW filter 26 can be reduced, and a stable matching circuit can be obtained.
  • the matching circuit is configured by 2b
  • the matching circuit may be configured by reactance elements having the same reactance. That is, a matching circuit may be constituted by an inductor.
  • the first mixer 25 formed by a balanced circuit and the SAW filter 26 formed by a balanced circuit are connected by a balanced circuit.
  • another circuit may be formed by a balanced circuit and connected to each other by a balanced circuit.
  • the cost of the receiving device can be reduced because a metal partition plate for separating the local oscillators 24 and 27 from the mixers 25 and 28 and the filter 26 is not required. In other words, there is no need for a frame having a complicated partition plate, and only a simple cover that cuts in from the outside or cuts off only the high-frequency leakage signal that jumps out of the high-frequency signal receiving device is required.
  • a receiving device can be provided.
  • the local oscillators 24 and the connection parts for connecting the respective local oscillators other than the first mixer 25 are also formed by balanced circuits having a high ability to reject interference, those circuits as a whole are more resistant to interference. Therefore, even if the distance between each circuit is very small, the oscillation signal from the local oscillator does not jump in and the SZN ratio of the circuit does not deteriorate. Accordingly, the mixer, the local oscillator, and the PLL circuit can be integrated into an integrated circuit (IC). This makes it possible to provide a very small high-frequency signal receiver with very good productivity.
  • IC integrated circuit
  • the mixer 28 and the local oscillator 27 are also composed of balanced circuits, they can be similarly formed into IC.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram of the high-frequency signal receiving device according to the second embodiment.
  • the input terminal 52 receives two high-frequency signals supplied from the antenna, ie, two high-frequency signals having the same amplitude and opposite phases.
  • High frequency circuit integrated circuit (IC) 5 In 4 the signal input to the input terminal 52 is supplied to one terminal, and the other terminal is supplied with the output of the crystal oscillator 53.
  • the high-frequency circuit IC 54 includes the low noise amplifier 22, the first mixer 25, the local oscillator 24, and the PLL circuit 31 in the first embodiment.
  • the surface acoustic wave (S AW) filter 55 is supplied with the output of the IC 54 and passes only the required intermediate frequency.
  • S AW surface acoustic wave
  • the output of the SAW filter 55 is supplied to one input, and the output from the crystal oscillator 53 is supplied to the other input.
  • the IC 56 includes the local oscillator 27, the mixer 28, and the PLL circuit 32 in the first embodiment.
  • the receiving apparatus has a demodulator IC 57 to which the output of IC 56 is supplied, and a plurality of output terminals 58 to which a signal demodulated by demodulator IC 57 is output.
  • These circuits are arranged on a substantially rectangular printed circuit board 51.
  • the high frequency circuit I C54, the S AW filter 55, and the high frequency circuit I C 56 are arranged in this order on the printed circuit board 51 in an “L” shape with the S AW filter 55 at the top.
  • a quartz oscillator 53 is arranged at a distance substantially equal to that of the high-frequency circuit IC 54 and the high-frequency circuit IC 56. Therefore, these four components are mounted at the vertices of the square, and the printed circuit board 51 can be used efficiently. Therefore, a small high-frequency signal receiving device can be obtained.
  • crystal resonator 53 is provided inside the high-frequency signal receiving device.
  • the recommended oscillator 53 may be provided outside the receiving device, and the high-frequency signal receiving device can be further reduced in size. In this case as well, the same effect as in the second embodiment can be obtained by providing the crystal oscillator 53 at a distance substantially equal to that of the IC 54 and IC 56.
  • each signal line connecting between the IC 54 and the SAW filter 55 has the same line length in order to make their inductance equal.
  • the harmonics of the oscillation signal of the crystal unit 53 are reduced to IC 5.4 or S AW Even if it jumps into the signal line between the filter 55 and the signal line between the IC 54 and the S AW filter 55, the IC 54 and the S AW filter 55 No. 5 has a high interference rejection capability, and the signal lines 59 between the IC 54 and the S AW filter 55 have the same length, so that the signal phase does not shift and the interference is reliably canceled. Can be.
  • the distance between the crystal unit 53 and the IC 54 and the distance between the crystal unit 53 and the IC 56 can be reduced.
  • a metal partition plate for separating the crystal oscillator 53 from the IC 54 and between the crystal oscillator 53 and the IC 56 can be simplified and further unnecessary.
  • a chip inductance etc. may be installed in series with these signal lines to make each signal line May be made equal.
  • the IC 54 and the SAW filter 55 and the IC 56 are arranged in an “L” shape on the printed circuit board 51.
  • the printed circuit board 51 can be made substantially square. Therefore, the printed board 51 can reduce the warpage as a whole, and the high-frequency signal receiving device according to the second embodiment can be easily mounted on the mother board.
  • the signal when there is an oscillator having the same frequency as the oscillation frequency of the crystal oscillator 53 in the receiving device or a signal having the same frequency on the master substrate, the signal is supplied to the receiving device and used as a reference signal.
  • the high-frequency signal receiving device can be downsized.
  • the reference signal since the signal can be supplied through an external terminal close to a circuit required by the signal, the reference signal is not routed inside the high-frequency signal receiver. Therefore, this signal does not interfere with the IC 54 and IC 56 or the SAW fill 55.
  • the crystal oscillator 53 is disposed at substantially the same distance from the IC 54 and the IC 56, the distance between the IC 54 and the crystal 53 and the IC 56 and the crystal 53 Both can be shortened. Therefore, the oscillation signal of the crystal oscillator 53 and its harmonics are less likely to leak.
  • one crystal oscillator 53 is used, but crystal oscillators corresponding to IC 54 and IC 56 may be used. Even in such a case, the same effect can be obtained by disposing those quartz resonators at substantially the same distance from I C54 and I C56.
  • FIG. 5 is a circuit layout diagram of the high-frequency signal receiving device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the same components as those in the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description is simplified.
  • the high-frequency signal receiving device according to the third embodiment is configured such that the high-frequency circuit IC 54, the S AW filter 55, and the high-frequency circuit IC 56 are linearly arranged on the printed circuit board 51a.
  • a quartz oscillator 53 is arranged at a position close to.
  • the line lengths are made equal. Furthermore, in order to make the inductance of each of the signal lines 61a and 61b connecting between the SAW filter 55 and the high-frequency circuit IC 56 equal, the line lengths are made equal. I have.
  • matching circuit according to the first embodiment may be connected between the respective circuits of the receiving apparatuses according to the second and third embodiments.
  • the high-frequency signal receiving device is formed by a balanced circuit, even if the oscillation signal of the local oscillator or its harmonics jumps into the mixer or filter, interference can be canceled. Therefore, it is very resistant to disturbance and the SZN ratio of the circuit can be improved, so that the distance between the local oscillator and the mixer or filter can be reduced.
  • the high-frequency signal receiver can be reduced in size and cost. That is, there is no need for a frame having a complicated partition plate, and a simple cover can cut off only a high-frequency leakage signal that jumps in from the outside or jumps out of the high-frequency signal receiving device.
  • the local oscillator and the PLL circuit other than the mixer are formed by a balanced circuit having a high ability to reject interference, the entire circuit becomes less susceptible to interference. Therefore, even if the distance between the circuits is reduced, the SZN ratio of the circuit does not deteriorate due to the intrusion of the oscillation signal from the local oscillator, so that the mixer, the local oscillator, and the PLL circuit can be integrated into Thus, a compact high-frequency signal receiving device with good productivity can be obtained.

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Description

技術分野
本発明はテレビ信号などの高周波信号を受信する高周波信号受信装置に関する。 背景技術
図 6は従来の高周波信号受信装置のブロック図である。 従来の受信装置は高周 波信号が入力される入力端子 1と、 入力端子 1に入力された信号が供給される入 力回路 2と、 入力回路 2の出力がその一方の入力に供給されるとともに他方の入 力には局部発振器 4の出力が供給される混合器 3と、 混合器 3の出力が供給され るフィルタ 5と、 フィルタ 5の出力がその一方の入力に供給されるとともに他方 の入力には第二の局部発振器 6の出力が供給される第二の混合器 7と、 第二の混 合器 Ίの出力が供給される復調回路 8と、 局部発振器 4にループ接続された P h a s e L o c k e d L o o p ( P L L ) 回路 1 0と、 P L L回路 1 0に接続 された水晶振動子 1 1とを備える。 各回路は不平衡回路で構成されている。
従来の受信装置では、 図 7に示すように、 各回路は金属製の仕切り板 1 2で仕 切られ、 かつ金属製のフレーム 1 3で覆われている。
上記の従来の受信装置では、 水晶振動子 1 1の発振信号の高調波などが混合器 3やフィル夕 5や入力回路 2などへ飛び込む場合がある。 それを防止するために、 距離を置いて各回路を配置したり、 あるいは局部発振回路 4と、 P L L回路 1 0 および水晶振動子 1 1とを金属製の仕切り板 1 2やフレーム 1 3で覆うことが必 要である。 そのために高周波信号受信装置 大きくなる。 発明の開示
高周波信号受信装置は局部発振器と、 一方の端子に高周波信号が供給され、 他 方の端子に局部発振器の出力が供給される、 平衡回路で形成された混合器と、 混 合器の出力が接続された平衡回路で形成されたフィルタとを備える。
その高周波信号受信装置は上記各回路間で影響を受けにくいので小型にできる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明の実施の形態 1における高周波信号受信装置の回路図である。 図 2は実施の形態 1における高周波信号受信装置の要部平面図である。
図 3は実施の形態 1における高周波信号受信装置の要部断面図である。
図 4は本発明の実施の形態 2における高周波信号受信装置の回路プロック図で ある。
図 5は本発明の実施の形態 3における高周波信号受信装置の回路ブロック図で ある。
図 6は従来の高周波信号受信装置のプロック図である。
図 7は従来の高周波信号受信装置の部品配置図である。 発明を実施するための最良の形態
(実施の形態 1 )
図 1は本発明の実施の形態 1における高周波信号受信装置の回路図である。 ァ ンテナからディジ夕ルテレビ放送などの平衡な、 すなわち振幅が同じで位相が逆 である 2つの高周波信号が入力される入力端子 2 1には低雑音増幅器 2 2が接続 されて高周波信号が増幅される。 混合器 2 5は、 低雑音増幅器 2 2の出力の信号 がその一方の端子に供給され、 他方の端子には第一の局部発振器 2 4の出力が接 続される。
第一混合器 2 5は局部発振器 2 4の発振信号と低雑音増幅器 2 2の出力信号と を混合し、 入力端子 2 1に入力される高周波信号をその最大周波数の約 1 . 5倍 の中間周波数信号へ変換する。 実施の形態 1においては、 入力されるテレビ放送 信号等の高周波信号は約 5 0 MH zから 8 0 0 MH zの周波数であり、 この中間 周波数信号はその周波数を 1. 2 GHzなので、 入力される信号の 2次歪、 3次 歪等による妨害を受けにくい。
第一混合器 25の出力が接続された表面弾性波 （SAW) フィルタ 26は、 中 間周波数信号の周波数を中心としてテレビ放送信号の帯域を通過帯域とする。 S AWフィルタ 26は非常に急峻な減衰特性を有するので、 必要とされる周波数信 号だけが通過でき、 不要な妨害を確実に排除できる。
なお、 アナログテレビ放送信号とディジ夕ルテレビ放送信号の双方を受信する 場合は、 各テレビ放送信号の帯域が必要であるので、 S A Wフィルタ 26の通過 帯域は 6MHzである。 ディジタル音声放送信号のみを受信する場合は 0. 42 8 MHzの通過帯域を有する SAWフィルタがフィル夕 26として用いられる。 実施の形態 1において、 中間周波数は 1. 2 GHzと非常に高いので SAWフ ィルタ 26を小さくでき、 高周波信号受信装置の小型化が可能となる。
第二混合器 28は、 SAWフィルタ 26の出力がその一方の端子に供給される とともに他方の端子には局部発振器 27から出力される信号が供給される。 実施 の形態 1における第二混合器 28は局部発振器 27からの信号と SAWフィルタ
26からの信号とを混合する第一混合部と、 局部発振器 27からの信号を 90度 位相反転した信号と S AWフィル夕 26からの信号とを混合する第二混合部とか ら形成されている。 第一と第二の混合部はそれぞれ SAWフィルタ 26からの信 号を直接検波し、 そこから色信号である I信号と Q信号とを抽出している。 従つ て別途検波器は必要がなく小型の高周波信号受信装置が得られる。 この場合、 局 部発振器 27の発振周波数は中間周波信号の周波数とほぼ同等である。
第 2混合器 28の出力が供給される復調回路 29で復調された出力が出力端子
30へ供給される。
第一 Pha s e Lo c ke d L o o p (P L L) 回路 31は局部発振器 2 4とループされ、 第二 PL L回路 32は局部発振回路 27にループ接続される。 P L L回路 31， 32の入力端子には基準として水晶振動子 33が接続されてお り、 実施の形態 1における高周波信号受信装置ではこれらがー枚のプリント基板 の上に形成される。
第一混合器 2 5と S AWフィルタ 2 6及び第二混合器 2 8は平衡な 2つの高周 波信号を入出力する平衡回路で形成され、 これらの回路間には平衡な 2つの高周 波信号が同時にやり取りされる。 したがって、 局部発振器 2 4や水晶振動子 3 3 の発振信号やその高調波などが混合器 2 5や S AWフィル夕 2 6などへ飛び込ん だとしても、 これらの回路は妨害の排除能力の高い平衡回路で形成されているの で、 妨害をキャンセルすることができる。 従って、 局部発振器 2 4と混合器 2 5 や S フィルタ 2 6などとの距離を小さくすることができる。
また、 局部発振器 2 4と混合器 2 5や S AWフィルタ 2 6間を仕切る金属製の 仕切り板も簡易なものとすることができるので、 高周波信号受信装置を小型化す ることが可能となる。
さらに、 実施の形態 1においては低雑音増幅器 2 2、 局部発振器 2 4、 第二混 合器 2 8と局部発振器 2 7も平衡回路で形成されている。 したがって局部発振器 2 4、 水晶振動子 3 3や局部発振器 2 7の発振信号や、 その高調波などが低雑音 増幅器 2 2へ飛び込みんで妨害を与えることはない。
さらにまた、 それぞれの回路間は平衡回路すなわち互いに平衡な 2つの信号線 で接続されており、 特に混合器 2 5と S AWフィルタ 2 6との間を接続する 2つ の信号線は長さが等しく、 インダク夕ンスが等しく、 さらに対称的な形状を有す る。 混合器 2 5と S AWフィルム 2 6および混合器 2 8は妨害の排除能力の高い 平衡回路を用いるとともに、 混合器 2 5とフィル夕 2 6とは長さの等しい 2つの 信号線で接続されているので、 信号線での信号の位相にズレが発生しない。 よつ て局部発振器 2 4、 水晶振動子 3 3や局部発振器 2 7の発振信号や、 その高調波 などが各回路間の接続部へ飛び込むことによる妨害を確実に排除することができ る。
これらの回路は一枚のプリント基板上で形成されてモジュールにでき面実装可 能である。 したがって一般の自動部品実装器等で回路が実装できるので、 非常に 取り扱いが容易になる。 図 2は本発明の実施の形態 1における高周波信号受信装置の要部平面図であり、 図 3はその要部断面図である。 平衡回路で形成された第一混合器 2 5と平衡回路 で形成された S AWフィル夕 2 6との間に平衡の整合回路 4 0が設けられる。 整 合回路 4 0は混合器 2 5と S AWフィルタ 2 6との間を結ぶ 2本の信号線 4 1 a , 4 1 bにそれぞれ一端が接続され、 他端が接続点 4 4に接続された等しいキャパ シ夕ンスを有する二個のチップコンデンサ 4 2 a , 4 2 bが多層基板 4 3上に直 接接続されて、 リフロー半田付けで実装されている。
接続点 4 4は多層基板 4 3の裏面に設けられたグランドプレーン 4 5にスル一 ホール 4 6 cで接続されている。 多層基板 4 3の表面にはチップコンデンサ 4 2 a , 4 2 bの近傍までグランドパターン 4 7 aと 4 7 bが敷設され、 グランドパ ターン 4 7 aと 4 7 bはそれらの先端近傍でグランドプレーン 4 5とスル一ホ一 ル 4 6 a , 4 6 bで接続されている。
すなわち、 接続点 4 4を中心として 2本の信号線 4 1 a , 4 1 bおよび二個の チップコンデンサ 4 2 a , 4 2 bが対称形状をなすように配設されている。 整合 回路のチップコンデンサを一点でグランドに接続することとなり、 それらのコン デンサのグランド電位を同一にできる。 従って平衡回路の性能をさらに向上でき、 妨害排除能力が向上する。
多層基板 4 3を覆う導電性を有するカバー 4 8は、 多層基板 4 3の端面 4 3 b にてこのカバ一 4 8の端部にある脚 4 8 aと半田 4 9で半田付けされ、 グランド プレーン 4 5に機械的にも電気的にも接続されている。
脚 4 8 aの先端に設けられたバリ 4 8 bは端面 4 3 bに当接し、 端面 4 3 と の間に隙間が生じる。 この隙間に半田 4 9が充填されて確実に半田付けされる。 バリ 4 8 bはカバ一 4 8の材料である金属板を金型で切断することによって生成 される。 そして切断方向に金属板を 9 0度折り曲げることにより脚 4 8 aを有す るカバー 4 8が得られ、 脚 4 8 aの先端でバリ 4 8 bが内側に現れる。
グランドパターン 4 7 a、 4 7 b及び接続点 4 4の近傍にて、 カバー 4 8から 突出した導電部材 4 8 c、 4 8 d、 4 8 eとが半田等で接続される。 これにより 混合器 2 5と S AWフィルタ 2 6の間にある整合回路 4 0のグランドの電位を同 一とすることができる。
混合器 2 5、 S AWフィルタ 2 6を結ぶ 2本の信号線 4 1 aと 4 1 bは互いに 対称的な形状を有するので、 信号線 4 1 aと 4 1 bを通過する信号の位相にズレ 等は発生しない。 したがって信号線 4 1 aと 4 1 bに飛び込んだノイズは確実に キャンセルされ、 平衡性能を向上できるので、 確実に妨害を排除できる。
図 3に示すように、 チップコンデンサ 4 2 aとグランドプレーン 4 5とグラン ドパターン 4 7 aとスル一ホール 4 6 a , 4 6 cとカバ一 4 8とはこれらに囲ま れた小さな窓を形成し。 チップコンデンサ 4 2 bとグランドプレーン 4 5とダラ ンドパターン 4 7 bとスルーホ一ル 4 6 b , 4 6 cとカバ一 4 8とをこれらに囲 まれた小さな窓を形成する。 これらの窓の電位はグランドレベルであり、 窓の一 辺の長さは局部発振器 2 4や水晶振動子 3 3などから発生する高調波の波長に比 ベて充分に小さく、 したがつてこの高調波はこれらの窓を通過しない。 すなわち これらの窓により金属製仕切板は不要または簡易なものとなるので、 実施の形態 1による受信装置は小型化できる。
実施の形態 1においてはグランドパターン 4 7 a , 4 7 b及び接続点 4 4はそ れらの近傍にてカバ一 4 8から突出した導電部材 4 8 c， 4 8 d , 4 8 eと半田 等で接続されている。 したがって、 窓はさらに小さくなるので、 さらに波長の短 い、 高い周波数の信号も通過しない。
また、 カバ一 4 8は外部からの妨害を防ぐとともに、 この受信装置の内部で発 生する信号が外部の機器に影響を及ぼすことを防ぐ。
チップコンデンサ 4 2 a , 4 2 bはリフロー半田付けで装着されているので、 リフロー時のセルファライメント効果によって所定の位置に精度良く装着するこ とが可能である。 従って、 混合器 2 5と S AWフィル夕 2 6の線 4 1 aと 4 1 b が有するインダクタンスのばらつきを小さくできるので、 安定した整合回路を得 ることが可能となる。
なお、 実施の形態 1における整合回路 4 0では、 チップコンデンサ 4 2 a， 4 03 00465
7
2 bで整合回路を構成したが、 等しいリアクタンスを有するリアクタンス素子で 整合回路を構成してもよい。 すなわちインダクタにより整合回路を構成しても良 さらに、 実施の形態 1では平衡回路で形成された第一混合器 2 5と平衡回路で 形成された S AWフィルタ 2 6とが平衡回路で接続されるが、 他の回路を平衡回 路で形成して互いに平衡回路で接続してもよい。 全ての回路を実施の形態 1によ る整合回路で接続することにより、 非常に妨害排除能力の高い高周波信号受信装 置が得られる。
さらに、 局部発振器 2 4 , 2 7と混合器 2 5， 2 8やフィルタ 2 6間を仕切る 金属製の仕切り板などは不要なので受信装置のコストを安くできる。 つまり、 複 雑な仕切り板を有したフレームは必要なく、 外部から飛び込む、 あるいはこの高 周波信号受信装置から飛び出す高周波漏洩信号のみを遮断する簡単なカバ一のみ で良いため、 非常に安価な高周波信号受信装置を提供できる。
さらに、 第一混合器 2 5以外に局部発振器 2 4やそれぞれを接続する接続部も 妨害の排除能力の高い平衡回路で形成すると、 それらの回路全体は妨害から強く なる。 従って、 それぞれの回路間の距離が非常に小さくても、 局部発振器からの 発振信号などが飛び込まずに回路の S ZN比が悪化しない。 したがつて混合器、 局部発振器や P L L回路を一体ィ匕して集積回路 （I C) とすることが可能となる。 これにより、 非常に小型かつ非常に生産性の良好な高周波信号受信装置を提供で きる。
混合器 2 8や局部発振器 2 7も平衡回路で構成されているので同様に I Cに形 成できる。
(実施の形態 2 )
図 4は実施の形態 2における高周波信号受信装置の回路ブロック図である。 入 力端子 5 2にはアンテナから供給される平衡な、 すなわち振幅が同じで位相が逆 である 2つのの 2つの高周波信号が入力される。 高周波回路集積回路 （I C) 5 4は入力端子 5 2に入力された信号が一方の端子に供給されるとともに他方の端 子には水晶振動子 5 3の出力が供給される。 高周波回路 I C 5 4の中には、 実施 の形態 1での低雑音増幅器 2 2、 第一混合器 2 5、 局部発振器 2 4や P L L回路 3 1が含まれている。 弾性表面波 （S AW) フィルタ 5 5は I C 5 4の出力が供 給され、 必要な中間周波数のみを通過させる。
高周波回路 I C 5 6は、 S AWフィルタ 5 5の出力がその一方の入力に供給さ れるとともに他方の入力には水晶振動子 5 3からの出力が供給される。 I C 5 6 には、 実施の形態 1での局部発振器 2 7、 混合器 2 8や P L L回路 3 2が含まれ ている。
さらに、 実施の形態 2による受信装置は I C 5 6の出力が供給される復調器 I C 5 7と、 復調器 I C 5 7で復調された信号が出力される複数の出力端子 5 8を 有しており、 これらの回路が略四角形を成すプリント基板 5 1上に配設される。 高周波回路 I C 5 4と S AWフィル夕 5 5と高周波回路 I C 5 6とはこの順に プリント基板 5 1上で S AWフィル夕 5 5を頂点にして 「L」 字型に配置されて いる。 そして、 高周波回路 I C 5 4と高周波回路 I C 5 6と略等しい距離に水晶 振動子 5 3が配置されている。 したがって、 これら 4つの部品は四角形の頂点に 装着され、 プリント基板 5 1を効率的に利用できる。 従って、 小型の高周波信号 受信装置が得られる。
なお、 実施の形態 2においては、 水晶振動子 5 3は高周波信号受信装置の内部 に設けられている。 推奨振動子 5 3は受信装置の外部に設けられていても良く、 高周波信号受信装置をさらに小型にできる。 その場合においても水晶振動子 5 3 を I C 5 4と I C 5 6と略等しい距離に設けておけば実施の形態 2と同様の効果 を得ることができる。
さらに、 I C 5 4、 S AWフィル夕 5 5および I C 5 6とは平衡回路で形成さ れる。 I C 5 4と S AWフィルタ 5 5との間を接続する各々の信号線はそれらの インダクタンスを等しくするために、 その線路長を等しくしている。
これにより、 水晶振動子 5 3の発振信号の高調波などが I C 5 .4や S AWフィ ルタ 5 5との間の信号線、 あるいは I C 5 4と S AWフィルタ 5 5の間の信号線 へ飛び込んだとしても、 平衡回路で形成された I C 5 4と S AWフィル夕 5 5お よび I C 5 6は妨害の排除能力が高く、 I C 5 4と S AWフィル夕 5 5間の各々 の信号線 5 9の長さは等しいので信号の位相がずれることはなく、 妨害を確実に キヤンセルすることができる。
従つて、 水晶振動子 5 3と I C 5 4の距離、 さらには水晶振動子 5 3と I C 5 6との距離を小さくすることができる。
さらに、 水晶振動子 5 3と I C 5 4間や水晶振動子 5 3と I C 5 6との間を仕 切る金属製の仕切り板も簡易にでき、 さらに不要にできる。
I C 5 4と S AWフィルタ 5 5との間のも各々の信号線のインダクタンスを等 しくするために線路長の長さを等しくしているので、 妨害を確実にキャンセルす ることができる。
なお、 回路配置上、 I C 5 4と S AWフィルタ 5 5との間の信号線の線路長を 等しくできない場合は、 チッブインダク夕ンス等をこれらの信号線と直列に装着 することにより、 各信号線のインダクタンスを等しくしても良い。
I C 5 4と S AWフィルタ 5 5と I C 5 6とはプリント基板 5 1上で 「L」 字 型に配置されている。 これによりプリント基板 5 1は略正方形にできる。 従って プリント基板 5 1は全体としての反りを小さくできるので、 実施の形態 2による 高周波信号受信装置は親基板に実装し易い。
また、 前記親基板に受信装置での水晶振動子 5 3の発振周波数と同じ周波数の 振動子、 あるいは、 同じ周波数の信号がある場合には、 その信号を受信装置に供 給して基準信号として用いることにより、 高周波信号受信装置を小型にできる。 さらに、 その信号はその信号が必要とする回路に近接した外部端子を介して供 給できるので、 基準信号が高周波信号受信装置の内部で引き回されない。 従って、 この信号が I C 5 4と I C 5 6や S AWフィル夕 5 5に妨害を与えない。
水晶振動子 5 3は、 I C 5 4と I C 5 6とから略等しい距離に配置されている ので、 I C 5 4と水晶振動子 5 3との間の距離および I C 5 6と水晶振動子 5 3 との距離をどちらともに短くできる。 従って、 水晶振動子 5 3の発振信号や、 そ の高調波などが漏洩し難くなる。
実施の形態 2においては、 1つの水晶振動子 5 3が用いられるが、 I C 5 4と I C 5 6とにそれぞれ対応する水晶振動子を用いてもよい。 その場合においても それらの水晶振動子を I C 5 4と I C 5 6とにそれぞれ略等しい距離の位置に配 置すれば同じ効果を有する。
(実施の形態 3 )
図 5は本発明の実施の形態 3における高周波信号受信装置の回路配置図である。 実施の形態 2と同じものについては同符号を付して、 説明を簡略ィ匕している。 実施の形態 3の高周波信号受信装置は、 高周波回路 I C 5 4と S AWフィルタ 5 5と高周波回路 I C 5 6とはプリント基板 5 1 a上で直線状に配置され、 I C 5 4より I C 5 6に近い位置に水晶振動子 5 3が配置される。
I C 5 4と S AWフィル夕 5 5との間を接続する各々の信号線 6 0 aと 6 O b のインダクタンスは等しくするために、 その線路長の長さを等しくしている。 さらに、 S AWフィルタ 5 5と高周波回路 I C 5 6との間を接続する各々の信 号線 6 1 a， 6 1 bのインダク夕ンスも等しくするため、 その線路長の長さを等 しくしている。
これにより、 水晶振動子 5 3やその発振信号の高調波などが、 I C 5 4、 S A Wフィルタ 5 5や I C 5 6あるいは、 線 6 0 a , 6 O b、 線 6 1 a， 6 1 bなど へ飛び込んだとしても、 I C 5 4と S AWフィルタ 5 5および I C 5 6は妨害の 排除能力の高い平衡回路で構成されているので、 妨害をキャンセルすることがで きる。
また、 信号線 6 0 aと 6 0 bのインダクタンス値を等しく、 さらに信号線 6 1 aと 6 1 bとインダクタンス値を等しくするために、 それらの線路長を等しくし ているので、 信号線でも平衡が保たれ、 それらを伝播する信号の位相がずれず、 妨害を確実にキヤンセルできる。 I C 5 4と S AWフィル夕 5 5と I C 5 6とはプリント基板 5 1 a上で直線状 に配置されているので、 それぞれの回路間を最短に配置でき、 信号の損失を小さ くできる。
なお、 実施の形態 2と 3による受信装置の各回路間に実施の形態 1による整合 回路を接続してもよい。 産業上の利用可能性
本発明による高周波信号受信装置は平衡回路で形成されているので、 局部発振 器の発振信号や、 その高調波などが混合器やフィル夕などへ飛び込んだとしても 妨害をキャンセルできる。 従って、 妨害に対して非常に強くなり、 回路の S ZN 比を改善できるので、 局部発振器と混合器やフィル夕などとの距離を小さくでき る。
さらに回路間を仕切る金属製の仕切り板が不要または簡易にできるので、 高周 波信号受信装置を小型化でかつ安価にできる。 すなわち複雑な仕切り板を有した フレームは必要なく、 簡単なカバーで外部から飛び込む、 あるいはこの高周波信 号受信装置から飛び出す高周波漏洩信号のみを遮断できる。
さらに、 混合器以外に局部発振器や P L L回路も妨害の排除能力の高い平衡回 路で形成すると、 それらの回路全体は妨害を受けにくくなる。 したがって、 それ ぞれの回路間の距離を小さくしても、 局部発振器からの発振信号などの飛び込み による回路の S ZN比が悪化しないので、 混合器、 局部発振器や P L L回路を一 体の I Cにでき、 小型かつ生産性の良好な高周波信号受信装置が得られる。

Claims

請求の範囲
1 . 局部発振器と、
一方の端子に高周波信号が供給され、 他方の端子に前記局部発振器の出力 が供給される、 平衡回路で形成された混合器と、
前記混合器の出力が接続された平衡回路で形成されたフィルタと、 を備えた高周波信号受信装置。
2 . 前記混合器と前記フィル夕との間に設けられた複数の信号線と、
前記複数の信号線にそれぞれの一端が接続され、 それぞれの他端が互いに 接続点でグランドに接続された、 略等しいリアクタンスを有する複数のリアクタ ンス素子を有する整合回路と、
をさらに備えた、 請求の範囲第 1項に記載の高周波信号受信装置。
3 . 前記複数のリアクタンス素子は略等しいキャパシタンスを有する複数のコン デンサである、 請求の範囲第 2項に記載の高周波信号受信装置。
4 . 前記複数のリアクタンス素子は略等しいインダクタンスを有する複数のイン ダクタである、 請求の範囲第 2項に記載の高周波信号受信装置。
5 . 前記リアクタンス素子はリフロー半田付けされた、 請求の範囲第 2項に記載 の高周波信号受信装置。
6 . 前記混合器と前記フィルタとを第一面に搭載する基板をさらに備えた、 請求 の範囲第 1項に記載の高周波信号受信装置。
7 . 前記基板は面実装が可能である、 請求の範囲第 6項に記載の高周波信号受信
8 . 前記基板に装着された、 前記混合器と前記フィル夕とを覆うカバーをさらに 備えた、 請求の範囲第 6項に記載の高周波信号受信装置。
9 . 前記カバーは導電性を有する、 請求の範囲第 8項に記載の高周波信号受信装
1 0 . 前記基板の前記第一面で前記混合器と前記フィル夕との間に設けられた複 数の信号線と、
前記複数の信号線にそれぞれの一端が接続され、 それぞれの他端が互いに 接続点でダランドに接続された略等しいリアクタンスを有する複数のリアク夕ン ス素子を有する、 前記基板に設けられた整合回路と、
をさらに備えた、 請求の範囲第 6項に記載の高周波信号受信装置。
1 1 . 前記複数のリアクタンス素子は略等しいキャパシタンスを有する複数のコ ンデンサである、 請求の範囲第 1 0項に記載の高周波信号受信装置。
1 2 . 前記複数のリアクタンス素子は略等しいインダク夕ンスを有する複数のィ ンダク夕である、 請求の範囲第 1 0項に記載の高周波信号受信装置。
1 3 . 前記基板の第二面に設けられたグランドプレーンをさらに備えた、 請求の 範囲第 1 0項に記載の高周波信号受信装置。
1 4. 前記接続点と前記グランドプレーンとを接続する、 前記基板を貫通する第 一スルーホールをさらに備えた、 請求の範囲第 1 3項に記載の高周波信号受信装
15. 前記基板に装着された、 前記混合器と前記フィル夕とを覆うカバーをさら に備えた、 請求の範囲第 14項に記載の高周波信号受信装置。
16. 前記カバーは導電性を有する、 請求の範囲第 15項に記載の高周波信号受 信装置。
17. 前記力パーと前記接続点とを接続する導電部材をさらに備えた、 請求の範 囲第 16項に記載の高周波信号受信装置。
18. 前記基板の前記第一面で、 前記リアクタンス素子の近傍に設けられたダラ ンドパターンと、
前記コンデンサの近傍で前記ダランドパターンと前記ダランドプレーンと を接続する第二スル一ホールと、
をさらに備えた、 請求の範囲第 13項に記載の高周波信号受信装置。
19. 前記基板に装着された、 前記混合器と前記フィル夕とを覆うカバーをさら に備えた、 請求の範囲第 18項に記載の高周波信号受信装置。
20. 前記カバーは導電性を有する、 請求の範囲第 19項に記載の高周波信号受 信装置。
21. 前記カバ一と前記グランドパターンとをそれぞれ接続する導電部材をさら に備えた、 請求の範囲第 20項に記載の高周波信号受信装置。
22. 前記リアクタンス素子はリフロー半田付けされた、 請求の範囲第 10項に 記載の高周波信号受信装置。
23. 第一と第二局部発振器と、
一方の端子に高周波信号が供給され、 他方の端子には前記第一局部発振器 の出力が供給される、 平衡回路で構成された第一混合器と、
前記第一混合器の出力が供給される、 平衡回路で構成されたフィルタと、 一方の端子に前記フィルタの出力が供給され、 他方の端子に前記第二局部 発振器の出力が供給される、 平衡回路で構成された第二混合器と、
を備えた高周波信号受信装置。
24. 前記第一と第二局部発振器と前記第一と第二混合器と前記フィルタとを搭 載する基板をさらに備えた、 請求の範囲第 23項に記載の高周波信号受信装置。
25. 前記基板は略四角形である、 請求の範囲第 24項に記載の高周波信号受信
26. 前記第一と第二局部発振器はそれぞれ第一と第二 P h a s e Lo c ke d Loop (PLL) 回路を含む、 請求の範囲第 23項に記載の高周波信号受
27. 前記第一と第二局部発振器と前記第一と第二混合器と前記フィルタとを搭 載する基板をさらに備えた、 請求の範囲第 26項に記載の高周波信号受信装置。
28. 前記第一混合器と前記フィル夕と前記第二混合器とは前記フィルタを頂点 として 「L」 字型に配置される、 請求の範囲第 27項に記載の高周波信号受信装
29. 前記第一と第二 PL L回路の基準となる信号を発振する、 前記基板に搭載 された水晶振動子をさらに備えた、 請求の範囲第 27項に記載の高周波信号受信
3 0 . 前記水晶発振子と前記第一混合器と前記フィルタと前記第二混合器と略四 角形の頂点にそれぞれ配置される、 請求の範囲第 2 9項に記載の高周波信号受信 装置。
3 1 . 前記第一混合器と前記フィルタと前記第二混合器とは直線状に配置される、 請求の範囲第 2 7項に記載の高周波信号受信装置。
3 2 . 前記第一混合器と前記フィルタとの間を接続する複数の信号線をさらに備 えた、 請求の範囲第 2 3項に記載の高周波信号受信装置。
3 3 . 前記複数の信号線は互いに長さが等しい、 請求の範囲第 3 2項に記載の高
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060160500A1 (en) * 2005-01-14 2006-07-20 Xytrans, Inc. VSAT block up converter (BUC) chip
JP6692569B2 (ja) * 2015-03-24 2020-05-13 株式会社フジクラ 高周波回路モジュール及び高周波回路基板

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5981925A (ja) * 1982-11-02 1984-05-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 広帯域チユ−ナ
JPS6292399A (ja) * 1985-10-18 1987-04-27 株式会社日立製作所 チユ−ナのシ−ルド体
JPH0553331U (ja) * 1991-12-10 1993-07-13 関西日本電気株式会社 コンバータ
JPH0669829A (ja) * 1991-03-19 1994-03-11 Hitachi Ltd Ｉｃ化受信装置
JPH08298393A (ja) * 1995-04-27 1996-11-12 Sharp Corp チューナ装置
JPH09275355A (ja) * 1996-04-04 1997-10-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 周波数変換回路、周波数変換モジュールおよび通信機器
JP2002305691A (ja) * 2001-04-06 2002-10-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波装置
JP2002368641A (ja) * 2001-06-04 2002-12-20 Toshiba Corp 整合回路とこの整合回路を備えた無線モジュールおよび無線通信装置

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS55143848A (en) * 1979-04-26 1980-11-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd Wide band receiving circuit
US4792939A (en) * 1986-01-24 1988-12-20 Hitachi Denshi Kabushiki Kaisha Duplex radio communication transceiver
JPH0753725B2 (ja) * 1987-10-08 1995-06-07 富山化学工業株式会社 ４ｈ―１―ベンゾピラン―４―オン誘導体およびその塩、それらの製造法並びにそれらを含有する抗炎症剤
US5284856A (en) * 1988-10-28 1994-02-08 Hoechst Aktiengesellschaft Oncogene-encoded kinases inhibition using 4-H-1-benzopyran-4-one derivatives
US5703075A (en) * 1988-12-21 1997-12-30 Pharmacia & Upjohn Company Antiatherosclerotic and antithrombotic 1-benzopyran-4-ones and 2-amino-1,3-benzoxazine-4-ones
US5302613A (en) * 1990-06-29 1994-04-12 The Upjohn Company Antiatheroscleroic and antithrombotic 2-amino-6-phenyl-4H-pyran-4-ones
US5252735A (en) * 1990-06-29 1993-10-12 The Upjohn Company Antiatherosclerotic and antithrombotic 2-amino-6-phenyl-4H-pyran-4-ones
JPH0553331A (ja) 1991-08-29 1993-03-05 Nec Corp 微細パターンの形成方法
AU698990B2 (en) * 1993-04-09 1998-11-19 Toyama Chemical Co. Ltd. Immunomodulator, cell adhesion inhibitor, and agent for treating and preventing autoimmune diseases
GB9503064D0 (en) * 1995-02-16 1995-04-05 Philips Electronics Uk Ltd Improvements in or relating to zero IF receivers
US5733920A (en) * 1995-10-31 1998-03-31 Mitotix, Inc. Inhibitors of cyclin dependent kinases
US6308048B1 (en) * 1997-11-19 2001-10-23 Ericsson Inc. Simplified reference frequency distribution in a mobile phone
KR100301019B1 (ko) 1998-12-28 2001-09-06 윤종용 디지털텔레비전수상기의자동미세튜닝장치
US6690251B2 (en) * 2001-04-11 2004-02-10 Kyocera Wireless Corporation Tunable ferro-electric filter
US6627992B2 (en) * 2001-05-21 2003-09-30 Xytrans, Inc. Millimeter wave (MMW) transceiver module with transmitter, receiver and local oscillator frequency multiplier surface mounted chip set
US20030015707A1 (en) * 2001-07-17 2003-01-23 Motorola, Inc. Integrated radio frequency , optical, photonic, analog and digital functions in a semiconductor structure and method for fabricating semiconductor structure utilizing the formation of a compliant substrate for materials used to form the same

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5981925A (ja) * 1982-11-02 1984-05-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 広帯域チユ−ナ
JPS6292399A (ja) * 1985-10-18 1987-04-27 株式会社日立製作所 チユ−ナのシ−ルド体
JPH0669829A (ja) * 1991-03-19 1994-03-11 Hitachi Ltd Ｉｃ化受信装置
JPH0553331U (ja) * 1991-12-10 1993-07-13 関西日本電気株式会社 コンバータ
JPH08298393A (ja) * 1995-04-27 1996-11-12 Sharp Corp チューナ装置
JPH09275355A (ja) * 1996-04-04 1997-10-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 周波数変換回路、周波数変換モジュールおよび通信機器
JP2002305691A (ja) * 2001-04-06 2002-10-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波装置
JP2002368641A (ja) * 2001-06-04 2002-12-20 Toshiba Corp 整合回路とこの整合回路を備えた無線モジュールおよび無線通信装置

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