WO2003032508A1 - Appareil sans fil pouvant communiquer dans deux bandes de frequence, et procede de generation de signal d'oscillation locale dans l'appareil sans fil - Google Patents

Description

明細書

2つの周波数帯域で通信可能な無線装置および該無線装置における局部発振信号 生成方法 技術分野

本発明は， 無線装置に関し， 特に， 2つの通信帯域間で周波数を実時間で切り 換えて通信を行えるように， 2種類の周波数を有する局部発振信号を生成する局 部発振信号生成装置を有する無線装置に関する。 また， 本発明は， このような無 線装置における 2種類の周波数を有する局部発振信号生成方法に関する。 背景技術

近年， 移動体通信が広く普及し， 携帯電話， 自動車電話， 携帯情報端末 （P D A： Personal Data Assistant) 等の移動体通信端末のユーザが増大している。 国内（日本）における移動体通信には，いわゆる 800M帯と言われる U H F 800MHZ 帯域， いわゆる 1. 5G 帯と言われる準マイクロ波 1. 5GHz 帯域， および P H S

(Personal Handy-phone System) の 1. 9GHz帯域が提供されている。 この中で， 特に携帯電話用に提供されている 800M帯は， ユーザが増大していること，データ 通信にも利用されていること等の理由により，回線容量の不足が懸念されている。 そこで， この回線容量の不足を解消するために， 通話中であっても， 回線容量 に余裕のある他の帯域に実時間で移行して， 通話を継続できる移動体通信端末に 対する要求がある。 たとえば 800M帯および 1. 5G帯の両周波数帯に対応し， 800M 帯で通信中に， この帯域が不足してくると 1. 5G帯に自動的に移行 （ホッピング） し， あるいは， その逆へ自動的に移行できる移動体通信端末， すなわちデュアル バンド移動体通信端末に対する要求がある。

つまり， デュアルバンド移動体通信端末は， 実時間で一方の帯域から他方の帯 域の空きスロットを発見し， その空きスロットへの移行を基地局に促し， その空 きスロットへの移行を実行するモバイノレ ·アシステツド ' ノヽンドオーバ （MA H O ： Mobi le Assisted Hand-Over) を行う。 また， デュアルバンド移動体通信端末 は， 呼またはパケットの待受け中や通話中であっても， 基地局からの指示により 一方の帯域から他方の帯域に実時間でスロットを移行する。

このようなディアルバンド移動体通信端末に対する要求は， 国外における移動 体通信端末についても存在する。 たとえば， 国外では G P R S (GSM Packet Radio Service) によるデータ通信が開始されており，周波数の不足が懸念されているか らである。

また， I MT 2 0 0 0では，広帯域 C DMAのサービスが 2GHz帯域で予定され ており， このサービスでは， サービス提供エリアの拡充が十分になるまでに既存 の U H F帯域でのサービスとの融和が必要であり， このためにもデュアルバンド 移動体通信端末は必要とされる。

このようなデュァルバンド移動体通信端末を実現するためには， 1つの移動体 通信端末に， 2つの帯域をそれぞれ処理する 2つの送受信機を設ける必要がある。 図 6は， 800M帯および 1. 5G帯に対応するデュアルバンド移動体通信端末を従来 の技術により構成した場合の構成を示すプロック図である。

図 6に示すデュアルバンド移動体通信端末は， 800M帯および 1. 5G帯の 2つの 帯域を処理するために， 800M帯の信号を処理する送受信部 1 0 3および 1. 5G帯 の信号を処理する送受信部 1 0 4を備えている。

アンテナ 1 0 1が受信した無線周波数の信号（R F受信信号）が 800M帯である 場合には， この R F受信信号は， アンテナスィッチ 1 0 2を介して送受信部 1 0 3の増幅器 3 0 1に与えられ， 増幅される。 増幅後， R F受信信号は， 乗算器（ミ クサ） 3 0 3により， 電圧制御発振器 （V C O) 3 0 8からの局部発振信号と乗 算され， 中間周波数 （130MHz) の信号 （I F受信信号） に変換された後， 中間周 波部 1 0 5に与えられる。

一方， R F受信信号が 1. 5G帯である場合には， この R F受信信号は， アンテナ スィツチ 1 0 2を介して送受信部 1 0 4の増幅器 4 0 1に与えられ，増幅される。 増幅後， R F受信信号は， 乗算器 （ミクサ） 4 0 3により， V C O 4 0 8からの 局部発振信号と乗算され，中間周波数（130MHz)の I F受信信号に変換された後， 中間周波部 1 0 5に与えられる。

中間周波部 1 0 5では， 送受信部 1 0 3または 1 0 4からの I F受信信号の一 方が選択され， 選択された I F受信信号がさらに周波数変換された後， ベースバ ンド処理 制御部 106に与えられる。

一方， ベースバンド処理 制御部 106から中間周波部 105に与えられた送 信信号は， 該送信信号が 800M帯のチャネルで送信される場合には 260MHzの信号 ( I F送信信号） に， 1.5G帯のチャネルで送信される場合には 82MHzの I F送信 信号に， それぞれ変換され， 送受信部 103の乗算器 （ミクサ） 304または送 受信部 104の乗算器 （ミクサ） 404に与えられる。

乗算器 304では， I F送信信号が VC0308からの局部発振信号と乗算さ れ， 800M帯の RF送信信号に周波数変換される。 乗算器 404では， I F送信信 号が VCO 308からの局部発振信号を乗算され， 1.5G帯の RF送信信号に周波 数変換される。 これらの RF送信信号は， 増幅器 302または 402によりそれ ぞれ増幅された後， アンテナスィッチ 102を介してアンテナ 101から送信さ れる。

なお， アンテナスィッチ 102の切り換えの制御は， ベースバンド処理 制御 部 106により行われる。

しかし， このような構成のデュアルバンド移動体通信端末では， 2つの帯域間 でのチャネルの切り換えを迅速に行うことができない。 すなわち， デュアルバン ド移動体通信端末では， 実時間でのチャネルの切り換えが必要となり， 具体的に は， その切り換えに許容される時間は約 1000の 1秒（1ms) 以内であることが必 要となる。 しかし， 図 6に示す構成では， 800M帯から 1.5G帯に切り換える時間 は 4ms程度になる。 その理由を以下に示す。

R F受信信号および R F送信信号は， 800M帯および 1.5G帯とも， 所定の範囲 (後述する図 1に示すように， 800M帯の R F受信信号では 810〜885MHzの範囲） において，通信時に割り当てられるチャネルに応じて変化する可変周波数である。 この可変の周波数を有する RF受信信号を一定の 130MHz の I F受信信号に変 換し， あるいは， 一定の 260MHzまたは 82MHzの I F送信信号を可変の R F送信信 号に周波数変換するために， VCO 308または 408の局部発振信号の周波数 も， RF受信信号または RF送信信号の周波数に対応して変化するように制御さ れる。 今， これらの周波数を可変範囲で示すのは煩雑となるので， 代表値を以下のよ うに定め， この代表値に基づいて， 切り換え時間が 4msとなることを示す。

800M帯の R F送信周波数の代表値を 949MHz (送信周波数 （上り周波数） の中心 値）， 受信周波数の代表値を 819MHz (受信周波数 （下り周波数） の中心値）， 局部 発振周波数の代表値を 689MHz (送信周波数 949MHzおよび受信周波数 819MHzにお ける局部発振周波数） とする。 また， 1.5G帯の送信周波数の代表値を 1441MHz (上 り周波数の中心値）， 受信周波数の代表値を 1489MHz (下り周波数の中心値）， 局 部発振周波数の代表値 1359MHz (送信周波数 1441MHzおよび受信周波数 1489MHz における局部発振周波数） とする。

800M帯の局部発振信号は， 信号が整数分周器 305から位相比較器 306, 低 域フィルタ （LPF) 307, および VCO 308を介して整数分周器 305に ループするフェーズ口ックループ（P L L) により生成される。同様にして， 1.5G 帯の局部発振信号は， 信号が整数分周器 405から， 位相比較器 406, LPF 407, および VC0408を介して整数分周器 405にループする P L Lによ り生成される。

位相比較器 306および 406に入力される比較周波数は, 800M帯および 1.5G 帯のチャネル間隔である 25KHz 間隔の局部発振周波数を合成するために， 25KHZ 以下に設定される。 ここでは， 比較周波数を図 6に示すように 25KHzとする。 この場合に， 1.5G帯の局部発振周波数 1359MHzにおける整数分周器 405の分 周数 Nは， N = 1359MHz÷25KHz = 54, 360となる。

P L Lのループ利得 Kは分周数 Nに反比例する。 したがって， 1.5G帯では， P L Lのループ利得は小さな値になる。 これが， チャネル切り換え時間が約 4msと なる理由である。

具体的には， 移動体通信端末の LPF 307および 407には， 一般に， 図 7 に示すように， 固定抵抗 R 1および R 2ならびに固定コンデンサ Cからなるラグ リードフィルタと呼ばれる二次遅れのフィルタが用いられる。 これは， このフィ ルタの回路構成が簡単なため， LPFを小型で実現でき， かつ， 自然角周波数 ω _ηおよびダンピング係数 ζが個々に設定できるためである。

図 7に示す LPFによると， 図 7に示す計算結果のように， 自然角周波数 ω_η =2.266K [rad/s] (360.8Hz) となり， P L Lは自然振動周期 T = 1 ÷ F _n = 1 ÷ 360.8 = 2.772msで振動しながら， 収束する。 ここで， F_nは， 自然周波数であり， F_n= ω _η/2πで表される。

その過渡応答は， ダンピング定数 ζ =0.6 (0.5〜0.7 が妥当とされている） と すると， 図 8に示すように， 振動によるバウンド （跳ね返り） が約 3回で収束に 向かう。 ここで， 収束とみなす範囲は， 位相誤差が土 πΖΐΟの範囲内 （局部発振 周波数の誤差がたとえば近似的に ± 1 kHz の範囲内） に収まったときである。 位 相誤差 （または周波数の誤差） が収束とみなす範囲内に収まるまでの時間が収束 時間とされる。

したがって， 800M帯から 1.5G帯に切り換えられた場合に， 応答してから収束 するまでの時間は， 振動周期 T =2.772msの約 1.5倍， すなわち約 4msとなる。 すなわち， 局部発振周波数は， 800M帯から 1.5G帯への切り換えが生じてから， 受信チャネルまたは送信チャネルに応じた周波数になるまで，約 4msを要するこ ととなる。 なお， 1.5G帯から 800M帯への移行時間は， 同様に計算して約 2msと なる。

一方， 高速な切り換えを実現するために， 図 9に示すように， 分数分周器を使 用して， 局部発振信号を合成することもできる。 図 9は， 図 6の整数分周器 30 5および 40 5が分数分周器 3 1 5および 4 1 5にそれぞれ置換されるとともに， 比較周波数が 400KHZおよび 600KHzに置換された点を除き， 図 6と同じ構成を有 する。

分数分周器 3 1 5および 4 1 5は， 整数分周器が整数値の分周数しかとること ができないのに対し， 分数の分周数（たとえば分周数 =54383÷24 = 2265 + 23 24 = 2265.9583 (循環小数）） を取ることができる。

分数分周器の利点は， 分周数の設定間隔を整数値以下 （たとえば 0.1間隔等） に設定でき， その結果， 比較周波数 25KHzよりも高く設定できることである。 こ れにより， P L Lのループ利得 Kが大きくなり， その結果， 収束時間を短くする ことができる。例えば，局部発振周波数を 1359.575MHz,分周数を 54383 + 24 = 2265 + 23/24 = 2265.95833··· (循環小数) とすると， 比較周波数は 1359.575 Hz÷ {2265+(23/24)} =600KHzとなる。 これは， 図 6の比較周波数の 24倍（ = 600KHz/25KHz)にあたり， P L Lのループ 利得 Kをこの倍数だけ高くとることができる。したがって，周波数の収束時間は， 図 6の約 24分の 1となり，周波数収束時間 = 4 ms · (1/24) = 1. 667 μ sを得るこ とができる。 したがって， デュアルバンド移動体通信端末の要求を満足すること ができる。

しかしながら， 分数分周器を使用すると， 分周数の端数の調整のため， 分周さ れた信号の波形には不規則なジッタが発生する。 これは， ノイズが重畳している ことと等価であり，合成された局部発振周波数にもノィズが重畳することになる。 このため， 図 1 0に示すように， 局部発振信号のスペク トラム純度が劣化すると レ、う問題がある。

また， 局部発振周波数の信号のスペク トラム純度が劣化すると， 移動体通信端 末が， その送信特性において隣接チャネル漏洩電力の規格に， また受信特性にお いて隣接チャネルおよび次隣接選択度， ならびに相互変調応答抑圧度に代表され る耐妨害波特性の規格に， それぞれ適合することが困難となる問題がある。

さらに， 端末の小型軽量化のためには， 分数分周器および位相比較器は， 1つ のモノリシックな集積回路により構成することが好ましいが， 分数分周器を集積 回路化すると， コストが高くなるという問題がある。 すなわち， 1 GHz を越える 周波数で， 任意の分数分周数を設定できる分周器を実現する回路の集積化は， 回 路規模が大きいため困難である。 また， 前述の分周分数の端数処理に関する問題 を克服する付加回路の技術も提案されているが， この付加回路がさらに回路規模 を増大させる。 モノリシックな P L Lの L S Iを製造しても， 価格が高くなり， 移動通信端末の低コスト化の技術的動向に逆行する。 発明の開示

本発明は， このような背景に鑑みなされたものであり， その目的は， 2つの通 信帯域間の切り換えを高速に行える局部発振信号生成装置を有する無線装置， お よび， 該無線装置における 2種類の局部発振信号の生成方法を提供することにあ る。

また， 周波数のスぺク トル純度が劣化しない局部発振信号生成装置を有する無 線装置および該無線装置における局部発振信号生成方法を提供することにある。 さらに， 本発明の他の目的は， 小型軽量化のため集積回路化が容易な局部発振 信号生成装置を有する無線装置を提供することにある。

本発明の第 1の側面による無線装置は， 異なる周波数帯域の信号に対応した周 波数変換を行い， 無線通信を実現する無線装置において， 第 1周波数を有する第 1信号を生成する第 1信号生成部と， 帰還信号が入力される第 2分周器と， 該第 2分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第 2基準入力信号の位相とを 比較する第 2位相比較器と， 該第 2位相比較器の出力信号をフィルタリングする 第 2フィルタと， 該第 2フィルタの出力信号に基づいて前記第 1周波数より低い 第 2周波数を有する第 2信号を生成するとともに， 該第 2信号を前記第 2分周器 に前記帰還信号として帰還する第 2電圧制御発振器とを有する第 2信号生成部と， 前記第 1信号と前記第 2信号を合成し， 前記第 1周波数に前記第 2周波数を加算 した周波数を有する局部発振信号， または， 前記第 1周波数から前記第 2周波数 を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する周波数合成部と， を有する局 部発振信号生成装置を含み， 前記周波数合成部が生成する前記局部発振信号を前 記無線通信における周波数変換に用いることを特徴とする。

また， 本発明の第 1の側面による局部発振信号生成方法は， 異なる周波数帯域 の信号に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する無線装置における前記周 波数変換に用いられる局部発振信号を生成するための局部発振信号生成方法にお いて， 第 1周波数を有する第 1信号を生成し， 電圧制御発振器と， 該電圧制御発 振器からの帰還信号が入力される分周器と， 該分周器の出力信号の位相と所定の 周波数を有する基準入力信号の位相とを比較する位相比較器と， 該位相比較器の 出力信号をフィルタリングし， その出力信号を前記電圧制御発振器に与えるフィ ルタとを有するフェーズ口ックループにより， 前記第 1周波数より小さな第 2周 波数を有する第 2信号を生成し， 前記第 1信号と前記第 2信号を合成し， 前記第 1周波数に前記第 2周波数を加算した周波数を有する局部発振信号， または， 前 記第 1周波数から前記第 2周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成 する， ことを特徴とする。

本発明の第 1の側面によると， 第 1周波数を有する第 1信号が第 1信号生成部 により生成され， 第 1周波数より小さな第 2周波数を有する第 2信号が第 2信号 生成部により生成される。 これら第 1信号と前記第 2信号は合成され， 第 1周波 数に第 2周波数を加算した周波数を有する局部発振信号， または， 第 1周波数か ら第 2周波数を減算した周波数を有する局部発振信号が生成される。

本発明の第 1の側面によると， 第 1周波数に第 2周波数を加算した周波数を有 する局部発振信号， および， 第 1周波数から第 2周波数を減算した周波数を有す る局部発振信号の 2種類の局部発振信号を生成することができる。 これより， 2 つの通信帯域間で周波数を切り換えて通信を行う無線装置 （たとえばデュアルバ ンド移動体通信端末） の 2つの通信帯域の各通信周波数を他の周波数 （たとえば 中間周波数） に変換する局部発振信号を生成することができる。

また， 第 2信号の周波数は， 加算により生成される局部発振信号の周波数より 小さなものとすることができる。 これにより， 第 2分周器の分周数の値を， 局部 発振信号を第 2信号生成部によって直接生成する場合に比べて小さなものとする ことができる。 その結果， 第 2信号生成部の収束時間を従来のものより短くする ことができ， この局部発振信号生成装置がデュアルバンド移動体通信端末に使用 された場合に， 2つの通信帯域間の切り換えを高速に行うことができる。

好ましくは， 前記第 1信号生成部により生成される第 1信号の第 1周波数が一 定の周波数であり， 前記第 2信号生成部の前記第 2分周器が可変の分周数を設定 可能であり， 前記第 2信号生成部により生成される第 2信号の第 2 1周波数が前 記分周数に応じて可変である， ことを特徴とする。 これにより， 局部発振信号の 周波数を変化させる場合であっても， その制御が容易となる。

さらに好ましくは， 前記第 2分周器は， その分周数が正の整数値をとる整数分 周器である， ことを特徴とする。 これにより， 第 2分周器を含む装置の集積化が 容易になるとともに， 該装置の小型軽量化を実現できる。 また， 分周分周器を使 用した場合のようなスぺク トル純度の低下を防止できる。

本発明の第 1の側面の一実施の態様によると， 前記周波数合成部は， 前記第 1 信号の位相をシフトし， 相対的に位相が π Ζ 2進んだ第 3信号および相対的に位 相が π / 2遅れた第 4信号を生成する第 1移相器と， 前記第 2信号の位相をシフ トし， 相対的に位相が π Ζ 2進んだ第 5信号および相対的に位相が π / 2遅れた 第 6信号を生成する第 2移相器と , 前記第 1周波数に前記第 2周波数を加算した 周波数を有する局部発振信号を生成する場合には， 前記第 5信号の正負の符号を 反転し， 前記第 1周波数から前記第 2周波数を減算した周波数を有する局部発振 信号を生成する場合には， 前記第 5信号の正負の符号を反転しない非反転 反転 器と， 前記第 3信号と前記非反転 反転器を経由した前記第 5信号とを乗算する 第 1乗算器と， 前記第 4信号と前記第 6信号とを乗算する第 2乗算器と， 前記第 1乗算器の出力信号と前記第 2乗算器の出力信号とを加算する加算器と， を備え ていることを特徴とする。 これにより， 周波数合成部の小型化や低コス ト化を図 ることができるとともに， 低消費電力化を図ることができる。

本発明の第 2の側面による無線装置は， 異なる周波数帯域の信号に対応した周 波数変換を行い， 無線通信を実現する無線装置において， 帰還信号が入力される 第 1分周器と， 該第 1分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第 1基準 入力信号の位相とを比較する第 1位相比較器と， 該第 1位相比較器の出力信号を フィルタリングする第 1フィルタと， 該第 1フィルタの出力信号に基づいて第 1 周波数を有する第 1信号を生成するとともに， 該第 1信号を前記第 1分周器に前 記帰還信号として帰還する第 1電圧制御発振器とを有する第 1信号生成部と， 帰 還信号が入力される第 2分周器と， 該第 2分周器の出力信号の位相と所定の周波 数を有する第 2基準入力信号の位相とを比較する第 2位相比較器と， 該第 2位相 比較器の出力信号をフィルタリングする第 2フィルタと， 該第 2フィルタの出力 信号に基づいて， 前記第 1周波数と異なる第 2周波数を有する第 2信号を生成す るとともに， 該第 2信号を前記第 2分周器に前記帰還信号として帰還する第 2電 圧制御発振器とを有する第 2信号生成部と， 前記第 1信号と前記第 2信号を合成 し， 前記第 1周波数に前記第 2周波数を加算した周波数を有する局部発振信号， または， 前記第 1周波数および前記第 2周波数のうち， 大きい方から小さい方を 減算した周波数を有する局部発振信号を生成する周波数合成部と， を有する局部 発振信号生成装置を含み， 前記周波数合成部が生成する前記局部発振信号を前記 無線通信における周波数変換に用いることを特徴とする。

本発明の第 2の側面による局部発振信号生成方法は， 異なる周波数帯域の信号 に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する無線装置における前記周波数変 換に用いられる局部発振信号を生成するための局部発振信号生成方法において， 第 1電圧制御発振器と， 該第 1電圧制御発振器からの帰還信号が入力される第 1 分周器と， 該第 1分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第 1基準入力 信号の位相とを比較する第 1位相比較器と， 該第 1位相比較器の出力信号をフィ ルタリングし， その出力信号を前記第 1電圧制御発振器に与える第 1フィルタと を有するフェーズロックループにより， 第 1周波数を有する第 2信号を生成し， 第 2電圧制御発振器と， 該第 2電圧制御発振器からの帰還信号が入力される第 2 分周器と， 該第 2分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第 2基準入力 信号の位相とを比較する第 2位相比較器と， 該第 2位相比較器の出力信号をフィ ルタリングし， その出力信号を前記第 2電圧制御発振器に与える第 2フィルタと を有するフェーズロックループにより， 前記第 1周波数と異なる第 2周波数を有 する第 2信号を生成し， 前記第 1信号と前記第 2信号を合成し， 前記第 1周波数 に前記第 2周波数を加算した周波数を有する局部発振信号， または， 前記第 1周 波数および前記第 2周波数のうち， 大きい方から小さい方を減算した周波数を有 する局部発振信号を生成する， ことを特徴とする。

本発明の第 2の側面によると， 前記第 1の側面と同様に， 第 1周波数に第 2周 波数を加算した周波数を有する局部発振信号， および， 第 1周波数および第 2周 波数のうち， 大きい方から小さい方を減算した周波数を有する局部発振信号の 2 種類の局部発振信号を生成することができる。 これより， デュアルバンド移動体 通信端末のような無線装置における 2つの通信帯域の各通信周波数を他の周波数 (たとえば中間周波数） に変換する局部発振信号を生成することができる。 また， 第 1信号の周波数は， 加算により生成される局部発振信号の周波数より 小さなものとすることができる。 これにより， 第 1分周器の各分周数の値を， 局 部発振信号を第 1信号生成部によって直接生成する場合に比べて小さなものとす ることができる。 その結果， 第 1信号生成部の収束時間を従来のものより短くす ることができ， この局部発振信号生成装置がデュアルバンド移動体通信端末に使 用された場合に， 2つの通信帯域間の切り換えを高速に行うことができる。 第 2 信号についても同様のことが言える。

本発明の第 3の側面による無線装置は， 第 1周波数帯域の信号を第 3周波数帯 域の信号を用いた周波数変換により生成し， 第 2周波数帯域の信号を第 4周波数 帯域の信号を用いた周波数変換により生成することで， 他の無線装置に対して該 第 1周波数帯域の信号または該第 2周波数帯域の信号のいずれでも送信可能な無 線装置において， 前記第 3周波数帯域と前記第 4周波数帯域に挟まれる帯域に属 する所定の周波数の信号を出力する第 1出力部と， 所定の周波数帯域の信号を出 力する第 2出力部と，前記第 1出力部および前記第 2出力部からの信号を用いて， 両信号の周波数の和の周波数を有する信号， または， 両信号の周波数の差の周波 数を有する信号を， それぞれ前記第 3周波数帯域の信号， または， 前記第 4周波 数帯域の信号として生成し出力する生成出力部と， を備えていることを特徴とす る。

本発明の第 4の側面による無線装置は， 第 1周波数帯域の信号を第 3周波数帯 域の信号を用いて周波数変換し， 第 2周波数帯域の信号を第 4周波数帯域の信号 を用いて周波数変換することで， 他の無線装置から該第 1周波数帯域の信号また は該第 2周波数帯域の信号のいずれが送信されても受信処理可能な無線装置にお いて， 前記第 3周波数帯域と前記第 4周波数帯域に挟まれる帯域に属する所定の 周波数の信号を出力する第 1出力部と， 所定周波数帯域の信号を出力する第 2出 力部と， 前記第 1出力部および前記第 2出力部からの信号を用いて， 両信号の周 波数の和の周波数を有する信号， または， 両信号の周波数の差の周波数を有する 信号を， それぞれ前記第 3周波数帯域の信号， または， 前記第 4周波数帯域の信 号として生成し出力する生成出力部と， を備えていることを特徴とする。 図面の簡単な説明

図 1は， 日本における 800M帯および 1. 5G帯に使用される周波数帯域の説明図 である。

図 2は， 本発明の実施の形態による移動体通信端末の構成を示すブロック図で ある。

図 3は， 第 1周波数 F _H, 第 2周波数 Fい およびこれら第 1周波数 F _Hおよび 第 2周波数 F から合成される局部発振周波数の関係を示す。

図 4は， 本発明の実施の形態による周波数合成器の一構成例を示すプロック図 である。

図 5は， 本発明の実施の形態による周波数合成器の他の構成例を示すプロック 図である。

図 6は， 800M帯および 1. 5G帯に対応するデュアルバンド移動体通信端末を従 来の技術により構成した場合の構成を示すプロック図である。

図 7は， 低域通過フィルタの構成例を示す回路図である。

図 8は， 局部発振周波数の収束の様子を示す。

図 9は， 800M帯および 1. 5G帯に対応するデュアルバンド移動体通信端末を従 来の技術により構成した場合の他の構成を示すプロック図である。

図 1 0は， 局部発振周波数の信号のスぺク トラム純度の劣化の様子を示す。 発明を実施するための最良の形態

以下に， 本発明の実施の形態を説明するが， これは一例であって， 本発明の技 術的範囲を限定するものではない。

本実施の形態では， 日本の移動体通信を例にとり， 800M帯および 1. 5G帯の双 方により通信可能なデュアルバンド移動体通信端末について説明する。

このデュアルバンド移動体通信端末の理解を助けるために， デュアルバンド移 動体通信端末の具体的な説明に入る前に， 0本における 800M帯および 1. 5G帯の 通信帯域について簡単に説明する。

図 1は， 日本における 800M帯および L 5G帯に使用される周波数帯域の説明図 である。

800M帯では，基地局から移動体通信端末への下り用通信帯域（移動端末受信帯） として 810MHzから 885MHzの帯域が使用され， 移動体通信端末から基地局への上 り用通信帯域 （移動端末送信帯） として 893MHzから 958MHzの通信帯域が使用さ れる。 下り用通信帯域および上り用通信帯域ともに， 通称 A帯 （旧アナログ帯)， C帯， および D帯 （ディジタル帯） に分割されているが， これらは， 本発明が属 する技術の分野における通常の知識を有する者 （当業者） に周知であるので， こ こではその説明を省略することとする。

1. 5G帯では， 下り用通信帯域として 1477MHzから 1501MHzの帯域が使用され， 上り用通信帯域として 1429MHzから 1453MHzの通信帯域が使用される。

通信時には， 下り用通信帯域のある 1つの周波数 （25KHz 間隔の周波数） を使 用して受信チャネルが設定され， 上り用通信帯域のある 1つの周波数 （25KHz 間 隔の周波数） を使用して送信チャネルが設定される。

また， 800M帯において， 中間周波数 ( I F : Intermediate Frequency) の送信 信号を無線周波数 （RF ： Radio Frequency) の送信信号に変換するために使用さ れる局部発振信号 （送信ローカル信号） の局部発振周波数は 633MHzから 698MHz の帯域であり， RFの受信信号を I Fの受信信号に変換するために使用される局 部発振信号 (受信ローカル信号）の局部発振周波数は 633MHzから 755MHzである。 1.5G帯において，送信局部発振信号の局部発振周波数と受信局部発振信号の局部 発振周波数は一致し， 1374MHzから 1371MHzである。

次に， 本発明の実施の形態によるデュアルバンド移動体通信端末の構成につい て説明する。 図 2は， 本発明の実施の形態によるデュアルバンド移動体通信端末 の構成を示すブロック図である。 このデュアルバンド移動体通信端末 （以下， 単 に 「端末」 という。） は， 一例として， 800M帯と 1.5G帯との双方の帯域で通信を 行うことができる。

この端末は， アンテナ 1， アンテナスィッチ 2， 800M帯用の送受信部 3， 1.5G 帯用の送受信部 4, 中間周波部 5, ベースバンド処理/制御部 6, およびユーザ 入出力部 7を備えている。

800M帯用の送受信部 3は， 増幅器 31および 32, 乗算器 （ミクサ） 33およ び 34, 整数分周器 35， 位相比較器 36, 低域フィルタ （以下 「LPF」 とい う。） 37, ならびに電圧制御発振器 （以下 「VCO」 という。） 38を備えてい る。 1.5G帯用の送受信部 4は， 増幅器 4 1および 42, 乗算器 （ミクサ） 43お よび 44， 整数分周器 45， 位相比較器 46, LPF47, ならびに VC048 を備えている。 また， 送受信部 3および 4は， 周波数合成器 30および DMUX 40を共通に備えている。

ここで， じ038ぉょび48は， 端末の小型軽量化のために 1つの集積回路 10により構成されることが好ましい。

中間周波部 5は， セレクタ （以下 「SEL」 という。） 51および 56， 乗算器 (ミクサ） 5 2， 129. 55MHz の局部発振信号を生成する発振器 5 3 , 多重分離器 (以下 「DMU X」 という。） 5 4， 直交変調器 5 5 , 260MHz の局部発振信号を 生成する発振器 5 7 , ならびに 82MHzの局部発振信号を生成する発振器 5 8を備 えている。

アンテナ 1は， 800M帯および 1. 5G帯の無線信号を送受信するものであり， た とえば， ホイップアンテナ， ダイバシティアンテナ等を含んでいる。

アンテナスィツチ 2は，アンテナ 1から入力された 800M帯の信号を送受信部 3 に， 1. 5G帯の信号を送受信部 4に， それぞれ与えるとともに， 送受信部 3または 4から入力された信号を選択し， アンテナ 1を介して送信する。 アンテナスイツ チ 2のこのような切り換えの制御は， ベースバンド処理 制御部 6により行われ る。

送受信部 3は， アンテナスィッチ 2から入力された 800M 帯の R Fの受信信号 (以下 「R F受信信号」 という。） を I F (130MHz (固定)） の受信信号 （以下 「I F受信信号」 という。） に変換し， この I F受信信号を中間周波部 5に与えるとと もに， 中間周波部 5から入力された I F (260MHz (一定)） の送信信号 （以下 「 I F送信信号」 という。） を 800M帯の R Fの送信信号 （以下 「R F送信信号」 とい う。） に変換してアンテナスィッチ 2に与える。

同様にして，送受信部 4は， 1. 5G帯の R F受信信号を I F受信信号（130MHz (固 定)） に変換するとともに， I F送信信号 （62MHz (—定)） を 1. 5G帯の R F送信 信号に変換してアンテナスィッチ 2に与える。

I F受信信号および I F送信信号は， 一定の周波数を有するのに対し， R F受 信信号および R F送信信号は， 前述した図 1に示す帯域において， 設定されたチ ャネルに応じて変化する周波数を有する。

中間周波部 5では， 800M帯の I F受信信号または 1. 5G帯の I F受信信号の一 方が， S E L 5 1に選択され， 乗算器 5 2'に与えられる。 乗算器 5 2には， 発振 器 5 3により局部発振周波数 129. 55MHzの信号が与えられる。 これにより， I F 受信信号は 450KHZ (—定） の周波数を有する信号に変換され， ベースバンド処理 /制御部 6に与えられる。 S E L 5 1の選択の制御は， ベースバンド処理ノ制御 部 6により行われる （制御線は図示略)。 一方， 中間周波部 5には， 送信信号が， ベースバンド処理 Z制御部 6から， 同 相信号 （I信号） および直交信号 （Q信号） の形式で入力される。 これらの送信 信号は， 中間周波部 5の直交変調器 55に与えられる。

直交変調器 55には， SEL 56から， 発振器 57の 260MHz (—定） の局部発 振信号 （ローカル信号） または発振器 58の 82MHz (—定） の局部発振信号が入 力される。 SEL 56は， 直交変調器 55が 800M帯の送信信号を処理する場合に は，発振器 57の局部発振信号を選択し， 直交変調器 55が 1.5G帯の送信信号を 処理する場合には， 発振器 58の局部発振信号を選択する。 SEL 56のこのよ うな選択は， ベースバンド処理/ ^制御部 6により制御される （制御線は図示略)。 直交変調器 55は， ベースバンド処理 制御部 6から入力された I信号および Q信号を直交変調するとともに， 直交変調された信号を， SEL 56から入力さ れた局部発振信号により， 260MHzまたは 82MHzの周波数を有する I F送信信号に 変換する。 この I F送信信号は， DMUX54に与えられ， 800M帯の I F送信信 号は乗算器 34に与えられ， 1.5G 帯の I F送信信号は乗算器 44に与えられる。 DMUX 54のこのような出力方路の選択は， ベースバンド処理 Z制御部 6によ り制御される （制御線は図示略)。

ベースバンド処理 制御部 6は，中間周波部 5から入力された信号を処理して， ユーザ入出力部 7に出力するとともに， ユーザからユーザ入出力部 7を介して入 力された信号 （音声信号， 映像信号等） を処理して， 中間周波部 6に与える。 ま た，ベースバンド処理/制御部 6は， 前述した S E L 5 1 , 56, DMUX 54, 40， 周波数合成器 30 (後に詳述） 等の制御を行う。

ユーザ入出力部 7は， スピーカ， マイク， 表示装置 （液晶ディスプレイ等）， 力 メラ等を備えている。 そして， ユーザ入出力部 7は， ベースバンド処理/制御部 6から与えられた信号をスピーカ， 表示装置等に出力するとともに， マイク， 力 メラ等から入力された信号をベースバンド処理/制御部 6に与える。

送受信部 3の整数分周器 35から， 位相比較器 36, LPF 37, および VC O 38を介して整数分周器 35に戻る信号のループは，フェーズ口ックループ (以 下 「PLL」 という。） を形成する。

整数分周器 35には， 固定値の分周数 N 1 (整数値） が設定される。 この分周 数 N lは， 整数分周器 3 5にあらかじめ記憶されていてもよいし， この端末の立 ち上げ時にベースバンド処理/制御部 6により設定されてもよい。

位相比較器 3 6には， 整数分周器 3 5の出力信号と， 図示しない発振器 （たと えば水晶発振器） から与えられる一定の周波数 F ,を有する信号とが入力される。 この信号は， 発振器から図示しない分周器を介して与えられてもよい。 これによ り， V C 0 3 8からは， 一定の周波数 F u (以下 「第 1周波数」 という。） を有す る信号が周波数合成器 3 0および整数分周器 3 5に与えられる。

同様にして，送受信部 4の整数分周器 4 5から，位相比較器 4 6， L P F 4 7， および V C 0 4 8を介して整数分周器 4 5に戻る信号のループも P L Lを形成す る。

整数分周器 4 5には， 800M 帯の R F受信信号もしくは R F送信信号の周波数， または， 1. 5G帯の R F受信信号もしくは R F送信信号の周波数に対応した可変の 分周数 N 2 (整数値） がベースバンド処理/制御部 6により設定される （設定の ための信号線は図示略)。

位相比較器 4 6には， 整数分周器 4 5の出力信号と， 図示しない発振器 （たと えば水晶発振器） から与えられる一定の周波数 F _nを有する信号とが入力される。 この信号は， 発振器から図示しない分周器を介して与えられてもよい。 これによ り， V C 0 4 8からは， R F受信信号または R F送信信号の周波数に対応した値 (周波数 F _nおきの可変） の周波数 F _L (以下 「第 2周波数」 という。） を有する 信号が周波数合成器 3 0および整数分周器 4 5に与えられる。

ここで， R F受信信号および R F送信信号の周波数は， 800M帯および 1. 5G帯 とも， 図 1に示す帯域幅において通信時に割り当てられるチャネルに応じて変化 (25KHZ 間隔で変化） するが， 以下では， 説明を分かり易くするために代表値に より説明する。

前述した背景技術の欄と同様に， 800M帯の局部発振周波数の代表値を， 送信周 波数 949MHzおよび受信周波数 819MHzにおける局部発振周波数である 689MHzとす る。 また， 1. 5G帯における局部発振周波数の代表値を， 送信周波数 1441MHzおよ び受信周波数 1489MHzにおける局部発振周波数である 1359MHzとする。

これら 2つの局部発振周波数間の差は， 1359MHz— 689M Hz = 670MHzであり， 両 周波数は十分離れている。 したがって， 両局部発振周波数が可変であることを考 慮しても， これら局部発振周波数が重なることまたは近接することはない。 そこ で， これら周波数の中点を定め， この中点の周波数を， VC038から周波数合 成器に与えられる第 1周波数 Fuとする。

第 1周波数 Fu= (689+1359) ÷ 2 =1024 [MHz] (一定値） ··· (1) ただし， この値は一例であり， 正確な中点である必要はなく， 2つの局部発振 周波数の間にある他の周波数であってもよい。

Fu = 1024MHz とするために， たとえば分周数 N 1

に設 定される。 この分周数 N 1の値および周波数 F,の値の組み合わせも一例であり， VCO 38が第 1周波数 Fuを生成できる他の組み合わせであってもよい。

一方， 第 2周波数 ま， 周波数合成器 30において第 1周波数 Fuと合成され ることにより， 800M帯の局部発振信号の周波数 （代表値 689MHz) および 1.5G帯 の局部発振信号の周波数 （代表値 1359MHz) を生成できる値 （可変） に設定され る。

周波数合成器 30における周波数合成の一例として， 周波数の加算または減算 を用いることができる。 すなわち， 周波数合成器 30は， 第 1周波数 Fuの信号 に第 2周波数 F_Lの信号を加算することによって 1.5G 帯の局部発振周波数 1359MHz (代表値） の信号を生成し， 第 1周波数 Fuの信号から第 2周波数 F_Lの 信号を減算することによって 800M帯の局部発振周波数 689MHz (代表値） を生成 する。

このような場合に， 第 2周波数 F は， 代表値として，

F_L = 1024 - 689= | 1024— 1359 | =335 [MHz] (代表値） … (2)

に設定される。 この第 2周波数 ま， UHF帯の下限の比較的低い周波数であ る。

位相比較器 46に与えられる一定の比較周波数 F_nの信号は， 送受信用のチヤ ネル間隔が 25KHZであることから， 25KHz間隔の局部発振周波数の信号 （基準入 力信号） を合成するために， 25KHz に設定される。 一方， 整数分数器 45の分周 数 N2は， 第 2周波数 F_L = 335MHz (代表値） を生成するために， N 2 =13400 (代 表値） に設定される。 この分周数 N 2の値を 1ずつ増減させることにより， 25KHZ 間隔の隣接チャネルの局部発振周波数が生成される。

図 3は， 第 1周波数 F_H, 第 2周波数 Fい およびこれら第 1周波数 F_Hおよび 第 2周波数 F_I ^から合成される局部発振周波数の関係を示している。 800M帯の局 部発振周波数の変化の幅， および， 1.5G帯の局部発振周波数の変化の幅を考慮し て， 第 2周波数 F_Lは 269MHzから 391MHzの範囲に設定される。 換言すると， 分 周数 N2は， 10760 ( = 269MHz ÷25KHz) 〜15640 ( = 391MHz÷25KHz) の間で可変 に設定される。 なお， 図 3に示すように， 1.5G帯における局部発振周波数の範囲 は 800M帯のそれより狭いので， 1.5G帯では，分周数 N 2の変動範囲は 1294〜13880 となる。

このような整数分周器 46の分周数は，従来の分周数 54， 360の 4分の 1程度で ある。 その結果， 第 2周波数 F_nの収束時間も従来の約 4ms の約 4分の 1, すな わち lms (1000分の 1秒） 程度である。

この第 2周波数 F jj , 800M帯の局部発振周波数および 1.5G帯の局部発振周波 数の双方を生成するために使用される。 したがって， 800M帯の局部発振周波数お よび 1.5G帯の局部発振周波数の収束時間は， 4msの 4分の 1の lms程度となる。 一方， 第 1周波数 Fuは固定であるので， 収束時間は考慮する必要がない （常に 収束している）。

その結果， 800M帯から 1.5G帯への切り換え時間および 1.5G帯から 800M帯へ の切り換え時間の双方を約 lms以内とすることができる。 したがって， 実時間の 切り換えを必要とする端末の要求を満足することができる。

また， 本実施の形態によると， 整数分周器 35および 45を使用するので， 図 2に符号 21で示す部分 （すなわち整数分周器 35, 位相比較器 36, および周 波数 F_Tの発生回路 （たとえば水晶発振器 （および整数分周器)） からなる部分） および符号 22で示す部分 （すなわち整数分周器 45, 位相比較器 46， および 周波数 F_nの発生回路（たとえば水晶発振器（および整数分周器)） からなる部分） を， それぞれモノリシックな集積回路 （P LL集積回路） により構成することも 容易となる。その結果， 端末の小型，軽量化，低消費電力化を図ることもできる。 さらに， 整数分周器 35を使用するので， 局部発振周波数の信号のスぺク トラ ム純度の劣化も防止でき， 送信特性における隣接チャネル漏洩電力の規格に， 受 信特性における隣接チャネルおよび次隣接選択度， ならびに相互変調応答抑圧度 に代表される耐妨害波特性の規格に， それぞれ適合することも容易となる。

次に，周波数合成器 3 0の詳細な構成について説明する。周波数合成器 3 0は， 第 1周波数 F uから第 2周波数 Fしを減算することにより， 800M帯の局部発振信号 の周波数 （代表値 689MHz) を生成し， 第 1周波数 F uに第 2周波数 F _tを加算する ことにより， 1. 5G帯の局部発振信号の周波数 （代表値 1359MHz) を生成する。 このように， これら局部発振周波数は， 2つの周波数から， 信号の演算処理に より間接的に合成される。 間接的とは， 周波数源が直接局部発振周波数の源では ないことを意味する。

ここで， 一般に， 2つの周波数の周波数和または周波数差は， 2つの周波数を 乗算器で乗算することにより求められる。 2つ周波数を乗算することにより， 2 つの周波数源である搬送波信号は抑圧され， そのエネルギーは周波数差である下 側波帯と周波数和である上側波帯に等分される。 そして， フイノレタによって， 使 用しない一方の周波数が減衰され， 使用する他方の周波数のみがフィルタを通過 して得られる。

し力 し， そのために， T E Mモードの誘電体， 個別のコイルやコンデンサ等の 回路素子あるいは積層セラミック L C型のフィルタを使用することは， 端末の小 型化や低コスト化の技術的な流れに逆行する。 また， 両方の側波帯のエネルギー は前述の様に等分されるので， 必要な一方の側波帯のエネルギーは原理的に元の 半分であり，必要としない他方の側波帯のエネルギーも原理的に元の半分である。 フィルタにより， 使用しない他方のエネルギーをあえて削り落とすことは， 移動 体通信端末の低消費電力化の技術的な流れに逆行する。

そこで，このような従来の方法ではない周波数合成を行うこととする。図 4は， 本発明の実施の形態による周波数合成器 3 0の詳細な構成を示すプロック図であ る。

周波数合成器 3 0は， 一 π / 4移相器 1 1および 1 5， + π 4移相器 1 2お よび 1 6， 乗算器 1 3および 1 4， 非反転 Ζ反転切り換えスィッチ 1 7 , ならび に加算器 1 8を備えている。

V C 0 3 8 (図 2参照） から出力された第 1周波数 F uを有する局部発振信号 S Iは， 一 π/4移相器 1 1および + π/4移相器 1 2に入力される。 また， V CO 4 8 (図 2参照） から出力された第 2の周波数 F _Lを有する局部発振信号 S 2は， 一 π/4移相器 1 5および + π/4移相器 1 6に入力される。

計算を分かり易くするために， 局部発振信号 S 1 =οο3(_{ω υ}1;)とすると （_ωυ = 2 π _υ), 移相器 1 1からの出力信号 S 1 1 =cos ( ω — π /4)となり， 移相器 1 2からの出力信号 S 1 2 =cos(c ut+ π/4)となる。 また， 局部発振信号 S 2 = cos(co _Lt)とすると （£ _L= 2 F j, 移相器 1 5からの出力信号 S 1 5 = cos(c _Lt— π/4)となり， 移相器 1 6からの出力信号 S 1 6 =cos ( ω _Lt + π /4)と なる。

非反転 反転切り換えスィッチ 1 7には， ベースバンド処理 制御部 6からの 制御信号 （制御信号の信号線は図示略） に基づいて， 周波数差を得る場合には， — π/4移相器 1 5からの信号の符号が反転されず （すなわち入力信号がそのま ま出力され）， 周波数和を得る場合には， 符号が反転される （すなわち入力信号の 電圧値の反転され出力される）。

周波数差 （F_L— を得る場合には反転されないので， この場合に， 乗算器 1 3は， 移相器 1 1の出力信号 S 1 1 =_COS(co_ut— π/4)と， 移相器 1 5の出力 信号 S 1 5

— π/4)とを乗算し， 乗算結果 A 1を出力する。

A 1 = (1/2) · {cos (ω _vt+ ω _Lt— π/2) +cos (, ω yt— ω _Lt) }

= (1/2) · {sin( o ut+ ω _Lt) +cos、 ω ut— ω } ··· (3)

—方， 乗算器 1 4は， 移相器 1 2の出力信号 S 1 2と， 移相器 1 8の出力信号 S 1 6を乗算し， 乗算結果 A 2を出力する。

A 2 = (1/2) · {οο3(ω_υί+ ω _Lt+ π /2) +cos ( ω _Ot- ω _Lt) }

= (1/2) · {— sin ( ω ut+ o _Lt) +cos、ω ut— ω t) } ··· (4)

加算器 1 8は， 乗算結果 A 1および A 2を加算し， 加算結果 Rを出力する。 R =A 1 + A 2 =cos(i u— ω _L)t = cos 2 π (Fu— F _L)t ··· ( 5)

この加算結果 Rの周波数は， 第 1周波数 Fuと第 2周波数 F _Lとの差である。 —方， 周波数差 （F L+ FU) を得る場合には， 移相器 1 5の出力信号 S 1 5が 反転されるので，乗算器 1 3は，移相器 1 1の出力信号 S 1 1 =οο5(_{ω υ}ί- π/4) と， 移相器 1 5の出力信号 S 1 5を反転した一 S 1 5 =_co_S(co _Lt— π/4)とを 乗算し， 乗算結果 A 3を出力する。

A ό =— (1/2) · {cos ω _tJt+ ω t— π /2) +cos ( ω ut— ω _Lt) }

=—(1/2) · {ΒΪηίωυί-Ι- ω _Lt) +cos^_ut— ω _Lt) } ··· (6)

一方，乗算器 1 4の乗算結果は，上記乗算結果 A 2と同じである。 したがって， 加算器 1 8の加算結果 Rは，

R = A 3 + A 2 =— sin( ou+ ω _L)t=— sin 2 π (Fu+ F _L)t ··· (7) となり， 第 1周波数 Fuと第 2周波数 F_Lとの和が得られる。

このような構成の周波数合成器 3 0は， 小規模の集積回路として実現すること ができる。周波数合成器 3 0は， たとえばチップサイズパッケージ（C S P： Chip Size Package) を適用すれば数ミリメートル角の大きさの集積回路として実現で きる。 また， 周波数合成器 3 0がこの程度の規模の回路であれば， 端末の中で使 用されているカスタムチップや A S I C (Application Specific Integrated Circuit) の中に周波数合成器 3 0を取り込むことも可能である。 さらに， 図 1に 示す V COチップ 1 0に周波数合成器 3 0を集積回路として内蔵することにより， 1つの出力で 2つの帯域対応の集積回路として， 従来に較べより高機能なデバイ スを実現することも可能である。

具体的には， 周波数合成器 3 0には， 4つの πΖ4の移相器が設けられている 力 集積回路化において， これらは容易に実現できる。 なぜならば， モノリシッ クなマイク口ウェーブ集積回路のプロセスを用いるならば， 適切な長さを持つ伝 送線路を設けることで位相を任意に変化させることができるからである。 あるい は， 分布定数なコイル， コンデンサを形成しこれらを組み合わせて位相回路を組 むことも可能である。 スパイラル状に集中定数なコイルを形成してもよいし， 適 切な面積を形成して集中定数なコンデンサを形成してもよい。 遅延線を使用して もよい。

また， 乗算器 1 3および 1 4は， ギルバートセル （Gilbert Cell) と呼ばれる 回路により構成することができる。 このギルバートセルの基本回路は， 数個のト ランジスタと， それに付随する約 1 0個の固定抵抗で構成される。 したがって， このギルバートセルは， モノリシックな集積回路にすることにより， 相対特性の そろったトランジスタを使用することになるので， ほぼ理想的な乗算器として機 能することも周知である。 回路規模は前述のように小さいので， 周波数合成器 3 0を集積回路として実現することができる。

非反転 反転切り換えスィッチは， 信号を 2分岐して， 一方はそのままスルー し， 他方を利得 1の反転増幅器で増幅し， 制御論理によりスィッチでどちらかの 経路を選択すれば， 容易に実現できる。 あるいは， 移相 πの遅延線または移相 π に相当する伝送線路を片方の経路に挿入しても容易に実現できる。

したがって， 周波数合成器 3 0により， 端末の小型化， 低コスト化， および低 消費電力化を図ることができる。

なお， 図 4では， 分岐された第 1周波数 F uの信号に対して一 4移相器 1 1および + π / 4移相器 1 2が設けられているが， これらの移相器 1 1および 1 2の各移相量はこのような値に限られるものでなく， 分岐された 2つの第 1周波 数 F uの信号を相互に π / 2 (90度） 移相させる移相量であれば他の移相量であ つてもよレ、。 移相器 1 5および 1 6の移相量についても同様である。

また， 図 5に示すように， 一方の信号のみを π Ζ 2移相させる π , 2移相器 1 9および 2 0を設けることもできる。

以上， 800MHz帯および 1. 5GHz帯に対応する端末について説明したが， 他の帯 域に対応する端末にも本発明を適用することができる。 たとえば， 北米における 800 帯および 1. 9G帯に対応する端末，あるいは，欧州における 900M帯および 1. 8G 帯に対応する端末にも本発明を適用することができる。

また，第 1周波数を固定とし，第 2周波数を可変としたが,双方を可変とするこ ともできるし， 第 1周波数を可変とし， 第 2周波数を固定とすることもできる。 なお， 第 1周波数を固定とする場合には， 第 1周波数を有する第 1信号は， P L Lではなく， たとえば水晶発振器 （および分周器） により構成されてもよい。 産業上の利用の可能性

本発明は， 信号の周波数変換に用いられる局部発振信号を生成する局部発振信 号生成装置および局部発振信号生成方法に関し， 特に 2種類の周波数を有する局 部発振信号を生成する局部発振信号生成装置および局部発振信号生成方法に関す る。 このような局部発振信号生成装置および局部発振信号生成方法は， 2つの帯 域に対応可能なデュアルバンド移動体通信端末に利用することができる。

本発明によると， 局部発振信号の収束時間を短くすることができ， 本発明がデ ユアルバンド移動体通信端末に利用された場合に， 2つの帯域間を実時間で切り 換えて通信することが可能となる。

Claims

請求の範囲

1 . 異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い， 無線通信を実現する 無線装置において，

第 1周波数を有する第 1信号を生成する第 1信号生成部と，

帰還信号が入力される第 2分周器と， 該第 2分周器の出力信号の位相と所定 の周波数を有する第 2基準入力信号の位相とを比較する第 2位相比較器と， 該 第 2位相比較器の出力信号をフィルタリングする第 2フィルタと， 該第 2フィ ルタの出力信号に基づいて前記第 1周波数より低い第 2周波数を有する第 2信 号を生成するとともに， 該第 2信号を前記第 2分周器に前記帰還信号として帰 還する第 2電圧制御発振器とを有する第 2信号生成部と，

前記第 1信号と前記第 2信号を合成し， 前記第 1周波数に前記第 2周波数を 加算した周波数を有する局部発振信号， または， 前記第 1周波数から前記第 2 周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する周波数合成部と， を有する局部発振信号生成装置を含み，

前記周波数合成部が生成する前記局部発振信号を前記無線通信における周波 数変換に用レ、ることを特徴とする無線装置。

2 . 請求の範囲第 1項において，

前記第 1信号生成部により生成される第 1信号の第 1周波数が一定の周波数 であり， 前記第 2信号生成部の前記第 2分周器が可変の分周数を設定可能であ り， 前記第 2信号生成部により生成される第 2信号の第 2 1周波数が前記分周 数に応じて可変である， ことを特徴とする無線装置。

3 . 請求の範囲第 1項または第 2項において，

前記第 2分周器は， その分周数が正の整数値をとる整数分周器である， こと を特徴とする無線装置。

4 . 請求の範囲第 1項から第 3項のいずれか 1項において， 前記第 2信号生成部のうち， 少なくとも前記第 2分周器および前記第 2位相 比較器が 1つの集積回路により構成される， ことを特徴とする無線装置。

5 . 請求の範囲第 1項から第 4項のいずれか 1項において，

前記第 1信号生成部が，

帰還信号が入力される第 1分周器と，

該第 1分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第 1基準入力信号の 位相とを比較する第 1位相比較器と，

該第 1位相比較器の出力信号をフィルタリングする第 1フィルタと， 該第 1フィルタの出力信号に基づいて前記第 1周波数を有する第 1信号を生 成するとともに， 該第 1信号を前記第 1分周器に前記帰還信号として帰還する 第 1電圧制御発振器を有する，

ことを特徴とする無線装置。

6 . 請求の範囲第 5項において，

前記第 1電圧制御発振器および前記第 2電圧制御発振器が 1つの集積回路に より構成される， ことを特徴とする無線装置。

7 . 請求の範囲第 5項または第 6項において，

前記第 1分周器は， その分周数が正の整数値をとる整数分周器である， こと を特徴とする無線装置。

8 . 請求の範囲第 5項から第 7項のいずれか 1項において，

前記第 1信号生成部のうち， 少なくとも前記第 1分周器および前記第 1位相 比較器が 1つの集積回路により構成される， ことを特徴とする無線装置。

9 . 請求の範囲第 1項から第 8項のいずれか 1項において，

前記周波数合成部は，

前記第 1信号の位相をシフトし， 相対的に位相が π / 2進んだ第 3信号およ び相対的に位相が π / 2遅れた第 4信号を生成する第 1移相器と，

前記第 2信号の位相をシフトし， 相対的に位相が π / 2進んだ第 5信号およ び相対的に位相が π / 2遅れた第 6信号を生成する第 2移相器と ,

前記第 1周波数に前記第 2周波数を加算した周波数を有する局部発振信号を 生成する場合には， 前記第 5信号の正負の符号を反転し， 前記第 1周波数から 前記第 2周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する場合には， 前記第 5信号の正負の符号を反転しない非反転 Ζ反転器と，

前記第 3信号と前記非反転 反転器を経由した前記第 5信号とを乗算する第

1乗算器と，

前記第 4信号と前記第 6信号とを乗算する第 2乗算器と，

前記第 1乗算器の出力信号と前記第 2乗算器の出力信号とを加算する加算器 と，

を備えていることを特徴とする無線装置。

1 0 . 請求の範囲第 9項において，

前記第 1移相器は， 前記第 1信号の位相を π Ζ 4進めて前記第 3信号を生成 する移相器と， 前記第 1信号の位相を π / 4遅らせて前記第 4信号を生成する 移相器とにより構成される， ことを特徴とする無線装置。

1 1 . 請求の範囲第 9項または第 1 0項において，

前記第 2移相器は， 前記第 2信号の位相を π 4進めて前記第 5信号を生成 する移相器と， 前記第 2信号の位相を π Ζ 4遅らせて前記第 6信号を生成する 移相器とにより構成される， ことを特徴とする無線装置。

1 2 . 請求の範囲第 9項において，

前記第 1移相器は， 前記第 1信号の位相を π / 2進めて前記第 3信号を生成 する移相器を備え， 前記第 1信号の位相をシフトさせることなく前記第 4信号 を生成する， ことを特徴とする無線装置。

1 3 . 請求の範囲第 9項または第 1 2項において，

前記第 2移相器は， 前記第 2信号の位相を π 2進めて前記第 5信号を生成 する移相器を備え， 前記第 2信号の位相をシフトさせることなく前記第 6信号 を生成する， ことを特徴とする無線装置。

1 4 . 請求の範囲第 1項から第 1 3項のいずれか 1項において，

前記第 2信号生成部により生成される前記第 2信号の収束時間が 1000 分の 1秒以内である， ことを特徴とする無線装置。

1 5 . 異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い， 無線通信を実現す る無線装置において，

帰還信号が入力される第 1分周器と， 該第 1分周器の出力信号の位相と所定 の周波数を有する第 1基準入力信号の位相とを比較する第 1位相比較器と， 該 第 1位相比較器の出力信号をフィルタリングする第 1フィルタと， 該第 1フィ ルタの出力信号に基づいて第 1周波数を有する第 1信号を生成するとともに， 該第 1信号を前記第 1分周器に前記帰還信号として帰還する第 1電圧制御発振 器とを有する第 1信号生成部と，

帰還信号が入力される第 2分周器と， 該第 2分周器の出力信号の位相と所定 の周波数を有する第 2基準入力信号の位相とを比較する第 2位相比較器と， 該 第 2位相比較器の出力信号をフィルタリングする第 2フィルタと， 該第 2フィ ルタの出力信号に基づいて， 前記第 1周波数と異なる第 2周波数を有する第 2 信号を生成するとともに， 該第 2信号を前記第 2分周器に前記帰還信号として 帰還する第 2電圧制御発振器とを有する第 2信号生成部と，

前記第 1信号と前記第 2信号を合成し， 前記第 1周波数に前記第 2周波数を 加算した周波数を有する局部発振信号， または， 前記第 1周波数および前記第 2周波数のうち， 大きい方から小さい方を減算した周波数を有する局部発振信 号を生成する周波数合成部と，

を有する局部発振信号生成装置を含み，

前記周波数合成部が生成する前記局部発振信号を前記無線通信における周波 数変換に用いることを特徴とする無線装置。 6 . 異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する 無線装置における前記周波数変換に用いられる局部発振信号を生成するための 局部発振信号生成方法において，

第 1周波数を有する第 1信号を生成し，

電圧制御発振器と，該電圧制御発振器からの帰還信号が入力される分周器と， 該分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する基準入力信号の位相とを比 較する位相比較器と， 該位相比較器の出力信号をフィルタリングし， その出力 信号を前記電圧制御発振器に与えるフィルタとを有するフェーズロックループ により， 前記第 1周波数より小さな第 2周波数を有する第 2信号を生成し， 前記第 1信号と前記第 2信号を合成し， 前記第 1周波数に前記第 2周波数を 加算した周波数を有する局部発振信号， または， 前記第 1周波数から前記第 2 周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する，

ことを特徴とする局部発振信号生成方法。 7 . 異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する 無線装置における前記周波数変換に用いられる局部発振信号を生成するための 局部発振信号生成方法において，

第 1電圧制御発振器と， 該第 1電圧制御発振器からの帰還信号が入力される 第 1分周器と， 該第 1分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第 1基 準入力信号の位相とを比較する第 1位相比較器と， 該第 1位相比較器の出力信 号をフィルタリングし， その出力信号を前記第 1電圧制御発振器に与える第 1 フィルタとを有するフェーズ口ックループにより， 第 1周波数を有する第 2信 号を生成し，

第 2電圧制御発振器と， 該第 2電圧制御発振器からの帰還信号が入力される 第 2分周器と， 該第 2分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第 2基 準入力信号の位相とを比較する第 2位相比較器と， 該第 2位相比較器の出力信 号をフィルタリングし， その出力信号を前記第 2電圧制御発振器に与える第 2 フィルタとを有するフェーズ口ックループにより， 前記第 1周波数と異なる第 2周波数を有する第 2信号を生成し，

前記第 1信号と前記第 2信号を合成し， 前記第 1周波数に前記第 2周波数を 加算した周波数を有する局部発振信号， または， 前記第 1周波数および前記第 2周波数のうち， 大きい方から小さい方を減算した周波数を有する局部発振信 号を生成する，

ことを特徴とする局部発振信号生成方法。 8 . 第 1周波数帯域の信号を第 3周波数帯域の信号を用いた周波数変換により 生成し， 第 2周波数帯域の信号を第 4周波数帯域の信号を用いた周波数変換に より生成することで， 他の無線装置に対して該第 1周波数帯域の信号または該 第 2周波数帯域の信号のいずれでも送信可能な無線装置において，

前記第 3周波数帯域と前記第 4周波数帯域に挟まれる帯域に属する所定の周 波数の信号を出力する第 1出力部と，

所定の周波数帯域の信号を出力する第 2出力部と，

前記第 1出力部および前記第 2出力部からの信号を用いて， 両信号の周波数 の和の周波数を有する信号， または， 両信号の周波数の差の周波数を有する信 号を， それぞれ前記第 3周波数帯域の信号， または， 前記第 4周波数帯域の信 号として生成し出力する生成出力部と，

を備えていることを特徴とする無線装置。 9 . 第 1周波数帯域の信号を第 3周波数帯域の信号を用いて周波数変換し， 第 2周波数帯域の信号を第 4周波数帯域の信号を用いて周波数変換することで， 他の無線装置から該第 1周波数帯域の信号または該第 2周波数帯域の信号のい ずれが送信されても受信処理可能な無線装置において，

前記第 3周波数帯域と前記第 4周波数帯域に挟まれる帯域に属する所定の周 波数の信号を出力する第 1出力部と，

所定周波数帯域の信号を出力する第 2出力部と，

前記第 1出力部および前記第 2出力部からの信号を用いて， 両信号の周波数 の和の周波数を有する信号， または， 両信号の周波数の差の周波数を有する信 号を， それぞれ前記第 3周波数帯域の信号， または， 前記第 4周波数帯域の信 号として生成し出力する生成出力部と，

を備えていることを特徴とする無線装置。