JP2001144574A - 入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタ - Google Patents
入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタInfo
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- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 縦結合二重モードＳＡＷフィルタの入出力イ
ンピーダンスを互いに異ならせると共に、入力側を不平
衡型、出力側を平衡型回路とする手段を得る。 【解決手段】 圧電基板に３つのＩＤＴ電極とその両側
にグレーティング反射器を配置した１次−３次縦結合二
重モードＳＡＷフィルタであって、前記中央のＩＤＴ電
極のライン占有率とその両側のＩＤＴ電極のライン占有
率とを異ならせると共に、前記ＩＤＴ電極の電極周期を
微調整して入出力インピーダンスの異なる弾性表面波フ
ィルタを形成する。
ンピーダンスを互いに異ならせると共に、入力側を不平
衡型、出力側を平衡型回路とする手段を得る。 【解決手段】 圧電基板に３つのＩＤＴ電極とその両側
にグレーティング反射器を配置した１次−３次縦結合二
重モードＳＡＷフィルタであって、前記中央のＩＤＴ電
極のライン占有率とその両側のＩＤＴ電極のライン占有
率とを異ならせると共に、前記ＩＤＴ電極の電極周期を
微調整して入出力インピーダンスの異なる弾性表面波フ
ィルタを形成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は弾性表面波フィルタ
に関し、特にフィルタ特性を損なうことなく、入出力の
インピーダンスを互いに異ならせた弾性表面波フィルタ
に関する。
に関し、特にフィルタ特性を損なうことなく、入出力の
インピーダンスを互いに異ならせた弾性表面波フィルタ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、弾性表面波フィルタ（以下、ＳＡ
Ｗフィルタと称す）は通信分野で広く利用され、高性
能、小型、量産性等の優れた特徴を有することから特に
携帯電話等に多く用いられている。図７は従来の1次、
３次縦モードを利用した１次−３次縦結合二重モードＳ
ＡＷフィルタ（以下、１次−３次二重モードＳＡＷフィ
ルタと称す）の構成を示す平面図であって、圧電基板５
１の主面上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電
極５２、５３、５４を互いに近接配置すると共に、それ
らの両側にグレーティング反射器５５ａ、５５ｂ（以
下、反射器と称す）を配設して構成したものである。Ｉ
ＤＴ電極５２、５３、５４はそれぞれ互いに間挿し合う
複数本の電極指を有する一対のくし形電極により構成さ
れ、図中中央のＩＤＴ電極５２の一方のくし形電極は入
力端子INに接続され、他方のくし形電極は接地される。
さらに、両側のＩＤＴ電極５３、５４のそれぞれ一方の
くし形電極は互いに連結されて、出力端子OUTに接続さ
れると共に、他方のくし形電極はそれぞれ接地される構
成となっている。ここで、ＩＤＴ電極５２、５３、５４
の電極指幅をＴ１、スペース幅をＴ２、反射器５５ａ、
５５ｂの電極指幅をＲ１、スペース幅をＲ２と設定する
と、ＩＤＴ電極５２、５３、５４及び反射器５５ａ、５
５ｂの電極周期LT、LRと、ライン占有率η1、η2はそれ
ぞれLT＝２（Ｔ１＋Ｔ２）、LR＝２（Ｒ１＋Ｒ２）と、
η 1＝Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）、η2＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ
２）と表される。
Ｗフィルタと称す）は通信分野で広く利用され、高性
能、小型、量産性等の優れた特徴を有することから特に
携帯電話等に多く用いられている。図７は従来の1次、
３次縦モードを利用した１次−３次縦結合二重モードＳ
ＡＷフィルタ（以下、１次−３次二重モードＳＡＷフィ
ルタと称す）の構成を示す平面図であって、圧電基板５
１の主面上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電
極５２、５３、５４を互いに近接配置すると共に、それ
らの両側にグレーティング反射器５５ａ、５５ｂ（以
下、反射器と称す）を配設して構成したものである。Ｉ
ＤＴ電極５２、５３、５４はそれぞれ互いに間挿し合う
複数本の電極指を有する一対のくし形電極により構成さ
れ、図中中央のＩＤＴ電極５２の一方のくし形電極は入
力端子INに接続され、他方のくし形電極は接地される。
さらに、両側のＩＤＴ電極５３、５４のそれぞれ一方の
くし形電極は互いに連結されて、出力端子OUTに接続さ
れると共に、他方のくし形電極はそれぞれ接地される構
成となっている。ここで、ＩＤＴ電極５２、５３、５４
の電極指幅をＴ１、スペース幅をＴ２、反射器５５ａ、
５５ｂの電極指幅をＲ１、スペース幅をＲ２と設定する
と、ＩＤＴ電極５２、５３、５４及び反射器５５ａ、５
５ｂの電極周期LT、LRと、ライン占有率η1、η2はそれ
ぞれLT＝２（Ｔ１＋Ｔ２）、LR＝２（Ｒ１＋Ｒ２）と、
η 1＝Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）、η2＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ
２）と表される。
【０００３】図７に示す１次−３次二重モードＳＡＷフ
ィルタの動作は、周知のように、ＩＤＴ電極５２、５
３、５４によって励起される複数の表面波が反射器５５
ａ、５５ｂの間に閉じ込められて音響結合し、ＩＤＴ電
極パターンにより１次と３次の２つの縦共振モードが強
勢に励振されるため、適当な終端を施すことによりこれ
らの２つのモードを利用した１次−３次二重モードＳＡ
Ｗフィルタとして動作する。なお、該二重モードＳＡＷ
フィルタの通過帯域幅は１次共振モードと３次共振モー
ドとの周波数差で決まることは周知の通りである。
ィルタの動作は、周知のように、ＩＤＴ電極５２、５
３、５４によって励起される複数の表面波が反射器５５
ａ、５５ｂの間に閉じ込められて音響結合し、ＩＤＴ電
極パターンにより１次と３次の２つの縦共振モードが強
勢に励振されるため、適当な終端を施すことによりこれ
らの２つのモードを利用した１次−３次二重モードＳＡ
Ｗフィルタとして動作する。なお、該二重モードＳＡＷ
フィルタの通過帯域幅は１次共振モードと３次共振モー
ドとの周波数差で決まることは周知の通りである。
【０００４】図８は、欧州デジタル携帯電話システムＧ
ＳＭの受信ＲＦフィルタ用として設計した中心周波数84
7.5ＭＨｚ、通過帯域幅25ＭＨｚの１次−３次二重モー
ドＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示す図で、３６°Ｙ
カットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板５１上に、中央のＩＤＴ
電極５２を23.5対、両側のＩＤＴ電極５３、５４をそれ
ぞれ13.5対、反射器５５ａ、５５ｂの本数をそれぞれ15
0本、交差長45λ、電極膜厚Ｈを6.5%λ、ＩＤＴ電極及
び反射器のライン占有率η1、η2をそれぞれ0.5、0.
５、ＩＤＴ電極と反射器との電極周期比（以下、電極周
期比と称す）LT／L Rを0.981とした場合の特性である。
横軸は周波数（MHz）を、縦軸は挿入損失（Loss）を表
示している。
ＳＭの受信ＲＦフィルタ用として設計した中心周波数84
7.5ＭＨｚ、通過帯域幅25ＭＨｚの１次−３次二重モー
ドＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示す図で、３６°Ｙ
カットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板５１上に、中央のＩＤＴ
電極５２を23.5対、両側のＩＤＴ電極５３、５４をそれ
ぞれ13.5対、反射器５５ａ、５５ｂの本数をそれぞれ15
0本、交差長45λ、電極膜厚Ｈを6.5%λ、ＩＤＴ電極及
び反射器のライン占有率η1、η2をそれぞれ0.5、0.
５、ＩＤＴ電極と反射器との電極周期比（以下、電極周
期比と称す）LT／L Rを0.981とした場合の特性である。
横軸は周波数（MHz）を、縦軸は挿入損失（Loss）を表
示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図９はＧＳＭ携帯電話
器に用いられているＲＦフィルタ７１の近傍を示すブロ
ック回路図である。８００ＭＨｚ帯という高周波におい
ては、デバイスを含めた系のインピーダンスを５０Ω系
に設計するのが一般的であり、前段の低雑音増幅器７０
のインピーダンスも５０Ωに設定されおり、ＲＦ−ＳＡ
Ｗフィルタ７１の終端インピーダンスも５０Ωに設計さ
れている。携帯電話の小型化と低コスト化を図るため、
図９の破線で示す部分は近年ではＩＣ化されたものが主
流となっており、後段のミキサ７２の入力インピーダン
スＺは、必ずしも５０Ωではなく半導体メーカーにより
５０Ωから３００Ωのものが供給されており、そのまま
ではＲＦ−ＳＡＷフィルタとのインピーダンス整合が実
現できない。上述のような場合には、両者のインピーダ
ンスを整合させるため、インピーダンス整合回路７４を
両者の間に挿入することになる。また、ミキサ７２以降
の回路はセット内部のデジタル回路部等で生じるノイズ
を軽減するために、平衡回路で設計されているので、不
平衡型ＲＦ−ＳＡＷフィルタ７１を平衡型回路に変換す
る不平衡型−平衡型変換回路７３を、ＲＦ−ＳＡＷフィ
ルタ７１とインピーダンス整合回路７４との間に挿入す
る。尚、不平衡型−平衡型変換回路７３としてトランス
を用いるのが一般的である。以上のように、従来の５０
Ω終端の不平衡型ＲＦ−ＳＡＷフィルタをＧＳＭ用のＲ
Ｆ回路に採用すると、上述のように不平衡型−平衡型変
換回路７３とインピーダンス整合回路７４とが必要にな
り、携帯電話器の形状が大きくなると共に、コストが増
大するという問題があった。
器に用いられているＲＦフィルタ７１の近傍を示すブロ
ック回路図である。８００ＭＨｚ帯という高周波におい
ては、デバイスを含めた系のインピーダンスを５０Ω系
に設計するのが一般的であり、前段の低雑音増幅器７０
のインピーダンスも５０Ωに設定されおり、ＲＦ−ＳＡ
Ｗフィルタ７１の終端インピーダンスも５０Ωに設計さ
れている。携帯電話の小型化と低コスト化を図るため、
図９の破線で示す部分は近年ではＩＣ化されたものが主
流となっており、後段のミキサ７２の入力インピーダン
スＺは、必ずしも５０Ωではなく半導体メーカーにより
５０Ωから３００Ωのものが供給されており、そのまま
ではＲＦ−ＳＡＷフィルタとのインピーダンス整合が実
現できない。上述のような場合には、両者のインピーダ
ンスを整合させるため、インピーダンス整合回路７４を
両者の間に挿入することになる。また、ミキサ７２以降
の回路はセット内部のデジタル回路部等で生じるノイズ
を軽減するために、平衡回路で設計されているので、不
平衡型ＲＦ−ＳＡＷフィルタ７１を平衡型回路に変換す
る不平衡型−平衡型変換回路７３を、ＲＦ−ＳＡＷフィ
ルタ７１とインピーダンス整合回路７４との間に挿入す
る。尚、不平衡型−平衡型変換回路７３としてトランス
を用いるのが一般的である。以上のように、従来の５０
Ω終端の不平衡型ＲＦ−ＳＡＷフィルタをＧＳＭ用のＲ
Ｆ回路に採用すると、上述のように不平衡型−平衡型変
換回路７３とインピーダンス整合回路７４とが必要にな
り、携帯電話器の形状が大きくなると共に、コストが増
大するという問題があった。
【０００６】この問題を解決すべく、図１０に示すよう
な入出力インピーダンスの異なる平衡型１次−３次二重
モードＳＡＷフィルタが提案されている。該フィルタと
従来の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタの違いは、
中央のＩＤＴ電極６２の構成にある。即ち、図１０に示
すように、両側のＩＤＴ電極６３、６４の一方のくし形
電極を連結して入力端子INに接続し、他方のくし形電極
はそれぞれ接地する。そして、ＩＤＴ電極６２の一方の
くし形電極を接地すると共に、他方のバスバーをその中
央部で分割し、分割された両方のバスバーからそれぞれ
出力を取り出し、第１の出力OUT1と第２の出力OUT2とし
ている。このような構成にすることにより、入力不平衡
型−出力平衡型のフィルタを構成することが可能となる
と共に、出力インピーダンスを入力インピーダンスの４
倍とすることができる。これはバスバーを中央で分割す
ることにより、それぞれのインピーダンスが２倍とな
り、これを直列に接続した回路構成となるからである。
な入出力インピーダンスの異なる平衡型１次−３次二重
モードＳＡＷフィルタが提案されている。該フィルタと
従来の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタの違いは、
中央のＩＤＴ電極６２の構成にある。即ち、図１０に示
すように、両側のＩＤＴ電極６３、６４の一方のくし形
電極を連結して入力端子INに接続し、他方のくし形電極
はそれぞれ接地する。そして、ＩＤＴ電極６２の一方の
くし形電極を接地すると共に、他方のバスバーをその中
央部で分割し、分割された両方のバスバーからそれぞれ
出力を取り出し、第１の出力OUT1と第２の出力OUT2とし
ている。このような構成にすることにより、入力不平衡
型−出力平衡型のフィルタを構成することが可能となる
と共に、出力インピーダンスを入力インピーダンスの４
倍とすることができる。これはバスバーを中央で分割す
ることにより、それぞれのインピーダンスが２倍とな
り、これを直列に接続した回路構成となるからである。
【０００７】しかしながら、上記の図１０に示す平衡型
１次−３次二重モードＳＡＷフィルタにおいても、入力
側のインピーダンスZinは任意のインピーダンスに設定
できるものの、出力側インピーダンスZoutはZinに依存
し、Zinの４倍以外の値に設定することはできない。即
ち、要求される５０Ωから３００Ωの任意のインピーダ
ンスに設定することはできないという問題があった。本
発明は上記問題を解決するためになされたものであっ
て、入力側インピーダンスを５０Ωとし、出力側インピ
ーダンスを要求される任意のインピーダンスに設定でき
る１次−３次二重モードＳＡＷフィルタと、１次−２次
二重モードＳＡＷフィルタとを提供することを目的とす
る。
１次−３次二重モードＳＡＷフィルタにおいても、入力
側のインピーダンスZinは任意のインピーダンスに設定
できるものの、出力側インピーダンスZoutはZinに依存
し、Zinの４倍以外の値に設定することはできない。即
ち、要求される５０Ωから３００Ωの任意のインピーダ
ンスに設定することはできないという問題があった。本
発明は上記問題を解決するためになされたものであっ
て、入力側インピーダンスを５０Ωとし、出力側インピ
ーダンスを要求される任意のインピーダンスに設定でき
る１次−３次二重モードＳＡＷフィルタと、１次−２次
二重モードＳＡＷフィルタとを提供することを目的とす
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係る入出力インピーダンスを異にした弾性表
面波フィルタの請求項１記載の発明は、圧電基板の主面
上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電極を近接
して配置すると共に、それらの両側にグレーティング反
射器を配設した１次−３次縦結合二重モードＳＡＷフィ
ルタにおいて、前記１次−３次縦結合二重モードＳＡＷ
フィルタにおける中央のＩＤＴ電極ライン占有率とその
両側のＩＤＴ電極ライン占有率とを異ならせたことを特
徴とする入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フ
ィルタである。請求項２記載の発明は、圧電基板の主面
上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電極を近接
して配置すると共に、それらの両側にグレーティング反
射器を配設した１次−３次縦結合二重モードＳＡＷフィ
ルタを２段縦続接続したフィルタにおいて、一方の１次
−３次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおける中央の
ＩＤＴ電極のライン占有率と両側のＩＤＴ電極のライン
占有率とを互いに異ならせ、他方の１次−３次縦結合二
重モードＳＡＷフィルタにおける中央のＩＤＴ電極のラ
イン占有率と両側のＩＤＴ電極のライン占有率とを互い
に異ならせると共に、縦続接続する相互のＩＤＴ電極の
ライン占有率をほぼ等しくしたことを特徴とする入出力
インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタである。
請求項３記載の発明は、圧電基板の主面上に表面波の伝
搬方向に沿って２つのＩＤＴ電極を近接して配置すると
共に、それらの両側にグレーティング反射器を配設した
１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおいて、
前記２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせ
たことを特徴とする入出力インピーダンスを異にした弾
性表面波フィルタである。請求項４記載の発明は、圧電
基板の主面上に表面波の伝搬方向に沿って２つのＩＤＴ
電極を近接して配置すると共に、それらの両側にグレー
ティング反射器を配設した１次−２次縦結合二重モード
ＳＡＷフィルタを２段縦続接続したフィルタにおいて、
前記第１の１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタ
の２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせ、
前記第２の１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタ
の２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせる
と共に、縦続接続する相互のＩＤＴ電極のライン占有率
をほぼ等しくしたことを特徴とする入出力インピーダン
スを異にした弾性表面波フィルタである。請求項５記載
の発明は、前記ライン占有率の値を入力側から出力側に
かけて単調に増加させるか、あるいは減少せしめたこと
を特徴とする請求項２及び４記載の入出力インピーダン
スを異にした弾性表面波フィルタである。請求項６記載
の発明は、前記ＩＤＴ電極のライン占有率の大きいもの
はライン占有率を小さくしたものより、電極周期を小さ
くしたことを特徴とする請求項１乃至５の入出力インピ
ーダンスを異にした弾性表面波フィルタである。
に本発明に係る入出力インピーダンスを異にした弾性表
面波フィルタの請求項１記載の発明は、圧電基板の主面
上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電極を近接
して配置すると共に、それらの両側にグレーティング反
射器を配設した１次−３次縦結合二重モードＳＡＷフィ
ルタにおいて、前記１次−３次縦結合二重モードＳＡＷ
フィルタにおける中央のＩＤＴ電極ライン占有率とその
両側のＩＤＴ電極ライン占有率とを異ならせたことを特
徴とする入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フ
ィルタである。請求項２記載の発明は、圧電基板の主面
上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電極を近接
して配置すると共に、それらの両側にグレーティング反
射器を配設した１次−３次縦結合二重モードＳＡＷフィ
ルタを２段縦続接続したフィルタにおいて、一方の１次
−３次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおける中央の
ＩＤＴ電極のライン占有率と両側のＩＤＴ電極のライン
占有率とを互いに異ならせ、他方の１次−３次縦結合二
重モードＳＡＷフィルタにおける中央のＩＤＴ電極のラ
イン占有率と両側のＩＤＴ電極のライン占有率とを互い
に異ならせると共に、縦続接続する相互のＩＤＴ電極の
ライン占有率をほぼ等しくしたことを特徴とする入出力
インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタである。
請求項３記載の発明は、圧電基板の主面上に表面波の伝
搬方向に沿って２つのＩＤＴ電極を近接して配置すると
共に、それらの両側にグレーティング反射器を配設した
１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおいて、
前記２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせ
たことを特徴とする入出力インピーダンスを異にした弾
性表面波フィルタである。請求項４記載の発明は、圧電
基板の主面上に表面波の伝搬方向に沿って２つのＩＤＴ
電極を近接して配置すると共に、それらの両側にグレー
ティング反射器を配設した１次−２次縦結合二重モード
ＳＡＷフィルタを２段縦続接続したフィルタにおいて、
前記第１の１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタ
の２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせ、
前記第２の１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタ
の２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせる
と共に、縦続接続する相互のＩＤＴ電極のライン占有率
をほぼ等しくしたことを特徴とする入出力インピーダン
スを異にした弾性表面波フィルタである。請求項５記載
の発明は、前記ライン占有率の値を入力側から出力側に
かけて単調に増加させるか、あるいは減少せしめたこと
を特徴とする請求項２及び４記載の入出力インピーダン
スを異にした弾性表面波フィルタである。請求項６記載
の発明は、前記ＩＤＴ電極のライン占有率の大きいもの
はライン占有率を小さくしたものより、電極周期を小さ
くしたことを特徴とする請求項１乃至５の入出力インピ
ーダンスを異にした弾性表面波フィルタである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下本発明を図面に示した実施の
形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係る入
出力インピーダンスを異にした１次−３次二重モードＳ
ＡＷフィルタの構成を示す図であって、圧電基板１の主
面上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電極２、
３、４を互いに近接配置すると共に、それらの両側に反
射器５ａ、５ｂを配設して構成したものである。ＩＤＴ
電極２、３、４はそれぞれ互いに間挿し合う複数本の電
極指を有する一対のくし形電極により構成され、図中中
央のＩＤＴ電極２の一方のくし形電極は入力端子INに接
続され、他方のくし形電極は接地される。さらに、両側
のＩＤＴ電極３、４のそれぞれ一方のくし形電極は互い
に連結されて、第１の出力端子OUT1に接続されると共
に、他方のくし形電極はそれぞれ連結されて第２の出力
端子OUT2に接続され、入力不平衡型−出力平衡型のフィ
ルタを構成している。
形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係る入
出力インピーダンスを異にした１次−３次二重モードＳ
ＡＷフィルタの構成を示す図であって、圧電基板１の主
面上に表面波の伝搬方向に沿って３つのＩＤＴ電極２、
３、４を互いに近接配置すると共に、それらの両側に反
射器５ａ、５ｂを配設して構成したものである。ＩＤＴ
電極２、３、４はそれぞれ互いに間挿し合う複数本の電
極指を有する一対のくし形電極により構成され、図中中
央のＩＤＴ電極２の一方のくし形電極は入力端子INに接
続され、他方のくし形電極は接地される。さらに、両側
のＩＤＴ電極３、４のそれぞれ一方のくし形電極は互い
に連結されて、第１の出力端子OUT1に接続されると共
に、他方のくし形電極はそれぞれ連結されて第２の出力
端子OUT2に接続され、入力不平衡型−出力平衡型のフィ
ルタを構成している。
【００１０】本発明の特徴はＩＤＴ電極２の電極周期及
びライン占有率と、ＩＤＴ電極３、４の電極周期及びラ
イン占有率とを互いに異ならしめたことにある。即ち、
ＩＤＴ電極２の電極指幅をＬ１、スペース幅をＳ１、Ｉ
ＤＴ電極３、４の電極指幅をＬ２、スペース幅をＳ２、
反射器５ａ、５ｂの電極指幅をＲ１、スペース幅をＲ２
とすると、ＩＤＴ電極２、ＩＤＴ電極３、４及び反射器
５ａ、５ｂの電極周期L1T、L2T及びLRは、それぞれL1T
＝２（Ｌ１＋Ｓ１）、L2T＝２（Ｌ２＋Ｓ２）及びLR＝
２（Ｒ１＋Ｒ２）と表され、ライン占有率η1、η2及び
ηRはη1＝Ｌ１／（Ｌ１＋Ｓ１）、η2＝Ｌ２／（Ｌ２
＋Ｓ２）及びηR＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）となり、電極
周期L1T、L2T及びライン占有率η1、η2とを互いに異な
らしめたことである。尚、ＩＤＴ電極２と、ＩＤＴ電極
３あるいは４との最内側電極指の中心間間隔をLTT、Ｉ
ＤＴ電極３、４と反射器５ａ、５ｂとの最内側電極指の
間隔をＤとする。
びライン占有率と、ＩＤＴ電極３、４の電極周期及びラ
イン占有率とを互いに異ならしめたことにある。即ち、
ＩＤＴ電極２の電極指幅をＬ１、スペース幅をＳ１、Ｉ
ＤＴ電極３、４の電極指幅をＬ２、スペース幅をＳ２、
反射器５ａ、５ｂの電極指幅をＲ１、スペース幅をＲ２
とすると、ＩＤＴ電極２、ＩＤＴ電極３、４及び反射器
５ａ、５ｂの電極周期L1T、L2T及びLRは、それぞれL1T
＝２（Ｌ１＋Ｓ１）、L2T＝２（Ｌ２＋Ｓ２）及びLR＝
２（Ｒ１＋Ｒ２）と表され、ライン占有率η1、η2及び
ηRはη1＝Ｌ１／（Ｌ１＋Ｓ１）、η2＝Ｌ２／（Ｌ２
＋Ｓ２）及びηR＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）となり、電極
周期L1T、L2T及びライン占有率η1、η2とを互いに異な
らしめたことである。尚、ＩＤＴ電極２と、ＩＤＴ電極
３あるいは４との最内側電極指の中心間間隔をLTT、Ｉ
ＤＴ電極３、４と反射器５ａ、５ｂとの最内側電極指の
間隔をＤとする。
【００１１】図１に示す１次−３次二重モードＳＡＷフ
ィルタにおいては、中央のＩＤＴ電極指２のライン占有
率η1に比べて、ＩＤＴ電極３、４のライン占有率η2を
小さく設定することにより、出力インピーダンスＺout
を入力インピーダンスZinに比べて大きくできるという
特徴がある。このように、１次−３次二重モードＳＡＷ
フィルタを入力不平衡型−出力平衡型とし、入力インピ
ーダンスを５０Ω、出力インピーダンスを図９に示した
ミキサ７２のインピーダンスＺと同一とすることによ
り、従来、必要としていた不平衡型−平衡型変換回路７
３とインピーダンス整合回路７４とを除去することがで
き、高周波段を小型化できるとと共に、低コスト化する
ことが可能となる。ここで、ライン占有率ηとＳＡＷ共
振子のインピーダンスＺとの関係を簡単に説明する。３
６°タンタル酸リチウム圧電基板上にＩＤＴ電極とその
両側に反射器を配置して構成したＳＡＷ共振子のインピ
ーダンスＺと、ＩＤＴ電極のライン占有率ηとの関係
は、周知のように、図１１の曲線のように表される。こ
の図の縦軸は、ライン占有率が５０％のときのインピー
ダンスZ0で規準化して表示している。図１１から明らか
なように、ライン占有率ηを５０％より大きくすればＳ
ＡＷ共振子のインピーダンスは規準値Z0より減少し、５
０％より小さくすればインピーダンスは増大することが
分かる。
ィルタにおいては、中央のＩＤＴ電極指２のライン占有
率η1に比べて、ＩＤＴ電極３、４のライン占有率η2を
小さく設定することにより、出力インピーダンスＺout
を入力インピーダンスZinに比べて大きくできるという
特徴がある。このように、１次−３次二重モードＳＡＷ
フィルタを入力不平衡型−出力平衡型とし、入力インピ
ーダンスを５０Ω、出力インピーダンスを図９に示した
ミキサ７２のインピーダンスＺと同一とすることによ
り、従来、必要としていた不平衡型−平衡型変換回路７
３とインピーダンス整合回路７４とを除去することがで
き、高周波段を小型化できるとと共に、低コスト化する
ことが可能となる。ここで、ライン占有率ηとＳＡＷ共
振子のインピーダンスＺとの関係を簡単に説明する。３
６°タンタル酸リチウム圧電基板上にＩＤＴ電極とその
両側に反射器を配置して構成したＳＡＷ共振子のインピ
ーダンスＺと、ＩＤＴ電極のライン占有率ηとの関係
は、周知のように、図１１の曲線のように表される。こ
の図の縦軸は、ライン占有率が５０％のときのインピー
ダンスZ0で規準化して表示している。図１１から明らか
なように、ライン占有率ηを５０％より大きくすればＳ
ＡＷ共振子のインピーダンスは規準値Z0より減少し、５
０％より小さくすればインピーダンスは増大することが
分かる。
【００１２】しかし、周知のように、ライン占有率ηを
変化させるとＳＡＷ共振子の共振周波数まで変動し、通
過帯域が劣化、例えば通過帯域が傾斜し、帯域幅の減少
する等が生ずる。これを防止する必要が生じた場合には
ライン占有率に応じて、電極周期を補正すればよい。ラ
イン占有率ηと共振周波数との関係を簡単に説明する。
図１２に示す曲線は、基板に３６°タンタル酸リチウム
を用いたＳＡＷ共振子のライン占有率ηと規準化周波数
との関係を示す曲線で、ライン占有率ηを0.3から0.7ま
で変化さた場合の規準化周波数（ライン占有率η＝0.5
のときの周波数で規準化）の変動の様子を示す曲線で、
例えばライン占有率η＝0.5よりηを小さくすると共振
周波数は増加し、大きくすると低下することが分かる。
これはライン占有率ηを0.5より小さくすることによ
り、図１３に示すようにその領域の伝搬速度が速くなる
からであり、共振周波数ｆはｆ＝Ｖ／λ（Ｖ：表面波の
速度、λ：励起される表面波の波長≒電極周期Ｌ）の関
係式より上昇することになる。
変化させるとＳＡＷ共振子の共振周波数まで変動し、通
過帯域が劣化、例えば通過帯域が傾斜し、帯域幅の減少
する等が生ずる。これを防止する必要が生じた場合には
ライン占有率に応じて、電極周期を補正すればよい。ラ
イン占有率ηと共振周波数との関係を簡単に説明する。
図１２に示す曲線は、基板に３６°タンタル酸リチウム
を用いたＳＡＷ共振子のライン占有率ηと規準化周波数
との関係を示す曲線で、ライン占有率ηを0.3から0.7ま
で変化さた場合の規準化周波数（ライン占有率η＝0.5
のときの周波数で規準化）の変動の様子を示す曲線で、
例えばライン占有率η＝0.5よりηを小さくすると共振
周波数は増加し、大きくすると低下することが分かる。
これはライン占有率ηを0.5より小さくすることによ
り、図１３に示すようにその領域の伝搬速度が速くなる
からであり、共振周波数ｆはｆ＝Ｖ／λ（Ｖ：表面波の
速度、λ：励起される表面波の波長≒電極周期Ｌ）の関
係式より上昇することになる。
【００１３】ここで、図１と図１３とを用いてさらに詳
しく説明する。図１において例えば、ＩＤＴ電極２のラ
イン占有率η1を0.7、ＩＤＴ電極３、４のライン占有率
η2を0.4と設定したとすると、標準のライン占有率0.5
のときの表面波の伝搬速度（位相速度）Ｖｓに比べてＩ
ＤＴ電極２の領域では伝搬速度がΔV1だけ減少し、ＩＤ
Ｔ電極３、４の領域では伝搬速度がΔV2だけ上昇する。
そこで、それぞれのＩＤＴ電極領域の伝搬速度に合わせ
て、それぞれのＩＤＴ電極の電極周期を合わせる、即ち
ＩＤＴ電極２の領域ではその電極周期を正規の配置より
わずかに小さく、ＩＤＴ電極３、４の領域では電極周期
をわずかに大きくすることによって、中央のＩＤＴ電極
２と両側のＩＤＴ電極３、４の周波数が一致するよう
に、電極周期を微調整することが可能となる。
しく説明する。図１において例えば、ＩＤＴ電極２のラ
イン占有率η1を0.7、ＩＤＴ電極３、４のライン占有率
η2を0.4と設定したとすると、標準のライン占有率0.5
のときの表面波の伝搬速度（位相速度）Ｖｓに比べてＩ
ＤＴ電極２の領域では伝搬速度がΔV1だけ減少し、ＩＤ
Ｔ電極３、４の領域では伝搬速度がΔV2だけ上昇する。
そこで、それぞれのＩＤＴ電極領域の伝搬速度に合わせ
て、それぞれのＩＤＴ電極の電極周期を合わせる、即ち
ＩＤＴ電極２の領域ではその電極周期を正規の配置より
わずかに小さく、ＩＤＴ電極３、４の領域では電極周期
をわずかに大きくすることによって、中央のＩＤＴ電極
２と両側のＩＤＴ電極３、４の周波数が一致するよう
に、電極周期を微調整することが可能となる。
【００１４】図２は本発明に係る１次−３次二重モード
ＳＡＷフィルタの第２の実施例であって、図１のものと
は逆に両側のＩＤＴ電極１３、１４のライン占有率η'2
を0.7とし、中央のＩＤＴ電極１２のライン占有率η'1
を0.4と小さくして、出力インピーダンスを増大させ
る。この手段によっても携帯端末のＲＦフィルタ近傍か
ら不平衡型−平衡型変換回路７３とインピーダンス整合
回路７４とを除去することが可能である。
ＳＡＷフィルタの第２の実施例であって、図１のものと
は逆に両側のＩＤＴ電極１３、１４のライン占有率η'2
を0.7とし、中央のＩＤＴ電極１２のライン占有率η'1
を0.4と小さくして、出力インピーダンスを増大させ
る。この手段によっても携帯端末のＲＦフィルタ近傍か
ら不平衡型−平衡型変換回路７３とインピーダンス整合
回路７４とを除去することが可能である。
【００１５】図３は、欧州デジタル携帯電話システムＧ
ＳＭの受信ＲＦフィルタ用に、図２の電極構成を用いて
設計した中心周波数847.5ＭＨｚ、通過帯域幅25ＭＨ
ｚ、入出力インピーダンス５０Ω−１００Ωの１次−３
次二重モードＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示す図
で、３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板５１上に、
中央のＩＤＴ電極１２を23.5対、両側のＩＤＴ電極１
３、１４をそれぞれ13.5対、反射器１５ａ、１５ｂの本
数をそれぞれ150本、交差長30λ、電極膜厚Ｈを6.5%
λ、ＩＤＴ電極１２とＩＤＴ電極１３、１４及び反射器
１５ａ、１５ｂのライン占有率η'1、η'2及びη'Rをそ
れぞれ0.4、0.7及び0.5、ＩＤＴ電極と反射器との電極
周期比LT／LRを0.981（電極周期LTとしてはライン占有
率η＝0.5の場合を用いている）とした場合の特性であ
る。横軸は周波数（MHz）を、縦軸は挿入損失（Loss）
を表示している。なお、ライン占有率ηをη＝0.5に設
定した場合から変化させているので、η＝0.5のときの
電極周期で規準化してＩＤＴ電極１２の電極周期は1.00
75、ＩＤＴ電極１３、１４の電極周期は0.9925としてい
る。また、電極指間間隔LTTは0.3λ、ＩＤＴ電極と反射
器の間隔Ｄは0.25λとしている。このように構成したこ
とにより入力インピーダンス５０Ω、出力インピーダン
ス１００ΩのＲＦフィルタを実現することができた。
ＳＭの受信ＲＦフィルタ用に、図２の電極構成を用いて
設計した中心周波数847.5ＭＨｚ、通過帯域幅25ＭＨ
ｚ、入出力インピーダンス５０Ω−１００Ωの１次−３
次二重モードＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示す図
で、３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板５１上に、
中央のＩＤＴ電極１２を23.5対、両側のＩＤＴ電極１
３、１４をそれぞれ13.5対、反射器１５ａ、１５ｂの本
数をそれぞれ150本、交差長30λ、電極膜厚Ｈを6.5%
λ、ＩＤＴ電極１２とＩＤＴ電極１３、１４及び反射器
１５ａ、１５ｂのライン占有率η'1、η'2及びη'Rをそ
れぞれ0.4、0.7及び0.5、ＩＤＴ電極と反射器との電極
周期比LT／LRを0.981（電極周期LTとしてはライン占有
率η＝0.5の場合を用いている）とした場合の特性であ
る。横軸は周波数（MHz）を、縦軸は挿入損失（Loss）
を表示している。なお、ライン占有率ηをη＝0.5に設
定した場合から変化させているので、η＝0.5のときの
電極周期で規準化してＩＤＴ電極１２の電極周期は1.00
75、ＩＤＴ電極１３、１４の電極周期は0.9925としてい
る。また、電極指間間隔LTTは0.3λ、ＩＤＴ電極と反射
器の間隔Ｄは0.25λとしている。このように構成したこ
とにより入力インピーダンス５０Ω、出力インピーダン
ス１００ΩのＲＦフィルタを実現することができた。
【００１６】図４は本発明に係る第３の実施例を示すも
のである。図４に示すように、１次−３次二重モードフ
ィルタＡの中央のＩＤＴ電極２２の一方のくし形電極を
入力端子INに接続し、他方のくし形電極を接地する。さ
らに、両側のＩＤＴ電極２３、２４の一方のくし形電極
を連結して接地すると共に、他方のくし形電極は連結し
て中間出力とし、後述する次段の１次−３次二重モード
フィルタＡ’の入力に接続する。該フィルタＡ’の両側
のＩＤＴ電極２３’、２４’の一方のくし形電極を連結
して、前記中間出力に接続すると共に、他方のくし形電
極をそれぞれ接地する。さらに、フィルタＡ’の中央の
ＩＤＴ電極２２’の一方のくし形電極を第１の出力OUT1
と接続し、他方のくし形電極を第２の出力OUT1に接続す
ることによって、２段縦続接続型の１次−３次二重モー
ドフィルタにおいても、入力不平衡型−出力平衡型を実
現したものである。
のである。図４に示すように、１次−３次二重モードフ
ィルタＡの中央のＩＤＴ電極２２の一方のくし形電極を
入力端子INに接続し、他方のくし形電極を接地する。さ
らに、両側のＩＤＴ電極２３、２４の一方のくし形電極
を連結して接地すると共に、他方のくし形電極は連結し
て中間出力とし、後述する次段の１次−３次二重モード
フィルタＡ’の入力に接続する。該フィルタＡ’の両側
のＩＤＴ電極２３’、２４’の一方のくし形電極を連結
して、前記中間出力に接続すると共に、他方のくし形電
極をそれぞれ接地する。さらに、フィルタＡ’の中央の
ＩＤＴ電極２２’の一方のくし形電極を第１の出力OUT1
と接続し、他方のくし形電極を第２の出力OUT1に接続す
ることによって、２段縦続接続型の１次−３次二重モー
ドフィルタにおいても、入力不平衡型−出力平衡型を実
現したものである。
【００１７】更に、入力側の１次−３次二重モードＳＡ
ＷフィルタＡの入力インピーダンスを５０ΩとすべくＩ
ＤＴ電極２２のライン占有率η1を大きくすると共に、
縦続接続部よりみた中間出力インピーダンスを入力イン
ピーダンスより高めるために、両側ＩＤＴ電極２３、２
４のライン占有率η2をη1より少し小さく設定する。そ
して、次段の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタＡ’
の両側ＩＤＴ電極２３’、２４’のライン占有率η3を
縦続接続部のインピーダンスを整合させるために、ＩＤ
Ｔ電極２３、２４の占有率η2とほぼ同一とした上で、
出力となる中央のＩＤＴ電極２２’のライン占有率η4
をη3より小さく設定し、出力インピーダンスZoutを増
大させる。このように入力INから出力OUT1、2にかけて
順次インピーダンスを増加させる手段をとると、各段の
１次−３次二重モードフィルタの設計が容易となると共
に、フィルタ特性の劣化、例えば通過域のリップルの増
加等を防止することができる。この場合も、ライン占有
率の大きいＩＤＴ電極についてはライン占有率の小さい
ものより電極周期を小さく設定して各ＩＤＴ電極の周波
数が一致するように構成することが望ましい。
ＷフィルタＡの入力インピーダンスを５０ΩとすべくＩ
ＤＴ電極２２のライン占有率η1を大きくすると共に、
縦続接続部よりみた中間出力インピーダンスを入力イン
ピーダンスより高めるために、両側ＩＤＴ電極２３、２
４のライン占有率η2をη1より少し小さく設定する。そ
して、次段の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタＡ’
の両側ＩＤＴ電極２３’、２４’のライン占有率η3を
縦続接続部のインピーダンスを整合させるために、ＩＤ
Ｔ電極２３、２４の占有率η2とほぼ同一とした上で、
出力となる中央のＩＤＴ電極２２’のライン占有率η4
をη3より小さく設定し、出力インピーダンスZoutを増
大させる。このように入力INから出力OUT1、2にかけて
順次インピーダンスを増加させる手段をとると、各段の
１次−３次二重モードフィルタの設計が容易となると共
に、フィルタ特性の劣化、例えば通過域のリップルの増
加等を防止することができる。この場合も、ライン占有
率の大きいＩＤＴ電極についてはライン占有率の小さい
ものより電極周期を小さく設定して各ＩＤＴ電極の周波
数が一致するように構成することが望ましい。
【００１８】図５は本発明に係る第４の実施例である１
次−２次二重モードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図
であって、圧電基板３１の主面上に表面波の伝搬方向に
沿って２つのＩＤＴ電極３２、３３を近接配置すると共
に、それらの両側に反射器３４ａ、３４ｂを配設して構
成したものである。ＩＤＴ電極３２の一方のくし形電極
を入力端子INに接続すると共に、他方のくし形電極を接
地する。さらに、ＩＤＴ電極３３の一方のくし形電極を
第１の出力端子OUT1に接続すると共に、他方のくし形電
極を第２の出力端子OUT2に接続して、入力不平衡型−出
力平衡型の１次−２次二重モードＳＡＷフィルタを構成
する。図５に示す１次−２次二重モードＳＡＷフィルタ
の動作は、周知のように、ＩＤＴ電極３２、３３によっ
て励起される複数の表面波が反射器３４ａ、３４ｂの間
に閉じ込められて音響結合し、ＩＤＴ電極パターンによ
り１次と２次の２つの縦共振モードが強勢に励振される
ため、適当な終端を施すことによりこれらの２つのモー
ドを利用した１次−２次二重モードＳＡＷフィルタとし
て動作する。
次−２次二重モードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図
であって、圧電基板３１の主面上に表面波の伝搬方向に
沿って２つのＩＤＴ電極３２、３３を近接配置すると共
に、それらの両側に反射器３４ａ、３４ｂを配設して構
成したものである。ＩＤＴ電極３２の一方のくし形電極
を入力端子INに接続すると共に、他方のくし形電極を接
地する。さらに、ＩＤＴ電極３３の一方のくし形電極を
第１の出力端子OUT1に接続すると共に、他方のくし形電
極を第２の出力端子OUT2に接続して、入力不平衡型−出
力平衡型の１次−２次二重モードＳＡＷフィルタを構成
する。図５に示す１次−２次二重モードＳＡＷフィルタ
の動作は、周知のように、ＩＤＴ電極３２、３３によっ
て励起される複数の表面波が反射器３４ａ、３４ｂの間
に閉じ込められて音響結合し、ＩＤＴ電極パターンによ
り１次と２次の２つの縦共振モードが強勢に励振される
ため、適当な終端を施すことによりこれらの２つのモー
ドを利用した１次−２次二重モードＳＡＷフィルタとし
て動作する。
【００１９】第４に示した実施例の特徴は、出力側を平
衡型回路構成とすると共に、入力インピーダンスと出力
インピーダンスとを互いに異ならせたことである。即
ち、図５に示すように、ＩＤＴ電極３２のライン占有率
η1よりもＩＤＴ電極３３のライン占有率η2を小さく設
定することにより、出力側のインピーダンスを増大させ
ることができる。
衡型回路構成とすると共に、入力インピーダンスと出力
インピーダンスとを互いに異ならせたことである。即
ち、図５に示すように、ＩＤＴ電極３２のライン占有率
η1よりもＩＤＴ電極３３のライン占有率η2を小さく設
定することにより、出力側のインピーダンスを増大させ
ることができる。
【００２０】図６は本発明に係る第５の実施例を示す平
面図であって、２段縦続接続１次−２次二重モードＳＡ
Ｗフィルタにおいて、入力不平衡型−出力平衡型フィル
タを構成したものである。上述したように、ライン占有
率ηを入力側から順次小さくすることにより、入力イン
ピーダンスよりも出力インピーダンスを増大することが
できる。
面図であって、２段縦続接続１次−２次二重モードＳＡ
Ｗフィルタにおいて、入力不平衡型−出力平衡型フィル
タを構成したものである。上述したように、ライン占有
率ηを入力側から順次小さくすることにより、入力イン
ピーダンスよりも出力インピーダンスを増大することが
できる。
【００２１】また、図１０に示した電極構成の１次−３
次二重モードＳＡＷフィルタに本発明を適用してもよい
ことは云うまでもない。以上の実施例では圧電基板にタ
ンタル酸リチウムを用いて説明したが、本発明はこれに
限定する必要はなく、他の圧電材料、例えば、ニオブ酸
リチウム、ランガサイト、四方酸リチウム等に適用でき
ることは云うまでもない。
次二重モードＳＡＷフィルタに本発明を適用してもよい
ことは云うまでもない。以上の実施例では圧電基板にタ
ンタル酸リチウムを用いて説明したが、本発明はこれに
限定する必要はなく、他の圧電材料、例えば、ニオブ酸
リチウム、ランガサイト、四方酸リチウム等に適用でき
ることは云うまでもない。
【００２２】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成した
ので、従来の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタをＧ
ＳＭ携帯電話のＲＦフィルタとして用いる場合に必要と
していた不平衡型−平衡型変換回路とインピーダンス整
合回路とを除去することが可能となり、高周波段を小型
化できると共に、低コスト化することができるという優
れた効果を表す。
ので、従来の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタをＧ
ＳＭ携帯電話のＲＦフィルタとして用いる場合に必要と
していた不平衡型−平衡型変換回路とインピーダンス整
合回路とを除去することが可能となり、高周波段を小型
化できると共に、低コスト化することができるという優
れた効果を表す。
【図１】本発明に係る１次−３次二重モードＳＡＷフィ
ルタの構成を示す平面図である。
ルタの構成を示す平面図である。
【図２】本発明に係る第２の実施例の１次−３次二重モ
ードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図である。
ードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図である。
【図３】本発明の第２の実施例の１次−３次二重モード
ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示すシミュレーション
図である。
ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示すシミュレーション
図である。
【図４】本発明に係る第３の実施例の縦続接続型１次−
３次二重モードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図であ
る。
３次二重モードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図であ
る。
【図５】本発明に係る第４の実施例の１次−２次二重モ
ードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図である。
ードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図である。
【図６】本発明に係る第５の実施例の縦続接続型１次−
２次二重モードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図であ
る。
２次二重モードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図であ
る。
【図７】従来の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタの
構成を示す平面図である。
構成を示す平面図である。
【図８】従来の１次−３次二重モードＳＡＷフィルタの
フィルタ特性を示すシミュレーション図である
フィルタ特性を示すシミュレーション図である
【図９】ＧＳＭ携帯電話システムに用いられているＲＦ
フィルタ近傍のブロック図である。
フィルタ近傍のブロック図である。
【図１０】入力不平衡型−出力平衡型１次−３次二重モ
ードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図である。
ードＳＡＷフィルタの構成を示す平面図である。
【図１１】ライン占有率と規準化インピーダンスとの関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図１２】ライン占有率と規準化周波数との関係を示す
図である。
図である。
【図１３】ライン占有率と表面波の伝搬速度との関係そ
示す図である。
示す図である。
１、１１、２１、３１、４１・・圧電基板 ２、３、４、１２、１３、１４、２２、２３、２４、２
２’、２３’、２４’、３２、３３、４２、４３、４
２’、４３’・・ＩＤＴ電極 ５ａ、５ｂ、１５ａ、１５ｂ、２５ａ、２５ｂ、２５’
ａ、２５’ｂ、３４ａ、３４ｂ、４４ａ、４４ｂ、４
４’ａ、４４’ｂ・・グレーティング反射器 Ｌ１、Ｌ２、Ｌ’１、Ｌ’２、Ｌ３・・電極指幅 Ｓ１、Ｓ２、Ｓ’１、Ｓ’２・・スペース幅 LTT・・近接するＩＤＴ電極の最内側の電極指の中心間
間隔 Ｄ・・近接するＩＤＴ電極と反射器との間隔 Ａ、Ａ’・・１次−３次二重モードＳＡＷフィルタ ＩＮ・・入力 ＯＵＴ１、ＯＵＴ２・・出力
２’、２３’、２４’、３２、３３、４２、４３、４
２’、４３’・・ＩＤＴ電極 ５ａ、５ｂ、１５ａ、１５ｂ、２５ａ、２５ｂ、２５’
ａ、２５’ｂ、３４ａ、３４ｂ、４４ａ、４４ｂ、４
４’ａ、４４’ｂ・・グレーティング反射器 Ｌ１、Ｌ２、Ｌ’１、Ｌ’２、Ｌ３・・電極指幅 Ｓ１、Ｓ２、Ｓ’１、Ｓ’２・・スペース幅 LTT・・近接するＩＤＴ電極の最内側の電極指の中心間
間隔 Ｄ・・近接するＩＤＴ電極と反射器との間隔 Ａ、Ａ’・・１次−３次二重モードＳＡＷフィルタ ＩＮ・・入力 ＯＵＴ１、ＯＵＴ２・・出力
Claims (6)
- 【請求項１】 圧電基板の主面上に表面波の伝搬方向に
沿って３つのＩＤＴ電極を近接して配置すると共に、そ
れらの両側にグレーティング反射器を配設した１次−３
次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおいて、 前記１次−３次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおけ
る中央のＩＤＴ電極ライン占有率とその両側のＩＤＴ電
極ライン占有率とを異ならせたことを特徴とする入出力
インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタ。 - 【請求項２】 圧電基板の主面上に表面波の伝搬方向に
沿って３つのＩＤＴ電極を近接して配置すると共に、そ
れらの両側にグレーティング反射器を配設した１次−３
次縦結合二重モードＳＡＷフィルタを２段縦続接続した
フィルタにおいて、 一方の１次−３次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにお
ける中央のＩＤＴ電極のライン占有率と両側のＩＤＴ電
極のライン占有率とを互いに異ならせ、他方の１次−３
次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおける中央のＩＤ
Ｔ電極のライン占有率と両側のＩＤＴ電極のライン占有
率とを互いに異ならせると共に、縦続接続する相互のＩ
ＤＴ電極のライン占有率をほぼ等しくしたことを特徴と
する入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フィル
タ。 - 【請求項３】 圧電基板の主面上に表面波の伝搬方向に
沿って２つのＩＤＴ電極を近接して配置すると共に、そ
れらの両側にグレーティング反射器を配設した１次−２
次縦結合二重モードＳＡＷフィルタにおいて、 前記２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせ
たことを特徴とする入出力インピーダンスを異にした弾
性表面波フィルタ。 - 【請求項４】 圧電基板の主面上に表面波の伝搬方向に
沿って２つのＩＤＴ電極を近接して配置すると共に、そ
れらの両側にグレーティング反射器を配設した１次−２
次縦結合二重モードＳＡＷフィルタを２段縦続接続した
フィルタにおいて、 前記第１の１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタ
の２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせ、
前記第２の１次−２次縦結合二重モードＳＡＷフィルタ
の２つのＩＤＴ電極のライン占有率を互いに異ならせる
と共に、縦続接続する相互のＩＤＴ電極のライン占有率
をほぼ等しくしたことを特徴とする入出力インピーダン
スを異にした弾性表面波フィルタ。 - 【請求項５】 前記ライン占有率の値を入力側から出力
側にかけて単調に増加させるか、あるいは減少せしめた
ことを特徴とする請求項２及び４記載の入出力インピー
ダンスを異にした弾性表面波フィルタ。 - 【請求項６】 前記ＩＤＴ電極のライン占有率の大きい
ものはライン占有率を小さくしたものより、電極周期を
小さくしたことを特徴とする請求項１乃至５の入出力イ
ンピーダンスを異にした弾性表面波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32040599A JP2001144574A (ja) | 1999-11-11 | 1999-11-11 | 入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32040599A JP2001144574A (ja) | 1999-11-11 | 1999-11-11 | 入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001144574A true JP2001144574A (ja) | 2001-05-25 |
Family
ID=18121105
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32040599A Pending JP2001144574A (ja) | 1999-11-11 | 1999-11-11 | 入出力インピーダンスを異にした弾性表面波フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001144574A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1999
- 1999-11-11 JP JP32040599A patent/JP2001144574A/ja active Pending
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| JP7466562B2 (ja) | 2019-10-24 | 2024-04-12 | 京セラ株式会社 | 弾性波装置 |
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