WO2002003549A1 - Dispositif a onde acoustique de surface - Google Patents

Dispositif a onde acoustique de surface Download PDF

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Gou Endou
Osamu Kawachi
Masanori Ueda
Motoyuki Tajima
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Fujitsu Media Devices Limited
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Definitions

  • the present invention relates to a surface acoustic wave device, and more particularly to a surface acoustic wave device in which one of input and output has a balanced or differential terminal pair.
  • a surface acoustic wave device is widely used as a filter in a high-frequency circuit of a wireless device represented by a mobile phone or the like.
  • integrated circuit elements (I C) having balanced or differential input / output have been used in high-frequency circuits of such wireless devices.
  • filters using conventional surface acoustic wave devices have unbalanced input and output terminals.
  • an unbalanced-balanced conversion component called a balun or a balun is connected between the surface acoustic wave filter 1 and the mixer one-circuit IC 3.
  • a conversion circuit 2 composed of individual components is required.
  • a surface acoustic wave filter usually has an input / output impedance of 50 ⁇ , whereas the impedance of a mixer circuit IC 3 or the like having a balanced terminal pair is often about 100 to 200 ⁇ . Highly, an impedance conversion circuit was needed to connect such an IC to a surface acoustic wave filter. Disclosure of the invention
  • an object of the present invention is to realize a small surface acoustic wave device having an unbalanced-balanced conversion function and an impedance conversion function.
  • a surface acoustic wave device that achieves the above object is, as a first preferred configuration, an input interdigital transducer arranged on a surface acoustic wave propagation path of a piezoelectric substrate. And an output interdigital transducer.
  • the output or input interdigital transducer When the cross width of the electrode of the input or output interdigital transducer is X, the output or input interdigital transducer has an electrode whose cross width is approximately X / 2.
  • the signal at the two outputs or inputs connected to the balanced terminal pair is arranged so as to have a phase difference of 180 °.
  • the plurality of interdigital transducers include a plurality of interdigital transducers disposed on a surface acoustic wave propagation path of a piezoelectric substrate, and reflection electrodes disposed on both sides thereof.
  • the transducer includes a first type of interdigital transducer and a second type of interdigital transducer which are alternately arranged, and the cross width of the electrode fingers of the first type of interdigital transducer is X.
  • each of the second type of interdigital transducers has two divided interdigital transducers each having an electrode finger having an intersection width of approximately XZ2, and the first type of interdigital transducer.
  • the transducer is connected to an unbalanced input or output terminal pair and the two split interfaces
  • the digital transducers are connected in series, and the electrodes of each electrode finger are extracted from the two split interdigital transducers and connected to a balanced terminal pair, and the phases of the signals at the balanced terminal pair differ by 180 °.
  • the electrode fingers of the two divided interdigital transducers are arranged.
  • the positions of the electrode fingers on the side connected to the balanced terminal are shifted from each other by a half wavelength. It is characterized by.
  • a connection portion of the two divided interdigital transducers is connected to a ground potential.
  • the plurality of interdigital transducers may form a double-mode filter with three interdigital transducers and a transducer.
  • the plurality of interdigital transducers are five or more interdigital transducers and constitute a multi-electrode filter.
  • a filter in which two or more filters are cascaded wherein the outermost filter is configured by the surface acoustic wave device according to claim 1 or 2, and a balanced terminal pair is provided. It is characterized by input or output.
  • a still further preferred embodiment is that the two or more filters are cascade-connected at a plurality of connection portions of an interdigital transducer constituting each other, The phase of the filter is inverted for each of the adjacent connection portions of the plurality of connection portions.
  • the piezoelectric base plate is L i T A_ ⁇ 3 rotation Y plate of 4 0 to 4 4 ° Y-cut.
  • the piezoelectric substrate is a L i N b 0 3 rotation Y plate 6 6 to 7 4 ° Y cutlet bets.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a case where a conventional surface acoustic wave device is connected to an IC circuit having a balanced input.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a case where the surface acoustic wave device according to the present invention is connected to an IC circuit having a balanced input.
  • FIG. 3 is a diagram showing a first embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram in which the electrode structure shown in FIG. 3 is arranged on a piezoelectric substrate 11 to constitute a surface acoustic wave device.
  • FIG. 5 is a diagram showing an embodiment showing another terminal structure.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the embodiment in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing an improvement on the electrode structure shown in FIG.
  • Fig. 8 is data showing the improvement of the phase difference between the balanced output terminals OUT1 and OUT2 by using the electrode structure of Fig. 7.
  • FIG. 9 is a perspective view of a surface acoustic wave device in which the electrode structure of FIG. 8 is formed on a piezoelectric substrate 11.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration in which the connection between the IDT 201 and the IDT202 is connected to the ground potential GND in another configuration instead of the electrode 213 in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing a second embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing a third embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a fourth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing a fifth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram showing a sixth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 16 shows an embodiment configuration in which the phase difference of the signal at the balanced output terminal pair OUT1, OUT2 is improved compared to the embodiment of FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing a seventh embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram showing an eighth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing a ninth embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention.
  • FIG. 20 is an embodiment in which the phase difference between the balanced outputs OUT1 and OUT2 in the embodiment of FIG. 19 is improved.
  • FIG. 2 is a diagram showing an application example in which the surface acoustic wave device 10 according to the present invention is used as a surface acoustic wave filter and guided to an IC 3 for a mixer circuit as in FIG.
  • the surface acoustic wave filter of the present invention has an unbalanced-balanced conversion function and an impedance conversion function.
  • the balanced input of IC 3 for the mixer circuit and the input Can be adjusted to impedance. Therefore, the independent unbalance-balance conversion function and impedance conversion function circuit required in FIG. 1 can be eliminated. This makes it possible to reduce the size of the device.
  • FIG. 3 shows an electrode structure in a first embodiment of the surface acoustic wave device 10 according to the present invention, which is used as an example in FIG.
  • one input interdigital transducer (IDT) 100 and output interdigital transducer (IDT) 200 are disposed on a surface acoustic wave propagation path formed on a piezoelectric substrate, which will be described in detail later.
  • the first electrode finger 101 on one side of the input IDT 100 is connected to the input signal terminal IN, and the opposing second electrode finger 102 is grounded.
  • the overlapping width X of the first electrode finger 101 and the second electrode finger 102 is the intersection width of the input IDT 100.
  • the output IDT 200 is a first and second divided interdigital transformer having an intersection width XI, X2 that is approximately half of the intersection width X within the intersection width X of the input IDT 100. It has a fuser (IDT) 201 and 202.
  • One electrode finger of the first split IDT 201 and one electrode finger of the second split IDT 202 are connected to the balanced output terminal pair OUT1 and OUT2, respectively, and further the first and second split IDTs are connected.
  • the other electrode fingers 201 and 202 are configured to be commonly connected.
  • FIG. 4 is a diagram in which the electrode structure shown in FIG. 3 is arranged on a piezoelectric substrate 11 to constitute a surface acoustic wave device.
  • L i T a 0 3 as the piezoelectric substrate 1 1 is obtained from a crystal of L i Nb o 3 is cut at a predetermined angle.
  • FIG. 4 the input terminal IN, the ground terminal GND, and the output terminals OUT1 and OUT2 of the surface acoustic wave device are provided outside the package (not shown), and are connected to the electrode pads 12 formed on the piezoelectric substrate 11 and the respective terminals. Are connected by a lead wire.
  • FIG. 5 is an embodiment showing another terminal structure. The electrode structure of FIG. 3 is formed on the piezoelectric substrate 11 similarly to the configuration of FIG. The difference from Fig. 4 is that between input terminal IN, ground terminal GND, and output terminals OUTl, OUT2 and electrode pad 12 Are connected by a bonding chip 13 instead of being connected by a lead wire.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operating principle of the electrode structure of FIG. 3, and particularly illustrates the behavior of a surface acoustic wave (hereinafter, referred to as SAW) between input and output during propagation.
  • SAW surface acoustic wave
  • the input electric signal is converted into SAW by the input IDT 100.
  • This SAW propagates on the piezoelectric substrate.
  • the SAW enters the first and second divided IDTs 201 and 202 of the output IDT 200 as track 1 and track 2 respectively.
  • Fig. 6 shows the SAW amplitude of each of tracks 1 and 2.
  • Capacitance impedance is formed between the electrode fingers of the IDT, and the magnitude of the capacitance impedance is determined by the cross interval and the cross width.
  • the distance AB between the electrode fingers of the input IDT 100 and the output IDT 200 is the same as C-D. Therefore, assuming that the input impedance is 5 ⁇ , the impedance of the IDT 201 on the track 1 side is about half of the cross width X of the IDT 201 for the input. Becomes about 100 ⁇ .
  • FIG. 7 is a diagram showing an improvement on the electrode structure shown in FIG. In FIG. 7, the electrode at the connection between the IDT 201 and the IDT202 is connected to the second electrode finger 102 connected to the ground potential GND on one side of the input IDT 100 by the electrode 213. Thus, the electrode at the connection between the IDT 201 and the IDT 202 is set to the ground potential GND.
  • FIG. 8 is data showing improvement of the phase difference between the balanced output terminal pair OUT1 and OUT2 by using the electrode structure of FIG.
  • the horizontal axis represents the normalized frequency
  • the vertical axis represents the phase difference.
  • a graph I shows a case where the electrode at the connection between the IDT 201 and the IDT 202 is set to the ground potential GND
  • a graph ⁇ shows an example in which the structure shown in FIG. 3 remains as it is.
  • the phase difference between the output terminals OUT 1 and OUT 2 can be reduced by setting the electrode at the connection between the IDT 201 and the IDT 202 to the ground potential GND.
  • FIG. 9 is a perspective view of a surface acoustic wave device in which the electrode structure of FIG. 8 is formed on a piezoelectric substrate 11. With the added electrode 213, the connection between the IDT 201 and the IDT 202 is connected to the second electrode finger 102 of the input IDT 100 that is connected to the ground potential GND.
  • the function of the electrode 213 is to connect the connection between the IDT 201 and the IDT 202 to the ground potential GND. Therefore, in place of the electrode 213, the connection between the IDT 201 and the IDT 202 can be connected to the ground potential GND with another configuration.
  • FIG. 10 is a diagram showing such another configuration.
  • an electrode pad 14 is provided to be connected to the connection between the IDT 201 and the IDT 202, and this electrode pad 14 is directly connected to the ground potential GND via an electrode lead. Even with such a configuration, it is possible to reduce the phase difference between the output terminals OUT1 and OUT2.
  • FIG. 11 is a diagram showing a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 shows an electrode finger structure of an IDT formed on a piezoelectric substrate as in FIG. IDT 101, 102 for two inputs And one output IDT 200 sandwiched between them.
  • reflectors 301 and 302 are provided on both sides to form a so-called double mode filter.
  • the output IDT 200 is divided into two upper and lower IDTs 201 and 202 in the same manner as in the example of FIG. It is a balanced output.
  • the impedance conversion function is the same as that described above with reference to FIG.
  • FIG. 12 shows a third embodiment of the present invention, and shows an electrode finger structure of an IDT formed on a piezoelectric substrate in the same manner as the previous example.
  • This embodiment also has a double mode filter configuration.
  • the feature is that, in contrast to the embodiment of FIG. 11, a combination of two IDTs (IDT 201 and 202 and IDT 203 and 204) is used on the output side.
  • the same characteristics as in the second embodiment can be obtained, but this is effective when it is desired to set the output impedance lower than that in the second embodiment. That is, as described above, a combination of two IDTs (IDT 201 and 202 and IDT 203 and 204) is used, and these are connected in parallel to the balanced output terminal pairs OUT 1 and OUT 2. I have.
  • FIG. 13 shows a fourth embodiment of the present invention, in which a set 201-202 and 203-204 of three input IDTs 101-103 and two output IDTs are alternately arranged. It has a multi-electrode surface acoustic wave filter configuration using IDT.
  • a multi-electrode type can be defined as comprising three or more IDTs.
  • the double-mode embodiment shown in FIGS. 11 and 12 corresponds to the case where a minimum number of IDTs in a multi-electrode type is included.
  • the two sets of output IDTs in Fig. 13 201—202, 203-2 The output from each of 04 is led to the balanced output terminal pair OUT1 and OUT2.
  • a balanced filter having a relatively wide bandwidth can be realized.
  • FIG. 14 shows a fifth embodiment of the present invention, and shows an electrode finger structure of an IDT formed on a piezoelectric substrate in the same manner as the previous example.
  • the multi-electrode configuration is the same as that of the embodiment of FIG. 13, but uses three sets of 10 units 201-202, 203-204, 205-206 on the output side. The same characteristics as in Fig. 13 are obtained, and this is effective when the output impedance should be set lower than in the embodiment of Fig. 13.
  • FIG. 15 shows a sixth embodiment of the present invention, and shows an electrode finger structure of an IDT formed on a piezoelectric substrate in the same manner as the previous example. It consists of a multi-electrode filter connected in two stages. That is, the first-stage IDTs 103 to 105 and the second-stage IDTs 113 to 115 are cascaded.
  • two IDT sets 201-: 202 and 203-204 are used as the output IDTs of the second-stage filter.
  • the outputs of these two IDTs, 201-202 and 203-204, are taken out to balanced output terminal pairs OUTl and OUT2.
  • the first and second stages are cascaded, so that there is an advantage that a large amount of attenuation can be obtained.
  • FIG. 16 shows an embodiment in which the phase difference of signals at the balanced output terminal pair ⁇ UT1, OUT2 is improved compared to the embodiment of FIG.
  • the common electrode 206 of the divided IDTs 201 and 202 and the common electrode 207 of the divided IDTs 203 and 204 connected to the balanced output terminal pair OUTl and OUT2 are connected to the ground potential GND.
  • the grounds are connected to the ground potential GND through the IDTs 114 and 113 and the IDTs 113 and 115 on both sides of the common electrode 206 and the common electrode 207 in order to further strengthen the grounding. .
  • the phases of signals at electrodes 121 and 122 connecting the first and second stages are different from each other by 180 °. Also, the phases of the signals at the electrodes 122 and 123 are different from each other by 180 °.
  • the distance between the balanced output terminal pair OUT 1 and the electrode 1 21-123 to which the signal is input to the second stage is the distance between the balanced output terminal pair OUT 2 and the second stage. Since the distance is equal to the distance between the electrodes 121-123 to which signals are input, the phase difference between the signals at the balanced output terminal pair OUTl and OUT2 is advantageously improved.
  • FIG. 17 shows a seventh embodiment of the present invention, and shows an electrode finger structure of an IDT formed on a piezoelectric substrate in the same manner as the previous example.
  • a dub / mode filter having the same configuration as the embodiment shown in FIG. 11 has a structure in which a series resonator having an IDT 110 and reflection IDTs 111, 112 is cascaded on the input side. is there.
  • Such a configuration has a feature that by appropriately setting the frequency of the series resonator, the amount of high-frequency-side attenuation near the band can be increased.
  • FIG. 18 shows an eighth embodiment of the present invention, and shows an electrode finger structure of an IDT formed on a piezoelectric substrate in the same manner as the previous example.
  • the embodiment of Fig. 18 is an extension of the embodiment of Fig. 17 and has an IDT 110 and reflection IDTs 111, 112 on the input side of the double mode filter. This is a configuration in which resonators are connected in series, and resonators each having an IDT 120 and reflection IDTs 121 and 122 are connected in parallel. A so-called ladder-type filter is cascaded.
  • the attenuation near the band can be increased without significantly increasing the insertion loss in the pass band, and a balanced filter can be realized.
  • FIG. 19 shows a ninth embodiment of the present invention, and shows an electrode finger structure of an IDT formed on a piezoelectric substrate in the same manner as the previous example.
  • Double mode filters are connected in cascade.
  • the first-stage double mode filter is composed of the IDT 113 connected to the input terminal IN, the output IDTs 211, 212, and the reflection IDTs 311, 312.
  • Outputs I DT21 1 and 212 of the first-stage double mode filter are connected to inputs I DT 101 and 102 of the second-stage double mode filter.
  • the output IDT 200 of the second-stage filter is divided into IDTs 201 and 202.
  • a balanced filter having a low insertion loss in the pass band and high attenuation characteristics can be realized.
  • FIG. 20 is an embodiment in which the phase difference between the balanced outputs OUT1 and OUT2 in the embodiment of FIG. 19 is improved.
  • This is a configuration in which the common electrode 206 of the divided IDTs 201 and 202 is connected to the ground potential GND as in the embodiments of FIGS.
  • the phases of signals at the electrodes 121 and 122 connecting the stages are different from each other by 180 °.
  • the distance between the balanced output terminal pair OUT 1 and the electrode 1 21—122 to which a signal is input to the second stage is equal to the balanced output terminal pair OUT 2 and the electrode 1 to which the signal is input to the second stage. Since it is equal to the distance from 21 to 122, the phase difference between the signals at the balanced output terminal pair OUT1 and OUT2 is improved as shown in Fig. 8.
  • the electrode fingers constituting the I DT is L i T a 0 3, L i N b O 3 formed on the piezoelectric substrate cut from crystal such, are arranged .
  • the present inventors have previously proposed in Japanese Patent Application No. 8-179551 a piezoelectric substrate capable of minimizing the loss of propagable surface acoustic waves and having a wide bandwidth. Therefore, it is desirable to use the above-proposed piezoelectric substrate also in the present invention.
  • the preferred piezoelectric substrate, walk 40 ⁇ 44 ° Y L i T a 0 3 rotation Y plate of cut is L i N b 0 3 of 66 to 74 ° Y-cut.
  • the input side is unbalanced and the output side is balanced.However, it is reversible, and the surface acoustic wave device of the present invention has its input side balanced, It is also possible to apply the output side as unbalanced. Individuals for industrial use
  • the present invention provides a surface acoustic wave device having an unbalanced-balanced conversion function and an impedance conversion function between unbalanced-balanced terminals. Can be realized.

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Description

明細書 , 弾性表面波装置 技術分野
本発明は弹性表面波装置に関し、 特に入出力のいずれか一方が平衡型あるいは 差動型端子対を有する弾性表面波装置に関する。 背景技術
弾性表面波装置は、 携帯電話等に代表される無線装置の高周波回路においてフ ィルタとして広く用いられている。 近年、 この無線装置の高周波回路において、 平衡あるいは差動入出力をもつ集積回路素子 （I C ) が使われてきている。
これに対し、 従来の弾性表面波装置を用いるフィルタ （以下適宜、 弾性表面波 フィルタという） は、 入出力端子が不平衡である。 このために例えば、 図 1に示 す様に、 ミキサ一回路用 I C 3と接続する場合、 弾性表面波フィルタ 1とミキサ 一回路用 I C 3間にバランと呼ばれる不平衡-平衡変換用部品もしくは、 個別部 品から構成された変換回路 2が必要となる。
また、 弾性表面波フィルタは、 通常 5 0 Ωの入出力インピーダンスを持つのに 対し、平衡端子対をもつミキサー回路用 I C 3等のインピーダンスは多くの場合、 1 0 0〜2 0 0 Ω程度と高く、 このような I Cと弾性表面波フィルタとを接続す るためにインピーダンス変換回路も必要であった。 発明の開示
しかし、 これらのことは無線装置の使用回路部品点数の増加につながってしま う。 また、 更なる小型化要求のため、 省スペースの設計が要求されている。 そこ で、本発明の目的は、不平衡-平衡変換機能とインピーダンス変換の機能を有し、 かつ小型の弾性表面波装置を実現することにある。
上記の目的を達成する弾性表面波装置は、 第 1の好ましい構成として、 圧電基 板の弾性表面波伝搬路上に配置された入力用インターデジタルトランスデューサ と出力用ィンターデジタノレトランスデューサとを有する。
そして、 前記入力用又は、 出力用のインターデジタルトランスデューサの電極 指の交差幅を Xとする時、 前記出力用又は、 入力用インターデジタルトランスデ ユーサは、 それぞれ交差幅を略 X/ 2とする電極指を持つ 2つの分割インターデ ジタルトランスデューサを有し、 前記 2つの分割インターデジタルトランスデュ ーサは、 直列接続され、 且つそれぞれの電極指の電極は、 前記 2つの分割インタ 一デジタルトランスデューサから引き出され、 平衡端子対に接続される 2つの出 力又は入力における信号が 1 8 0 ° 位相が異なる様に配置されていることを特徴 とする。
さらに、 第 2の好ましい一態様として、 圧電基板の弾性表面波伝搬路上に配置 された複数個のィンターデジタルトランスデューサと、 それらの両側に置かれた 反射電極を有し、 前記複数個のインターデジタルトランスデューサは、 交互に配 置された第 1の種類のィンターデジタルトランスデューサと第 2の種類のィンタ 一デジタルトランスデューサを含み、 前記第 1の種類のィンターデジタルトラン スデューサの電極指の交差幅を Xとする時、 前記第 2の種類のインターデジタル トランスデューサのそれぞれは、 それぞれ交差幅を略 XZ 2とする電極指を持つ 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサを有し、 前記第 1の種類のィンタ 一デジタ トランスデューサは、 不平衡入力又は、 出力端子対に接続され、 前記 2つの分割インターデジタルトランスデューサは、 直列接続され、 且つそれぞれ の電極指の電極は、 前記 2つの分割インターデジタルトランスデューサから引き 出され、 平衡端子対に接続され、 前記平衡端子対における信号の位相が 1 8 0 ° 異なる様に前記 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサのそれぞれの電極 指が配置されていることを特徴とする。
前記の第 1又は第 2の態様において、 さらに好ましい一態様として、 前記 2つ の分割ィンターデジタルトランスデューサは、 前記平衡端子に接続される側の電 極指の位置が互いに半波長ずれていることを特徴とする。
前記の第 1又は第 2の態様において、 さらに好ましい一態様として、 前記 2つ の分割インターデジタルトランスデューサの接続部が接地電位に接続されている ことを特徴とする。 前記の第 1又は第 2の態様において、 さらにまた、 前記複数個のインターデジ タルトランスデューサは、 3個のィンターデジタル 1、ランスデューサでダブルモ 一ドフィルタを構成することを特徴とする。
前記第 2の態様において、 更に好ましい一態様として、 前記複数個のインター デジタルトランスデューサは、 5個以上のィンターデジタルトランスデューサで あって、 多電極フィルタを構成することを特徴とする。
前記第 2の態様において、 また、 好ましい一態様として、 2つ以上のフィルタ を縦続接続したフィルタであって、 最外フィルタが請求項 1または 2の弾性表面 波装置で構成され、 平衡端子対を入力もしくは出力としたことを特徴とする。 . 前記 2つ以上のフィルタを縦続接続される態様において、 さらに又、 好ましい 一態様として、 前記 2つ以上のフィルタ相互間が、 それぞれを構成するインター デジタルトランスデューサの複数の接続部で縦続接続され、 前記複数の接続部の 隣接する接続部毎に前記フィルタの位相が反転していることを特徴とする。 さらにまた、 好ましい一態様として前記いずれかの態様において、 前記圧電基 板は 4 0〜4 4 ° Yカットの L i T a〇3回転 Y板であることを特徴とする。 あるいは、 前記いずれかの態様において、 前記圧電基板は 6 6〜7 4 ° Yカツ トの L i N b 03回転 Y板であることを特徴とする。
本発明の特徴は、 更に以下に図面を参照して説明される発明の実施の形態から 明らかになる。 図面の簡単な説明
図 1は、 従来の弾性表面波装置を、 平衡入力を有する I C回路に接続する場合 を説明する図である。
図 2は、 本発明の目的とする弾性表面波装置を、 平衡入力を有する I C回路に 接続する場合を説明する図である。
図 3は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 1の実施例を示す図である。
図 4は、 上記図 3に示す電極構造を圧電基板 1 1上に配置して弾性表面波装置 を構成した図である。
図 5は、 別の端子構造を示す実施の形態例を示す図である。 図 6は、 図 3の実施例の動作を説明する図である。
'図 7は、 図 3に示す電極構造に対する改良を示す図である。
図 8は、 図 7の電極構造とすることによる平衡出力端子対 OUT 1， OUT 2 の位相差の改善を示すデータである。
図 9は、 図 8の電極構造を、 圧電基板 1 1上に形成した弾性表面波装置の斜視 図を示す図である。
図 10は、 図 9の電極 213に代え、 他の構成で I DT 201と I DT202 の接続部をアース電位 G N Dに接続する構成を示す図である。
図 1 1は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 2の実施例を示す図である。
図 12は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 3の実施例を示す図である。
図 13は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 4の実施例を示す図である。
図 14は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 5の実施例を示す図である。
図 15は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 6の実施例を示す図である。
図 16は、 図 1 5の実施例に対し、 平衡出力端子対 OUT 1, OUT2におけ る信号の位相差を改善した実施例構成である。
図 17は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 7の実施例を示す図である。
図 18は、 本発明に従う弾性表面波装置の第 8の実施例を示す図である。
図 19は、 本 明に従う弾性表面波装置の第 9の実施例を示す図である。
図 20は、 図 1 9の実施例において平衡出力 OUT 1, OUT2の位相差を改 善した実施例である。 発明を実施するための最良の形態
以下に本発明の実施の形態を図面に従い説明する。 なお、 以下の実施の形態の 説明は、 本発明の理解のためであって、 本発明の保護の範囲が実施例図面及び、 その説明に限定されるものではない。
図 2は本発明に従う弾性波表面波装置 10を弾性波表面波フィルタとして用い、 図 1と同じにミキサー回路用 I C 3に導く適用例を示す図である。
本発明の弾性波表面波フィルタは、 不平衡-平衡変換機能とインピーダンス変 換の機能を有している。 これにより、 ミキサー回路用 I C 3の平衡入力と、 入力 インピーダンスに合わせることができる。 したがって、 図 1において、 必要とし た独立の不平衡-平衡変換機能及びインピーダンス変換機能回路を不要とするこ とができる。 これにより装置の小型化が実現できる。
図 3は、 上記図 2に一例として用いられた、 本発明に従う弾性波表面波装置 1 0の第 1の実施例における電極構造を示している。
図 3において、 1つの入力用インターデジタルトランスジユーサ （I DT) 1 00と出力用インターデジタルトランスデューサ （I DT) 200は、 後に詳細 に説明する圧電基板上に形成される弾性表面波の伝搬路上に配置されている。 入力用 I D T 100の片側の第 1の電極指 101は入力信号端子 I Nに接続さ れ、 対向する第 2の電極指 102は接地されている。 これら第 1の電極指 101 と第 2の電極指 1 02の重なる幅 Xが入力用 I DT 100の交差幅である。 一方、 出力用 I DT200は、 入力用 I DT 100の交差幅 Xの範囲内で、 交 差幅 Xの略半分の交差幅 XI， X2を有する第 1、 第 2に分割されたインターデジ タルトランスジユーサ （I DT) 201, 202を有する。
第 1の分割 I D T 201の一方の電極指と第 2の分割 I D T 202の一方の電 極指が、 それぞれ平衡出力端子対 OUT1, OUT2 に接続され、 更に第 1、 第 2 の分割された I DT 201， 202のそれぞれの他方の電極指が共通に接続され る様に構成されている。 '
ここで、 特に第 2、 第 3の I DT201, 202の電極指は、 互いに電極指の 位置が 1周期分、 すなわち弾性表面波長の 1Z2ずれた構成とされている。 図 4は、 上記図 3に示す電極構造を圧電基板 1 1上に配置して弾性表面波装置 を構成した図である。 ここで、圧電基板 1 1として L i T a 03或いは、 L i Nb o3の結晶体から所定角度で切り出されて得られたものである。
図 4において、 弾性表面波装置の入力端子 I N、 接地端子 GND、 及び出力端 子 OUT 1, OUT2は、 図示しないパッケージ外部に設けられ、 圧電基板 1 1 上に形成された電極パッド 12と各端子との間が引き出し線で接続されている。 図 5は、 別の端子構造を示す実施の形態例である。 圧電基板 1 1上に、 図 4の 構成と同様に図 3の電極構造が形成されている。 図 4と異なる点は、 入力端子 I N、 接地端子 GND、 及び出力端子 OUT l， OUT 2と電極パッド 1 2との間 を引き出し線で接続する代わりに、 ボンディングチップ 13により接続する構造 である。
図 6は、 図 3の電極構造における動作原理を説明する図であり、 特に入出力間 での弾性表面波 （以下、 SAW) の伝搬時の振る舞いを模式化したものである。 ここで 2つに分割した出力用 I DT 201, 202の上側をトラック 1、 下側を トラック 2と呼ぶことにする。
弾性表面波装置が動作しているある瞬間を考える。 まず、 入力された電気信号 は入力用 I DT 100により SAWに変換される。 この SAWが圧電基板上を伝 搬する。 さらに SAWは、 出力用 I DT 200の第 1 , 第 2の分割された I DT 201、 202のそれぞれにトラック 1、 トラック 2として入射する。 図 6中に トラック 1， 2それぞれの SAW振幅が図示されている。
トラック 1， 2に SAWが入射すると、 SAWが電気信号に再び変換される。 この時、 トラック 1と 2の間では、 電極指の位置が SAWの半波長ずれている。 このために、 出力端子対 OUTl、 OUT2で得られる電気信号の位相は互いに 1 80° ずれている。
すなわち、 図 3の実施例電極構造において、 出力端子対 OUTl、 OUT2間は 平衡端子対となり、 不平衡入力-平衡出力を実現する。 次に、 入出力インピーダ ンスについて考察する。 I DTの電極指間で容量インピーダンスが形成され、 交 差間隔及び交差幅で容量インピーダンスの大きさが決まる。
図 6において、 入力用 I D T 100と、 出力用 I D T 200の電極指間の間隔 A- Bと、 C一 Dは、 同じであると考える。 したがって、 入力インピーダンスが 5 Ο Ωであるとすると、 トラック 1側 I DT 201のインピーダンスは、 I DT 201の交差幅 XI が入力用 I DT 100の交差幅 Xの約半分であるために、 ィ ンピーダンスは倍の約 100 Ωとなる。
—方トラック 2側の I DT 202のインピーダンスも同様に約 100 Ωとなる。 したがって、 平衡端子対 OUT1, OUT2 間で見ると、 2つの出力用 I DT 20 1, 202が直列に接続されているため、 出力側全体のインピーダンスは約 20 0 Ωとなる。 これにより 50 Ωから 200 Ωへ入出力インピーダンスの変換を行 うことが可能となる。 図 7は、 図 3に示す電極構造に対する改良を示す図である。 図 7において、 I DT 201と I DT202の接続部の電極は、 電極 213によって入力用 I DT 100の片側のアース電位 GNDに接続される第 2の電極指 102に接続されて いる。 これにより I DT201と I DT 202の接続部の電極をアース電位 GN Dとしている。
かかる構造にすることにより平衡出力端子対 O U Tl, OUT2 における信号の 位相差を良好に出来るという利点がある。
図 8は、 かかる図 7の電極構造とすることによる平衡出力端子対 OUT1, OU T2 の位相差の改善を示すデータである。 図 8において、 横軸に正規化した周波 数を、 縦軸に位相差を表している。
図 8において、 グラフ Iは、 I D T 201と I D T 202の接続部の電極をァ ース電位 GNDとしている場合であり、 グラフ Πは、 図 3に示す構造のままであ る例を示している。 図 8において、 明らカ こ I DT 201と I DT 202の接続 部の電極をアース電位 GNDとすることにより出力端 OUT 1と OUT 2の位相 差を小さく出来ることが理解できる。
図 9は、 かかる図 8の電極構造を、 圧電基板 1 1上に形成した弾性表面波装置 の斜視図を示す図である。 追加された電極 21 3により、 I DT201と I DT 202の接続部をアース電位 GNDに繋がる入力用 I DT 100の第 2の電極指 102に接続している。
ここで、 電極 213の機能は、 I DT 201と I DT 202の接続部をアース 電位 GNDに接続するためのものである。 したがって、 電極 213に代え、 他の 構成で I DT 201と I DT 202の接続部をアース電位 G NDに接続すること も可能である。
図 10は、 かかる他の構成を示す図である。 図 10の構成では、 I DT 201 と I DT 202の接続部に繋がる電極パッド 14を設け、 この電極パッド 14に 直接電極リードを介してアース電位 GNDに接続している。 かかる構成によって も出力端 OUT 1と OUT 2の位相差を小さくすることが可能である。
図 1 1は、 本発明の第 2の実施例を示す図である。 図 3と同様に圧電基板に形 成される I DTの電極指構造を示している。 2つの入力用 I DT 101、 102 とこれに挟まれるように 1つの出力用 I DT 200とが配置される。 さらに、 両 側に反射器 301， 302を備え、 いわゆるダブルモードフィルタ構成となって いる。
ここで、 本発明のように出力用 I DT 200を図 3の例と同様に、 上下 2つの I DT20 1、 202に分割すると、 ここから取り出した 2つの信号が出力端子 対 OUTl、 OUT2間で平衡出力となっている。
このようなダブルモードフィルタを用いる場合、 高減衰の不平衡-平衡フィル タが実現できる。
さらに、 この図 1 1の実施例においても、 インピーダンス変換機能は先に図 6 に説明したと同様である。
図 1 2は、 本発明の第 3の実施例を示し、 先の例と同様に圧電基板に形成され る I DTの電極指構造を示している。 この実施例においてもダブルモードフィル タ構成を有している。 特徴は、 図 1 1の実施例と反対に出力側に 2つの I DTの 組み合わせ （I DT201と 202及び、 I DT203と 204) を使用してい ることである。
図 1 2に示す実施例では、 第 2の実施例と同様の特性が得られるが、 出力イン ピーダンスを第 2の実施例よりも低く設定したい場合に有効である。 すなわち、 上記の通り 2つの I D Tの組み合わせ （I DT 201と 202及ぴ、 I D T 20 3と 204) を用い、 且つこれらは、 平衡出力端子対 OUT 1及び OUT 2に対 し、 並列に接続されている。
したがって、 入力用 I DT 100の入力インピーダンスを 50 Ωとすると、 図 1 2の実施例では、 出力インピーダンスは、 100 Ωとすることが可能である。 図 1 3は、 本発明の第 4の実施例を示し、 3つの入力用 I DT 101〜103 と、 2つの出力用 I DTの組 201— 202、 203— 204が交互に配置され た、 5 I DTによる多電極型弾性表面波フィルタ構成を有している。
一般に、 多電極型は、 3以上の複数個の I DTを含むものと定義できる。 そし て、 上記図 1 1， 図 1 2のダブルモード型の実施例は、 多数電極型における最小 個の I DTを含む場合に対応する。
ここで、 図 1 3における 2つの出力用 I DTの組 201— 202、 203- 2 04のそれぞれからの出力は平衡出力端子対 OUT1, OUT2に導かれる構成で ある。 本実施例構成では比較的帯域幅の広い平衡型フィルタを実現できる。
図 14は、 更に本発明の第 5の実施例を示し、 先の例と同様に圧電基板に形成 される I DTの電極指構造を示している。
多電極構成を用いているのは図 13の実施例と同様であるが、 出力側に 3つの 10丁の組201— 202、 203— 204、 205— 206を使用している。 図 1 3と同様の特性が得られ、 出力インピーダンスを図 1 3の実施例よりも低く 設定したい場合に有効である。
図 1 5は、 本発明の第 6の実施例を示し、 先の例と同様に圧電基板に形成され る I DTの電極指構造を示している。 多電極型フィルタが 2段縦続接続して構成 されている。 すなわち一段目の I DT 103〜105と、 2段目の I DT 1 13 〜1 15とが縦続接続されている。
さらに、 2段目のフィルタの出力用 I DTとして、 2つの I DTの組 201 - ： 202、 203 - 204を使用している。この 2つの I DTの耝 201 - 202、 203- 204の出力を平衡出力端子対 OUTl、 OUT2に取り出している。 かかる構成を用いると、 1段目と 2段目に縦続接続しているため、 減衰量を大 きく取れると言う利点がある。
図 16は、 図 1 5の実施例に対し、 平衡出力端子対〇UT1, OUT2 における 信号の位相差を改善した実施例構成である。 平衡出力端子対 OUTl、 OUT2に 繋がる分割 I DT 201と 202の共通電極 206及ぴ、 分割 I DT 203と 2 04の共通電極 207をアース電位 GNDに接続している。
なお、 共通電極 206と共通電極 207の両側の隣接 I DT 1 14と 1 13， I DT 1 1 3と 1 1 5を通してアース電位 GNDに接続しているのは、 より接地 を強化するためである。
図 16に示す電極構成において、 電極間隔を等しくする場合、 1段目と 2段目 を接続する電極 1 21と 1 22における信号の位相は互いに 180° 異なる。 ま た、 電極 122と 1 23における信号の位相も互いに 180° 異なる。
したがって、 力、かる構成を用いると、 平衡出力端子対 OUT 1と 2段目に信号 が入力される電極 1 21— 123 との距離が、 平衡出力端子対 OUT 2と 2段目 に信号が入力される電極 1 21— 123との距離と等しくなるため、平衡出力端子 対 OUTl， OUT2における信号の位相差が、 良好になる利点がある。
図 17は、 本発明の第 7の実施例を示し、先の例と同様に圧電基板に形成され る I DTの電極指構造を示している。 図 1 1に示す実施例と同様構成のダブ/レモ ードフィルタの入力側に I DT 110と反射用 I DT 1 1 1， 1 12を有して構 成される直列共振器を縦続接続した構造である。
かかる構成では直列共振器の周波数を適当に設定することにより、 帯域近傍の 高周波側減衰量を大きくとることができる特徴を有する。
図 18は、 本発明の第 8の実施例を示し、 先の例と同様に圧電基板に形成され る I DTの電極指構造を示している。 図 18の実施例は， 図 1 7の実施例を拡張 したものであり、 ダブルモードフィルタの入力側に I DT 1 10と反射用 I DT 1 1 1， 1 1 2を有して構成される共振器を直列接続し、 更に I DT 120と反 射用 I DT 1 21、 1 22を有して構成される共振器を並列接続した、 いわゆる ラダー型フィルタを縦続接続した構成である。
この構成では通過帯域の挿入損失をさほど悪化させることなく、 帯域近傍の減 衰量を大きくとれ、 かつ平衡型フィルタを実現できる。
図 1 9は、 本発明の第 9の実施例を示し、 先の例と同様に圧電基板に形成され る I DTの電極指構造を示している。ダブルモードフィルタを縦続接続している。 1段目のダブルモードフィルタは、 入力端子 I Nに接続される I DT 1 1 3と出 力 I DT 21 1, 21 2及び、 反射 I DT 3 1 1， 31 2で構成される。
1段目のダブルモードフィルタの出力 I DT 21 1 , 212は、 2段目のダブ ルモードフィルタの入力 I DT 101， 102に接続される。 そして、 2段目の フィルタの出力用 I DT 200を I DT 201, 202に分割した構成となって いる。
本実施例では、 通過帯域の挿入損失が小さく、 高減衰特性をもつ平衡型フィル タを実現できる。
図 20は、 図 1 9の実施例において平衡出力 OUT 1、 OUT2の位相差を改 善した実施例である。 先の図 7、 図 16の実施例と同様に分割 I DT 201， 2 02の共通電極 206をアース電位 GNDに接続した構成である。 各電極間隔を同じにすることにより、 各段を接続する電極 121と 1 22にお ける信号の位相が互いに 180° 異なっている。 かかる構成により、 平衡出力端 子対 OUT 1と 2段目に信号が入力される電極 1 21— 1 22との距離が、 平衡 出力端子対 OUT 2と 2段目に信号が入力される電極 1 21— 1 22との距離と 等しくなるため、 平衡出力端子対 OUT1, OUT2 における信号の位相差が、 図 8に示したと同様に改善される。
ここで、 上記の各実施例において、 I DTを構成する電極指が L i T a 03、 L i N b O3等の結晶から切り出された圧電基板に形成、配置されることを説明した。 そして、 伝播可能の弾性表面波の損失を最小とし、 広い帯域幅を有することが可 能な圧電基板を、 本発明者等は、 先に特許出願平 8- 179551号において提 案している。 したがって、 本発明についても、 かかる先に提案された圧電基板を 用いることが望ましい。
この好ましい圧電基板は、 40〜44° Yカットの L i T a 03回転 Y板あるい は、 66〜74° Yカットの L i N b 03である。
さらに、 上記各実施例の弾性表面装置の用い方として、 入力側を不平衡、 出力 側を平衡として説明したが、 可逆的であり、 本発明の弾性表面波装置をその入力 側を平衡とし、 出力側を不平衡として適用することも可能である。 産業上の利用の可能个生
上記に、 図面を参照して実施の形態を説明した様に、 本発明により、 不平衡- 平衡変換機能を有し、 かつ不平衡-平衡端子間のインピーダンス変換機能を有す る弾性表面波装置を実現する事ができる。
これにより、 弾性表面波装置を搭載する通信装置等の構成を小型化を提供する ことが可能である。

Claims

請求の範囲
1 . 圧電基板の弾性表面波伝搬路上に配置された入力用ィンターデジタルトラン スデューサと出力用ィンターデジタルトランスデューサとを有し、
前記入力用又は、 出力用のィンターデジタルトランスデューサの電極指の交差 幅を Xとする時、前記出力用又は、入力用インターデジタルトランスデューサは、 それぞれ交差幅を略 XZ 2とする電極指を持つ 2つの分割インターデジタルトラ ンスデューサを有し、
前記 2つの分割インターデジタルトランスデューサは、 直列接続され、 且つそ れぞれの電極指の電極は、 前記 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサか ら引き出され、 平衡端子対に接続される 2つの出力又は入力における信号が 1 8 0° 位相が異なる様に配置されていることを特徴とする弾性表面波装置。
2 . 圧電基板の弾性表面波伝搬路上に配置された複数個（
ンスデューサと、 それらの両側に置かれた反射電極を有し、
前記複数個のィンターデジタノレトランスデューサは、 交互に配置された第 1の 種類のィンターデジタルトランスデューサと第 2の種類のィンターデジタルトラ ンスデューサを含み、
前記第 1の種類のィンターデジタルトランスデューサの電極指の交差幅を Xと する時、 前記第 2の種類のインターデジタルトランスデューサのそれぞれは、 そ れぞれ交差幅を略 X/ 2とする電極指を持つ 2つの分割ィンターデジタルトラン スデューサを有し、
前記第 1の種類のィンターデジタルトランスデューサは、 不平衡の入力又は出 力端子対に接続され、 前記 2つの分割インターデジタルトランスデューサは、 直 列接続され、 且つそれぞれの電極指の電極は、 前記 2つの分割インターデジタル トランスデューサから引き出され、 平衡端子対に接続され、 前記平衡端子対にお ける信号の位相が 1 8 0 ° 異なる様に前記 2つの分割ィンターデジタル'トランス デューサのそれぞれの電極指が配置されていることを特徴とする弾性表面波装置。
3 . 請求項 1又は 2において、
前記 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサは、 前記平衡端子に接続さ れる側の電極指の位置が互いに半波長ずれていることを特徴とする弾 1"生表面波装
4 . 請求項 1乃至 3のいずれかにおいて、
前記 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサの接続部が接地電位に接続 されていることを特徴とする弾性表面波装置。
5 . 請求項 2において、
前記複数個のィンターデジタルトランスデューサは、 3個のィンターデジタル トランスデューサでダブルモードフィルタを構成することを特徴とする弾性表面
6 . 請求項 2において、
前記複数個のィンターデジタルトランスデューサは、 5個以上のィンターデジ タルトランスデューサであって、 多電極フィルタを構成することを特徴とする弹
7 . 2つ以上のフィルタを縦続接続したフィルタであって、 最外フィルタが請求 項 1または 2の弾性表面波装置で構成され、 平衡端子対を入力もしくは出力とし たことを特徴とする弾性表面波装置。
8 . 請求項 7において、
前記 2つ以上のフィルタ相互間が、 それぞれを構成するインターデジタルトラ ンスデューサの複数の接続部で縦続接続され、 前記複数の接続部の隣接する接続 部毎に前記フィルタの位相が反転して 、ることを特徴とする弾性表面波装置。
9 . 請求項 1乃至 8のいずれかにおいて、 前記圧電基板は 40〜44° Yカットの L i T a 03回転 Y板であることを特 徴とする弾性表面波装置。
10. 請求項 1乃至 8のいずれかにおいて、
前記圧電基板は 66〜74° Yカットの L i Nb〇3回転 Y板であることを特 徴とする弾性表面波装置。
補正書の請求の範囲
[ 2 0 0 1年 1 1 月 1 6日 （1 6 .
1 1 . 0 1 ) 国際事務局受理：出願当初の請求の範囲
1及び 2は補正された；出願当初の請求の範囲 4は取り下げられた；
他の請求の範囲は変更なし。 （3頁） ]
1 . 圧電基板の弾性表面波伝搬路上に配置ざれた入力用ィンターデジタルトラン スデューサと出力用ィンターデジタルトランスデューサとを有し、
前記入力用又は、 出力用のインターデジタルトランスデューサの電極指の交差 幅を Xとする時、前記出力用又は、入力用ィンターデジタルトランスデューサは、 それぞれ交差幅を略 X / 2とする電極指を持つ 2つの分割ィンターデジタルトラ ンスデューサを有し、
前記 2つの分割インターデジタルトランスデューサは、 直列接続され、 且つそ れぞれの電極指の電極は、 前記 2つの分割インターデジタルトランスデューサか ら引き出され、 平衡端子対に接続される 2つの出力又は入力における信号が、 1 8 0 ° 位相が異なる様に配置され、 且つ ' 前記 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサの接続部が接地電位に接続 されていることを特徴とする弾性表面波装置。
2 . 圧電基板の弾性表面波伝搬路上に配置された複数個のィンターデジタルトラ ンスデューサと、 それらの両側に置かれた反射電極を有し、
前記複数個のインターデジタルトランスデューサは、 交互に配置された第 1の 種類のィンターデジタルトランスデューサと第 2の種類のィンターデジタルトラ ンスデューサを含み、
前記第 1の種類のィンターデジタルトランスデューサの電極指の交差幅を Xと する時、 前記第 2の種類のインターデジタルトランスデューサのそれぞれは、 そ れぞれ交差幅を略 X / 2とする電極指を持つ 2つの分割ィンターデジタルトラン スデューサを有し、
前記第 1の種類のインターデジタルトランスデューサは、 不平衡の入力又は出 力端子対に接続され、 前記 2つの分割インターデジタルトランスデューサは、 直 列接続され、 且つそれぞれの電極指の電極は、 前記 2つの分割インターデジタル トランスデューサから引き出され、 平衡端子対に接続され、 前記平衡端子対にお
15 櫞正された用紙（条約第 条》 ける信号の位相が 1 8 0 ° 異なる様に前記 2つの分割インターデジタルトランス デューサのそれぞれの電極指が配置され、 且つ
前記 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサの接続部が接地電位に接続 されていることを特徴とする弾性表面波装置。
3 . 請求項 1又は 2において、
前記 2つの分割ィンターデジタルトランスデューサは、 前記平衡端子に接続さ れる側の電極指の位置が互いに半波長ずれていることを特徴とする弾性表面波装
4_· 請求項 2において、
前記複数個のィンターデジタルトランスデューサは、 3個のィンターデジタル トランスデューサでダプルモードフィルタを構成することを特徴とする弾性表面 波装置。
5_. 請求項 2において、
前記複数個のィンターデジタルトランスデューサは、 5個以上のィンターデジ タルトランスデューサであって、 多電極フィルタを構成することを特徴とする弾 性表面波装置。
6_. 2つ以上のフィルタを縦続接続したフィルタであって、 最外フィルタが請求 項 1または 2の弾性表面波装置で構成され、 平衡端子対を入力もしくは出力とし たことを特徴とする弹性表面波装置。 _. 請求項 において、
前記 2つ以上のフィルタ相互間が、 それぞれを構成するィンターデジタルトラ ンスデューサの複数の接続部で縦続接続され、 前記複数の接続部の隣接する接続 部毎に前記フィルタの位相が反転していることを特徴とする弾性表面波装置。
16 捕正された用紙 （条約第^条） 8_. 請求項 l乃至 Lのいずれかにおいて、
前記圧電基板は 4 0 ~4 4° Yカッ トの L i T a 03回転 Y板であることを特 徴とする弾性表面波装置。
_9_. 請求項 1乃至丄のいずれかにおいて、
前記圧電基板は 6 6 ~ 7 4° Yカッ トの L i N b 03回転 Y板であることを特 徴とする弾性表面波装置。
17 捕正された用紙 （条約第 19条)
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