WO2003052930A1 - Circuit de filtrage - Google Patents

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WO2003052930A1
WO2003052930A1 PCT/JP2002/013088 JP0213088W WO03052930A1 WO 2003052930 A1 WO2003052930 A1 WO 2003052930A1 JP 0213088 W JP0213088 W JP 0213088W WO 03052930 A1 WO03052930 A1 WO 03052930A1
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surface acoustic
filter circuit
acoustic wave
wave resonator
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PCT/JP2002/013088
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Koichiro Misu
Koji Ibata
Kouji Murai
Kenji Yoshida
Kousaku Yamagata
Kenji Itoh
Isao Murase
Masao Koshinaka
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Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Definitions

  • the present invention relates to a filter circuit for transmitting signals within a specific frequency range and attenuating signals outside the specific frequency range used in communication equipment and the like.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-126262 (hereinafter referred to as Reference 1).
  • Reference 1 indicates a parallel element.
  • the surface acoustic wave resonator to be constituted 2 is a surface acoustic wave resonator constituting a series element, 3 is an input terminal, 4 is an input-side ground terminal, 5 is an output terminal, and 6 is an output-side ground terminal.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a specific example of a surface acoustic wave resonator.
  • the upper electric terminal 7 has the same potential as the input terminal 3
  • the lower electric terminal 8 has the same potential as the input-side ground terminal 4.
  • FIG. 3 is a structural diagram showing a specific structure of the surface acoustic wave resonator 1.
  • reference numeral 9 denotes an IDT (Inter Digital Transducer), and an electrode finger 10 having a thickness of dl is disposed at a distance P 1 and are arranged crossing each other over a width W.
  • IDT Inter Digital Transducer
  • Reference numeral 11 denotes a reflector, and a large number of metal strips 12 having a thickness d2 are arranged at an interval P2 similarly to the IDT 9.
  • Fig. 3 shows the case of a short strip reflector connected so that all metal strips 12 have the same potential, but the metal strips 12 are independent.
  • an open strip that does not electrically connect the metal strips 12 to each other so as to have a potential is used.
  • the distance between IDT 9 and reflector 11 is gl and g2, respectively, and g1 and g2 often use the same value.
  • the arrangement interval P1 of the electrode fingers 10 coincides with the half of the wavelength of the surface acoustic wave, the surface acoustic wave is efficiently excited. That is, the arrangement interval P1 of the electrode fingers 10 determines the operating frequency of the surface acoustic wave resonator.
  • the surface acoustic wave excited between each electrode finger 10 propagates in two directions perpendicular to the electrode finger 10, and the two reflectors 11 Propagation in the direction.
  • reflection of surface acoustic waves occurs at the end face of the metal strip 12 due to the difference between the mass load of the metal strip 12 and the electrical boundary conditions.
  • the arrangement interval P2 of the metal strips 12 matches the half-wavelength of the surface acoustic wave / 2
  • the reflected waves at the end faces of the metal strips 12 all have the same phase. Therefore, strong reflection occurs.
  • the surface acoustic wave excited by the IDT 9 is reflected by the reflectors 11 on both sides, the energy of the surface acoustic wave is confined, and operates as a resonator.
  • the surface acoustic wave resonator has a minimum input impedance at the resonance frequency f r, and an input admittance at the anti-resonance frequency f a . Minimum.
  • the resonance frequency f P is lower than the anti-resonance frequency f a .
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator.
  • reference numeral 13 denotes an electrode capacitance C of the IDT 9 in FIG.
  • 14 is an inductor 1 ⁇
  • 15 is a capacitor.
  • the anti-resonance frequency f a of the surface acoustic wave resonator is the frequency of the parallel resonance between the electrode capacitance 13 and the series circuit (the inductor 14 and the capacitor 15).
  • the impedance between the electric terminals 7 and 8 is almost open.
  • Reference 2 shows an equivalent circuit that takes into account the resistance component R1 in the inductor 14 and the Q factor (Quality Factor) in series resonance.
  • the impedance between the electric terminal 7 and the electric terminal 8 of the surface acoustic wave resonator at the resonance frequency f P is not a complete short circuit but a minimum value.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • Figure 5A shows the impedance characteristics of a series element surface acoustic wave resonator 2.
  • 5B shows the admittance characteristics of the parallel element surface acoustic wave resonator 1.
  • Fig. 5C shows the series element surface acoustic wave resonator 2 and the parallel element surface acoustic wave resonator 1.
  • 5 shows the filter characteristics when the connection is made as shown in FIG.
  • the surface acoustic wave resonator 2 as a series element exhibits series resonance at a frequency f P 2 and parallel resonance at a frequency f ra 2. That is, the surface acoustic wave resonator 2 has a resonance frequency of: f f 2 and an anti-resonance frequency of f a 2 .
  • the vertical axis in FIG. 5A indicates the imaginary part of the impedance of the surface acoustic wave resonator 2.
  • the surface acoustic wave resonator 2 has a capacitance C in a frequency range where surface acoustic waves are not excited. It operates as a capacitor having Therefore, the imaginary part shows a negative impedance on the lower frequency side than the resonance frequency: 2 and on the higher frequency side than the anti-resonance frequency: f a 2 .
  • the parallel element surface acoustic wave resonator 1 has the frequency fr! Indicates series resonance, and the frequency f a ! Indicates parallel resonance. That is, the surface acoustic wave resonator 1 has a resonance frequency f r ! And the anti-resonance frequency is f a 1 .
  • the vertical axis in FIG. 5B represents the imaginary part of the admittance of the surface acoustic wave resonator 1.
  • the surface acoustic wave resonator 1 has a resonance frequency fp! Than the lower frequency side and the anti-resonant frequency: f a ! At higher frequencies, the imaginary part shows a positive admittance.
  • the resonance frequency fp 2 of the surface acoustic wave resonator 2 and the anti-resonance frequency f a ! Of the surface acoustic wave resonator 1! are set to be substantially equal to each other.
  • the surface acoustic wave resonator 2 the resonance frequency: The frequency in the vicinity of fp 2, since I Npi one dance becomes almost zero, a state of a short circuit.
  • the surface acoustic wave resonator 1 has an anti-resonance frequency f r ! At frequencies near, the admittance is almost zero, so it is almost open. Therefore, the input terminal
  • the resonance frequency fr r of the surface acoustic wave resonator 1! At frequencies near this, the surface acoustic wave resonator 1 is almost short-circuited. At this time, since the input terminal 3 and the ground terminal 4 on the input side are almost short-circuited, and the output terminal 5 and the ground terminal 6 on the output side are almost short-circuited, an electric signal is transmitted from the input terminal 3 to the output terminal 5. They cannot be transmitted and form large attenuation poles.
  • the surface acoustic wave resonator 2 is almost open. Therefore, an electric signal cannot be transmitted from the input terminal 3 to the output terminal 5, and a large attenuation pole is formed. Since this attenuation pole has a frequency near the anti-resonance frequency f a 2 of the surface acoustic wave resonator 2, it is higher than the resonance frequency fr 2 of the surface acoustic wave resonator 2 which is a pass band of the filter circuit. Limited to frequency.
  • the operation of the filter circuit shown in FIG. 1 shows the same characteristics in a resonator other than the surface acoustic wave resonator. For example, even when a bulk wave resonator using thickness longitudinal vibration or thickness shear vibration is used. The same is true.
  • Equation (3) indicates that the difference between the resonance frequency f r of the bulk wave resonator and the anti-resonance frequency f a is half of the value obtained by multiplying the electromechanical coupling coefficient k 2 of the piezoelectric material used by the anti-resonance frequency: a It shows that they almost match. This relationship is almost the same for the surface acoustic wave resonator.
  • a filter circuit is formed using a surface acoustic wave resonator such as a bulk wave resonator or a surface acoustic wave resonator, the frequency of the passband of the filter circuit and the frequency of the attenuation pole at which a large attenuation can be obtained are obtained.
  • the piezoelectric element used in the surface acoustic wave resonator lithium niobate (L i N b 03) or lithium tantalate (L i T a 0 3) is widely known, these electromechanical coefficient k 2 is a dozen percent greater. Therefore, the difference between the frequency in the passband of the filter circuit and the frequency of the attenuation pole at which large attenuation can be obtained is a problem that can only be obtained up to about 5 to 6% of the frequency in the passband of the filter circuit. there were.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a conventional filter circuit disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-350390 (hereinafter referred to as Document 4).
  • Document 4 Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-350390
  • the configuration is such that a, the second surface acoustic wave resonator 2b, and the inductor 16 are series elements, and the parallel resonance circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 is parallel elements.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • the first is the impedance characteristic 17 of the first surface acoustic wave resonator 2a
  • the impedance characteristic 18 of the second surface acoustic wave resonator 2 b and the impedance characteristic 19 of the inductor 16 are shown.
  • the first surface acoustic wave resonator 2a has a resonance frequency fr ! , Anti-resonant frequency f a
  • the second surface acoustic wave resonator 2 b has a resonance frequency: fr 2 and an anti-resonance frequency f a 2 .
  • Fig. 7B shows the admittance characteristics 20 of the parallel resonance circuit of the inductor 14 and the capacitor 15.
  • Frequency f ap is antiresonance frequency of the parallel resonance circuit, the resonance frequency f r 2 antiresonance frequency f a i and a second surface acoustic wave resonator 2 b of the first SAW resonator 2 a
  • the anti-resonance frequency f a p is set so as to be between.
  • Fig. 7A shows the vertical axis when the filter circuit of Fig. 6 is configured.
  • the anti-resonance frequency f ap of the parallel resonance circuit composed of the inductor 14 and the capacitor 15 is set to a frequency f pa 3 s near the pass band of the filter circuit, the impedance of the parallel resonance circuit is Is almost open.
  • the first surface acoustic wave resonator 2a has an anti-resonance frequency: a ! Operating at higher frequencies, it has a capacitive impedance.
  • the second SAW resonator 2 b is operating in a high frequency Ri good resonance frequency f r 2, having a capacitive impedance.
  • an inductor having an inductive impedance 16 Is required.
  • the inductor has a large loss.
  • an inductor formed on a dielectric substrate has a Q value of about several tens, and a high Q type such as an air-core coil. , About 1 0 0 Degree is the limit. Therefore, in the configuration using inductors for both the series element and the parallel element of the filter circuit as shown in Fig. 6, there is a problem that the loss in the passband increases when an actual filter circuit is configured. Atsuta.
  • the parallel resonance circuit used for the parallel element becomes dominant at frequencies lower than anti-resonance frequency: f ap because the admittance of the inductor is smaller than that of f ap . Indicates sex admittance.
  • the admittance of the capacitor 15 is smaller and becomes dominant, and the parallel resonant circuit exhibits capacitive admittance. Therefore, impedance characteristics of the passband of the fill evening circuit away from antiresonance vibration frequency f a p, since the components other than the pure resistance component increases, the difficult problem to realize a low-loss characteristics over a wide band was there.
  • Reference 5 Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 9-116680
  • Reference 5 Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 9-116680
  • Capacitor 15 and inductor 14 connected in parallel.
  • the resonance circuit 21 is the same as that shown in FIG. 4, and is essentially no different from a surface acoustic wave resonator. In terms of design, the resonance frequency of the resonant circuit 21 is set to be almost the same as the anti-resonance frequency of the SAW resonator 1 as a parallel element. is there.
  • the resonance circuit 21 shown in FIG. Although there is room for broadening the bandwidth by the amount that is not limited, the Q value of the inductor is actually much smaller than the Q value of the surface acoustic wave resonator 2, and the surface acoustic wave is generated by the resonance circuit 21. Even though the characteristics could be broader than resonator 2, it was difficult to achieve low-loss transmission characteristics.
  • the Q value of the resonance circuit 21 is small, it is difficult to make the attenuation characteristics on the high frequency side steeper than the passband of the filter circuit formed by the series elements, and the resonance circuit 21 is formed. Also, it is difficult to form a steep zero point for the attenuating pole, and there is a problem that the attenuation characteristics on the higher frequency side than the passband deteriorate.
  • the conventional filter circuit is configured as described above, if the frequency of the passband is far from the frequency of the attenuation band, a low-loss and wideband pass characteristic is realized, and a large attenuation over a wideband. There is an issue that is difficult to achieve.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and realizes a low-loss, wide-band pass characteristic even when the pass-band frequency and the attenuation-band frequency are distant from each other, and has a large bandwidth over a wide band.
  • the purpose is to obtain a filter circuit that can realize the amount of attenuation. Disclosure of the invention
  • a series element is formed by using a resonance element having anti-resonance characteristics
  • a parallel element is formed by using a series circuit of an inductor and a capacitor.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a specific example of a surface acoustic wave resonator.
  • FIG. 3 is a structural diagram showing a specific structure of the surface acoustic wave resonator.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit.
  • FIG. 9 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the filter circuit in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator does not excite surface acoustic waves.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining the circuit operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing a specific configuration of the surface acoustic wave resonator.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram for explaining the transmission characteristics of the surface acoustic wave resonator.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 15 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 18 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 19 is a circuit diagram illustrating the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 20 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 21 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a filter circuit according to Embodiment 6 of the present invention. It is.
  • FIG. 23 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 24 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 8 of the present invention.
  • FIG. 25 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 9 of the present invention.
  • FIG. 26 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator of the filter circuit of FIG. 25 does not excite surface acoustic waves.
  • FIG. 27 is an explanatory diagram explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 28 is a circuit diagram when a surface acoustic wave resonator is used as a parallel element.
  • FIG. 29 is an explanatory diagram showing the pass characteristics of the surface acoustic wave resonator shown in FIG.
  • FIG. 30 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 31 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 10 of the present invention.
  • FIG. 32 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 33 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit according to Embodiment 11 of the present invention.
  • FIG. 34 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 12 of the present invention.
  • FIG. 35 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 36 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 13 of the present invention.
  • FIG. 37 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 38 shows a configuration of a filter circuit according to Embodiment 14 of the present invention.
  • FIG. 39 is an explanatory diagram showing the measurement results of the pass characteristics of the filter circuit of FIG. 38.
  • FIG. 40 is an explanatory diagram showing impedance characteristic measurement results of the filter circuit of FIG. 38.
  • FIG. 41 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 15 of the present invention.
  • FIG. 42 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 43 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the filter circuit in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator does not excite surface acoustic waves.
  • FIG. 44 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 16 of the present invention.
  • FIG. 45 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the filter circuit in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator does not excite surface acoustic waves.
  • FIG. 46 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 47 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 17 of the present invention.
  • FIG. 48 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 18 of the present invention.
  • FIG. 49 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 50 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • FIG. 51 is a block diagram showing a filter circuit according to Embodiment 22 of the present invention.
  • FIG. 52 is a structural diagram of the interdigital condenser.
  • FIG. 53 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 23 of the present invention.
  • FIG. 55 is an explanatory diagram in which the vicinity of the resonance frequency in FIG. 54 is enlarged.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing the measurement results of the pass characteristics in the case.
  • FIG. 57 is an explanatory diagram enlarging the vicinity of the resonance frequency in FIG.
  • FIG. 58 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 24 of the present invention.
  • FIG. 59 is an explanatory view showing a coil 67 having polystyrene as a core 66.
  • FIG. 6 0 The figure shows a coil and a core and polystyrene, using L i N b 0 3 in the evening one digital capacitor formed on a substrate, actually pass characteristics measurement results of case where the fill evening circuitry FIG.
  • FIG. 61 is an explanatory diagram in which the vicinity of the resonance frequency in FIG. 60 is enlarged.
  • FIG. 62 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 25 of the present invention.
  • Embodiment 1 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
  • reference numeral 2 denotes an elastic surface acoustic wave resonator having an anti-resonance characteristic and constituting a series element.
  • Resonant element 3 is the input terminal
  • 4 is the input side ground terminal
  • 5 is The output terminal
  • 6 is the ground terminal on the output side
  • 14 is the inductor
  • 15 is the capacitor.
  • the series circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 constitutes a parallel element, forming a 7 ⁇ circuit.
  • FIG. 10 shows a frequency range in which the surface acoustic wave resonator 2 does not excite surface acoustic waves, that is, a frequency range lower than the resonance frequency f s of the surface acoustic wave resonator 2
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a filter circuit in a frequency range higher than a resonance frequency: f as .
  • the surface acoustic wave resonator 2 operates as a capacitor 22 with a capacitance C 2 in a frequency range in which surface acoustic waves are not excited.
  • Series resonant circuit with Indaku evening 1 4 and the capacitor 1 5 is a parallel element, series resonance at a frequency f n, i.e., (see first 1 drawing) showing a resonance characteristic.
  • f n frequency
  • the filter circuit exhibits an attenuation pole and exhibits a large blocking characteristic.
  • the pass characteristic shows a rejection characteristic with an extremely steep attenuation pole near the frequency f n , and the cut-off frequency f. It exhibits low loss characteristics in the above frequency range.
  • the inductance 14 usually uses an inductance smaller than ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ , and the inductance 14 in such an inductance is often used.
  • the Q value rarely exceeds 100 at best.
  • the resistance component of the inductor 14 is connected in series with the inductor 14, the ratio of the impedance of the inductor 14 to the resistance value of the resistance component is the Q value. Equivalent to.
  • Air-core coils have a higher Q value than other inductors.
  • the inductance of an inductor composed of conductor lines on the surface of a dielectric substrate is large, about several tens, and less than 10
  • capacitors 15 and 22 often use a capacitance smaller than 100 pF in the frequency range used for mobile communications.
  • the Q value of the capacitor 15 in the capacitance is about several hundreds.
  • the Q value of capacitor 15 is considered as the resistance component connected in parallel to capacitor 15, and the reciprocal of the product of the resistance value of the resistance component and the admittance of capacitor 15 corresponds to the Q value. . Therefore, in the series resonance circuit, the Q value of the inductor 14 has a large effect on the fill characteristic.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining the circuit operation of the filter circuit of FIG.
  • f n the frequency of the attenuation pole
  • the f c is the cutoff frequency.
  • Reference numeral 23 denotes the pass characteristic of the circuit shown in FIG. 10 when there is no loss in the inductor 14, the capacitor 15 and the capacitor 22.
  • the reference numeral 24 denotes the inductor 14 and the capacitor 15 This is the pass characteristic when the loss of the capacitor 22 is considered.
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing a specific configuration of the surface acoustic wave resonator 2
  • FIG. 13 is an explanatory diagram for explaining a pass characteristic 25 of the surface acoustic wave resonator 2.
  • the transmission characteristic 25 as shown in FIG. 13 is exhibited. That is, the surface acoustic wave resonator 2 shows a series resonant characteristic at a frequency f r, shows a parallel resonance characteristic at a frequency f the as.
  • the frequency rs is called a resonance frequency, and the frequency: f as is called an anti-resonance frequency.
  • the surface acoustic wave resonator 2 is almost short-circuited, so that the passing characteristic 25 shows a low-loss characteristic.
  • the surface acoustic wave resonator 2 is almost open, so that the pass characteristic 25 shows an attenuation pole.
  • the attenuation pole of the surface acoustic wave resonator 2 should form a steeper attenuation pole than in the case of the series resonance circuit consisting of the inductor 14 and the capacitor 15 as shown in Fig. 11. Can be.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • reference numeral 26 denotes the pass characteristic of the filter circuit of FIG. 9, and the pass characteristic 24 shown in FIG. 11 and the pass characteristic 25 shown in FIG. 13 are superimposed. Can be thought of as
  • the surface acoustic wave resonator 2 can form a steep attenuation pole near the anti-resonance frequency f as .
  • the frequency difference between the attenuation pole and the resonance frequency f rs of the surface acoustic wave resonator 2 is limited by the electromechanical coupling coefficient k 2 of the piezoelectric material used, and the required frequency difference can be freely provided. Can not. For this reason, there is a limit on the frequency width at which the attenuation pole is equal to or greater than a certain required value.
  • the resonance frequency f n of the series circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 is set to be near the anti-resonance frequency f as of the surface acoustic wave resonator 2, the pass characteristic 2 shown by the broken line Even if a clear attenuation pole cannot be formed as shown in Fig. 4, the gentle attenuation characteristic is superimposed on the pass characteristic 25 of the surface acoustic wave resonator 2, and the pass characteristic 25 of only the surface acoustic wave resonator 2 is obtained. As compared with the case, the attenuation can be increased.
  • the surface acoustic wave resonator 2 has a frequency range higher than the anti-resonance frequency f as , the elastic surface wave hardly excites, and the mere capacitance C 2 is reduced. What is necessary is just to operate as the capacitor 22 which has. For this reason, in a normal surface acoustic wave filter that excites a surface acoustic wave in the passband, if large power is input, the stress associated with the excitation of the surface acoustic wave, In the filter circuit shown in Fig.
  • the surface acoustic wave resonator 2 is only damaged by electromigration due to the inflow of a large current, whereas electromigration caused by the inflow of a current causes a breakdown. Therefore, the resistance to higher power operation is higher than that of a conventional surface acoustic wave filter of this type. Furthermore, the frequency f a of the attenuation pole and the cutoff frequency f are independent of the electromechanical coupling coefficient k 2 of the piezoelectric body of the surface acoustic wave resonator 2. Can be set. Compared to the conventional filter circuit using this type of surface acoustic wave, which uses the vicinity of the resonance frequency f rs of the surface acoustic wave resonator 2 as a passband, Can be dramatically increased.
  • the capacitor 22 which is the capacitance of the surface acoustic wave resonator 2 has a dielectric loss or an elasticity of the piezoelectric material constituting the surface acoustic wave resonator 2.
  • the electrode resistance of the surface acoustic wave resonator 2 affects the Q value.
  • Piezoelectric material is often a piezoelectric single crystal, and the dielectric loss is smaller than that of the high dielectric constant dielectric used in the capacitor 15.
  • the electrode resistance depends on the design of the surface acoustic wave resonator 2.For example, if a capacitance of 2 pF is required, and if the operating frequency is 900 MHz, the electrode resistance becomes, for example, When 1 ⁇ , the Q value of capacitor 22 is as follows
  • FIG. 15 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 16 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • 2a is the first surface acoustic wave resonator
  • 2b is the second surface acoustic wave resonator
  • 27a is the pass characteristic of the first surface acoustic wave resonator 2a
  • 27b is the second surface acoustic wave resonator.
  • Reference numeral 2 denotes the pass characteristics of the surface acoustic wave resonator 2b
  • reference numeral 28 denotes the pass characteristics of the filter circuit shown in FIG.
  • the first surface acoustic wave resonator 2a has a resonance frequency of: s !
  • the anti-resonance frequency is: f as !
  • the capacitance is C 2.
  • the second surface acoustic wave resonator 2 b has a resonance frequency f rs 2 , an anti-resonance frequency f as 2 , and a capacitance C 3 .
  • the capacitance C 3 of the surface acoustic wave resonator 2b is substantially the same.
  • Anti-resonance frequency f as of first elastic surface wave resonator 2a Is set higher than the anti-resonance frequency: f as 2 of the second surface acoustic wave resonator 2b, and in conjunction with this,
  • the inductor 14 and the capacitor 15 near the input terminal 3 and the inductor 14 and the capacitor 15 near the output terminal 5 have substantially the same inductance, capacitance, and capacitance. Further, the inductance of the inductor 14 between the first surface acoustic wave resonator 2a and the second surface acoustic wave resonator 2b is equal to the inductance of the inductor 1 near the input terminal 3. Inductance of 4 Half of Li
  • the capacitance of the capacitor 15 between the first surface acoustic wave resonator 2a and the second surface acoustic wave resonator 2b is the same as the capacitance of the capacitor 15 near the input terminal 3. It is twice the capacity (2 C i).
  • the configuration shown in FIG. 15 is equivalent to the configuration in which the 7T circuits shown in FIG. 9 are connected in two stages.
  • the anti-resonance frequency f as i of the first surface acoustic wave resonator 2a is higher than the resonance frequency f as 2 of the second surface acoustic wave resonator 2b . So that the frequency f as of the attenuation pole created by the first surface acoustic wave resonator 2 a! And the reduction made by the second surface acoustic wave resonator 2 b Attenuation frequency: Since f as 2 is different, large attenuation can be achieved over a wide frequency range.
  • the attenuation and the frequency difference between the first and the attenuation pole due to anti-resonance frequency f the as i SAW resonator 2 a, the second SAW resonator 2 b anti-resonance frequency f attenuation pole due to the as 2
  • the relationship with the characteristics depends on the electromechanical coupling coefficient of the piezoelectric material used in the first surface acoustic wave resonator 2a and the second surface acoustic wave resonator 2b.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the circuit configuration of the filter circuit that operates as shown in Fig. 17 is the same as that of the filter circuit in Fig. 15; the inductor 14, the capacitor 15, and the first surface acoustic wave resonance.
  • capacitance vessels 2 a C 2 cut-off frequency f which is determined by the capacitance C 3 of the second elastic sheet surface wave resonator 2 b.
  • the values of each element are determined so that n is the same in all sections, as in the case of FIG. 16.
  • the frequency f n of the attenuation pole is changed to the anti-resonance frequency f as of the first surface acoustic wave resonator 2a.
  • the first The frequency is set lower than the anti-resonance frequency f a 2 of the surface acoustic wave resonator 2 b of FIG.
  • Anti-resonance frequency f as of first surface acoustic wave resonator 2a The frequency difference between the attenuation pole due to and the anti-resonance frequency f as 2 of the second surface acoustic wave resonator 2 b depends on the electromechanical coupling coefficient of the piezoelectric material used. The value obtained by multiplying the frequency by the electromechanical coupling coefficient k 2 is a practical value of the frequency difference. However, as shown in FIG. 17, as shown in FIG.
  • the inductance C 14, the capacitor 15 the capacitance C 2 of the first surface acoustic wave resonator 2 a, the capacitance C 2 of the second surface acoustic wave resonator 2 b By setting the frequency f n of the attenuation pole determined by the capacitance C 3 in a frequency range lower than the anti-resonance frequency of the second surface acoustic wave resonator 2 b: f a 2 , a wider range can be obtained. Large attenuation can be obtained in the range.
  • the frequency f n of the attenuation pole is independent of the characteristics of the first surface acoustic wave resonator 2 a and the second surface acoustic wave resonator 2 b as a surface acoustic wave resonator. Greater freedom of design because it can be set.
  • Out-of-band characteristics in the frequency range close to are mainly achieved by using the attenuation poles of the first surface acoustic wave resonator 2a and the second surface acoustic wave resonator 2b. it can.
  • a lower frequency range than the attenuation pole of the second SAW resonator 2 b is Inda Kuta 1 4, capacitor 1 5, the capacitance C 2 of the first SAW resonator 2 a, the second A large amount of attenuation can be obtained over a wide frequency range by using the attenuation pole of the frequency f n determined by the capacitance C 3 of the surface acoustic wave resonator 2b.
  • the attenuation pole at frequency f n has a cut-off frequency of f, especially because the Q value of inductor 14 is small. In the vicinity of, it is difficult to obtain a sharp attenuation characteristic, but the cutoff frequency is e. The greater the frequency difference from the frequency, the greater the attenuation characteristics over a wider frequency range.
  • FIG. 18 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the circuit configuration of the filter circuit is the same as that of the filter circuit in Fig. 15, but the filter circuit in Fig. 18 changes the element values of the inductor 14 and the capacitor 15 for each section. Changing.
  • FIG. 19 is a circuit diagram illustrating the operation of the filter circuit of FIG.
  • a first L-shaped circuit comprising a first elastic and part of the surface wave resonator 2 a of the capacitance C 2, and b Ndaku evening 14 close to the input terminal 3 capacitor 1 5 which Is shown.
  • 29 b is a part of the capacitance C 2 of the first surface acoustic wave resonator 2 a and between the first surface acoustic wave resonator 2 a and the second surface acoustic wave resonator 2 b.
  • An L-shaped circuit consisting of a certain inductor 14 and a part of each of the capacitors 15, a part of the capacitance C 3 of the second surface acoustic wave resonator 2 b, and the first surface acoustic wave resonance
  • a first T-shaped circuit combining an L-shaped circuit consisting of the inductor 14 and a part of the capacitor 15 between the resonator 2a and the second surface acoustic wave resonator 2b Is shown.
  • 29 c is a part of the capacitance C 3 of the second surface acoustic wave resonator 2 b and a second L-shaped circuit composed of a capacitor 14 and a capacitor 15 at the output terminal 5.
  • the element values in the first L-shaped circuit, the first T-shaped circuit, and the second L-shaped circuit shown in Fig. 19 are the same as those in the filter circuit in Fig. 18. There is the following relationship.
  • the cutoff frequency f of each section of the first L-shaped circuit, the first T-shaped circuit, the second L-shaped circuit, and the like are set to the same value, even if different attenuation pole frequencies are set for each section, these sections are connected in cascade to achieve a characteristic in which the pass characteristics of each section are superimposed. it can. Design techniques for such filter circuits are widely known.
  • FIG. 20 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • 30a is the pass characteristic of the first L-type circuit
  • 30b is the pass characteristic of the first T-type circuit
  • 30c is the pass characteristic of the second L-type circuit
  • 31 is the first Figure 8 shows the pass characteristics of the filter circuit.
  • f as 2 is set lower than the pass band of the filter circuit
  • the anti-resonance of the first surface acoustic wave resonator 2a is set.
  • Frequency f a s ! Is set higher than the anti-resonance frequency f as 2 of the second surface acoustic wave resonator 2b.
  • the attenuation pole frequency f n i of the first L-shaped circuit, the attenuation pole frequency f ⁇ 2 of the first T-shaped circuit, and the attenuation pole frequency f n 3 of the second L-shaped circuit are all expressed as The frequency is lower than the anti-resonance frequency f as 2 of the second surface acoustic wave resonator 2 b, and the frequency f n of the attenuation pole of the first L-shaped circuit! ,
  • the first frequency f n 2 of the attenuation pole of the T-shaped circuit, different frequencies frequency f n a of the attenuation pole in the second L-shaped circuit With such a configuration, a large amount of attenuation can be obtained in an extremely wide range.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a filter circuit according to Embodiment 5 of the present invention. It is.
  • the circuit configuration of the filter circuit shown in Fig. 21 is the same as that shown in Fig. 9 except that the connection order of the inductor 14 and the capacitor 15 is different. If the same element values as those in the figure are used, the characteristics are the same as those shown in FIG. However, unlike the case of FIG. 9, FIG. 21 shows that two capacitors 15 are formed on the same chip 32 as the surface acoustic wave resonator 2.
  • the piezoelectric material used in the surface acoustic wave resonator 2 or the like often has a dielectric constant of several tens or more, and is also useful as a high dielectric substrate.
  • the pattern of IDT 9 as shown in FIG. 3 operates as a single capacitor at a frequency that does not excite surface acoustic waves, so that the IDT 9 has a frequency that is significantly different from the antiresonant frequency of surface acoustic wave resonator 2. By forming 9, capacitor 15 can be realized.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a filter circuit according to Embodiment 6 of the present invention, in which 33 is a short stub in which one side of the distributed constant line is grounded.
  • the dependency matrix of the distributed constant line for the characteristic impedance Z and electric length S is given by the following equation. cos ⁇ jz mO
  • the electrical length ⁇ has the following relationship from the wave number k and the line length D.
  • a short stub with one terminal grounded has an impedance Z s of j ⁇ ta ⁇ ⁇ , so in the range where 6> is small, the short stub impedance Z s should be considered as follows: Can be.
  • Equation (11) shows that this kind of shot-stop operates approximately as an inductance of the inductance (ZD / c), which has been explained so far.
  • the same effect can be obtained by replacing the inductor 14 in the filter circuit with the short stub 33.
  • a distributed constant line such as a short stub may be formed as a line pattern on a dielectric substrate when a filter circuit is formed on a dielectric substrate.
  • a filter circuit can be incorporated into a more complicated circuit.
  • FIG. 23 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 7 of the present invention, in which 34 is an open stub.
  • Open stub This is a distributed parameter line with one terminal open, and impedance Z in this case. Is given by the following equation.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a filter circuit according to Embodiment 8 of the present invention.
  • reference numeral 35 denotes a spiral open stub.
  • the open stub 35 does not necessarily have to be a linear distributed constant line, and a spiral shape effectively increases the magnetic flux generated by the electromagnetic field propagating through the line, because the spiral 3.5 itself effectively enhances the magnetic flux. than when using a linear open scan evening Bed 3 4, certain advantages force s can achieve the same characteristics in a small area Ri good.
  • Embodiment 9 Embodiment 9
  • FIG. 25 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 9 of the present invention.
  • a surface acoustic wave resonator 1 is used as a parallel element, and a parallel circuit of an inductor 14 and a capacitor 15 is used as a series element.
  • Fig. 26 shows the surface acoustic wave resonator 1 of the filter circuit of Fig. This is an equivalent circuit in a frequency range where no wave is excited.
  • FIG. 27 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG. Series elements Phil evening circuit of the second 6 diagram, the parallel resonance at a frequency f n, that is, the anti-resonance.
  • the impedance of the series element existing in the path from the input terminal 3 to the output terminal 5 is open, and the pass characteristic 36 from the input terminal 3 to the output terminal 5 indicates an attenuation pole. Shows large attenuation characteristics.
  • the actual inductor 14 and the capacitor 15 have a loss component.
  • the Q value of the inductor 14 rarely exceeds 100 at a frequency near GHz. It is about 50 to 80.
  • the attenuation characteristic deteriorates so that the attenuation pole does not show a clear zero point, and the cutoff frequency: f.
  • the loss in the passband on the lower frequency side also increases.
  • FIG. 28 is a circuit diagram when the surface acoustic wave resonator 1 is a parallel element.
  • FIG. 29 is an explanatory diagram showing the pass characteristics of the surface acoustic wave resonator 1 shown in FIG.
  • 3 8 if was a surface acoustic wave resonator 1 is a pass characteristic of the surface acoustic wave resonator 1 and parallel elements, since the surface acoustic wave resonator 1 at the resonance frequency f P p is short, A large attenuation pole is formed in the transmission characteristics.
  • FIG. 30 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit of FIG. 25.
  • 39 is a pass characteristic of the filter circuit of FIG.
  • the anti-resonance frequency f n resonance frequency fpp and series elements of the surface acoustic wave resonator 1 is set to a remote high frequency by the cut-off frequency fc. Under these conditions, in the pass band, surface acoustic wave resonance W
  • the device 1 Since the frequency of the device 1 is lower than the resonance frequency f rp , the device 1 can be operated without exciting the surface acoustic wave. For this reason, in a normal SAW-filled surface acoustic wave resonator that excites surface acoustic waves in the passband, when large power is input, stress migration accompanying the excitation of surface acoustic waves, Destruction occurs due to electromigration caused by the inflow of a large current, whereas in the filter circuit shown in Fig. 25, the surface acoustic wave resonator 1 uses the electromigration caused by the inflow of a large current. Since only destruction is a problem, the resistance to higher power operation is higher than that of conventional surface acoustic wave filters of this type.
  • the passband or cutoff frequency f When the frequency difference between the resonant frequency p of the surface acoustic wave resonator 1, the cut-off frequency to the electromechanical coupling coefficient k 2 of the piezoelectric body used in the surface acoustic wave resonator 1: f e or surface acoustic wave resonator 1 even also a value greater than value obtained by multiplying the resonance frequency f P p, it is possible to obtain a good full I le evening characteristics.
  • the pass characteristic 39 of the filter circuit in Fig. 25 is a characteristic obtained by superimposing the pass characteristic 37 of the filter circuit in Fig. 26 and the pass characteristic of the surface acoustic wave resonator 1 shown in Fig. 28. is there.
  • a steep attenuation characteristic cannot be obtained in the vicinity of the pass band, but a steep attenuation characteristic formed near the resonance frequency f ⁇ ⁇ ⁇ of the surface acoustic wave resonator 1 is obtained. With the attenuation pole, good attenuation characteristics can be obtained.
  • FIG. 31 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 10 of the present invention.
  • FIG. 32 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG. 31.
  • the circuit configuration of the filter circuit shown in FIG. 31 is the same as that of the filter circuit shown in FIG. 25, but the resonance frequencies of the two surface acoustic wave resonators 40 are different from each other. The values are different.
  • the anti-resonance frequency of the parallel circuit of the capacitor 1 5 and f n, with respect to the cut-off frequency fc, and Unishi by satisfying the following relationship.
  • FIG. 33 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit according to Embodiment 11 of the present invention.
  • the circuit configuration of the filter circuit is the same as that of the filter circuit of FIG. 31.
  • the resonance frequency f p i of the first surface acoustic wave resonator 40a and the second surface acoustic wave resonator The same applies when the resonance frequency f rp 2 of 40 b is set to a different frequency, but the anti-resonance frequency f n of the parallel circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 is changed to the first surface acoustic wave.
  • Resonator 40 a Resonance frequency f r p! And also Ri good resonance frequency f r p 2 of the second surface acoustic wave resonator 4 0 b is set to a higher frequency.
  • the cutoff frequency f. Is obtained by the attenuation pole formed by the first surface acoustic wave resonator 40a and the second surface acoustic wave resonator 40b, and the first surface acoustic wave
  • the attenuation characteristic at a higher frequency than the attenuation pole formed by the resonator 40a and the second elastic surface acoustic wave resonator 40b is the anti-resonance frequency of the parallel circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 It is obtained by the attenuation pole near f n '. Inductor 14 and capacitor 15
  • the attenuation pole of the column circuit is the cutoff frequency f. Since it is easier to obtain a larger amount of attenuation over a wide frequency range as the distance from the antenna increases, better attenuation characteristics can be obtained over a wider frequency range than that shown in FIG. Embodiment 1 2
  • FIG. 34 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 12 of the present invention.
  • a second parallel element 43b and a third surface acoustic wave resonator 40c are added.
  • FIG. 35 is an explanatory diagram showing the operation of the filter circuit of FIG. In the figure, 45 is the pass characteristic of the filter circuit of FIG.
  • an equivalent circuit in the frequency range where the surface acoustic wave resonator 40 does not excite surface acoustic waves shows a plurality of L-shaped circuits, similar to the filter circuit shown in Fig. 19.
  • FIG. 36 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 13 of the present invention
  • FIG. 37 is a diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG. You.
  • 46a is the first surface acoustic wave resonator
  • 46b is the second surface acoustic wave resonator
  • 47 is the inductor
  • 48 is the capacitor
  • 49 is the series resonant circuit
  • 50 a is the pass characteristic of the first surface acoustic wave resonator 46 a
  • 50 a is the pass characteristic of the second surface acoustic wave resonator 46 b
  • 51 is the fill of FIG. 36 This is the passing characteristic of the evening circuit.
  • the first surface acoustic wave resonator 46 a has a resonance frequency f fsl , an anti-resonance frequency f asl , and a capacitance C 2 .
  • the second surface acoustic wave resonator 46 b has a resonance frequency f rs 2 , an anti-resonance frequency f as 2 , and a capacitance C 3 .
  • First surface acoustic wave resonator 4 6 a capacitance C 2 and the capacitance C 3 of the second surface acoustic wave resonator 4 6 b of is almost the same value.
  • the anti-resonance frequency f as i of the first surface acoustic wave resonator 46 a is set higher than the anti-resonance frequency f as 2 of the second surface acoustic wave resonator 46 b, and is linked to this.
  • the resonance frequency f PSi of the first surface acoustic wave resonator 46 a is higher than the resonance frequency f PS 2 of the second surface acoustic wave resonator 46 b.
  • the inductance 47 and the capacitor 48 near the input terminal 3 and the inductance 47 and the capacitor 48 near the output terminal 5 have the same inductance and capacitance, respectively.
  • the inductance of the inductor 47 between the surface acoustic wave resonator 46a and the second surface acoustic wave resonator 46b is the inductance of the inductor 47 near the input terminal 3. It is half of L1.
  • the capacitance of the capacitor 48 between the first surface acoustic wave resonator 46a and the second surface acoustic wave resonator 46b is the static capacitance of the capacitor 48 near the input terminal 3. It is twice the capacitance.
  • Inductor 47 and capacitor 48 which are parallel elements, capacitance C2 of first surface acoustic wave resonator 46a, and capacitance C2 of second surface acoustic wave resonator 46 3.
  • the cut-off frequency determined by: f.
  • the element values are determined so that the frequencies f n of the attenuation poles are all in the same section.
  • the frequency f n of the attenuation pole changes due to changes in the inductance of the inductor 47 and the capacitance of the capacitor 48.
  • the inductance of the inductor 47 and the capacitance of the capacitor 48 usually include an error within ⁇ several percent.
  • the frequency of the attenuation pole: n fluctuates due to the elements constituting the filter circuit, and the frequency f n of the attenuation pole cannot be set to a desired frequency, and the surface acoustic wave resonator 46 a Frequency higher than the anti-resonance frequency f as Alternatively, the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 46 b becomes lower than f as 2 , and a sufficient attenuation characteristic may not be obtained as a filter circuit.
  • the anti-resonance frequency of the first surface acoustic wave resonator 46a f asl is changed from the desired frequency to the inductance of the inductor 47 and the electrostatic capacitance of the capacitor 48 .
  • the second surface acoustic wave resonator 4 6 b of the anti-resonance frequency a the as 2, Ri by a desired frequency, Lee Ndaku evening 4 7 Lee emission duct evening Manual and frequency variation due to attenuation pole of the capacitance of the capacitor 4 8: set to as low a frequency f n variation.
  • Anti-resonance frequency f as i of first surface acoustic wave resonator 46 a and second elastic Anti-resonance frequency of the surface wave resonator 4 6 b the e the as 2 by setting so as to satisfy the above relationship, even Ratsui If the element values of the inductors evening 4 7 and the capacitor 4 8, the capacitor 4 8 frequency f n of the attenuation pole is determined by the first surface acoustic wave resonator 4 6 a static Den'yo amount C 2 and the capacitance C 3 of the second surface acoustic wave resonator 4 6 b is a surface acoustic Since it is between the anti-resonance frequency f asi of the wave resonator 46 a and the anti-resonance frequency f as 2 of the surface acoustic wave resonator 46 b, good attenuation characteristics can be obtained.
  • FIG. 38 is a block diagram showing a filter circuit according to Embodiment 14 of the present invention, in which 52 is a capacitor.
  • First surface acoustic wave resonator 4 6 a is antiresonance frequency is f as E, the capacitance is C 2.
  • the second surface acoustic wave resonator 4 6 b anti-resonant frequency is: a f the as 2, the electrostatic capacity is C 3.
  • the capacitance C 2 of the first surface acoustic wave resonator 4 6 a capacitance C 3 of the second surface acoustic wave resonator 4 6 b is substantially the same value.
  • the capacitance of the capacitor 52 is C 4
  • the inductance of the inductor 47 is
  • the capacitance of the capacitor 48 is 2 Ci.
  • the series element shown in Fig. 9 is composed of the surface acoustic wave resonators 46a and 46b, and the parallel element is composed of the inductor 47 and the capacitor 48.
  • This is equivalent to a configuration in which a 7 ° circuit consisting of a resonant circuit is converted to a T-type circuit, the above-mentioned T-type circuits are connected in two stages, and at least one of the series surface acoustic wave resonators is replaced with a capacitor. .
  • Fig. 39 shows the experimental results of the pass characteristics of the filter circuit of Fig. 38 actually created
  • Fig. 40 shows the experimental results of the impedance characteristics.
  • 5 1 & is 1 ⁇ 2 2 4 1111
  • 2 C 1 24 pF
  • the filter circuit shown in Fig. 38 shows the same filter characteristics as the filter circuit shown in Fig. 36, and it is possible to realize good attenuation characteristics over a wide frequency range and to have good pass characteristics. Can be.
  • FIG. 41 is a diagram showing a filter circuit according to Embodiment 15 of the present invention.
  • reference numeral 46c denotes a surface acoustic wave element, which is used as a series element.
  • 47a is an inductor and 48a is a capacitor, forming a series resonant circuit (hereinafter referred to as a series resonant circuit A) of parallel elements.
  • 47 c is an inductor connected in parallel.
  • FIG. 42 is a diagram for explaining the operation of the filter circuit shown in FIG. 50 c is the pass characteristic of the surface acoustic wave element 46 c, 49 a is the pass characteristic of the series resonance circuit A, and 57 is the pass characteristic of the filter circuit of FIG.
  • the surface acoustic wave element 46 c has a very steep attenuation characteristic at the frequency: as as shown by the passing characteristic 50 c in FIG.
  • this attenuation characteristic is steep, it is difficult to obtain large attenuation over a wide band. It is difficult.
  • the series resonant circuit A formed by Lee Ndaku evening 4 7 a and the capacitor 4 8 a is Ri Do substantially short circuit at the frequency f n to be a series resonance, which reflects most of the input RF signal.
  • the series resonance circuit A has a transmission characteristic that greatly attenuates as shown by the transmission characteristic 49a in FIG.
  • the inductor 47a normally uses an inductance smaller than 100 nH In many cases, the Q value of the inductor 47a in such an inductance rarely exceeds 100 at best.
  • the capacitor 48a often uses a capacitance smaller than 100 pF in a frequency range used in mobile communication, and the Q value of the capacitor 48a at such a capacitance is often used. Is about several hundred. Therefore, in the series resonance circuit A, the Q value of the inductor 47a becomes dominant.
  • the Q value of the inductor 47a is about 100 at best, and is smaller than the Q value of the surface acoustic wave element 1. Therefore, the attenuation characteristic of the series resonant circuit A is the pass characteristic. It is not so steep as shown in a.
  • the elastic surface wave element 46 is large over a wide band at the frequency f n . It is possible to realize a steep attenuation characteristic caused by c. Also, the inductor 47c plays a role of matching the impedance of the passband. At frequencies higher than the attenuation range, the surface acoustic wave device 46c exhibits a capacitive effect and acts as a capacitor.
  • the circuit in Fig. 41 is equivalent to Fig. 43, and adopts a general wide-pass filter configuration. Therefore, by selecting the element values of the surface acoustic wave element 46c, the series resonance circuit, and the inductor 47a so that matching can be achieved at the desired frequency, low-pass characteristics over a wide band can be obtained. Can be realized.
  • FIG. 44 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 16 of the present invention, in which 47 b is an inductor and 48 b is a capacitor.
  • the surface acoustic wave resonator 46 b has a resonance frequency f rs 2 , an anti-resonance frequency f a 2 , and a capacitance C 3 .
  • SAW resonator 4 6 a in the frequency range not excite surface acoustic waves, operates as a capacitor of the capacitance C 2, the surface acoustic wave resonator 4 6 b in the frequency range not excite surface acoustic wave , that runs as an electrostatic capacitance C 3.
  • the first L-shaped circuit consisting of an inductor 47a and a capacitor 48a in parallel, and a capacitor 52a in series
  • the parallel element Inductor 47b, capacitor 48b, T-type circuit consisting of capacitors 52a and 52b in series
  • parallel element consisting of inductor 47c and series in capacitor 52b
  • FIG. 46 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG. 44.
  • 49a is the inductor 47a, capacitor 48a, and capacitor 52 of FIG.
  • the pass characteristic of the L-shaped circuit composed of a and the pass characteristic of the T-type circuit composed of the inductor 47b, capacitor 48b, and capacitors 52a and 52b are superimposed.
  • b is the pass characteristic of the L-shaped circuit composed of the inductor 47 c and the capacitor 52 b in Fig. 45
  • 50 & is the pass characteristic of the first surface acoustic wave resonator 46 a
  • 50 b Is the pass characteristic of the second surface acoustic wave resonator 46b
  • 51 is the pass characteristic of the filter circuit of FIG.
  • the pass characteristics 51 of the filter circuit in FIG. 44 are the pass characteristics 50 a of the first surface acoustic wave resonator 46 a and the pass characteristics 50 a of the second surface acoustic wave resonator 46 b. b and the pass characteristics 49 a and 49 b of the filter circuit of FIG. 45 are superimposed, and the anti-resonance frequency of the first surface acoustic wave resonator 46 a: f as !
  • the steep attenuation pole formed near the anti-resonance frequency f as 2 of the second surface acoustic wave resonator 46 b makes it possible to obtain a high-pass filter characteristic with good attenuation characteristics. it can.
  • FIG. 47 is a block diagram showing a filter circuit according to Embodiment 17 of the present invention, in which 54 is a transmission line, 55 is a filter circuit B, and its pass band is a filter circuit.
  • Circuit A surface acoustic wave resonators 46a and 46b, inductors 47a to 47c, capacitors 48a and 48b) in the attenuation range, and the attenuation range It has in the passing area of A.
  • the filter circuit A the series resonant circuit consisting of the inductor 47a and the capacitor 48a is almost short-circuited to ground in the attenuation band. Therefore, the impedance of the filter circuit A as viewed from the transmission line 54 is also substantially at the short-circuit position. Since the transmission line 54 has an electric length corresponding to about / 4 in the attenuation band, the phase rotation causes the filter circuit A side to be seen at the base of the filter circuit B 55. The impedance is generally open. Therefore, the filter circuit A side has almost no effect on the pass characteristics of the filter circuit B 55 (the attenuation band of the filter circuit A corresponds to the pass band of the filter circuit B 55).
  • the filter circuit B 555 has almost no effect on the pass characteristics of the filter circuit A by designing the impedance so that it appears open in its own attenuation band. You can do so.
  • Embodiment 18 As described above, by connecting the filter circuit A and the filter circuit B 55 via the transmission line 54 as shown in FIG. 47, it is possible to obtain a low-loss, wide-band demultiplexer. it can.
  • Embodiment 18
  • FIG. 48 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 18 of the present invention.
  • the filter circuit of FIG. 48 has a configuration in which the transmission line 54 is replaced by a filter circuit 56 in the filter circuit of FIG.
  • Filler circuit 56 is composed of inductor 56a, 56b and capacitor 56c.
  • the impedance when viewing the filter circuit A side at the base of the filter circuit B 55 is almost open, so that the same effect as in the embodiment 17 is obtained. Play.
  • the frequency shown in Fig. 17: f a ! can be wider, and a filter circuit with good temperature stability can be obtained.
  • the pass loss of the filter circuit that uses a frequency range higher than the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator as a pass band can be made particularly low.
  • the surface acoustic wave resonator according to the embodiment described above includes, for example, 45. 75 ° rotation from rotating Y-cut Y-cut X-propagating potassium niobate (0 Y
  • potassium niobate such as X-KNb03
  • a piezoelectric material When potassium niobate such as X-KNb03 is used as a piezoelectric material, it has a very large electromechanical coupling coefficient exceeding 30% and a zero temperature coefficient near room temperature. So, for example, the frequency f as shown in Fig. 17 and Fig. 33 !
  • the frequency interval of the attenuation pole from (frequency f r p 1 ) to frequency f as 2 (frequency: f P p 2) can be made wider, and at the same time, characteristics with excellent temperature stability can be obtained. Can be.
  • Nio Busanka Li um so also have very high electromechanical binding coefficient as the piezoelectric body for bulk waves, for example, the frequency f a s shown in the first 7 illustrations and 3 3 Figure!
  • the frequency interval of the attenuation pole from (frequency: r p!) To frequency f as 2 (frequency: f rp 2 ) can be made wider
  • the elastic wave resonator according to the embodiment described above includes, for example, zinc oxide.
  • the electromechanical coupling coefficient is equivalent to that of lithium tantalate, and it can be formed on a semiconductor substrate. And can be realized in one.
  • the electromechanical coupling coefficient is equivalent to lithium tantalate or zinc oxide, and Since it can also be formed on a substrate, a filter circuit with excellent characteristics can be integrated with a semiconductor element. Furthermore, since the propagation speed of elastic waves is higher than that of zinc oxide or the like, it is suitable for realizing higher frequency elastic wave devices.
  • the elastic wave resonator according to the embodiment described above includes, for example, titanic acid.
  • lead a (P b T i 0 3) as the piezoelectric Ri also der to obtain an electromechanical coupling coefficient greater than 1 0%,
  • the lead titanate is chemically stable, normal air Even when hermetic sealing is required, the fill circuit can be configured without hermetic sealing. Therefore, it is possible to realize a low-cost, high-performance fill circuit.
  • the elastic wave resonator according to the embodiment described above uses a piezoelectric material, but is not limited to this.
  • a piezoelectric material such as silicon oxide (Si SX) may be used. The effect is the same even when a resonant element using vibration caused by static electricity is used.
  • a surface acoustic wave resonator is used, the present invention is not limited to this.
  • a bulk wave using thickness longitudinal vibration, thickness shear vibration, or the like is used.
  • a resonator may be used.
  • the electromechanical coupling coefficient of a surface acoustic wave is larger in the case of a bulk wave than in the case of a surface acoustic wave.
  • the frequency f rp ! The frequency interval of the attenuation pole from to the frequency: p 3 can be made wider.
  • a surface acoustic wave is, for example, 36 ° other than a pure surface acoustic wave such as a Rayleigh wave or an SH wave that concentrates and propagates elastic energy on a surface.
  • rotation Y Chikara' preparative X propagation Yun'yuru lithium (3 6 YX- L i T a 0 3) used as such in, energy to leak surface acoustic wave or near the surface that propagates while lose elastic energy little by little
  • elastic waves using SSBW that propagate while concentrating lugi Embodiment 19
  • Embodiments 1 to 18 achieve low-loss, wide-band pass characteristics and a large amount of attenuation over a wide band even if the pass-band frequency and the attenuation-band frequency are separated. However, when the environmental temperature changes, it was difficult to guarantee low-loss and wide band pass characteristics and large attenuation over a wide band.
  • the temperature range of the usage environment is set, and electrical performance must be guaranteed within that temperature range.
  • the element values of the inductor 14 and the capacitor 15 that make up the filter circuit change, and the resonance frequency fluctuates. O The electrical performance could not be guaranteed within the operating temperature range.
  • Embodiment 19 is as follows.
  • FIG. 49 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG. 10.
  • reference numeral 61a denotes an inductor constituting the filter circuit of FIG. 4. This is the pass characteristic when the losses of capacitors 15 and 22 are considered.
  • the resonant frequency is f T.
  • ⁇ T be the temperature difference from a certain reference temperature T
  • ⁇ L be the amount of change in the inductance of the inductor 14 due to the temperature difference ⁇ T i
  • the amount of change of the capacitor accompanying 1 is AC ⁇ , at the changed temperature T + ⁇ i
  • the resonance frequency of the series circuit consisting of the inductor 14 and the capacitor 15: i is better than the resonance frequency f r ⁇ at the temperature T. Lower frequency, and the resonance characteristic is 61b.
  • the resonance frequency f 2 of the series circuit consisting of the inductor 14 and the capacitor 15 is higher than the resonance frequency f r ⁇ at the temperature T.
  • the resonance characteristic is 61 c.
  • FIG. 50 is an explanatory diagram for explaining the operation of the filter circuit of FIG.
  • 62a is a pass characteristic at the reference temperature T when the losses of the inductor 14, the capacitor 15 and the capacitor 22 constituting the filter circuit of FIG. 26 are considered.
  • the anti-resonance frequency is f a T.
  • ⁇ T i be the temperature difference from a certain reference temperature T
  • ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ be the change in the inductance of the inductor 14 due to the temperature difference ⁇ T, ⁇ ⁇ ⁇ , and the temperature difference ⁇ ⁇ !
  • ⁇ ⁇ be the amount of change in the capacitor associated with ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ changed temperature ⁇ + ⁇ T i
  • the anti-resonance frequency of the filter circuit in FIG. 26 is the anti-resonance frequency at temperature T : The frequency is lower than f a T , and the resonance characteristic is 62b.
  • the anti-resonance frequency f T moves to the lower frequency side.
  • the anti-resonance frequency of the filter circuit shown in Fig. 26: f & ⁇ ⁇ 2 is the anti-resonance frequency f at the temperature ⁇
  • the frequency is higher than r T and the resonance characteristics are 62 c.
  • the resonance frequency f r of the Yi Ndaku evening 1 4 and the capacitor 1 5 or Ranaru resonant circuit can be expressed by the following equation.
  • Equation (24) is converted to C! Differentiating with respect to yields equation (25).
  • Embodiment 22 if the filter circuits of Embodiments 19 and 20 are configured so that equation (26) holds, it is possible to obtain a filter circuit in which the resonance frequency does not fluctuate with temperature change, and low loss Thus, a wide band pass characteristic and a large attenuation over a wide band can be realized. Therefore, electrical performance can be guaranteed without being affected by the environmental temperature.
  • Embodiment 22 if the filter circuits of Embodiments 19 and 20 are configured so that equation (26) holds, it is possible to obtain a filter circuit in which the resonance frequency does not fluctuate with temperature change, and low loss Thus, a wide band pass characteristic and a large attenuation over a wide band can be realized. Therefore, electrical performance can be guaranteed without being affected by the environmental temperature.
  • Embodiment 22 Embodiment 22.
  • FIG. 51 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 22 of the present invention.
  • the configuration of the filter circuit of FIG. 51 is basically the same as the configuration of the filter circuit of FIG. 9 in the first embodiment, except that the capacitor 15 is formed on a piezoelectric substrate. The difference is that it is a digital capacitor.
  • Fig. 52 shows the structure of the interdigital condenser.
  • the interdigital capacitor shown in Fig. 52 has the same structure as IDT 9 in Fig. 3.
  • the IDT 9 operates as a simple capacitor at a frequency at which surface acoustic waves are not excited, the IDT 9 having a frequency that is significantly different from the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 2 can be used. Digital capacitors can be realized.
  • This type of IDT 9 pattern can form an accurate pattern, so that the capacitance can be obtained with higher precision than when a normal chip capacitor or the like is used.
  • the interdigital capacitor can be formed smaller than the chip capacitor, the effect of reducing the size of the filter circuit can be obtained.
  • the configuration of the filter circuit in FIG. 51 has been described.
  • the present invention is not limited to this.
  • FIG. 53 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 23 of the present invention. However, in Fig. 53, an air core coil is used to construct the inductor 14. .
  • the capacitor 1 5 when the fin evening one di digital capacitors formed on L i Nb 0 3 used ku yo as the piezoelectric substrate, the variation delta C of the electrostatic capacitance caused by temperature changes delta T is It has a positive sign. On the other hand, the amount of change L in the inductance of the air core coil due to the temperature change ⁇ has a negative sign.
  • FIG. 55 is an enlarged view of the vicinity of the resonance frequency in FIG. 54. Fluctuation of resonance frequency due to temperature change I fr 25 — fr 75 I is about 15 MHz, which fluctuates to lower frequencies.
  • 5 6 figures a full I le evening circuit according to the second to the third embodiment of the present invention, by using a Lee down evening one di digital capacitors formed on Sorashinko I le a L i N b 0 3 substrate, actual 7 shows the measurement results of the transmission characteristics in the case of the configuration shown in FIG.
  • 64 a is the pass characteristic measured with the filter circuit kept at 25 ° C.
  • fr 25 is the resonance frequency of the parallel element.
  • 6 4 b is a pass characteristic measured by keeping the temperature of the full I le evening circuit ⁇ 5 ° C
  • f r 7 5 is resonant frequency of the parallel elements.
  • FIG. 57 is an enlarged view of the vicinity of the resonance frequency in FIG. Fluctuation of resonance frequency due to temperature change I fr 25 — fr 75 I is about 10 MHz, which fluctuates to lower frequencies.
  • fluctuations in the resonance frequency can be made smaller than when a filter circuit is configured using a chip coil.
  • the resonance frequency is set to be lower than the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 2 so that the resonance frequency composed of the coil and the capacitor can be confirmed.
  • the same effect can be obtained, so that low loss, wide band pass characteristics and large attenuation over a wide band can be realized regardless of temperature changes, and electrical performance can be guaranteed regardless of environmental temperature .
  • FIG. 58 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 24 of the present invention.
  • the coefficient of linear expansion is about 380 ppm / ° C.
  • Inductor 14 is constructed using a coil with a polystyrene core.
  • Fig. 59 shows a coil 67 with the above polystyrene as the core 66.
  • the inductance L of Indak Yu is, for example, the following: Literature: Electromagnetism, published by Kyoritsu Shuppan, Yasuharu Suematsu, 1st edition of 1980, 1975, pp. 206 to 20 7 (hereinafter referred to as reference 6), it can be expressed by the following equation (2 7).
  • a core 67 having a core 66 of polystyrene having a linear expansion coefficient of about 38 Oppm / ° C the core 66 expands with a temperature change ⁇ T. Since the core 66 is constrained by the coil 67 and hardly expands in the radial direction, and the expansion in the length direction is dominant, the inductance L decreases according to the equation (27). .
  • the amount of change in the inductance has a negative sign.
  • the temperature characteristic of the dielectric constant of L i Nb_ ⁇ 3 since having a positive temperature coefficient the amount of change delta C in capacitance due to temperature change delta T has a positive sign.
  • FIG. 60 A sixth 0 FIG coil 6 7 the core 6 6 was the polystyrene, with L i N b 0 3 fin evening one di digital capacitor formed on a substrate, actually a case where the fill evening circuit It is a transmission characteristic measurement result.
  • 65a is a pass characteristic measured at a measurement temperature of 25 ° C.
  • fr 25 is a resonance frequency of the parallel element.
  • FIG. 61 is an enlarged view of the vicinity of the resonance frequency in FIG.
  • the fluctuation of the resonance frequency and the fluctuation of the resonance frequency due to the inductance cancel each other out, and the fluctuation of the resonance frequency is about 3.5 MHz. This is smaller than when the inductor is a chip inductor and when the inductor is an air-core coil.
  • the fluctuation of the resonance frequency due to the temperature change ⁇ T 50 ° C.
  • is about 3.5 MHz, ing. Therefore, in order to make the fluctuation of the resonance frequency zero, it is preferable to use a coil having a material of about 146 ppm / ° C as a core. Also, to allow fluctuations in the resonance frequency of up to 13.5 MHz, it is better to be about 7 ppm / ° C. A larger material may be used as the core.
  • the resonance frequency is set to be lower than the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 2 so that the resonance frequency of the series circuit composed of the coil and the capacitor can be confirmed, but is set near the anti-resonance frequency.
  • the effect is the same.
  • the capacitance change of the digital capacitor due to temperature change ⁇ C The fluctuation of the resonance frequency due to the change in the inductance of the coil using polystyrene as the core cancels out the fluctuation in the resonance frequency, and the fluctuation in the resonance frequency can be made smaller than when using the chip inductor. Irrespective of the change, low loss and wide band pass characteristics and wide attenuation over a wide band can be realized, and electrical performance can be guaranteed regardless of environmental temperature.
  • FIG. 62 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 25 of the present invention.
  • the configuration of the filter circuit of FIG. 62 is basically the same as the configuration of the filter circuit of FIG. 9 in the first embodiment, except that the capacitor 15 is formed on a crystal substrate. The difference is that one digital capacitor is used.
  • the quartz substrate has a wide temperature range, as shown in Reference 2, pplll ⁇ 113.
  • This is a substrate having a so-called zero-temperature characteristic with little characteristic change in the temperature range. Therefore, by forming an in-digital capacitor on a crystal substrate, the capacitance of the in-digital capacitor does not change with temperature and exhibits stable characteristics. Therefore, low-loss, wide band pass characteristics and large attenuation over a wide band can be realized, and electrical performance can be guaranteed irrespective of environmental temperature.
  • the filter circuit according to the present invention allows signals in a specific frequency range used in communication equipment and the like to pass, while attenuating signals outside the specific frequency range, Even if the frequency is far from the attenuation band, it is suitable for the one that needs to realize low loss and wide band pass characteristics and to realize large attenuation over wide band.

Description

明 細 書 フィル.夕回路 技術分野
この発明は、 通信機器等で用いられる特定の周波数範囲内の信号を通 過させる一方、 特定の周波数範囲以外の信号を減衰させるフィル夕回路 に関するものである。 背景技術
第 1図は例えば特開平 1 0— 1 2 6 2 1 2号公報 （以下、 文献 1とい う） に記載された従来のフィル夕回路を示す構成図であり、 図において 、 1は並列要素を構成する弾性表面波共振器、 2は直列要素を構成する 弾性表面波共振器、 3は入力端子、 4は入力側の接地端子、 5は出力端 子、 6は出力側の接地端子である。
第 2図は弾性表面波共振器の具体例を示す構成図である。 例えば、 第 1図に示された並列要素の弾性表面波共振器 1の場合を例にすると、 第 2図中、 上側の電気端子 7は入力端子 3と同電位であり、 第 2図中、 下 側の電気端子 8は入力側の接地端子 4と同電位である。
第 3図は弾性表面波共振器 1の具体的な構造を示す構造図であり、 図 において、 9は I D T ( I n t e r D i g i t a l T r a n s d u c e r ) であり、 太さ d lの電極指 1 0を間隔 P 1で、 幅 Wにわたり互 いに交差に配置されている。 通常は、 厚さ hのアルミニウムを主体とし た金属薄膜を使うが、 アルミニウム以外の金属を使う場合もある。 1 1 は反射器であり、 I D T 9と同様に、 太さ d 2のメタルス ト リ ップ 1 2 を間隔 P 2で多数配列されている。 第 3図では、 メタルス ト リ ヅプ 1 2が全て同電位となるよう に接続さ れたショートス ト リ ップ反射器の場合を示しているが、 メタルス ト リ ッ プ 1 2が独立した電位となるように、 互いのメタルス ト リ ップ 1 2を電 気的に接続しないオープンス ト リ ヅプを用いる場合もある。 I D T 9 と 反射器 1 1 との間隔はそれそれ g l， g 2であ り、 多くの場合は g 1 と g 2は同じ値を用いる。
電気端子 7 と電気端子 8 との間に電気信号を印加すると、 互いに交差 する電極指 1 0 の間に電界が生じ、 この電界によって弾性表面波が励振 される。 このとき、 電極指 1 0の配列間隔 P 1が弾性表面波の波長入の 2分 1 と一致するときに、 弾性表面波が効率よ く励振される。 即ち、 電 極指 1 0の配列間隔 P 1は、 弾性表面波共振器の動作周波数を決定する 。 各電極指 1 0間で励振された弾性表面波は、 通常の弾性表面波用圧電 基板を用いる場合、 電極指 1 0に垂直な双方向に伝搬し、 I D T 9から 2つの反射器 1 1の方向に伝搬する。
一方、 反射器 1 1では、 メタルス ト リ ップ 1 2の質量負荷と電気的境 界条件の差によ り、 メタルス ト リ ップ 1 2の端面で弾性表面波の反射が 生じる。 このとき、 メタルス ト リ ップ 1 2の配列間隔 P 2が弾性表面波 の半波長人 / 2 に一致する場合、 各メタルス ト リ ヅプ 1 2の端面での反 射波が全て同相となるため、 強い反射が生じる。
この場合、 I D T 9で励振された弾性表面波は、 両側の反射器 1 1で 反射され、 弾性表面波のエネルギーが閉じ込められ、 共振器と して動作 する。 弾性表面波共振器の動作については、 文献 ： 弾性波素子技術ハン ドプック、 日本学術振興会弾性波素子技術第 1 5 0委員会編、 平成 3年 1 1用 3 0 日第 1版発行、 p p . 2 1 7〜 2 2 7 (以下、 文献 2 という ) に詳しく述べられている。 弾性表面波共振器は、 共振周波数 f r にて 入力イ ンピーダンスが最小となり、 反共振周波数 f a にて入力ァ ドミ 夕 ンスが最小となる。 また、 共振周波数 f P は、 反共振周波数 f a より も 小さい。
第 4図は弾性表面波共振器の等価回路を示す回路図であり、 図におい て、 1 3は第 3図の I D T 9が有する電極容量 C；。 、 1 4はインダク夕 1^ 、 1 5はコンデンサ である。
弾性表面波共振器の共振周波数 f r は、 インダクタ 14とコンデンサ
1 5との直列共振の周波数であり、 このとき、 弾性表面波共振器の電気 端子 7と電気端子 8との間のインピーダンスはほぼ短絡となる。
また、 弾性表面波共振器の反共振周波数 f a は、 電極容量 1 3と直列 回路 （インダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5 ) との並列共振の周波数であり 、 このとき、 弾性表面波共振器の電気端子 7と電気端子 8との間のイ ン ビーダンスはほぼ開放となる。 これらの関係式は次式で与えられる。
)
Figure imgf000005_0001
なお、 文献 2には、 イ ンダク夕 1 4に抵抗成分 R 1を考慮し、 直列共 振における Q値 （Qu a l i t y F a c t o r) を考慮した等価回路 が示されている。 このような等価回路を考える場合、 共振周波数 f P に おける弾性表面波共振器の電気端子 7と電気端子 8との間のィンビーダ ンスは、 完全な短絡ではなく、 最小値となる。
第 5図は第 1図のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。 第 5 図 Aは直列要素の弾性表面波共振器 2のィンピーダンス特性を示し、 第 5図 Bは並列要素の弾性表面波共振器 1のアドミ夕ンス特性を示し、 第 5図 Cは直列要素の弾性表面波共振器 2 と並列要素の弾性表面波共振器 1 とを第 1図のように接続した場合のフィル夕特性を示している。
次に動作について説明する。
直列要素の弾性表面波共振器 2は、 周波数 f P 2 で直列共振を示し、 周波数 f r a 2 で並列共振を示す。 即ち、 弾性表面波共振器 2は、 共振 周波数が : f f 2 であり、 反共振周波数が f a 2 である。
第 5図 Aの縦軸は、 弾性表面波共振器 2のィンピーダンスの虚部を示 している。 弾性表面波共振器 2は弾性表面波が励振されない周波数範囲 では、 静電容量 C。 を有するコンデンサとして動作する。 このため、 共 振周波数: 2 よりも低周波数側や、 反共振周波数: f a 2 よりも高周波 数側では、 虚部が負のイ ンピーダンスを示す。
一方、 並列要素の弾性表面波共振器 1は、 周波数 f r ！ で直列共振を 示し、 周波数 f a ！ で並列共振を示す。 即ち、 弾性表面波共振器 1は、 共振周波数が f r ！ であり、 反共振周波数が f a 1 である。
第 5図 Bの縦軸は、 弾性表面波共振器 1のアドミ夕ンスの虚部を示し ている。 弾性表面波共振器 1は、 共振周波数 f p ！ よりも低周波数側や 、 反共振周波数: f a ！ よりも高周波数側では、 虚部が正のァドミ夕ンス を示す。
ここで、 弾性表面波共振器 2の共振周波数 f p 2 と、 弾性表面波共振 器 1の反共振周波数 f a ！ とがほぼ等しくなるように設定する。 このと き、 弾性表面波共振器 2は、 共振周波数: f p 2 の近傍の周波数では、 ィ ンピ一ダンスがほぼゼロとなるので、 短絡の状態になる。 また、 弾性表 面波共振器 1は、 反共振周波数 f r ！ の近傍の周波数では、 アドミ夕ン スがほぼゼロとなるので、 ほぼ開放の状態になる。 このため、 入力端子
3 と出力端子 5 との間はほぼ短絡となり、 入力端子 3 と入力側の接地端 子 4 との間はほぼ開放となり、 同様に、 出力端子 5 と出力側の接地端子 6 との間はほぼ開放となる。 したがって、 入力端子 3 と出力端子 5 との 間は、 低損失な通過域を示すことになる。
一方、 弾性表面波共振器 1の共振周波数 f r ！ 付近の周波数では、 弾 性表面波共振器 1はほぼ短絡となる。 このとき、 入力端子 3 と入力側の 接地端子 4 とがほぼ短絡となり、 かつ、 出力端子 5 と出力側の接地端子 6 とがほぼ短絡となるため、 入力端子 3から出力端子 5へ電気信号を伝 達することができず、 大きな減衰極を形成する。 この減衰極は、 弾性表 面波共振器 1の共振周波数 f P ！ 付近の周波数となるので、 フィル夕回 路の通過域となる弾性表面波共振器 1の反共振周波数: f a 1 よりも低い 周波数に限定される。
さらに、 弾性表面波共振器 2の反共振周波数 f a 2 付近の周波数では 、 弾性表面波共振器 2はほぼ開放となる。 したがって、 入力端子 3から 出力端子 5へ電気信号を伝達することができず、 大きな減衰極を形成す る。 この減衰極は、 弾性表面波共振器 2の反共振周波数 f a 2 付近の周 波数となるので、 フィル夕回路の通過域となる弾性表面波共振器 2の共 振周波数 f r 2 よりも高い周波数に限定される。
第 1図のフィル夕回路の動作は、 弾性表面波共振器以外の共振器でも 、 同様の特性を示し、 例えば、 厚み縦振動や厚みすベり振動を利用した バルク波共振器を用いても同様である。
バルク波共振器の場合、 例えば、 文献； 電気電子のための固体振動論 の基礎、 オーム社発行、 尾上守夫監修、 昭和 5 7年 9月 2 0 日第 1版発 行、 p p . 1 7 5〜 1 8 8 (以下、 文献 3 という） に示されているよう に、 共振周波数 f r と反共振周波数: f a と、 バルク波共振器を構成して いる圧電体の電気機械結合係数 k 2 との間には、 近似的に次式の関係が あることが知られている。 k 2 〜2 ( f a - ） Zf a ( 3 )
式 （ 3 ) は、 バルク波共振器の共振周波数 f r と反共振周波数 f a と の差は、 使用する圧電体の電気機械結合係数 k 2 に反共振周波数： a を 乗じた値の半分にほぼ一致することを示している。.この関係は、 弾性表 面波共振器の場合についてもほぼ同様である。 即ち、 バルク波共振器や 弾性表面波共振器等の弾性波共振器を用いてフィル夕回路を構成した場 合、 フィル夕回路の通過域の周波数と、 大きな減衰を得られる減衰極の 周波数との差は、 弾性波共振器の共振周波数: f r と反共振周波数 f a と の差に相当するため、 これらの差はフィル夕回路の通過域の周波数に使 用する圧電体の電気機械結合係数 k 2 を乗じた値のほぼ半分の値に制限 される。 したがって、 フィル夕回路の通過域の周波数と、 大きな減衰を 必要とする阻止域の周波数との差は、 使用する圧電体の性能による制限 を受ける。
例えば、 弾性表面波共振器で使われる圧電体には、 ニオブ酸リチウム ( L i N b 03 ) やタンタル酸リチウム （L i T a 03 ) が広く知られ ているが、 これらの電気機械結合係数 k2 は大きくても十数％である。 したがって、 フィル夕回路の通過域の周波数と、 大きな減衰を得られる 減衰極の周波数との差は、 フィル夕回路の通過域の周波数の 5〜 6 %程 度の値までしか得られない問題があった。
第 6図は例えば特閧平 6— 3 5 0 3 9 0号公報 （以下、 文献 4という ) に示された従来のフィル夕回路を示す構成図であり、 第 1の弾性表面 波共振器 2 aと第 2の弾性表面波共振器 2 bとィンダク夕 1 6を直列要 素とし、 イ ンダク夕 1 4とコンデンサ 1 5の並列共振回路を並列要素と した構成である。
第 7図は第 6図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 図中 、 第 は第 1の弾性表面波共振器 2 aのィンピーダンス特性 1 7、 第 2の弾性表面波共振器 2 bのイ ンピーダンス特性 1 8、 イ ンダク夕 1 6のイ ンピーダンス特性 1 9 を示している。
第 1の弾性表面波共振器 2 aは共振周波数 f r ！ , 反共振周波数 f a
！ であ り、 第 2の弾性表面波共振器 2 bは共振周波数: f r 2 、 反共振周 波数 f a 2 である。 このとき、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周 波数 f a ！ は、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの共振周波数 f r 2 よ り も 低周波数となっている。
第 7図 Bはイ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5の並列共振回路のァ ドミ 夕ンス特性 2 0を示している。 周波数 f a p は並列共振回路の反共振周 波数であり、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a i と第 2 の弾性表面波共振器 2 bの共振周波数 f r 2 との間になるように反共振 周波数 f a p が設定されている。
第 7図 A， B共に、 縦軸は虚数部を示している。 第 7図 Cは第 6図の フィル夕回路を構成した場合の通過特性を示している。
イ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5 とからなる並列共振回路の反共振周 波数 f a p は、 フィルタ回路の通過域付近の周波数 f p a 3 s に設定さ れているので、 並列共振回路はイ ンピーダンスがほぼ開放となる。 また 、 第 1の弾性表面波共振器 2 aは、 反共振周波数: a ！ よ り高い周波数 で動作しているので、 容量性のイ ンピーダンスを有する。 さらに、 第 2 の弾性表面波共振器 2 bは共振周波数 f r 2 よ り高い周波数で動作して いるので、 容量性のイ ンピーダンスを有する。 このため、 第 1の弾性表 面波共振器 2 aと第 2の弾性表面波共振器 2 bが有する容量性ィ ンピー ダンスを打ぢ消すために、 誘導性イ ンピーダンスを有するイ ンダク夕 1 6が必須である。 一般に、 G H zに達する周波数では、 イ ンダク夕は損 失が大きく、 例えば、 誘電体基板上に形成されたイ ンダク夕では Q値が 数十程度であり、 空芯コイルのような高 Qタイプのものでも、 1 0 0程 度が限界である。 このため、 第 6図に示すようなフィル夕回路の直列要 素にも並列要素にもィ ンダクタを用いる構成では、 実際のフィル夕回路 を構成した場合に、 通過域の損失が増大する問題があつた。
また、 並列要素に用いた並列共振回路は、 反共振周波数: f a p よ り も 低周波数では、 ィ ンダク夕 1 4のァ ドミ夕ンスの方が小さいために支配 的となり、 並列共振回路は誘導性のア ドミタンスを示す。 一方、 反共振 周波数 f a p よ り も高周波数では、 コンデンサ 1 5のア ド ミタンスの方 が小さいために支配的となり、 並列共振回路は容量性のァ ドミ夕ンスを 示す。 このため、 フィル夕回路の通過域のイ ンピーダンス特性は、 反共 振周波数 f a p から離れると、 純抵抗成分以外の成分が大きくなるため 、 広帯域にわたり低損失な特性を実現するのは困難な問題があった。 第 8図は例えば特開平 9— 1 1 6 3 8 0号公報 （以下、 文献 5 という ) に示されている従来のフィル夕回路を示す構成図であり、 図において 、 2 1はコンデンサ 1 3 と、 直列共振回路 （コンデンサ 1 5、 イ ンダク 夕 1 4 ) とを並列接続した共振回路である。
共振回路 2 1は、 第 4図に示したものと同じであり、 本質的に、 弾性 表面波共振器と何ら変わらない。 さらに、 設計面でも、 共振回路 2 1の 共振周波数と、 並列要素の弾性表面波共振器 1の反共振周波数とをほぼ 同じに設定する点で、 第 1図に示したフィル夕回路と同じである。
しかし、 弾性表面波共振器が、 使用する圧電体の電気機械結合係数に 依存して共振周波数と反共振周波数との差が決まるのに対して、 第 8図 に示した共振回路 2 1 はその制限がない分だけ広帯域化できる余地があ るが、 実際には、 インダク夕の Q値は、 弾性表面波共振器 2の Q値よ り もかなり小さ く、 共振回路 2 1 により、 弾性表面波共振器 2 よ り も広帯 域な特性を実現できても、 低損失な通過特性を実現するのは難しい問題 があった。 さらに、 共振回路 2 1の Q値が小さいために、 直列要素により形成さ れるフィル夕回路の通過域よりも高周波数側の減衰特性を急峻とするの が難しく、 かつ、 共振回路 2 1が形成する減衰極も急峻なゼロ点を形成 するのが困難であり、 通過域よりも高周波数側の減衰特性が劣化する問 題があつた。
従来のフィル夕回路は以上のように構成されているので、 通過域の周 波数と減衰域の周波数が離れていると、 低損失で広帯域な通過特性を実 現し、 かつ、 広帯域にわたり大きな減衰量を実現することが困難である 課題があつた。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、 通過 域の周波数と減衰域の周波数が離れていても、 低損失で広帯域な通過特 性を実現し、 かつ、 広帯域にわたり大きな減衰量を実現することができ るフィル夕回路を得ることを目的とする。 発明の開示
この発明に係るフィル夕回路は、 反共振特性を有する共振素子を用い て直列要素を構成し、 イ ンダク夕とコンデンサの直列回路を用いて並列 要素を構成したものである。
このことによって、 通過域の周波数と減衰域の周波数が離れていても 、 低損失で広帯域な通過特性を実現し、 かつ、 広帯域にわたり大きな減 衰量を実現することができる効果がある。 図面の簡単な説明
第 1図は従来のフィル夕回路を示す構成図である。
第 2図は弾性表面波共振器の具体例を示す構成図である。
第 3図は弾性表面波共振器の具体的な構造を示す構造図である。 第 4図は弾性表面波共振器の等価回路を示す回路図である。
第 5図は第 1図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。
第 6図は従来のフィル夕回路を示す構成図である。
第 7図は第 6図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。
第 8図は従来のフィル夕回路を示す構成図である。
第 9図はこの発明の実施の形態 1 によるフィル夕回路を示す構成図で ある。
第 1 0図は弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲に おけるフィル夕回路の等価回路を示す回路図である。
第 1 1図は第 1 0図のフィル夕回路の回路動作を説明する説明図であ る。
第 1 2図は弾性表面波共振器の具体的な構成を示す構成図である。 第 1 3図は弾性表面波共振器の通過特性を説明する説明図である。 第 1 4図は第 9図のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。 第 1 5図はこの発明の実施の形態 2によるフィル夕回路を示す構成図 である。
第 1 6図は第 1 5図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 第 1 7図はこの発明の実施の形態 3によるフィル夕回路の動作を説明 する説明図である。
第 1 8図はこの発明の実施の形態 4によるフィル夕回路を示す構成図 である。
第 1 9図は第 1 8図のフィル夕回路の動作を説明する回路図である。 第 2 0図は第 1 8図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 第 2 1図はこの発明の実施の形態 5によるフィル夕回路を示す構成図 である。
第 2 2図はこの発明の実施の形態 6によるフィル夕回路を示す構成図 である。
第 2 3図はこの発明の実施の形態 7によるフ ィル夕回路を示す構成図 である。
第 2 4図はこの発明の実施の形態 8によるフィル夕回路を示す構成図 である。
第 2 5図はこの発明の実施の形態 9によるフィル夕回路を示す構成図 である。
第 2 6図は第 2 5図のフ ィル夕回路の弾性表面波共振器が弾性表面波 を励振しない周波数範囲における等価回路を示す回路図である。
第' 2 7図は第 2 6図のフ ィ ル夕回路の動作を説明する説明図である。 第 2 8図は弾性表面波共振器を並列要素とした場合の回路図である。 第 2 9図は第 2 8図に示した弾性表面波共振器の通過特性を示す説明 図である。
第 3 0図は第 2 5図のフィ ル夕回路の動作を示す説明図である。
第 3 1図はこの発明の実施の形態 1 0によるフィル夕回路を示す構成 図である。
第 3 2図は第 3 1図のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。 第 3 3図はこの発明の実施の形態 1 1 によるフ ィル夕回路の動作を示 す説明図である。
第 3 4図はこの発明の実施の形態 1 2によるフ ィル夕回路を示す構成 図である。
第 3 5図は第 3 4図のフ ィル夕回路の動作を示す説明図である。
第 3 6図はこの発明の実施の形態 1 3によるフ ィル夕回路を示す構成 図である。
第 3 7図は第 3 6図のフィルタ回路の動作を示す説明図である。
第 3 8図はこの発明の実施の形態 1 4によるフ ィル夕回路を示す構成 図である。
第 3 9図は第 3 8図のフィ ル夕回路の通過特性測定結果を示す説明図 である。
第 4 0図は第 3 8図のフィル夕回路のィ ンピーダンス特性測定結果を 示す説明図である。 ' 第 4 1図はこの発明の実施の形態 1 5によるフィル夕回路を示す構成 図である。
第 4 2図は第 4 1図のフィル夕回路の動作を示す説明図である。
第 4 3図は弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲に おけるフィル夕回路の等価回路を示す回路図である。
第 4 4図はこの発明の実施の形態 1 6によるフ ィル夕回路を示す構成 図である。
第 4 5図は弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲に おけるフ ィル夕回路の等価回路を示す回路図である。
第 4 6図は第 4 4図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 第 4 7図はこの発明の実施の形態 1 7によるフィル夕回路を示す構成 図である。
第 4 8図はこの発明の実施の形態 1 8によるフィル夕回路を示す構成 図である。
第 4 9図は第 1 0図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 第 5 0図は第 2 6図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 第 5 1図はこの発明の実施の形態 2 2によるフ ィル夕回路を示す構成 図である。
第 5 2図はインターディジタルコンデンザの構造図である。
第 5 3図はこの発明の実施の形態 2 3によるフィル夕回路を示す構成 図である。 第 5 4図はチップィ ンダク夕と L i N b 0 3基板上に形成したイ ン夕 —ディジタルコンデンサを用いて、 実際にフィル夕回路を構成した場合 の通過特性測定結果を示す説明図である。 .
第 5 5図は第 5 4図の共振周波数近傍を拡大した説明図である。
第 5 6図はこの発明の実施の形態 2 3によるフィル夕回路を、 空芯コ ィルと L i N b O 3基板上に形成したィ ン夕ーディ ジタルコンデンサを 用いて、 実際に構成した場合の通過特性測定結果を示す説明図である。 第 5 7図は第 5 6図の共振周波数近傍を拡大した説明図である。
第 5 8図はこの発明の実施の形態 2 4によるフィル夕回路を示す構成 図である。
第 5 9図はポリスチレンをコア 6 6 としたコイル 6 7を示す説明図で める。
第 6 0図はコアをポリスチレンとしたコイルと、 L i N b 0 3基板上 に形成したイン夕一ディジタルコンデンサを用いて、 実際にフィル夕回 路を構成した場合の通過特性測定結果を示す説明図である。
第 6 1図は第 6 0図の共振周波数近傍を拡大した説明図である。
第 6 2図はこの発明の実施の形態 2 5によるフィル夕回路を示す構成 図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明をより詳細に説明するために、 この発明を実施するた めの最良の形態について、 添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1 . · 第 9図はこの発明の実施の形態 1によるフィル夕回路を示す構成図で あり、 図において、 2は直列要素を構成する反共振特性を有する弾性表 面波共振器 （共振素子） 、 3は入力端子、 4は入力側の接地端子、 5は 出力端子、 6は出力側の接地端子、 1 4はインダク夕、 1 5はコンデン サである。 なお、 インダク夕 1 4とコンデンサ 1 5の直列回路は並列要 素を構成し、 7Γ形回路構成をしている。
第 1 0図は弾性表面波共振器 2が弾性表面波を励振しない周波数範囲 、 即ち、 弾性表面波共振器 2の共振周波数 f s よ りも低い周波数範囲 や、 弾性表面波共振器 2の反共振周波数: f a s より も高い周波数範囲に おけるフィル夕回路の等価回路を示す回路図である。 弾性表面波共振器 2は、 弾性表面波を励振しない周波数範囲では、 静電容量 C 2 のコンデ ンサ 2 2 として動作する。
並列要素であるィンダク夕 1 4とコンデンサ 1 5 との直列共振回路は 、 周波数 f n で直列共振、 即ち、 共振特性を示す （第 1 1図を参照） 。 このとき、 入力端子 3 と入力側の接地端子 4との間は、 ほぼ短絡の状態 となり、 入力端子 3に入力した電気信号のほとんどは反射する。 同様に して、 出力端子 5 と出力側の接地端子 6 との間もほぼ短絡の状態となる 。 したがって、 入力端子 3 と出力端子 5 との間を、 入力信号はほとんど 伝搬できない。 即ち、 フィルタ回路としては、 減衰極を示し、 大きな阻 止特性を示す。 一方、 共振周波数 f n よりも高い周波数では、 インダク 夕 1 4のイ ンピーダンス ： ί ω ΐ^ は増大し、 コンデンサ 1 5のイ ンピー ダンス （ 1 j ω C i ) は低下する。 このため、 直列共振回路は、 ィ ン ダク夕 1 4のィ ンピ一ダンスが支配的となる。 並列要素がィンダク夕 1 4で、 直列要素がコンデンサ 2 2 となる回路は、 周波数 f 。 を遮断周波 数とする高域通過形フィル夕特性を示す （第 1 1図を参照） 。
インダクタ 1 4、 コンデンサ 1 5、 コンデンサ 2 2の損失がない場合 の通過特性は、 周波数 f n 付近に極めて急峻な減衰極を有する阻止特性 を示し、 また、 遮断周波数 f 。 以上の周波数域では低損失な特性を示す 。 しかし、 例えば、 移動体通信で使われる 8 0 0 M H zから 2 G H z付 近における周波数域では、 イ ンダク夕 1 4は、 通常、 Ι Ο Ο η Ηよ り小 さいイ ンダク夕ンスを使うことが多く、 このようなイ ンダク夕ンスにお けるイ ンダク夕 1 4の Q値は、 よ くても 1 0 0を超えることは稀である 。 ィ ンダク夕 1 4の Q値は、 ィ ンダク夕 1 4に抵抗成分が直列接続され たものとして考え、 イ ンダク夕 1 4のイ ンビ一ダンスと抵抗成分の抵抗 値との比が Q値に相当する。 イ ンダク夕ンスが大きくなるほど、 イ ンダ クタの Q値は低下する。 また、 空芯コイルは他のイ ンダクタに比べ Q値 は高いが、 例えば、 誘電体基板表面に導体線路で構成されたイ ンダク夕 ンスの Qは大き くて数十程度であり、 1 0以下であることも稀ではない 一方、 コンデンサ 1 5及びコンデンサ 2 2は、 移動体通信で使われる 周波数域では、 1 0 0 p Fよ り も小さい静電容量を使うことが多く、 こ のような静電容量におけるコンデンサ 1 5の Q値は数百程度である。 コ ンデンサ 1 5の Q値は、 コンデンサ 1 5 に抵抗成分が並列接続されたも のと して考え、 抵抗成分の抵抗値とコンデンサ 1 5のア ドミタンスとの 積の逆数が Q値に相当する。 したがって、 直列共振回路では、 イ ンダク 夕 1 4の Q値がフィル夕特性に大きく影響する。
第 1 1図は第 1 0図のフィルタ回路の回路動作を説明する説明図であ る。 図において、 f n は減衰極の周波数、 f c は遮断周波数である。 2 3は第 1 0図の回路を構成するイ ンダクタ 1 4、 コンデンサ 1 5、 コン デンサ 2 2の損失がない場合の通過特性であ り、 2 4はィ ンダク夕 1 4 、 コンデンサ 1 5、 コンデンサ 2 2の損失を考慮した場合の通過特性で ある。
無損失の場合、 即ち、 イ ンダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5、 コンデンサ 2 2の各 Q値が十分に大きい場合は、 通過特性 2 3のように、 共振周波 数 f n 付近に急峻な減衰特性を有する減衰極を作ることができる。 しか し、 インダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5、 コンデンサ 2 2の Q値を実際の 回路要素に即して考慮した場合には、 通過特性 2 4のように、 無損失の 場合よりも大きく劣化する。 即ち、 共振周波数 f n 付近の減衰極は、 減 衰極の周波数位置が不明確なほど減衰特性が劣化し、 減衰量も劣化する 。 さらに、 遮断周波数 f 。 より高い周波数域における通過域でも、 挿入 損失が増大する。 このため、 イ ンダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5、 コンデ ンサ 2 2等の回路素子を用いて第 1 0図の回路を構成しても、 実際に得 られるのは、 通過特性 2 4のような特性であり、 フィル夕回路としては 十分な性能を得ることができない。
上記の問題点を改善するために、 直列要素に弾性表面波共振器 2を用 いる。 第 1 2図は弾性表面波共振器 2の具体的な構成を示す構成図であ り、 第 1 3図は弹性表面波共振器 2の通過特性 2 5を説明する説明図で める。
弾性表面波共振器 2を直列要素として使う と、 第 1 3図に示すような 通過特性 2 5を示す。 即ち、 弾性表面波共振器 2は、 周波数 f r にて 直列共振特性を示し、 周波数 f a s にて並列共振特性を示す。 周波数 r s を共振周波数といい、 周波数: f a s を反共振周波数という。 共振周 波数 f r s では、 弾性表面波共振器 2は、 ほぼ短絡となるので、 通過特 性 2 5は低損失な特性を示す。 一方、 反共振周波数 f a s では、 弾性表 面波共振器 2は、 ほぼ開放となるので、 通過特性 2 5は減衰極を示す。 このとき、 弾性表面波共振器 2の減衰極は、 第 1 1図に示したようなィ ンダクタ 1 4とコンデンサ 1 5からなる直列共振回路の場合よりも、 急 峻な減衰極を形成することができる。
第 1 4図は第 9図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 図 において、 2 6は第 9図のフィル夕回路の通過特性であり、 第 1 1図に 示した通過特性 2 4と、 第 1 3図に示した通過特性 2 5 とが重畳したも のとして考えることができる。
弾性表面波共振器 2は、 反共振周波数 f a s 付近に急峻な減衰極を形 成することができる。 しかし、 減衰極と、 弾性表面波共振器 2の共振周 波数 f r s との周波数差は、 使用する圧電体の電気機械結合係数 k 2 の 制限を受け、 所要の周波数差を自由に設けることができない。 このため 、 減衰極がある所要値以上の減衰量となる周波数幅には制限がある。 一 方、 イ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5の直列回路の共振周波数 f n を、 弾性表面波共振器 2の反共振周波数 f a s 付近になるように設定する と 、 破線で示した通過特性 2 4のように、 明確な減衰極は形成できなくて も、 緩やかな減衰特性が、 弾性表面波共振器 2の通過特性 2 5 に重畳し 、 弾性表面波共振器 2だけによる通過特性 2 5の場合よ り も、 減衰量を 大きくすることが可能となる。
遮断周波数 f 。 及び遮断周波数 f 。 よ り も高い周波数域では、 弾性表 面波共振器 2は、 反共振周波数 f a s よ り も高い周波数範囲であ り、 弾 性表面波はほとんど励振せずに、 単なる静電容量 C 2 を有するコンデン サ 2 2 として動作すればよい。 このため、 通過域で弾性表面波を励振す る通常の弾性表面波フィル夕ゃ弾性表面波共振器では、 大電力を入力す ると、 弾性表面波の励振に伴うス トレスマイ グレーションや、 大電流の 流入によるエレク トロマイ グレーションによ り破壊が生じるのに対して 、 第 9図のフィルタ回路では、 弾性表面波共振器 2は、 大電流の流入に よるエレク トロマイグレーショ ンによる破壊だけが問題となるので、 従 来のこの種の弾性表面波フィル夕に比べ、 よ り大電力動作に対して耐性 が高い。 さらに、 弾性表面波共振器 2の圧電体の電気機械結合係数 k 2 には依存せずに、 減衰極の周波数 f a と遮断周波数 f 。 を設定するこ とができる。 弾性表面波共振器 2の共振周波数 f r s 付近を通過域とし て用いる従来のこの種の弾性表面波を用いたフィル夕回路に比べ、 設計 の自由度を飛躍的に高めることができる。
なお、 反共振周波数: a s よりも高い周波数域において、 弾性表面波 共振器 2の静電容量であるコンデンサ 2 2は、 弾性表面波共振器 2を構 成する圧電体の誘電体損や、 弾性表面波共振器 2の電極抵抗等が Q値に 影響する。 圧電体は、 圧電単結晶が使われることが多く、 誘電体損は、 コンデンサ 1 5に使われる高誘電率系の誘電体よりも小さい。 また、 電 極抵抗は、 弾性表面波共振器 2の設計内容に依存するが、 例えば、 2 p Fの静電容量が必要な場合、 動作周波数が 9 0 0 MH zとすると、 電極 抵抗が例えば 1 Ωのとき、 コンデンサ 2 2の Q値は、 下記のようになる
Q = ( 1 Q X 2 TT 9 0 0 MH Z X 2 P F ) - 1 = 8 8 ( 4 ) インダク夕 1 4の Q値とほぼ同等となり、 損失の要因となる。 したが つて、 弾性表面波共振器 2は、 電極抵抗が所要値以下となるように、 電 極本数や電極膜厚を決定する等の配慮が必要である。 実施の形態 2 .
第 1 5図はこの発明の実施の形態 2によるフィル夕回路を示す構成図 であり、 第 1 6図は第 1 5図のフィルタ回路の動作を説明する説明図で ある。 図において、 2 aは第 1の弾性表面波共振器、 2 bは第 2の弾性 表面波共振器、 2 7 aは第 1の弾性表面波共振器 2 aの通過特性、 2 7 bは第 2の弾性表面波共振器 2 bの通過特性、 2 8は第 1 5図のフィル 夕回路の通過特性である。
■ 第 1の弾性表面波共振器 2 aは、 共振周波数が : s ！ 、 反共振周波 数が : f a s ！ であり、 静電容量が C2 である。 第 2の弾性表面波共振器 2 bは、 共振周波数が f r s 2 、 反共振周波数が f a s 2 であり、 静電 容量が C3 である。 第 1の弾性表面波共振器 2 aの静電容量 C2 と第 2 の弾性表面波共振器 2 bの静電容量 C 3 はほぼ同じ値である。 第 1の弾 性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s ！ は、 第 2の弾性表面波共振 器 2 bの反共振周波数: f a s 2 よ り も高く設定し、 これに連動して、 第
1の弾性表面波共振器 2 aの共振周波数 f ^ ！ は、 第 2の弾性表面波 共振器 2 bの共振周波数 f r s 2 よ り も高くなつている。
入力端子 3に近いイ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5 と、 出力端子 5 に 近いイ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5 とは、 それそれ、 イ ンダク夕ンス 、 静電容量がほぼ同じであ り、 さらに、 第 1の弾性表面波共振器 2 aと 第 2の弾性表面波共振器 2 b との間にあるイ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕 ンスは、 入力端子 3に近いィ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕ンス L i の半分
( L！ / 2 ) である。 同様に、 第 1の弾性表面波共振器 2 aと第 2の弾 性表面波共振器 2 bとの間にあるコンデンサ 1 5の静電容量は、 入力端 子 3 に近いコンデンサ 1 5の静電容量 の 2倍 （ 2 C i ) である。 こ のような第 1 5図に示した構成は、 第 9図に示した 7T形回路を 2段従属 接続した構成に等しい。
そして、 イ ンダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの静電容量 C 2 、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの静電容量 C 3 によ り決定される遮断周波数 f 。 および減衰極の周波数 f n が全てのセクシ ヨンで同じになるように各素子値を決める。 さらに、 減衰極の周波数 f n を、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s i と第 2の弾 性表面波共振器 2 bの共振周波数 f a 2 との中間付近になるように設 定する。
第 1 5図に示した構成は、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波 数 f a s i が、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの共振周波数 f a s 2 よ り も高くなるよう に設定されているので、 第 1の弾性表面波共振器 2 aが 作る減衰極の周波数 f a s ！ と、 第 2の弾性表面波共振器 2 bが作る減 衰極の周波数: f a s 2 とが異なるため、 広い周波数範囲にわたり、 大き な減衰量を実現できる。
一方、 遮断周波数 f 。 と第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s ！ との周波数差と、 遮断周波数: f 。 と第 2の弾性表面波共振器 2 bの反共振周波数 f a s 2 との周波数差は、 それそれ異なる数値となる が、 第 1 5図のフィル夕回路は、 遮断周波数 f 。 よ りも高い周波数域の 特性は、 第 1の弾性表面波共振器 2 a及び第 2の弾性表面波共振器 2 b の弾性表面波共振器としての特性には依存しないので、 第 1の弾性表面 波共振器 2 aの反共振周波数 f a s ！ と第 2の弾性表面波共振器 2 bの 反共振周波数 f a s 2 との周波数差によらず、 良好な通過特性とするこ とができる。
しかし、 第 1 の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s i による 減衰極と、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの反共振周波数 f a s 2 による 減衰極との周波数差と減衰特性との関係は、 第 1の弾性表面波共振器 2 a及び第 2の弾性表面波共振器 2 bに使われている圧電体の電気機械結 合係数に依存する。 実施の形態 3 .
第 1 7図はこの発明の実施の形態 3によるフィル夕回路の動作を説明 する説明図である。 第 1 7図に示した動作をするフィル夕回路の回路構 成は、 第 1 5図のフィル夕回路と同じであり、 イ ンダク夕 1 4、 コンデ ンサ 1 5、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの静電容量 C 2 、 第 2の弾性表 面波共振器 2 bの静電容量 C 3 により決定される遮断周波数 f 。 及び減 衰極の周波数: n が全てのセクションで同じになるように各素子値を決 めるのは、 第 1 6図に示した場合と同じである。 しかし、 減衰極の周波 数 f n を、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s ！ 及び第 2の弾性表面波共振器 2 bの反共振周波数 f a 2 よりも低い周波数に している。
第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s ！ による減衰極と 第 2の弾性表面波共振器 2 bの反共振周波数 f a s 2 による減衰極との 周波数差は、 使用する圧電体の電気機械結合係数に依存するため、 これ らの反共振周波数に電気機械結合係数 k 2 を乗じた数値程度が、 現実的 な周波数差の数値である。 しかし、 第 1 7図に示すように、 インダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの静電容量 C 2 、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの静電容量 C 3 によ り決定される減衰極の 周波数 f n を、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの反共振周波数: f a 2 よ りも低い周波数範囲に設定することにより、 よ り広い範囲で大きな減衰 量を得ることができる。 また、 同時に、 減衰極の周波数 f n は、 第 1の 弾性表面波共振器 2 a及び第 2の弾性表面波共振器 2 bの弾性表面波共 振器としての特性とは無関係に、 独立に設定できるため設計の自由度が より大きい。
さらに、 通過域あるいは遮断周波数: f 。 に近い周波数範囲の帯域外特 性は、 主に、 第 1の弾性表面波共振器 2 a及び第 2の弾性表面波共振器 2 bの減衰極を用いているため、 急峻な減衰特性を実現できる。 また、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの減衰極よりも低い周波数範囲は、 ィンダ クタ 1 4、 コンデンサ 1 5、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの静電容量 C 2 、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの静電容量 C 3 によ り決定される周波 数 f n の減衰極を用いて広い周波数範囲にわたり大きな減衰量を得るこ とができる。 周波数 f n の減衰極は、 特にインダク夕 1 4の Q値が小さ いために、 遮断周波数: f 。 の近傍では急峻な減衰特性を得ることが難し いが、 遮断周波数: e。 からの周波数差を大きくするほど、 広い周波数範 囲にわたり大きな減衰特性を実現できるため、 第 1 7図に示すような周 波数位置に減衰極を形成することにより、 イ ンダク夕 14の Q値による 問題点を回避して良好な減衰特性を実現できる。 実施の形態 4.
第 1 8図はこの発明の実施の形態 4によるフィル夕回路を示す構成図 である。 フィル夕回路の回路構成は、 第 1 5図のフィル夕回路と同じで あるが、 第 1 8図のフィル夕回路は、 イ ンダク夕 1 4及びコンデンサ 1 5の素子値を各セクショ ン毎に変えている。
第 1 9図は第 1 8図のフィル夕回路の動作を説明する回路図である。 図において、 2 9 aは第 1の弾性表面波共振器 2 aの静電容量 C 2 の一 部と、 入力端子 3に近いイ ンダク夕 14とコンデンサ 1 5とからなる第 1の L形回路を示している。 2 9 bは第 1の弾性表面波共振器 2 aの静 電容量 C 2 の一部と、 第 1の弾性表面波共振器 2 aと第 2の弾性表面波 共振器 2 bとの間にあるイ ンダク夕 14とコンデンサ 1 5のそれそれ一 部とからなる L形回路と、 第 2の弾性表面波共振器 2 bの静電容量 C3 の一部と、 第 1の弾性表面波共振器 2 aと第 2の弾性表面波共振器 2 b との間にあるイ ンダク夕 1 4とコンデンサ 1 5のそれそれ一部とからな る L形回路とが合わさった第 1の T形回路を示している。 2 9 cは第 2 の弾性表面波共振器 2 bの静電容量 C3 の一部と、 出力端子 5に ¾ぃィ ンダク夕 1 4とコンデンサ 1 5とからなる第 2の L形回路を示している 第 1 9図に示した第 1の L形回路、 第 1の T形回路、 第 2の L形回路 中の各素子値は、 第 1 8図のフィル夕回路の各素子値と以下の関係があ る。
1/C2 = 1/C2 , + 1/C2 2 ( 5 )
1 /C 3 = 1 C 3 ! + 1 /C 3 2 ( 6 ) C 4 — C 4 i + C 4 2 ( 7 )
1ZC4 = 1ZC4 1 + 1/C4 2 ( 8 )
さらに、 第 1の L形回路、 第 1の T形回路、 第 2の L形回路等の各セ クションの遮断周波数 f 。 と公称ィ ンピーダンスを同じに設定すれば、 各セクション毎に異なる減衰極の周波数を設定しても、 これらの各セク ションを従属接続することにより、 各セクションの通過特性を重畳させ た特性を実現できる。 このようなフィル夕回路における設計手法は、 広 く知られている。
第 2 0図は第 1 8図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 図において、 3 0 aは第 1の L形回路の通過特性、 3 O bは第 1の T形 回路の通過特性、 3 0 cは第 2の L形回路の通過特性、 3 1は第 1 8図 のフィル夕回路の通過特性である。
第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s ！ と第 2の弾性表 面波共振器 2 bの反共振周波数: f a s 2 とをフィル夕回路の通過域よ り も低く設定し、 かつ、 第 1の弾性表面波共振器 2 aの反共振周波数 f a s ！ を第 2の弾性表面波共振器 2 bの反共振周波数 f a s 2 より も高く 設定する。 さらに、 第 1の L形回路の減衰極の周波数 f n i 、 第 1の T 形回路の減衰極の周波数 f η 2 、 第 2の L形回路中の減衰極の周波数 f n 3 を、 全て第 2の弾性表面波共振器 2 bの反共振周波数 f a s 2 より も低い周波数とし、 かつ、 第 1の L形回路の減衰極の周波数 f n ！ 、 第 1の T形回路の減衰極の周波数 f n 2 、 第 2の L形回路中の減衰極の周 波数 f n a を互いに異なる周波数とする。 このような構成にすることに より、 極めて広い範囲で大きな減衰量を得ることができる。 実施の形態 5.
第 2 1図はこの発明の実施の形態 5によるフィル夕回路を示す構成図 である。 第 2 1 図のフィル夕回路の回路構成は、 イ ンダク夕 1 4 とコン デンサ 1 5の接続順序が異なるだけで、 実際の動作は第 9図に示した場 合と同じであり、 第 9図の場合と同じ素子値を用いれば、 特性は第 1 4 図に示した場合と同じである。 しかし、 第 9図の場合と異なり、 第 2 1 図は 2つのコンデンサ 1 5 を弾性表面波共振器 2 と同じチップ 3 2上に 形成している。
弾性表面波共振器 2等で用いられる圧電体は、 誘電率が数十以上ある 場合が多く、 高誘電体基板としても有用である。 また、 第 3図に示した ような I D T 9のパターンは、 弾性表面波を励振しない周波数では、 単 なるコンデンサとして動作するので、 弾性表面波共振器 2の反共振周波 数と大きく異なる周波数の I D T 9 を形成することによ り、 コンデンサ 1 5 を実現することができる。 そして、 同じ圧電体上に、 弾性表面波共 振器 2 と共に、 コンデンサ 1 5 を形成し、 1つのチップ 3 2 として切断 することによ り、 極めて微小な面積に、 弾性表面波共振器 2 とコンデン サ 1 5を形成できる。 さらに、 この種の I D T 9のパターンは、 極めて 正確なパターン形成がなされるので、 通常のチップコンデンサ等を用い る場合よ り も、 格段に高精度に静電容量を得ることができる。 実施の形態 6 .
第 2 2図はこの発明の実施の形態 6によるフィル夕回路を示す構成図 であ り、 図において、 3 3は分布定数線路の片側を接地したショー トス タブである。 特性イ ンピーダンス Z、 電気長 Sの場合の分布定数線路の 従属行列は、 次式で与えられる。 cos^ jz mO
従属行列 = (9) j mOjz cos (9
ここで、 電気長 Θは、 波数 kと線路長 Dから次式の関係がある。
θ = ]ί Ό = 2 πΏ/λ = ωΏ/ ο ( 1 0 ) ただし、 人は分布定数線路における電磁波の波長、 ωは角周波数、 c は分布定数線路における電磁波の伝搬速度である。
片方の端子を接地したショートスタブは、 イ ンピーダンス Z sが j Ζ t a η Θ となるので、 6>が小さい範囲では近似的に、 ショートスタブの イ ンピーダンス Z sは、 次式のように考えることができる。
Z s = j Z t a n 0〜 i Ζ θ = j Z ω Ί) / c = j ω ( Z D/ c )
( 1 1 ) 式 （ 1 1 ) は、 この種のショ一 トス夕プは近似的にィ ンダク夕ンス （ Z D/ c ) のイ ンダク夕として動作することを示しており、 これまで説 明したフィル夕回路におけるイ ンダクタ 1 4をショー トスタブ 3 3に置 き換えても同じ効果が得られる。 特に、 ショー トスタブのような分布定 数線路は、 例えば、 フィル夕回路を誘電体基板上に構成する場合に、 誘 電体基板上の線路パターンとして形成すればよく、 誘電体基板を多層構 造にすれば、 よ り複雑な回路の中に、 フィル夕回路を組み込むことがで さる。 実施の形態 Ί .
第 2 3図はこの発明の実施の形態 7によるフィル夕回路を示す構成図 であ り、 図において、 3 4はオープンスタブである。 オープンスタブは 片方の端子を開放にした分布定数線路であ り、 この場合のィ ンピーダン ス Z。 は次式で与えられる。
Z o = - j Z c o s 6> . ( 1 2 ) 電気長 Θを、 周波数 f r における電磁波の波長の 4分の 1 となるよう にすると、 周波数 f r にてイ ンピーダンス Z。 はゼロとなり、 周波数 r 前後でイ ンピーダンス Z。 の極性が変わる。 これは、 直列共振を示し ており、 例えば、 第 9図に示したイ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5から なる直列回路の変わりに、 オープンスタブ 3 4を用いることができるこ とを示している。 オープンスタブは片側を開放にするだけでよいので、 誘電体基板上、 特に、 多層基板を用いる場合に、 片側の配線を省略する ことができる利点もある。 実施の形態 8 .
第 2 4図はこの発明の実施の形態 8によるフ ィル夕回路を示す構成図 であり、 図において、 3 5はスパイ ラル状にしたオープンスタブである 。 オープンスタブ 3 5は、 必ずしも、 直線状の分布定数線路である必要 はなく、 スパイ ラル状にした方が、 線路を伝搬する電磁界が作る磁束を スパイラル 3 .5 自身が効率良く強めあうので、 直線状のオープンス夕ブ 3 4を用いる場合より も、 よ り小さい面積で同じ特性を実現できる利点 力 sある。 実施の形態 9 .
第 2 5図はこの発明の実施の形態 9によるフィル夕回路を示す構成図 である。 弾性表面波共振器 1 を並列要素に用い、 イ ンダク夕 1 4 とコン デンサ 1 5 との並列回路を直列要素に用いている。
第 2 6図は第 2 5図のフ ィル夕回路の弾性表面波共振器 1が弾性表面 波を励振しない周波数範囲における等価回路である。 弾性表面波共振器
1は、 電極容量と同じ静電容量 C 2 のコンデンサ 2 2 として考える。 第 2 7図は第 2 6図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 第 2 6図のフィル夕回路の直列要素は、 周波数 f n にて並列共振、 即ち、 反 共振を示す。 このとき、 入力端子 3から出力端子 5に至る経路中に存在 する直列要素のィンピーダンスは開放となっており、 入力端子 3から出 力端子 5への通過特性 3 6は、 減衰極を示し、 大きな減衰特性を示す。
しかし、 実際のインダク夕 1 4やコンデンサ 1 5には、 損失成分があ り、 特に、 G H z付近の周波数においてィンダク夕 1 4の Q値は 1 0 0 を超えるものは稀であり、 通常、 5 0から 8 0程度である。 このため、 実際の通過特性 3 7は、 減衰極が明確なゼロ点を示さないほどに減衰特 性が劣化し、 遮断周波数： f 。 よりも低い周波数側の通過域での損失も大 きくなる。
第 2 8図は弾性表面波共振器 1を並列要素とした場合の回路図である 。 第 2 9図は第 2 8図に示した弾性表面波共振器 1の通過特性を示す説 明図である。 図において、 3 8は弾性表面波共振器 1の通過特性である 弾性表面波共振器 1を並列要素とした場合は、 共振周波数 f P p にて 弾性表面波共振器 1が短絡となるので、 通過特性に大きな減衰極を形成 する。 また、 反共振周波数: f a p にて弾性表面波共振器 1が開放となる ので、 通過特性は最小値を示す。
第 3 0図は第 2 5図のフィル夕回路の動作を示す説明図であり、 図に おいて、 3 9は第 2 5図のフィル夕回路の通過特性である。
第 2 5図のフィル夕回路では、 弾性表面波共振器 1の共振周波数 f p p 及び直列要素の反共振周波数 f n を、 遮断周波数 f c よ りも高い周波 数に設定する。 このような条件にすると、 通過域では、 弾性表面波共振 W
28 器 1は、 共振周波数 f r p よ り も低い周波数となるので、 弾性表面波を 励振しない状態で動作させることができる。 このため、 通過域で弾性表 面波を励振する通常の弾性表面波フィル夕ゃ弾性表面波共振器では、 大 電力を入力すると、 弾性表面波の励振に伴うス ト レスマイグレーショ ン や、 大電流の流入によるエレク トロマイグレーションによ り破壊が生じ るのに対して、 第 2 5図のフ ィル夕回路では、 弾性表面波共振器 1は、 大電流の流入によるエレク トロマイ グレーショ ンによる破壊だけが問題 となるので、 従来のこの種の弹性表面波フィル夕に比べ、 より大電力動 作に対して耐性が高くなる。
さらに、 通過域あるいは遮断周波数 f 。 と、 弾性表面波共振器 1の共 振周波数 p との周波数差が、 弾性表面波共振器 1 に用いた圧電体の 電気機械結合係数 k 2 に遮断周波数: f e あるいは弾性表面波共振器 1 の 共振周波数 f P p を乗じた数値よ り も大きい値であっても、 良好なフ ィ ル夕特性を得ることができる。
第 2 5図のフィル夕回路の通過特性 3 9は、 第 2 6図のフィルタ回路 の通過特性 3 7 と、 第 2 8図に示した弾性表面波共振器 1の通過特性を 重畳した特性である。 第 2 6図のフ ィル夕回路の回路構成では、 通過域 の近傍に急峻な減衰特性を得ることができないが、 弾性表面波共振器 1 の共振周波数 f Γ ρ 近傍に形成される急峻な減衰極により、 良好な減衰 特性を得ることができる。 実施の形態 1 0 .
第 3 1 図はこの発明の実施の形態 1 0によるフィル夕回路を示す構成 図である。 第 3 2図は第 3 1図のフ ィル夕回路の動作を説明する説明図 である。 第 3 1図のフ ィ ル夕回路の回路構成は、 第 2 5図のフ ィル夕回 路と同じであるが、 2つの弾性表面波共振器 4 0の共振周波数を互いに 異なる値としている。 即ち、 第 1の弾性表面波共振器 4 0 aの共振周波 数を f r p i とし、 第 2の弾性表面波共振器 4 0 bの共振周波数を f r p 2 とし、 イ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5 との並列回路の反共振周波 数を f n とすると、 遮断周波数 f c に対して、 以下の関係を満足するよ うにしている。
f c ^ 1 r p i 、 、f r p 2 、 1 3 )
第 1の弾性表面波共振器 4 0 aの共振周波数 f r p i と、 第 2の弾性 表面波共振器 4 0 bの共振周波数 f r p 2 とを異なる周波数とすること によ り、 急峻な減衰特性が得られる周波数範囲が、 第 3 0図に示した場 合よ り も広くすることができる。 実施の形態 1 1 .
第 3 3図はこの発明の実施の形態 1 1 によるフィル夕回路の動作を示 す説明図である。 フィル夕回路の回路構成は、 第 3 1図のフィル夕回路 と同じであり、 また、 第 1の弾性表面波共振器 4 0 aの共振周波数 f p i と、 第 2の弾性表面波共振器 4 0 bの共振周波数 f r p 2 とを異な る周波数とすることも同じであるが、 イ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5 との並列回路の反共振周波数 f n を、 第 1の弾性表面波共振器 4 0 aの 共振周波数 f r p ！ 及び第 2の弾性表面波共振器 4 0 bの共振周波数 f r p 2 よ り も高い周波数に設定している。
このような設定にすると、 遮断周波数 f 。 の近傍の急峻な減衰特性は 、 第 1の弾性表面波共振器 4 0 aと第 2の弾性表面波共振器 4 0 bが形 成する減衰極によ り得られ、 第 1の弾性表面波共振器 4 0 aと第 2の弾 性表面波共振器 4 0 bが形成する減衰極よ り も高い周波数での減衰特性 は、 イ ンダクタ 1 4 とコンデンサ 1 5 との並列回路の反共振周波数 f n 近傍の減衰極によ り得られ'る。 イ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5 との並 列回路による減衰極は、 遮断周波数 f 。 から離れる方が大きな減衰量を 広い周波数範囲にわたって得られ易いので、 第 3 2図に示した場合よ り も広い周波数範囲で良好な減衰特性を得ることができる。 実施の形態 1 2 ·
第 3 4図はこの発明の実施の形態 1 2によるフィル夕回路を示す構成 図である。 ここでは、 第 3 1図のフィル夕回路に加えて、 第 2の並列要 素 4 3 bと第 3の弾性表面波共振器 4 0 cを追加している。 第 3 5図は 第 3 4図のフィル夕回路の動作を示す説明図である。 図において、 4 5 は第 3 4図のフィル夕回路の通過特性である。
第 3 4図のフィル夕回路を元に、 弾性表面波共振器 4 0が弾性表面波 を励振しない周波数範囲における等価回路において、 第 1 9図のフィル 夕回路と同様に、 複数の L形回路に分割して考え、 第 1の並列要素 4 3 aを含む 7Γ形回路の通過特性を 4 4 aとし、 その減衰極の周波数を f n ！ とする。 また、 第 2の並列要素 4 3 bを含む 7Γ形回路の通過特性を 4 4 とし、 その減衰極の周波数を： n 2 とする。 第 1の弹性表面波共振 器 4 0 aの共振周波数 f r p i 、 第 2の弾性表面波共振器 4 0 bの共振 周波数 r p 2 、 第 3の弾性表面波共振器 4 0 cの共振周波数 f r p 3 との関係を以下のようにすると、 極めて広い周波数範囲にわたり、 良好 な減衰特性を実現できる。
f c < f r p ！ < f p 2 く f r p 3
< f n 1 < f n 2 ( 1 4 ) 実施の形態 1 3 .
第 3 6図はこの発明の実施の形態 1 3によるフィル夕回路を示す構成 図であり、 第 3 7図は第 3 6図のフィル夕回路の動作を説明する図であ る。 図において、 4 6 aは第 1の弾性表面波共振器、 4 6 bは第 2の弾 性表面波共振器、 4 7はイ ンダク夕、 4 8はコンデンサ、 4 9は直列共 振回路の通過特性、 5 0 aは第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの通過特性 、 5 0 bは第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの通過特性、 5 1は第 3 6図 のフィル夕回路の通過特性である。
第 1の弾性表面波共振器 4 6 aは、 共振周波数が f f s l、 反共振周波 数が f a s lであり、 静電容量が C 2である。 第 2の弾性表面波共振器 4 6 bは、 共振周波数が f r s 2、 反共振周波数が f a s 2であり、 静電容量 が C 3である。 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの静電容量 C 2と第 2の 弾性表面波共振器 4 6 bの静電容量 C 3はほぼ同じ値である。 第 1の弾 性表面波共振器 4 6 aの反共振周波数： f a s iは、 第 2の弾性表面波共振 器 4 6 bの反共振周波数 f a s 2よりも高く設定し、 これに連動して、 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの共振周波数 f P S iは、 第 2の弾性表面波 共振器 4 6 bの共振周波数： f P S 2よりも高くなつている。
入力端子 3に近いインダク夕 4 7及びコンデンサ 4 8 と、 出力端子 5 に近いィンダク夕 4 7及びコンデンサ 4 8 とは、 それそれィンダク夕ン ス、 静電容量が同じであり、 さらに、 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aと 第 2の弾性表面波共振器 4 6 bとの間にあるィンダク夕 4 7のィンダク 夕ンスは、 入力端子 3に近いインダク夕 4 7のイ ンダク夕ンス L 1の半 分である。 同様に、 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aと第 2の弾性表面波 共振器 4 6 bとの間にあるコンデンサ 4 8の静電容量は、 入力端子 3に 近いコンデンサ 4 8の静電容量 の 2倍である。
並列要素であるインダク夕 4 7及びコンデンサ 4 8 と、 第 1の弾性表 面波共振器 4 6 aの静電容量 C 2と、 第 2の弾性表面波共振器 4 6 わの 静電容量 C 3とによ り決定される遮断周波数 : f 。および減衰極の周波数 f nが全て同じセクションになるように各素子値を決定する。 減衰極の周波数 f nは、 イ ンダク夕 4 7のイ ンダク夕ンス、 コンデン サ 4 8の静電容量が変化することによ り変化する。 イ ンダク夕 4 7 とコ ンデンサ 4 8にチップ部品を用いると、 通常、 イ ンダク夕 4 7のイ ンダ クタンス、 コンデンサ 4 8の静電容量は ±数％以内の誤差を含んでいる 。 このため、 減衰極の周波数： nがフィル夕回路を構成する素子によ り 変動し、 減衰極の周波数 f nを所望の周波数に設定するこ とができず、 弾性表面波共振器 4 6 aの反共振周波数 f a sェよ り高い周波数になる。 あるいは、 弾性表面波共振器 4 6 bの反共振周波数: f a s 2より低い周波 数になり、 フィル夕回路としては十分な減衰特性を得られない場合があ る。
上記の問題を改善するために、 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの反共 振周波数: f a s lを、 所望の周波数よ り、 イ ンダクタ 4 7のインダクタン ス及びコンデンサ 4 8の静電容量のばらつきによる減衰極の周波数 f n の変動分だけ高い周波数に設定し、 かつ、 第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの反共振周波数: a s 2を、 所望の周波数よ り、 イ ンダク夕 4 7のイ ン ダク夕ンス及びコンデンサ 4 8の静電容量のばらつきによる減衰極の周 波数: f n変動分だけ低い周波数に設定する。
即ち、 イ ンダク夕 4 7、 コンデンサ 4 8、 第 1の弹性表面波共振器 4 6 aの静電容量 C 2及び第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの静電容量 C 3 によ り決定される減衰極の周波数 f nが、 イ ンダク夕 4 7 とコンデンサ 4 8の素子値のばらつきによ り変動する周波数を Δ ΐ ηとするとき、 以 下の関係を満足するように、 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの反共振周 波数 f a s l、 第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの反共振周波数 f a s 2を設 定する。
f a s 2 -厶 f n< f n< f a s l + A f n ( 1 5 ) 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの反共振周波数 f a s iと、 第 2の弾性 表面波共振器 4 6 bの反共振周波数： ea s 2を上記の関係を満足するよう に設定することにより、 インダク夕 4 7 とコンデンサ 4 8の素子値がば らついても、 コンデンサ 4 8 と第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの静電容 量 C 2と第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの静電容量 C 3とにより決定さ れる減衰極の周波数 f nは、 弾性表面波共振器 4 6 aの反共振周波数 f a s iと弾性表面波共振器 4 6 bの反共振周波数 f a s 2の間となるため、 良好な減衰特性が得られる。 実施の形態 1 4.
第 3 8図はこの発明の実施の形態 1 4によるフィル夕回路を示す構成 図であり、 図において、 5 2はコンデンサである。
第 1の弾性表面波共振器 4 6 aは反共振周波数が f a sェであり、 静電 容量が C 2である。 第 2の弾性表面波共振器 4 6 bは反共振周波数が : f a s 2であり、 静電容量が C 3である。 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの 静電容量 C 2と第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの静電容量 C 3は、 ほぼ 同じ値である。 コンデンサ 5 2の静電容量は C 4であり、 インダク夕 4 7のイ ンダクタンスは であり、 コンデンサ 4 8の静電容量 2 C iである。
このような第 3 8図に示した構成は、 第 9図に示すような直列要素が 弾性表面波共振器 4 6 a , 4 6 b, 並列要素がィンダク夕 4 7及びコン デンサ 4 8の直列共振回路からなる 7Γ形回路を T形回路に変換し、 上記 T形回路を 2段従属接続し、 さらに、 直列要素の弾性表面波共振器の少 なく とも 1っをコンデンザに置き換えた構成に等しい。
第 3 9図は第 3 8図のフィル夕回路を実際に作成した通過特性の実験 結果であり、 第 4 0図はィンピーダンス特性の実験結果である。 図中、 5 1 &は1^ノ 2 ニ 2 4 1111、 2 C 1 = 2 4 p F、 C , = 1 . 8 p Fとし た場合のフィル夕回路の通過特性実験結果、 5 3 aは L i / S : !! H、 2 C ！ = 2 4 p F , C 4 = l . 8 p F とした場合のフ ィルタ回路の イ ンピーダンス特性実験結果、 5 1 1^ά !^ / 2 = 2 4 η Η、 2 C , = 2 4 p F、 C 4 = 2 . 0 p Fとした場合のフィル夕回路の通過特性実験 結果、 5 3 bは 1^/ 2 = 2 4 1111、 2 C！ = 2 4 p F , C 4 = 2 . O p F とした場合のィ ンピ一ダンス特性実験結果である。
第 3 8図のフィル夕回路は第 3 6図に示したフィル夕回路と同様のフ ィル夕特性を示し、 広い周波数範囲にわたり良好な減衰特性を実現でき 、 かつ良好な通過特性とすることができる。
また、 第 3 8図のフィル夕回路では、 コンデンサ 5 2は、 静電容量 C 4を変化させることによ り、 イ ンピーダンス特性が変化するため、 整合 回路として動作している。 このため、 イ ンダク夕 4 7 とコンデンサ 4 8 の素子値の誤差による特性劣化を調整することできる。 実施の形態 1 5 .
第 4 1 図はこの発明の実施の形態 1 5 によるフィル夕回路を示す図で あ り、 図において、 4 6 cは弾性表面波素子であり、 直列要素として用 いられる。 4 7 aはイ ンダク夕、 4 8 aはコンデンサであり、 並列要素 の直列共振回路 （以下、 直列共振回路 A) を形成している。 また、 4 7 cは並列に接続されたイ ンダク夕である。
第 4 2図は第 4 1図に示したフィル夕回路の動作を説明する図である 。 5 0 cは弾性表面波素子 4 6 cの通過特性、 4 9 aは直列共振回路 A の通過特性、 5 7は第 4 1 図のフィル夕回路の通過特性である。
弾性表面波素子 4 6 cは、 第 4 2図の通過特性 5 0 cが示すように、 周波数 : a sにて非常に急峻な減衰特性を有している。 しかし、 この減 衰特性は、 急峻であるが、 広帯域に渡って大きな減衰量を得ることは困 難である。
一方、 イ ンダク夕 4 7 aとコンデンサ 4 8 aで形成する直列共振回路 Aは、 直列共振となる周波数 f nにてほぼ短絡とな り、 入力した高周波 信号のほとんどを反射する。 このことにより、 直列共振回路 Aは、 第 4 2図の通過特性 4 9 aが示すように大きく減衰する通過特性を有する。 しかし、 例えば、 移動体通信で使われる 8 0 O MH zから 2 GH z付近 における周波数域では、 イ ンダク夕 4 7 aは、 通常、 1 0 0 n Hよ り小 さいイ ンダク夕ンスを使うことが多く、 このようなイ ンダク夕ンスにお けるイ ンダク夕 4 7 aの Q値は、 よくても 1 0 0を超えることは稀であ る。 一方、 コンデンサ 4 8 aは、 移動体通信で使われる周波数域では、 1 0 0 p Fよ り も小さい静電容量を使う ことが多く、 このような静電容 量におけるコンデンサ 4 8 aの Q値は数百程度である。 したがって、 直 列共振回路 Aでは、 イ ンダク夕 4 7 aの Q値が支配的となる。 ここで、 イ ンダク夕 4 7 aの Q値は良くても 1 0 0程度であ り、 弾性表面波素子 1の Q値に比べて小さいため、 直列共振回路 Aの減衰特性は通過特性 4 9 aに示すようにあま り急峻ではない。
ここで、 第 4 1図に示すように、 弾性表面波素子 4 6 c と直列共振回 路 Aを組み合わせれば、 周波数 f nにて広帯域に渡り大き く、 かつ、 弾 性表面波素子 4 6 cに起因する急峻な減衰特性を実現することができる また、 イ ンダク夕 4 7 cは通過域のィ ンピ一ダンス整合をとる役割を 担っている。 減衰域よ り高い周波数では、 弾性表面波素子 4 6 cは容量 性を示し、 コンデンサとして振舞う。 一方、 直列共振回路 Aは、 減衰域 よ り高周波数側では、 イ ンダク夕 4 7 aのイ ンピーダンス （： i w L ) は 増大し、 コンデンサ 4 8 aのイ ンピーダンス （ l / j w C ) は低下する ため、 全体としては誘導性を示し、 イ ンダク夕として振舞う。 よって減 衰域より高い周波数に位置している通過域近傍においては、 第 4 1図の 回路は等価的に第 4 3図のようになり、 一般的な広域通過形フィル夕構 成をとる。 そこで、 通過させたい周波数にて整合がとれるように、 弾性 表面波素子 4 6 c、 直列共振回路、 イ ンダク夕 4 7 aの素子値を選ぶこ とにより、 広帯域に渡り低損失な通過特性を実現することができる。 以上のように、 第 4 1図の回路構成を取ることにより、 通過域の周波 数と減衰域の周波数が離れていても、 低損失で広帯域な通過特性を有し 、 かつ、 広帯域にわたり大きな減衰量を有するフィル夕特性を実現する ことができる。 · 実施の形態 1 6.
第 4 4図はこの発明の実施の形態 1 6によるフィル夕回路を示す構成 図であり、 図において、 4 7 bはインダク夕、 4 8 bはコンデンサであ る。
弾性表面波共振器 4 6 aは、 共振周波数が f r s l、 反共振周波数が f a s iであり、 静電容量が C 2である。 弾性表面波共振器 4 6 bは、 共振 周波数が f r s 2、 反共振周波数が : f a s 2であり、 静電容量が C 3である 第 4 5図は弾性表面波共振器 4 6 a, 4 6 bが弾性表面波を励振しな い周波数範囲、 即ち、 弾性表面波共振器 4 6 bの共振周波数: f p s 2よ り も低い周波数範囲や、 弾性表面波共振器 4 6 aの反共振周波数 f a sェよ りも高い周波数範囲におけるフィル夕回路の等価回路を示す回路図であ る。 弾性表面波共振器 4 6 aは、 弾性表面波を励振しない周波数範囲で は、 静電容量 C 2のコンデンサとして動作し、 弾性表面波共振器 4 6 b は弾性表面波を励振しない周波数範囲では、 静電容量 C 3として動作す る。 このため、 弾性表面波を励振しない周波数範囲では、 並列要素がイ ン ダク夕 4 7 a、 コンデンサ 4 8 aで、 直列要素がコンデンサ 5 2 aから なる第 1の L形回路と、 並列要素がイ ンダク夕 4 7 b、 コンデンサ 4 8 b、 直列要素がコンデンサ 5 2 a , 5 2 bからなる T形回路と、 並列要 素がイ ンダク夕 4 7 c、 直列要素がコンデンサ 5 2 bからなる第 2の L 形回路とな り、 上記第 1の L形回路、 上記 T形回路、 上記第 2の L形回 路は、 高域通過形フィル夕特性を示す。
第 4 6図は第 4 4図のフィル夕回路の動作を説明する説明図であり、 図において、 4 9 aは第 4 5図のイ ンダク夕 4 7 a、 コンデンサ 4 8 a 、 コンデンサ 5 2 aで構成する L形回路の通過特性と、 イ ンダク夕 4 7 b、 コンデンサ 4 8 b、 コンデンサ 5 2 a， 5 2 bで構成する T形回路 の通過特性とを重畳した通過特性、 4 9 bは第 4 5図のイ ンダク夕 4 7 c、 コンデンサ 5 2 bで構成する L形回路の通過特性、 5 0 &は第 1の 弾性表面波共振器 4 6 aの通過特性、 5 0 bは第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの通過特性、 5 1は第 4 4図のフィル夕回路の通過特性である。 第 4 4図のフィル夕回路の通過特性 5 1は、 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの通過特性 5 0 aと、 第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの通過特性 5 0 bと、 第 4 5図のフィル夕回路の通過特性 4 9 a， 4 9 bとを重畳 した特性となり、 第 1の弾性表面波共振器 4 6 aの反共振周波数: f a s！ 、 第 2の弾性表面波共振器 4 6 bの反共振周波数 f a s 2の近傍に形成さ れる急峻な減衰極によ り、 良好な減衰特性を有する高域通過形フィル夕 特性を得ることができる。 また、 イ ンダク夕 4 7 cのイ ンダク夕ンスを 変化させることにより、 上記第 2の L形回路の遮断周波数が変化し、 第 4 5図のフィル夕回路の通過特性を調整することができる。 実施の形態 1 7. 第 4 7図はこの発明の実施の形態 1 7によるフィルタ回路を示す構成 図であ り、 図において、 5 4は伝送線路、 5 5はフィル夕回路 Bであ り 、 その通過域をフィル夕回路 A (弾性表面波共振器 4 6 a , 4 6 b , ィ ンダク夕 4 7 a〜 4 7 c、 コンデンサ 4 8 a , 4 8 b ) の減衰域に有し 、 その減衰域をフィル夕回路 Aの通過域に有している。
フィル夕回路 Aのィ ンダク夕 4 7 aとコンデンサ 4 8 aからなる直列 共振回路は、 減衰帯域において、 グラン ドに対し概ね短絡となる。 それ ゆえ、 フィル夕回路 Aを伝送線路 5 4側から見たィ ンピ一ダンスも概ね 短絡の位置にある。 伝送線路 5 4は、 減衰帯域で約え / 4に相当する電 気長を持っているため、 位相回転によ り、 フィル夕回路 B 5 5 との付け 根においてフィル夕回路 A側を見たイ ンピーダンスは概ね開放となる。 よってフィル夕回路 A側は、 フィル夕回路 B 5 5の通過特性に殆ど影響 を及ぼさない （フィルタ回路 Aの減衰帯域は、 フィル夕回路 B 5 5の通 過帯域に相当する） 。
一方、 フィル夕回路 B 5 5 についても同様に、 自身の減衰帯域でイ ン ピーダンスが開放に見えるように設計しておく ことによ り、 フィル夕回 路 Aの通過特性に殆ど影響を及ぼさないようにすることができる。
以上のよう に、 フィル夕回路 Aとフィルタ回路 B 5 5 を伝送線路 5 4 を介して、 第 4 7図のように接続することによ り、 低損失で広帯域な分 波回路を得ることができる。 実施の形態 1 8 .
第 4 8図はこの発明の実施の形態 1 8によるフィル夕回路を示す構成 図である。 第 4 8図のフィル夕回路は、 第 4 7図のフィル夕回路におい て、 伝送線路 5 4をフィル夕回路 5 6で置き換えた構成である。
フィル夕回路 5 6は、 イ ンダク夕 5 6 a , 5 6 b、 コンデンサ 5 6 c で形成される Γ型のハイパスフィル夕であ り、 その通過域がフィル夕回 路 Aの通過域になり、 かつ、 フ ィル夕回路 Aの減衰域にて、 短絡付近の イ ンピーダンスが開放付近にイ ンビーダンス変換されるように、 イ ンダ クタ 5 6 a， 5 6 b、 コンデンサ 5 6 cの値を決定する。 上記実施の形 態 1 7と同様に、 フィルタ回路 B 5 5との付け根においてフィル夕回路 A側を見たィ ンピ一ダンスが概ね開放となるため、 上記実施の形態 1 7 と同様の効果を奏する。
なお、 フィル夕回路 5 6は、 直列のコンデンサ 2個と並列のイ ンダク 夕 1個からなる T型回路でも同様の効果が得られる。
以上示した実施の形態における弾性表面波共振器には、 例えば、 3 6 ° 回転 Y力ヅ ト X伝搬夕ン夕ル酸リチウム （ 3 6 YX— L i T a 03 ) や 42 ° 回転 Yカッ ト X伝搬タンタル酸リチウム （ 42 YX— L i T a 03 ) のようなタンタル酸リチウムを圧電体として用いると、 比較的大 きな電気機械結合係数であ りながら、 温度特性も比較的良好であるので
、 例えば、 第 1 7図に示した周波数: f a ！ から周波数: f a s 2 に至る 減衰極の周波数間隔をよ り広く するこ とができ、 温度安定性も良好なフ ィル夕回路を得ることができる。
以上示した実施の形態における弾性表面波共振器には、 例えば、 6 4 ° 回転 Yカッ ト X伝搬ニオブ酸リチウム （ 6 4 YX— L i Nb 03 ) や 4 1 ° 回転 Yカ ヅ ト X伝搬ニオブ酸リチウム （ 4 l YX- L i Nb 03 ) のようなニオブ酸リチウムを圧電体として用いると、 1 0 %を超える 大きな電気機械結合係数であるので、 例えば、 第 1 7図に示した周波数 f a s ！ から周波数 f a 2 に至る減衰極の周波数間隔をより広くする ことができる。 また、 1 2 8 ° 回転 Yカッ ト X伝搬ニオブ酸リチウム' （ 1 2 8 YX— L i Nb 03 ) を圧電体として用いると、 共振周波数よ り も高い周波数域での不要なバルク波の放射が少ないため、 例えば、 第 9 図のフィル夕回路を構成した場合、 弾性表面波共振器の反共振周波数よ り も高い周波数範囲を通過域として使うフィル夕回路の通過損失を特に 低損失にすることができる。
以上示した実施の形態における弾性表面波共振器には、 例えば、 4 5 。 回転 Yカッ トから 7 5 ° 回転 Yカヅ ト X伝搬ニオブ酸カ リウム （ 0 Y
X - K N b 0 3 ) のようなニオブ酸カ リ ウムを圧電体として用いると、 3 0 %を超える極めて大きな電気機械結合係数であ り、 かつ、 室温付近 にゼロ温度係数を有する特性であるので、 例えば、 第 1 7図や第 3 3図 に示した周波数 f a s ！ (周波数 f r p 1 ) から周波数 f a s 2 (周波 数： f P p 2 ) に至る減衰極の周波数間隔をよ り広くすることができる と 同時に、 温度安定性にも優れた特性を得ることができる。 さらに、 ニォ ブ酸カ リ ウムは、 バルク波用の圧電体としても極めて大きな電気機械結 合係数を有するので、 例えば、 第 1 7図や第 3 3図に示した周波数 f a s ！ (周波数: r p ! ) から周波数 f a s 2 (周波数: f r p 2 ) に至る 減衰極の周波数間隔をよ り広くすることができる。
以上示した実施の形態における弾性波共振器には、 例えば、 酸化亜鉛
( Z n 0 ) を圧電体として用いると、 電気機械結合係数はタンタル酸リ チウム相当であ り、 かつ、 半導体基板上にも形成することができるため 、 優れた特性のフィル夕回路を半導体素子と一体化して実現できる。 以上示した実施の形態における弾性波共振器には、 例えば、 窒化アル ミニゥム （A 1 N ) を圧電体として用いると、 電気機械結合係数はタン タル酸リチウムや酸化亜鉛相当であり、 かつ、 半導体基板上にも形成す ることができるため、 優れた特性のフィル夕回路を半導体素子と一体化 して実現できる。 さらに、 酸化亜鉛等よ り も弾性波の伝搬速度が早いた め、 よ り高周波数の弾性波素子を実現するのに適している。
以上示した実施の形態における弾性波共振器には、 例えば、 チタン酸 鉛 （ P b T i 0 3 ) を圧電体として用いると、 1 0 %を超える電気機械 結合係数を得ることも可能であ り、 また、 チタン酸鉛は化学的に安定で あるので、 通常気密封止が必要な場合でも、 気密封止なしでフィル夕回 路を構成できるので、 高性能なフィル夕回路であ りながら、 低コス トに 実現できる。
以上示した実施の形態における弾性波共振器には、 例えば、 ジルコン 酸鉛とチタン酸鉛の成分からなるジルコン酸チタン酸鉛 （ P Z T ) を圧 電体として用いると、 大きな電気機械結合係数を得ることが可能であ り 、 第 1 7図や第 3 3図に示した周波数： f a s ！ (周波数 f r p ! ) から 周波数 f a s 2 (周波数 f r p 2 ) に至る減衰極の周波数間隔をよ り広 くすることができる。
以上示した実施の形態における弾性波共振器には、 圧電体を使ったも のを示したが、 これに限るものではなく、 酸化シリコン （ S i 〇 X ) 等 の圧電性のない絶縁体を用い、 静電気による振動を利用した共振素子を 用いた場合でも、 効果は同じである。
なお、 以上示した実施の形態は、 弾性表面波共振器を用いた場合につ いて示したが、 これに限るものではなく、 例えば、 厚み縦振動や厚みす ベり振動等を用いたバルク波共振器を用いてもよい。 特に、 弾性波の電 気機械結合係数は、 弾性表面波の場合よ りも、 バルク波の場合の方が大 きな値であるので、 例えば、 第 3 5図に示した周波数 f r p ！ から周波 数: p 3 に至る減衰極の周波数間隔をより広くすることができる。
さらに、 以上示した実施の形態では、 弾性表面波と表現したものは、 レイ リ一波や S H波といった表面に弾性エネルギーを集中して伝搬する 純粋な弾性表面波以外に、 例えば、 3 6 ° 回転 Y力ッ ト X伝搬夕ン夕ル 酸リチウム （ 3 6 Y X— L i T a 0 3 ) で使われるような、 弾性エネル ギーを少しづつ失いながら伝搬する漏えい弾性表面波や表面近傍にエネ ルギ一を集中させながら伝搬する S S B Wを使った弾性波も含まれる。 実施の形態 1 9 .
上記実施の形態 1〜 1 8では、 通過域の周波数と減衰域の周波数が離 れていても、 低損失で広帯域な通過特性を実現し、 かつ、 広帯域にわた り大きな減衰量を実現するものについて示したが、 環境温度が変化する と、 低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証す ることが困難であった。
即ち、 環境温度が変化すると、 第 9図に示すフィルタ回路のイ ンダク 夕 1 4のイ ンダク夕ンス L i とコ ンデンサ 1 5の静電容量 C！は変化し 、 並列要素のイ ンダク夕 1 4 とコンデンサ 1 5 との直列共振回路の直列 共振周波数 f nが変動してしまう。
通常、 移動体通信機器等でフィル夕回路が使われる場合、 その使用環 境の温度範囲が設定され、 その温度範囲内で電気性能を保証しなければ ならない。 しかし、 環境温度の変化に伴って、 フィル夕回路を構成する イ ンダク夕 1 4及びコンデンサ 1 5の素子値が変化し、 共振周波数が変 動してしまうため、 減衰特性が劣化したり、 通過域での損失が増大した りするなど、 使用環境の温度範囲内で電気性能が保証できない問題があ つた o
そこで、 実施の形態 1 9では次のようにしている。
第 4 9図は第 1 0図のフィル夕回路の動作を説明する説明図であり、 図において、 6 1 aは基準温度 Tにおける第 1 0図のフィル夕回路を構 成するイ ンダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5、 コンデンサ 2 2の損失を考慮 した場合の通過特性である。 共振周波数は f Tである。
ある基準温度 Tからの温度差を△ T と し、 上記温度差△ T iに伴う イ ンダク夕 1 4のイ ンダクタンスの変化量を Δ L， と し、 上記温度差△ 1 に伴うコンデンサの変化量を A C^とすると、 変化した温度 T + ΔΤ iにおいて、
厶 > 0 かつ A C 0 ( 1 6 ) または
△ 1^ 0 かつ A C ^ O ( 1 7 ) のいずれかの関係を満たす場合、 イ ンダク夕 1 4とコンデンサ 1 5から なる直列回路の共振周波数： iは、 温度 Tにおける共振周波数 f r τ よ り低周波数となり、 共振特性は 6 1 bとなる。
即ち、 温度変化に伴ってイ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕ンスが増大、 ま たは、 コンデンサ 1 5の静電容量が増大する と、 共振周波数： f r Tは低 周波側に移動する。
一方、 基準温度 Tから△ T 2変化した温度 T +△ T 2において、
厶： [^< 0 かつ 厶 C i^ O ( 1 8 ) または
△ L ^ O かつ ( 1 9 ) のいずれかの関係を満たす場合、 イ ンダク夕 1 4とコンデンサ 1 5から なる直列回路の共振周波数 f 2は、 温度 Tにおける共振周波数 f r τ よ り高周波数となり、 共振特性は 6 1 cとなる。
即ち、 温度変化に伴ってイ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕ンスが減少、 ま たは、 コンデンサンス 1 5の静電容量が減少すると、 共振周波数： f r T は高周波側に移動する。
したがって、 温度差△ Tに伴うイ ンダク夕 1 4のイ ンダクタンスの変 化量 A Lとコンデンサ 1 5の静電容量の変化量△ Cを逆符号とすると、 イ ンダク夕ンスの変化による共振周波数の変動と静電容量の変化による 共振周波数の変動は打ち消し合う。 よって、 温度変化に対して共振周波 数が変動しないイ ンダク夕 14とコンデンサ 1 5からなる直列回路、 あ るいは、 共振周波数の変動が小さいィ ンダク夕 1 4とコンデンサ 1 5か らなる直列回路を得ることができ、 低損失で広帯域な通過特性と広帯域 にわたる大きな減衰量を実現できる。 したがって、 環境温度に左右され ず、 電気性能を保証することができる。 実施の形態 2 0.
第 5 0図は第 2 6図のフィル夕回路の動作を説明する説明図である。 図において、 6 2 aは基準温度 Tにおける第 2 6図のフィル夕回路を構 成するイ ンダク夕 1 4、 コンデンサ 1 5及びコンデンサ 2 2の損失を考 慮した場合の通過特性である。 反共振周波数は f a Tである。
ある基準温度 Tからの温度差を Δ T iと し、 上記温度差 Δ Tェに伴う イ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕ンスの変化量を Δ Ι^、 上記温度差△ Τ！ に伴うコンデンサの変化量を Δ Ο とする と、 Δ Ί\変化した温度 Τ + Δ T iにおいて、
Δ Ι^ > 0 かつ 厶 0 ( 20 ) または
Δ Ι^≥ 0 かつ △ C 1> 0 ( 2 1 ) のいずれかの関係を満たす場合、 第 2 6図のフィル夕回路の反共振周波 数; f & ΔΤ iは、 温度 Tにおける反共振周波数: f a Tよ り低周波数となり、 共振特性は 6 2 b となる。
即ち、 温度変化に伴ってィ ンダクタン 1 4のイ ンダク夕ンスが増大、 または、 コンデンサ 1 5の静電容量が増大すると、 反共振周波数 f a T は低周波側に移動する。
一方、 基準温度 Tから△ T 2変化した温度 T + Δ T 2において、
△ Ι^< 0 かつ A C i ^ O ( 22 ) または △ L i ^ O かつ A C^ O ( 2 3 ) のいずれかの関係を満たす場合、 第 2 6図のフィル夕回路の反共振周波 数: f & Δ Τ 2は、 温度 Τにおける反共振周波数 f r Tよ り高周波数となり、 共振特性は 6 2 c となる。
即ち、 温度変化に伴ってイ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕ンスが減少、 ま たは、 コンデンサ 1 5の静電容量が減少する と、 反共振周波数 f a Tは 高周波側に移動する。
したがって、 温度変化 Δ Τに伴うイ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕ンスの 変化量△ Lとコンデンサ 1 5の静電容量の変化量△ Cを逆符号とすると 、 イ ンダク夕ンスの変化による反共振周波数の変動と静電容量の変化に よる反共振周波数の変動は打ち消し合う。 よって、 温度変化に対して反 共振周波数が変動しないフィル夕回路を得ることができ、 低損失で広帯 域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。 したがって 、 環境温度に左右されず、 電気性能を保証することができる。 実施の形態 2 1 .
第 9図及び第 2 5図において、 イ ンダク夕 1 4及びコンデンサ 1 5か らなる共振回路の共振周波数 f rは、 次式で表すことができる。
f r = 1 / ( 2 ττ^ ( L . C , ) ) ( 2 4 ) 式 ( 2 4 ) を C！について微分すると、 式 （ 2 5 ) となる。
Figure imgf000047_0001
d L !→Δ L l s d C^ A C iと書き換えると、 式 （ 2 6 ) となる。
Figure imgf000047_0002
したがって、 基準温度からの温度差△ Tに伴うイ ンダク夕 1 4のイ ン ダク夕ンスの変化量 A L、 コンデンサ 1 5の静電容量の変化量△ C、 ィ ンダク夕 1 4のイ ンダク夕ンス L、 そして、 コンデンサ 1 5の静電容量 Cとの間に、 式 （ 2 6 ) の関係が成り立つと、 イ ンダク夕 1 4及びコン デンサ 1 5からなる共振回路の共振周波数 f f は変化しない。
よって、 式 （ 2 6 ) が成り立つように、 上記実施の形態 1 9 , 2 0の フィル夕回路を構成すると、 温度変化に対して共振周波数が変動しない フィル夕回路を得ることができ、 低損失で広帯域な通過特性と広帯域に わたる大きな減衰量を実現できる。 したがって、 環境温度に左右されず 、 電気性能を保証することができる。 実施の形態 2 2 .
第 5 1図はこの発明の実施の形態 2 2によるフィル夕回路を示す構成 図である。 第 5 1図のフィル夕回路の構成は、 上記実施の形態 1 におけ る第 9図のフィル夕回路の構成と基本的に同じであるが、 コンデンサ 1 5 を圧電基板上に形成したィ ン夕ーディ ジタルコンデンサとしている点 で相違している。
第 5 2図はイ ンターディ ジタルコンデンザの構造図である。 第 5 2図 のイ ンターディ ジタルコンデンサは、 第 3図の I D T 9 と同じ構造であ o
I D T 9は、 弾性表面波を励振しない周波数では、 単なるコンデンサ として動作するので、 弾性表面波共振器 2の反共振周波数と大きく異な る周波数の I D T 9 を形成することによ り、 イ ン夕一ディ ジタルコンデ ンサを実現することができる。
この種の I D T 9のパターンは、 正確なパターン形成ができるので、 通常のチップコンデンサ等を用いる場合よ り、 高精度に静電容量を得る ことができる。 また、 イ ンターディ ジタルコンデンサはチップコンデン ザよ り小さ く形成できるため、 フィル夕回路のサイズを小さくする効果 も得られる。 以上では、 第 5 1図のフィル夕回路の構成で説明してきたが、 これに 限るものではなく、 例えば、 第 2 5図のフィル夕回路における直列要素 のコンデンサをイ ンターディ ジタルコンデンサとしても、 同じ効果を得 ることができる。 実施の形態 2 3.
第 5 3図はこの発明の実施の形態 23によるフィルタ回路を示す構成 図である。 ただし、 第 5 3図では、 空芯コイルを用いてイ ンダク夕 1 4 を構成している。 .
コンデンサ 1 5を、 圧電性基板と してよ く用いられる L i Nb 03上 に形成したィ ン夕一ディ ジタルコンデンサとした場合、 温度変化 Δ Tに 伴う静電容量の変化量 Δ Cは正の符号を有する。 一方、 温度変化 Δ Τに 伴う空芯コィルのイ ンダク夕ンスの変化量厶 Lは負の符号を有する。
したがって、 Δ Lと△ Cが逆符号であるため、 共振周波数の変動が小 さ くなり、 温度変化によらず、 低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわ たる大きな減衰量を実現できる。 したがって、 環境温度に左右されず、 電気性能を保証することができる。
第 5 4図はチップィ ンダク夕 と L i N b 03基板上に形成したィ ン夕 一ディ ジタルコンデンサを用いて、 実際にフィル夕回路を構成した場合 の通過特性測定結果である。 第 54図において、 6 3 aはフィル夕回路 を 2 5 °Cに保って測定した通過特性であ り、 f r 2 5は並列要素の共振周 波数である。 6 3 bはフィル夕回路の温度を 7 5 °Cに保って測定した通 過特性であり、 f r 7 5は並列要素の共振周波数である。
第 5 5図は第 54図の共振周波数近傍を拡大した図である。 温度変化 による共振周波数の変動 I f r 25— f r 75 Iは約 1 5 MH zであ り、 低 周波数側に変動している。 第 5 6図はこの発明の実施の形態 2 3によるフ ィ ル夕回路を、 空芯コ ィルと L i N b 03基板上に形成したイ ン夕一ディ ジタルコンデンサを 用いて、 実際に構成した場合の通過特性測定結果である。 第 5 6図にお いて、 6 4 aはフィル夕回路を 2 5 °Cに保って測定した通過特性であ り 、 f r 2 5は並列要素の共振周波数である。 6 4 bはフ ィル夕回路の温度 を Ί 5 °Cに保って測定した通過特性であり、 f r 7 5は並列要素の共振周 波数である。
第 5 7図は第 5 6図の共振周波数近傍を拡大した図である。 温度変化 による共振周波数の変動 I f r 25— f r 75 Iは約 1 0 MH zであ り、 低 周波数側に変動している。 イ ンダク夕を空芯コイルにすることで、 チヅ プコイルを用いてフィ ル夕回路を構成した場合よ り共振周波数の変動を 小さ くすることができる。
以上では、 コイルとコンデンサからなる共振周波数が確認できるよう に、 共振周波数を弾性表面波共振器 2の反共振周波数よ り低い周波数に 設定しているが、 反共振周波数付近に設定しても、 同様の効果が得られ るため、 温度変化によらず、 低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわた る大きな減衰量を実現でき、 環境温度に左右されず、 電気性能を保証す ることができる。
また、 上述した説明は、 第 5 3図のフ ィル夕回路の構成で説明してき たが、 並列要素の直列共振回路が 2つ以上であっても、 同じ効果を得る ことができる。 また、 第 2 5図のフ ィル夕回路における直列要素のイ ン ダク夕を空芯コイルとしても、 同じ効果を得ることができる。 実施の形態 2 4.
第 5 8図はこの発明の実施の形態 2 4によるフ ィル夕回路を示す構成 図である。 ただし、 第 5 8図では、 線膨張係数が約 3 8 0 p pm/°Cの ポリスチレンをコアとしたコイルを用いてイ ンダク夕 14を構成してい る。
第 5 9図は上記ポリスチレンをコア 6 6としたコイル 6 7を示してい る ο
ここで、 イ ンダク夕のイ ンダク夕ンス Lは、 例えば、 文献 ： 電磁気学 、 共立出版発行、 末松安晴著、 昭和 48年 1 0月 5日第 1版発行、 p p . 2 0 6〜 2 0 7 (以下、 文献 6という） に示されているように、 次式 ( 2 7 ) で表すことができる。
L二ァ /7r a2N2/l ( 2 7 ) ただし、 ァは長岡係数、 は透磁率、 aはコアの半径、 Nはコイルの 卷数、 1はコアの長さである。
線膨張係数が約 3 8 O p pm/°Cのポリスチレンをコア 6 6としたコ ィル 6 7では、 温度変化 Δ Tに伴ってコア 6 6が膨張する。 コア 6 6は 、 コイル 6 7によって拘束されており、 半径方向にはほとんど膨張せず 、 長さ方向の膨張が支配的となるため、 式 （ 2 7) よ り、 イ ンダクタン ス Lは減少する。
即ち、 イ ンダク夕ンスの変化量 は負の符号を有することになる。 通常、 コンデンサ 1 5を圧電性基板としてよ く用いられる L i Nb 03 基板上に形成したィ ン夕一ディ ジタルコンデンザとした場合、 例えば、 文献 2の p p . 5 44に示されているように、 L i Nb〇 3の誘電率の 温度特性は正の温度係数を有するため、 温度変化 Δ Tに伴う静電容量の 変化量 Δ Cは正の符号を有する。
したがって、 △ Lと△ Cが逆符号となり、 イ ンダク夕 1 4のイ ンダク 夕ンスの変化による共振周波数の変動とコンデンサ 1 5の静電容量の変 化による共振周波数の変動が打ち消し合い、 共振周波数の変動は小さ く なる。 第 6 0図はコア 6 6を上記ポリスチレンとしたコイル 6 7と、 L i N b 03基板上に形成したィ ン夕一ディ ジタルコンデンサを用いて、 実際 にフィル夕回路を構成した場合の通過特性測定結果である。 第 6 0図に おいて、 6 5 aは測定温度を 2 5 °Cに保って測定した通過特性であ り、 f r 2 5は並列要素の共振周波数である。 また、 第 6 1図は第 6 0図の共 振周波数近傍を拡大した図である。
このとき、 上記ィ ン夕一ディ ジタルコンデンザの静電容量は C = 2. 5 2 p Fであり、 上記コア 6 6をポリスチレンとしたコイル 6 7のイ ン ダク夕ンスは L = 1 7. 6 7 nHであり、 共振周波数は f r 2 5 = 7 5 4 M H zである。
6 5 bは測定温度を Ί 5 °Cに保って測定した通過特性であり、 f p 7 5 は並列要素の共振周波数である。 このとき、 温度変化に伴って上記イ ン 夕一ディ ジタルコンデンザの静電容量は C = 2. 5 5 p F 上記コア 6 6をポリスチレンとしたコイル 6 7のイ ンダク夕ンスは L = l 7. 3 4 n Hと変化している。
したがって、 温度変化△ Tに伴う静電容量の変化は△ C = 0. 0 2 5 p F、 イ ンダク夕ンスの変化は Δ L 0. 3 3 nHであり、 逆符号と なるため、 コンデンサによる共振周波数の変動と、 イ ンダク夕による共 振周波数の変動は打ち消し合い、 共振周波数の変動は約 3. 5 MH z と なる。 これは、 イ ンダクタをチップインダク夕とした場合とイ ンダク夕 を空芯コイルとした場合よ り小さ くなつている。
この実施の形態 2 4では、 温度変化 Δ T = 5 0 °Cによる共振周波数の 変動 | f r 2 5— f r 7 5 | は約 3. 5 MH zであ り、 高周波数側に変動し ている。 したがって、 共振周波数の変動を零とするには、 約 1 4 6 p p m/°Cの材料をコアにしたコイルとするのが好ましい。 また、 共振周波 数の変動を一 3. 5 MH zまで許容するとするには、 約 7 p p m/°Cよ り大きな材料をコアにすればよい。
以上では、 コイルとコンデンサからなる直列回路の共振周波数が確認 できるように、 共振周波数を弾性表面波共振器 2の反共振周波数よ り低 い周波数に設定しているが、 反共振周波数付近に設定しても効果は同じ である。
したがって、 線膨張係数が 7 p p m/°Cよ り大きな材料をコアとした コイルを並列要素の直列回路に用いれば、 温度変化に伴うィ ン夕ーディ ジタルコンデンザの静電容量の変化量 Δ Cによる共振周波数の変動と、 コアをポリスチレンと したコイルのインダク夕ンスの変化量 による 共振周波数の変動が打ち消し合い、 共振周波数の変動がチッブイ ンダク 夕を用いた場合よ り小さくすることができ、 温度変化によらず、 低損失 で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、 環境温 度に左右されず、 電気性能を保証することができる。
以上では、 第 5 8図のフィル夕回路の構成で説明してきたが、 並列要 素の直列共振回路が 2つ以上であっても同じ効果を得ることができる。 また、 第 2 5図のフィル夕回路における直列要素のィ ンダク夕を線膨張 係数が 7 p p m/ °Cよ り大きな材料をコアとしたコイルとしても、 同じ 効果を得ることができる。 実施の形態 2 5 .
第 6 2図はこの発明の実施の形態 2 5によるフィル夕回路を示す構成 図である。 第 6 2図のフィル夕回路の構成は、 上記実施の形態 1 におけ る第 9図のフィル夕回路の構成と基本的に同じであるが、 コンデンサ 1 5 を水晶基板に形成したイ ン夕一ディジタルコンデンサと している点で 相違している。
水晶基板は、 文献 2、 p p l l l〜 1 1 3 に示されるように、 広い温 度範囲において、 特性変化が少ない、 いわゆる零温度特性を有する基板 である。 したがって、 水晶基板上にイン夕一ディ ジタルコンデンサを形 成することによ り、 イ ン夕一ディ ジタルコンデンサの静電容量は、 温度 によって変化せず、 安定した特性を示す。 したがって、 低損失で広帯域 な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、 環境温度に左右 されず、 電気性能を保証することができる。
以上では、 第 6 2図のフィルタ回路の構成で説明してきたが、 第 2 5 図のフィル夕回路における直列要素のコンデンサを水晶基板上に形成し たイ ンタ一ディ ジタルコンデンサとしても、 同じ効果を得ることができ る。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係るフィル夕回路は、 通信機器等で用いら れる特定の周波数範囲内の信号を通過させる一方、 特定の周波数範囲以 外の信号を減衰させる際、 通過域の周波数と減衰域の周波数が離れてい ても、 低損失で広帯域な通過特性を実現し、 かつ、 広帯域にわた り大き な減衰量を実現する必要があるものに適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 直列要素と並列要素から構成され、 特定の周波数範囲内の信号を通 過させる一方、 特定の周波数範囲外の信号を減衰させるフ ィル夕回路に おいて、 反共振特性を有する共振素子を用いて上記直列要素を構成し、 インダク夕とコンデンザの直列回路を用いて上記並列要素を構成したこ とを特徴とするフ ィル夕回路。.
2 . 共振素子の反共振周波数を通過域周波数よりも低周波数とし、 かつ 、 直列回路の共振周波数を通過域周波数よりも低周波数としたことを特 徴とする請求の範囲第 1項記載のフィル夕回路。
3 . 直列回路の共振周波数を共振素子の反共振周波数よりも低周波数と したことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のフ ィル夕回路。
4 . 直列要素と並列要素から構成され、 特定の周波数範囲内の信号を通 過させる一方、 特定の周波数範囲外の信号を減衰させるフ ィル夕回路に おいて、 反共振特性を有する共振素子を用いて上記直列要素を構成し、 分布定数線路の一端が上記共振素子に接続され、 上記分布定数線路の他 端が開放されているオープンスタブを用いて上記並列要素を構成したこ とを特徴とするフィル夕回路。
5 . 複数の直列要素から構成され、 各直列要素の反共振周波数が相互に 異なることを特徴とする請求の範囲第 1項記載のフィル夕回路。
6 . 複数の並列要素から構成され、 各並列要素の共振周波数が相互に異 なることを特徴とする請求の範囲第 1項記載のフ ィル夕回路。
7 . 弾性波共振器を用いて直列要素の共振素子を構成したことを特徴と する請求の範囲第 1項記載のフィル夕回路。
8 . ニオブ酸リチウムを主成分とする圧電体を用いて弾性波共振器を構 成したことを特徴とする請求の範囲第 7項記載のフィル夕回路。
9 . ある基準温度との温度差を△ T としたとき、 上記温度差 Δ Τに伴う コンデンザの静電容量 Cの変化量△ Cと、 上記温度差 Δ Tに伴うィ ンダ クタのイ ンダク夕ンス Lの変化量 A Lとを逆符号にすることを特徴とす る請求の範囲第 1項記載のフィル夕回路。
1 0 . コンデンサの静電容量 Cと、 イ ンダク夕のイ ンダク夕ンス L とを 、 △ L Z A C二一 L Z Cの関係を満たすようにしたことを特徴とする請 求の範囲第 9項記載のフィル夕回路。
1 1 . 直列要素と並列要素から構成され、 特定の周波数範囲内の信号を 通過させる一方、 特定の周波数範囲外の信号を減衰させるフィル夕回路 において、 共振特性を有する共振素子を用いて上記並列要素を構成し、 ィ ンダク夕とコンデンサの並列回路を用いて上記直列要素を構成したこ とを特徴とするフィルタ回路。
1 2 . 共振素子の共振周波数を通過域周波数よ り も.高周波数とし、 かつ 、 並列回路の反共振周波数を通過域周波数よ り も高周波数としたことを 特徴とする請求の範囲第 1 1項記載のフ ィル夕回路。
1 3 . 並列回路の反共振周波数を共振素子の共振周波数よりも高周波数 としたことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載のフィル夕回路。
1 4 . 複数の直列要素から構成され、 各直列要素の反共振周波数が相互 に異なることを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載のフ ィ ル夕回路。
1 5 . 複数の並列要素から構成され、 各並列要素の共振周波数が相互に 異なることを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載のフ ィル夕回路。
1 6 . 弾性波共振器を用いて並列要素の共振素子を構成したことを特徴 とする請求の範囲第. 1 1項記載のフ ィル夕回路。
1 7 . ニオブ酸リチウムを主成分とする圧電体を用いて弾性波共振器を 構成したことを特徴とする請求の範囲第 1 6項記載のフ ィ ル夕回路。
1 8 . ある基準温度との温度差を Δ Tとしたとき、 上記温度差△ Tに伴 うコンデンザの静電容量 Cの変化量 Δ Cと、 上記温度差△ Tに伴うイ ン ダク夕のイ ンダクタンス Lの変化量△ Lとを逆符号にすることを特徴と する請求の範囲第 1 1項記載のフ ィ ル夕回路。
1 9 . コンデンサの静電容量 Cと、 イ ンダク夕のイ ンダク夕ンス Lとを 、 A L / A C =— L / Cの関係を満たすようにしたことを特徴とする請 求の範囲第 1 8項記載のフィル夕回路。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2393054A (en) * 2002-09-12 2004-03-17 Agilent Technologies Inc Electrical notch filter with acoustic resonators
RU2444839C2 (ru) * 2010-05-17 2012-03-10 Федеральное государственное унитарное предприятие Омский научно-исследовательский институт приборостроения (ФГУП ОНИИП) Полосовой пьезоэлектрический фильтр
CN103023452A (zh) * 2011-09-21 2013-04-03 北京北方微电子基地设备工艺研究中心有限责任公司 滤波电路和具有其的双频等离子处理装置

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4014432B2 (ja) * 2002-03-28 2007-11-28 ユーディナデバイス株式会社 インタディジタルキャパシタ及びその容量調整方法
DE10331323B4 (de) * 2003-07-10 2013-09-05 Epcos Ag Mit akustischen Wellen arbeitender Wandler mit Unterdrückung transversaler Moden
DE102004045179A1 (de) * 2004-09-17 2006-03-23 Epcos Ag Integriertes Filter
FR2881016B1 (fr) * 2005-01-17 2007-03-16 Valeo Vision Sa Ballast de lampe a decharge notamment pour projecteur de vehicule
US7514964B2 (en) * 2005-03-18 2009-04-07 California Institute Of Technology Universal programmable logic gate and routing method
TWI299222B (en) * 2005-12-23 2008-07-21 Hon Hai Prec Ind Co Ltd Dual-band filter
JP4640502B2 (ja) * 2006-02-13 2011-03-02 株式会社村田製作所 Ｓａｗフィルタ装置
DE102007033233B4 (de) * 2007-07-17 2011-03-31 Epcos Ag Hochpassfilter und Verwendung
US8686698B2 (en) 2008-04-16 2014-04-01 Enpirion, Inc. Power converter with controller operable in selected modes of operation
US9246390B2 (en) 2008-04-16 2016-01-26 Enpirion, Inc. Power converter with controller operable in selected modes of operation
US8541991B2 (en) 2008-04-16 2013-09-24 Enpirion, Inc. Power converter with controller operable in selected modes of operation
US8692532B2 (en) 2008-04-16 2014-04-08 Enpirion, Inc. Power converter with controller operable in selected modes of operation
US8698463B2 (en) 2008-12-29 2014-04-15 Enpirion, Inc. Power converter with a dynamically configurable controller based on a power conversion mode
US9548714B2 (en) * 2008-12-29 2017-01-17 Altera Corporation Power converter with a dynamically configurable controller and output filter
US8867295B2 (en) 2010-12-17 2014-10-21 Enpirion, Inc. Power converter for a memory module
KR101516653B1 (ko) * 2011-01-18 2015-05-04 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성 표면파 필터장치
US9077311B2 (en) * 2011-12-29 2015-07-07 Futurewei Technologies, Inc. Acoustic filter and method of acoustic filter manufacture
KR101989458B1 (ko) * 2012-10-24 2019-09-30 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 필터장치
US20140159130A1 (en) 2012-11-30 2014-06-12 Enpirion, Inc. Apparatus including a semiconductor device coupled to a decoupling device
US8751993B1 (en) 2013-03-15 2014-06-10 Resonant Llc Element removal design in microwave filters
DE102014111901B4 (de) * 2014-08-20 2019-05-23 Snaptrack, Inc. Duplexer
DE102014111912A1 (de) 2014-08-20 2016-02-25 Epcos Ag HF-Filter
JP6323348B2 (ja) * 2015-01-23 2018-05-16 株式会社村田製作所 フィルタ装置
US9509217B2 (en) 2015-04-20 2016-11-29 Altera Corporation Asymmetric power flow controller for a power converter and method of operating the same
WO2017043394A1 (ja) * 2015-09-10 2017-03-16 株式会社村田製作所 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP6668213B2 (ja) * 2015-10-01 2020-03-18 スカイワークスフィルターソリューションズジャパン株式会社 分波器と通信機器
US10404234B2 (en) 2016-09-02 2019-09-03 Skyworks Filter Solutions Japan Co., Ltd. Filter device with phase compensation, and electronic devices including same
JP2018088678A (ja) 2016-11-29 2018-06-07 スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. 位相をキャンセルするループ回路を含むフィルタ
US10535554B2 (en) * 2016-12-14 2020-01-14 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Semiconductor die having edge with multiple gradients and method for forming the same
US10700666B2 (en) * 2017-02-08 2020-06-30 Taiyo Yuden Co., Ltd. Filter circuit, multiplexer, and module
DE102018105091A1 (de) * 2018-03-06 2019-09-12 RF360 Europe GmbH HF-Filter, HF-Filterkomponente und Verfahren zur Herstellung eines HF-Filters
US11563423B2 (en) 2018-05-25 2023-01-24 Skyworks Solutions, Inc. Filter including acoustic wave resonator in parallel with circuit element
SG10201906665WA (en) 2018-07-18 2020-02-27 Skyworks Solutions Inc Fbar filter with integrated cancelation circuit

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3970972A (en) * 1975-05-12 1976-07-20 Northern Electric Company Limited Shock resistant, temperature compensated helical resonator
JPS5192147A (ja) * 1975-02-10 1976-08-12
JPS5352344A (en) * 1976-10-25 1978-05-12 Hitachi Ltd Step-multiplication circuit
JPH01194603A (ja) * 1988-01-29 1989-08-04 Hitachi Ltd 弾性表面波フィルタ

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US1795204A (en) * 1927-01-03 1931-03-03 American Telephone & Telegraph Electrical wave filter
JPS57123714A (en) * 1981-01-23 1982-08-02 Fujitsu Ltd Band-pass filter circuit
JPS5815316A (ja) * 1981-07-21 1983-01-28 Fujitsu Ltd 水晶リジエクタ
JPH0831770B2 (ja) * 1987-12-25 1996-03-27 三菱電機株式会社 周波数弁別装置
JP2596447B2 (ja) * 1988-05-17 1997-04-02 三菱電機株式会社 周波数弁別装置
JP3152419B2 (ja) 1991-10-28 2001-04-03 富士通株式会社 弾性表面波フィルタ
US5291159A (en) * 1992-07-20 1994-03-01 Westinghouse Electric Corp. Acoustic resonator filter with electrically variable center frequency and bandwidth
JP3208618B2 (ja) 1993-06-08 2001-09-17 富士通株式会社 弾性表面波フィルタ
JP3431736B2 (ja) 1995-10-18 2003-07-28 沖電気工業株式会社 弾性表面波フィルタ
US5760663A (en) * 1996-08-23 1998-06-02 Motorola, Inc. Elliptic baw resonator filter and method of making the same
US6201457B1 (en) * 1998-11-18 2001-03-13 Cts Corporation Notch filter incorporating saw devices and a delay line
JP2003298393A (ja) * 2002-04-05 2003-10-17 Mitsubishi Electric Corp 共振器型表面弾性波装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5192147A (ja) * 1975-02-10 1976-08-12
US3970972A (en) * 1975-05-12 1976-07-20 Northern Electric Company Limited Shock resistant, temperature compensated helical resonator
JPS5352344A (en) * 1976-10-25 1978-05-12 Hitachi Ltd Step-multiplication circuit
JPH01194603A (ja) * 1988-01-29 1989-08-04 Hitachi Ltd 弾性表面波フィルタ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1455448A4 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2393054A (en) * 2002-09-12 2004-03-17 Agilent Technologies Inc Electrical notch filter with acoustic resonators
US6879224B2 (en) 2002-09-12 2005-04-12 Agilent Technologies, Inc. Integrated filter and impedance matching network
GB2393054B (en) * 2002-09-12 2005-09-28 Agilent Technologies Inc Electrical filter
RU2444839C2 (ru) * 2010-05-17 2012-03-10 Федеральное государственное унитарное предприятие Омский научно-исследовательский институт приборостроения (ФГУП ОНИИП) Полосовой пьезоэлектрический фильтр
CN103023452A (zh) * 2011-09-21 2013-04-03 北京北方微电子基地设备工艺研究中心有限责任公司 滤波电路和具有其的双频等离子处理装置

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