WO2001095423A1 - Filtre de separation de groupes de guides d'onde - Google Patents

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WO2001095423A1
WO2001095423A1 PCT/JP2001/002071 JP0102071W WO0195423A1 WO 2001095423 A1 WO2001095423 A1 WO 2001095423A1 JP 0102071 W JP0102071 W JP 0102071W WO 0195423 A1 WO0195423 A1 WO 0195423A1
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waveguide
branch
square
type
rectangular
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PCT/JP2001/002071
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Inventor
Naofumi Yoneda
Moriyasu Miyazaki
Kousaku Yamagata
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2138—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using hollow waveguide filters

Definitions

  • the present invention relates to a waveguide group duplexer mainly used in a VHF band, a UHF band, a microwave band, and a millimeter wave band.
  • FIG. 1 shows, for example, J. Uh e r, J. B o r e n e man, U. R o se n b e r g, "Wav e gu i d e C omp o n e n t s f o r
  • FIG. 9 is a perspective view showing a conventional waveguide group duplexer shown in CAD,,, AR TE CH HOU S EIN C., pp. 4 13-418, 1993.
  • 61 is a square main waveguide
  • 62 a is a coupling hole of the same shape provided at each symmetrical position of two opposite side wall surfaces of the square main waveguide 61
  • 62 b Are coupling holes provided one by one in the same shape at symmetrical positions of two opposing side wall surfaces other than the side wall surface where the coupling hole 62 a of the square main waveguide 61 is provided.
  • 63 a is a two-waveguide low-pass filter that branches through a coupling hole 62 a in a direction perpendicular to the tube axis of the square main waveguide 61.
  • Reference numeral 3b denotes two waveguide-type low-pass filters that branch through a coupling hole 62b in a direction perpendicular to the tube axis of the square main waveguide 61.
  • P 1 is the input end of the square main waveguide 61
  • P 2 is the output end of the square main waveguide 61
  • 64 is connected to the output end P 2, and consists of two square waveguide steps This is a waveguide type high-pass filter.
  • the basic mode of radio waves having a polarization plane perpendicular to the axis of the waveguide low-pass filter 63a that is, the TE10 mode
  • Waveguide-type high-pass filter 64 The total reflection occurs due to the blocking effect of 64, forming a standing wave in the square main waveguide 61, and the waveguide-type low-pass filter opposing by the coupling hole 62a. It is equally coupled to the basic mode of 63 a and propagates through the waveguide-type low-pass filter 63 a.
  • the fundamental mode of a radio wave having a polarization plane perpendicular to the axis of the waveguide-type low-pass filter 63b in the low-frequency band is also the same as the waveguide-type high-frequency band.
  • the total reflection occurs due to the blocking effect of the passing filter 6 4 and a square wave forms a standing wave in the main waveguide 6 1, and the two waveguide-type low-pass filters 6 3 b opposing each other through the coupling hole 6 2 b It is equally coupled to the fundamental mode and propagates through the waveguide-type low-pass filter 63b.
  • the reflected wave of the low-frequency band radio wave incident from the input terminal P1 can be suppressed small.
  • the waveguide diameter and the step interval of each step of the high-pass filter 64 the reflected wave of the high frequency band radio wave incident from the input terminal P1 can be suppressed.
  • the circuit structure Due to the symmetry in the vertical and horizontal directions, at the branching points (near the coupling holes 62a and 62b) in the square main waveguide 61, the coupling holes as represented by the TE11 or TM11 mode are formed. Since the generation of higher-order modes that greatly contribute to the unnecessary coupling of light is completely suppressed, a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the conventional waveguide group demultiplexer is configured as described above, a combining circuit that combines radio waves of the same polarization separated into two opposing waveguide-type low-pass filters 63a (Not shown), and a combining circuit (not shown) for combining radio waves of the same polarization similarly separated into two waveguide-type low-pass filters 63b.
  • a combining circuit that combines radio waves of the same polarization separated into two opposing waveguide-type low-pass filters 63a (Not shown)
  • a combining circuit (not shown) for combining radio waves of the same polarization similarly separated into two waveguide-type low-pass filters 63b.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and has as its object to obtain a high-performance waveguide group duplexer that can be easily reduced in size and cost. Disclosure of the invention
  • a waveguide group duplexer includes a circular-square waveguide multi-stage transformer connected to an input end, and a branch waveguide type splitter connected to a circular-square waveguide multi-stage transformer.
  • a first waveguide-type bandpass filter connected to the branch end of the branching waveguide type polarization splitter, and a square connected to one end of the branching waveguide type polarization splitter.
  • the H-side T-branch circuit and the first, second and third waveguide bandpass filters are formed by excavating two metal blocks from the surface to form a first circuit.
  • a first radio wave having a polarization plane perpendicular to the branch plane of the upper branch waveguide type polarizer in the frequency band, and a branch plane of the branch waveguide type polarizer in the first frequency band A second radio wave having a plane of polarization parallel to the first radio wave and a third radio wave having the same polarization plane as the first radio wave in a second frequency band higher than the first frequency band are incident on the input end.
  • the first radio wave is emitted from the third waveguide band-pass filter
  • the second radio wave is emitted from the first waveguide band-pass filter
  • the third radio wave is transmitted to the second waveguide band-pass filter.
  • a waveguide group demultiplexer includes a branch waveguide type polarizer, a square waveguide, and a branch waveguide type polarizer on one side wall surface of the square waveguide. It is composed of one coupling hole provided at the branch end.
  • a waveguide group demultiplexer includes a branch waveguide type polarizer, a square waveguide, and a branch waveguide type polarizer on one side wall surface of the square waveguide. It is composed of two coupling holes provided at the branch end.
  • the waveguide group demultiplexer according to the present invention includes a branch waveguide type demultiplexer having a square shape. Consists of a waveguide, one coupling hole provided on one side wall surface of this square waveguide at the branch end of a branching waveguide type demultiplexer, and a thin metal plate inserted into the square waveguide It was done.
  • a waveguide group demultiplexer includes a branch waveguide type polarizer, a square waveguide, and a branch waveguide type polarizer on one side wall surface of the square waveguide. It is composed of two coupling holes provided at the branch ends of the two and a thin metal plate inserted into the square waveguide.
  • a waveguide group duplexer is connected between an input end and a circular-square waveguide multi-stage transformer, and includes a circular waveguide, and a dielectric plate inserted into the circular waveguide.
  • a circular polarization generator is provided, and a configuration circuit including the circular polarization generator is formed by excavating two metal blocks from the surface.
  • a waveguide group duplexer is connected between an input end and a circular-square-waveguide multi-stage transformer, and has a circular waveguide and a plurality of waveguides mounted on a side wall surface of the circular waveguide. It has a circularly polarized wave generator composed of metal pillars, and a circuit including this circularly polarized wave generator is formed by excavating two metal blocks from the surface. This makes it possible to cope with the case where the radio wave incident on the input terminal becomes right-handed circularly polarized wave and left-handed circularly polarized wave, and also has an effect that the size and cost can be easily reduced.
  • a waveguide group duplexer is connected between an input end and a circular-square-waveguide multi-stage transformer, and has a circular waveguide and a plurality of waveguides arranged on a side wall surface of the circular waveguide.
  • a circularly polarized wave generator constituted by the side grooves is provided, and a constituent circuit including the circularly polarized wave generator is formed by excavating two metal blocks from the surface.
  • the first waveguide-type bandpass filter is formed by n rectangular cavity resonators and n iris-shaped coupling holes
  • the waveguide-type bandpass filter is composed of m rectangular cavity resonators and m + 1 iris-shaped coupling holes
  • the third waveguide-type bandpass filter is composed of n rectangular It is composed of a cavity resonator and n + 1 iris-shaped coupling holes.
  • the second waveguide band-pass filter is formed by m square cavity resonators and 2 m + 2 post-shaped coupling holes.
  • the third waveguide band-pass filter is composed of n rectangular cavity resonators and 2 n +2 boss-type coupling holes.
  • the second waveguide band-pass filter is constituted by m square cavity resonators and 3 m + 3 double-bossed coupling holes
  • the third waveguide bandpass filter is composed of n rectangular cavity resonators and 3n + 3 double-bossed coupling holes.
  • the waveguide group branching filter provides a waveguide group branching filter comprising a corrugated or step-shaped rectangular waveguide for transmitting either the first or third waveguide band-pass filter. It replaces the tubular low-pass filter.
  • the second waveguide-type bandpass filter is formed into a waveguide-type high-pass filter composed of a corrugated or stepped rectangular waveguide. It has been replaced.
  • a waveguide group demultiplexer is a rectangular waveguide E-plane T-branch connected between a branch end of a branch waveguide type polarizer and a first waveguide band-pass filter.
  • Circuit, and a fourth waveguide-type bandpass filter connected to the rectangular waveguide E-plane T-branch circuit, the rectangular waveguide E-plane T-branch circuit and the fourth waveguide type A component circuit including a band-pass filter is formed by excavating two metal blocks from the surface, and a fourth radio wave having the same polarization plane as the second radio wave in the second frequency band is input to the input end. Incident, and transmits the fourth radio wave to the fourth waveguide band. It is emitted from the passing filter.
  • the first and third waveguide bandpass filters are formed by n rectangular cavity resonators and n + 1 iris-shaped coupling holes.
  • the second and fourth waveguide band-pass filters are configured by m square cavity resonators and m + 1 iris-shaped coupling holes.
  • the fourth waveguide-type bandpass filter is formed into a waveguide-type high-pass filter composed of a corrugated or stepped rectangular waveguide. It has been replaced.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a conventional waveguide group duplexer.
  • FIG. 2 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic configuration of a waveguide group duplexer according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 8 of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 9 of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a relationship between a boss-type coupling hole and a rectangular cavity in a waveguide type bandpass filter according to Embodiment 9 of the present invention.
  • FIG. 12 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 10 of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a relationship between a double-bossed coupling hole and a rectangular cavity in a waveguide bandpass filter according to Embodiment 10 of the present invention.
  • FIG. 14 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 11 of the present invention. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 2 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 1 of the present invention. It is.
  • 1 is a circular-square waveguide multi-stage transformer
  • 2 is a circular-square waveguide multi-stage transformer
  • 1 is a square waveguide connected to one end of 1
  • 3 is a square waveguide 2 1
  • 4 is a branching waveguide type polarization splitter composed of a square waveguide 2 and a coupling hole 3
  • 5 is a branching waveguide type polarization splitter 4
  • 7 are n rectangular cavity resonators separated by a coupling hole 3 and n coupling holes 6 in a rectangular waveguide 5
  • 8 is a rectangular waveguide 5, coupling hole 3, iris-shaped coupling hole
  • reference numeral 9 denotes a rectangular waveguide multi-stage transformer connected to one end of the branch waveguide type polarizer / demultiplexer 4
  • reference numeral 10 denotes a square waveguide connected to the rectangular waveguide multi-stage transformer 9.
  • Waveguide H-plane T-branch circuit 11 1 is a rectangular waveguide H-plane T-branch circuit 10 is a rectangular waveguide connected to one end of 12 and 12 is m + loaded in rectangular waveguide 11 1 (m is an integer of 1 or more) iris-shaped coupling holes; 13 is m rectangular cavities separated by m + 1 iris-shaped coupling holes 12 in rectangular waveguide 11
  • the resonator 14 is a waveguide bandpass filter composed of a rectangular waveguide 11, an iris-shaped coupling hole 12 and a rectangular cavity 13 (the second waveguide bandpass filter). Filter).
  • 15 is a rectangular waveguide connected to the branch end of the H-plane T-branch circuit 10 and has a part of the H-plane corner
  • 16 is a rectangular waveguide.
  • the cavity resonator 18 is a waveguide-type bandpass filter composed of a rectangular waveguide 15, an iris-shaped coupling hole 16 and a rectangular cavity 17.
  • 20 is a rectangular waveguide E-plane bend connected to waveguide bandpass filter 14
  • P 1 is the input end
  • P 2 P 3 and P4 are output terminals.
  • a radio wave V 1 (first radio wave) having a polarization plane perpendicular to the branch surface of the branching waveguide type polarizer 4 and a frequency band
  • a radio wave HI (second radio wave) having a polarization plane parallel to the branch surface of the branching waveguide type polarizer / demultiplexer 4 at f1
  • a frequency band f2 (second frequency) higher than the frequency band f1
  • a radio wave V2 third wave having the same polarization plane as the radio wave V1 is incident from the input terminal P1 in the band.
  • the incident radio wave V 1 passes through the circular-square waveguide multi-stage transformer 1 and is converted into the fundamental mode of the square waveguide 2, that is, the TE 10 mode.
  • the electric wave V 1 converted to the TE 10 mode is rectangular in the branching waveguide type polarizer 4 without being coupled to the coupling hole 3 due to the blocking effect of the waveguide band pass filter 8.
  • Propagating through the waveguide multi-stage transformer 9, forms a standing wave in the rectangular waveguide H-plane T-branch circuit 10 due to the blocking effect of the waveguide band-pass filter 14, and forms an iris-shaped coupling hole Coupled to the fundamental mode of rectangular waveguide 15 by 16 and passed through waveguide bandpass filter 18 to exit from output end P 2
  • the incident radio wave H 1 passes through the circular-square waveguide multi-stage transformer 1 and is converted into the fundamental mode of the square waveguide 2, that is, the TE 01 mode.
  • the radio wave H 1 converted into the TE 01 mode is totally reflected in the branching waveguide type polarizer / demultiplexer 4 by the cutoff effect of the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 to form a standing wave, and the coupling hole is formed.
  • the light is coupled to the basic mode of the rectangular waveguide 5 by 3 and is emitted from the output end P 3 through the waveguide band pass filter 8.
  • the incident radio wave V 2 passes through the circular-square waveguide multi-stage transformer 1. Then, the signal is converted into the basic mode of the square waveguide 2, that is, the TE10 mode.
  • the radio wave V 2 converted into the TE 10 mode is not coupled to the coupling hole 3 in the branching waveguide type polarizer 4 due to the blocking effect of the waveguide band pass filter 8,
  • Propagating through the waveguide multi-stage transformer 9 the rectangular waveguide H-plane T-branch circuit 10 forms a filter-type coupling hole 16 due to the blocking effect of the waveguide band-pass filter 18.
  • the light exits from the output terminal P4 through the waveguide type bandpass filter 14 and the rectangular waveguide E-plane pendent 20 without coupling.
  • the waveguide diameter and step interval of each step of the circular-square multistage transformer 1 and the rectangular waveguide multistage transformer 9, the size of the coupling hole 3 and the rectangular waveguide H plane T branch circuit 10 By appropriately designing, the reflected waves of the radio waves V 1, H 1, and V 2 incident from the input terminal P 1 can be kept small.
  • the input terminal P Even if the frequency interval between the incoming radio waves V 1 (HI) and V 2 is wide (f 2 ⁇ ⁇ 2 X f 1), the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type Due to the vertical symmetry (symmetry with respect to the A-A 'plane in FIG.
  • the above-described waveguide group duplexer is simply divided into two at the ⁇ —A ′ plane in FIG. It has a quasi-planar circuit structure that can be formed by excavating from the surface, which has the effect of making it easy to reduce the size and cost.
  • FIG. 3 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 2 of the present invention.
  • reference numeral 21 denotes two coupling holes arranged side by side on one side wall surface of the square waveguide 2
  • 22 denotes a branch waveguide composed of the square waveguide 2 and two coupling holes 21. It is a wave tube type polarizer.
  • the first embodiment includes a branching waveguide type polarization splitter 4 composed of a square waveguide 2 and one coupling hole 3.
  • the embodiment 2 includes a branch waveguide type polarization splitter 22 instead of the branch waveguide type polarization splitter 4 in FIG.
  • the configuration is the same as the configuration shown in FIG. 2 of the first embodiment.
  • the radio waves V 1 and V 2 incident from the input terminal P 1 are further coupled to the waveguide type bandpass filter 8 in the branching waveguide type polarization splitter 22 having two coupling holes 21. Due to the enhanced blocking effect, the light propagates through the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 without being coupled to the two coupling holes 21.
  • the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 22 and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 have the same structure. Due to the symmetry, within the square waveguide 2, an effect that a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the waveguide group demultiplexer is simply divided into two at the plane A--A in FIG. 3, and all the constituent circuits are composed of two metal elements. It has a quasi-planar circuit structure that can be formed by excavating the block from the surface, and the effect of easily reducing the size and cost can be obtained.
  • FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 3 of the present invention.
  • reference numeral 23 denotes a thin metal plate inserted into the square waveguide 2
  • reference numeral 24 denotes a branched waveguide formed by the square waveguide 2, one coupling hole 3, and the thin metal plate 23. It is a polarization splitter.
  • the first embodiment includes a branching waveguide type polarization splitter 4 composed of a square waveguide 2 and one coupling hole 3.
  • a branch waveguide type polarization splitter 24 is provided in place of the branch waveguide type polarization splitter 4 in FIG.
  • the configuration is the same as the configuration shown in FIG. 2 of the first embodiment.
  • the radio wave H 1 incident from the input end P 1 forms a standing wave due to the blocking effect of the metal thin plate 23, and is coupled to the basic mode of the rectangular waveguide 5 by the coupling hole 3, and is guided.
  • the light exits from the output terminal P 3 through the tubular bandpass filter 8. Since the frequency characteristics of the cutoff effect of the thin metal plates 23 are more stable than the frequency characteristics of the cutoff effect of the rectangular waveguide multi-stage transformer 9, better reflection characteristics and isolation characteristics between polarizations are obtained over a wider band. Have.
  • the upper and lower structures of the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 24 and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 are described. Very good reflection in the square waveguide 2 due to symmetry The advantage is that a high-performance waveguide group duplexer having characteristics and inter-polarization isolation characteristics can be realized.
  • the frequency characteristic of the cutoff effect of the thin metal plate 23 with respect to the radio wave H 1 is stable, the reflection characteristic and the inter-polarization isolation are improved over a wider band.
  • the effect is that a high-performance waveguide group duplexer having characteristics can be realized.
  • the waveguide group branching filter is divided into two at the plane A--A in FIG. Since the constituent circuit has a pseudo-planar circuit structure that can be formed by excavating two metal blocks from the surface, an effect that size reduction and cost reduction can be easily achieved is obtained.
  • FIG. 5 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 4 of the present invention.
  • reference numeral 25 denotes a square waveguide 2, two coupling holes 21 provided side by side on one side wall surface of the square waveguide 2, and a metal thin plate 2 inserted into the square waveguide 2.
  • It is a branching waveguide type polarization splitter composed of
  • the first embodiment includes a branching waveguide type polarization splitter 4 composed of a square waveguide 2 and one coupling hole 3.
  • a branch waveguide type polarization splitter 25 is provided in place of the branch waveguide type polarization splitter 4 in FIG.
  • the configuration is the same as the configuration shown in FIG. 2 of the first embodiment.
  • the radio waves V 1 and V 2 incident from the input terminal P 1 are further coupled to the waveguide type bandpass filter 8 in the branching waveguide type polarization splitter 25 having two coupling holes 21. Due to the enhanced blocking effect, it does not combine with the binding hole 21 , Propagating in the rectangular waveguide multistage transformer 9.
  • the radio wave H 1 incident from the input end P 1 forms a standing wave due to the shielding effect of the thin metal plate 23, and is coupled to the fundamental mode of the rectangular waveguide 5 by two coupling holes 21. Then, the light passes through the waveguide bandpass filter 8 and is output from the output terminal P3. Since the frequency characteristics of the cutoff effect of the thin metal plates 23 are more stable than the frequency characteristics of the cutoff effect of the rectangular waveguide multi-stage transformer 9, it has better reflection characteristics and better polarization isolation characteristics over a wider band. .
  • the upper and lower structures of the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 are described. Due to the symmetry, within the square waveguide 2, an effect that a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the waveguide-type band-pass filter 8 for the radio waves V 1 and V 2 in the branching waveguide-type polarization splitter 25 having two coupling holes 21 is provided. Since the cutoff effect is enhanced and the frequency characteristics of the cutoff effect of the metal sheet 23 are stable against the radio wave HI, a high frequency band having good reflection characteristics and polarization isolation characteristics over a wide band. The effect that a high-performance waveguide group duplexer can be realized is obtained.
  • FIG. 6 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 5 of the present invention.
  • 26 is a circular waveguide
  • 27 is a dielectric plate inserted into the circular waveguide
  • 28 is a circular waveguide 26 and a dielectric plate 27.
  • This is a circular polarization generator connected to a circular-square waveguide multi-stage transformer 1.
  • Embodiment 4 described above the case where the radio waves V1, V2, and H1 incident from the input terminal P1 can be vertically polarized and horizontally polarized has been described.
  • a circularly polarized wave generator 28 is added to the waveguide group demultiplexer shown in FIG. 5 of the fourth embodiment, and this circularly polarized wave generator 28 has an input terminal. It is designed to cope with the case where radio waves V 1, V 2 and H 1 incident from P 1 are right-handed circularly polarized and left-handed circularly polarized.
  • the circularly polarized wave generator 28 is added to the waveguide group duplexer of the fourth embodiment, but the waveguide group duplexer of the first to third embodiments is added. In addition, a circular polarization generator 28 may be added.
  • the circular polarization generator 28 can cope with the case where the radio waves VI, V 2 and H 1 are right-handed and left-handed. The effect is obtained.
  • the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 have the following vertical symmetry.
  • the waveguide-type bandpass filter 8 for the radio waves V 1 and V 2 in the branching waveguide-type polarization splitter 25 having two coupling holes 21 is provided.
  • the blocking effect is enhanced, and the frequency characteristics of the blocking effect of the metal sheet 23 for radio wave HI are stable, so a wider band
  • an effect is obtained that a high-performance waveguide group duplexer having good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the waveguide group duplexer is simply divided into two at the AA ′ plane in FIG. Since the constituent circuit has a pseudo-planar circuit structure that can be formed by excavating two metal blocks from the surface, an effect that size reduction and cost reduction can be easily achieved is obtained.
  • FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 6 of the present invention.
  • 29a is a plurality of metal columns loaded along the tube axis on the side wall surface inside the circular waveguide 26
  • 29b is the metal column 29a and the circular waveguide 2a.
  • Reference numeral 6 denotes a plurality of metal columns mounted at positions facing each other with the tube axis interposed therebetween
  • reference numeral 30 denotes a circularly polarized wave generator composed of a circular waveguide 26 and metal columns 29a and 29b. It is.
  • Embodiment 5 includes a circularly polarized wave generator 28 composed of a circular waveguide 26 and a dielectric plate 27.
  • a circularly polarized wave generator 30 is provided in place of the circularly polarized wave generator 28 of FIG. 6, and other configurations are the same as those of the fifth embodiment. This is equivalent to the configuration shown in the figure.
  • the circular polarization generator 30 can cope with the case where the radio waves V1, V2, and H1 incident from the input terminal P1 are right-handed and left-handed.
  • the circularly polarized wave generator 30 is added to the waveguide group duplexer of the fourth embodiment, but the waveguide group duplexer of the first to third embodiments is added.
  • a circular polarization generator 30 may be added.
  • the circular polarization generator 30 As described above, according to the sixth embodiment, the circular polarization generator 30 thus, an effect is obtained in which the radio waves VI, V2, and H1 can cope with right-handed circular polarization and left-handed circular polarization.
  • the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 have the following vertical symmetry.
  • the square waveguide 2 an effect that a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized is obtained.
  • the waveguide-type band-pass filter for the radio waves V 1 and V 2 in the branching waveguide-type polarization splitter 25 having two coupling holes 21 is enhanced, and the frequency characteristics of the shielding effect of the metal thin plate 23 against radio wave HI are stable, so that it has good reflection characteristics and polarization isolation characteristics over a wide band.
  • the effect that a high-performance waveguide group duplexer can be realized is obtained.
  • the waveguide group splitter is simply divided into two at the plane A--A in FIG. Since the constituent circuit has a pseudo-planar circuit structure that can be formed by excavating two metal blocks from the surface, an effect that size reduction and cost reduction can be easily achieved is obtained.
  • FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 7 of the present invention.
  • 31a is a plurality of side grooves arranged along the tube axis direction on the side wall surface of the circular waveguide 26, and 31b is the side groove 31a and the tube axis of the circular waveguide 26.
  • a plurality of side grooves are arranged at positions facing each other with a circle therebetween.
  • Reference numeral 32 denotes a circularly polarized wave generator constituted by a circular waveguide 26 and side grooves 3 la and 31 b.
  • Embodiment 5 includes a circularly polarized wave generator 28 composed of a circular waveguide 26 and a dielectric plate 27, as shown in FIG. As shown in FIG.
  • a circularly polarized wave generator 32 is provided in place of the circularly polarized wave generator 28 in FIG. 6, and the circularly polarized wave generator 32 It is possible to cope with the case where the radio waves V 1, V 2 and H 1 incident from the end P 1 are right-handed circularly polarized light and left-handed circularly polarized light.
  • the circularly polarized wave generator 32 is added to the waveguide group duplexer of the fourth embodiment, but the waveguide group duplexer of the first to third embodiments is added. Alternatively, a circular polarization generator 32 may be added.
  • the circular polarization generator 32 can cope with the case where the radio waves VI, V 2 and H 1 are right-handed and left-handed. The effect is obtained.
  • the seventh embodiment due to the vertical symmetry of the structure of the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9, Within the square waveguide 2, there is obtained an effect that a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the waveguide group branching filter is divided into two at the plane A_A in FIG. Component circuit formed by excavating two metal blocks from the surface It has a quasi-planar circuit structure that can be used, and it is possible to obtain an effect that size reduction and cost reduction can be easily achieved.
  • FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 8 of the present invention.
  • reference numeral 33 denotes a rectangular waveguide E-plane T-branch circuit connected to the branch end of the branch waveguide type polarizer 25, and reference numeral 34 denotes a branch of the rectangular waveguide E-plane T-branch circuit 33.
  • a rectangular waveguide connected to the end, 35 is n + 1 iris-shaped coupling holes loaded in the rectangular waveguide 34
  • 36 is n + 1 in the rectangular waveguide 34
  • N rectangular cavity resonators delimited by the iris-shaped coupling holes 35 of the above
  • 37 are rectangular waveguides 34, n + 1 iris-shaped coupling holes 35 and the n rectangular cavities
  • reference numeral 38 denotes a rectangular waveguide connected to one end of the rectangular waveguide E-plane T-branch circuit 33
  • reference numeral 39 denotes m + 1 of the rectangular waveguide 38
  • the iris-shaped coupling holes 40 are m rectangular cavity resonators separated by m + 1 iris-shaped coupling holes 39 in the rectangular waveguide 38, and 41 is a rectangular waveguide.
  • Waveguide tube 38, m + 1 iris-shaped coupling hole 39 and m rectangular cavity resonators 40 Waveguide bandpass filter (fourth waveguide bandpass Phil), P5 is the output end.
  • Other configurations are the same as in Embodiment 4.
  • Embodiment 4 described above the three types of radio waves V 1, V 2 and H 1 incident from the input terminal P 1 can be group-separated, but in Embodiment 8 this embodiment is shown in FIG. Instead of the waveguide band-pass filter 8 in Fig. 5, a rectangular waveguide E-plane T-branch circuit 33, a waveguide band-pass filter 37 and a waveguide band-pass filter 37 are used. It is equipped with 4 1.
  • the radio wave V 1 having a polarization plane perpendicular to the branch plane of the branching waveguide polarizer 25 at the frequency band: 1 incident from the input terminal PI is emitted from the output terminal P 2
  • a radio wave H1 having a polarization plane parallel to the branch plane of the branching waveguide type polarization splitter 25 is emitted from the output terminal P3.
  • the radio wave V2 having the same polarization as the radio wave VI in the frequency band f2 higher than the frequency band: 1 is emitted from the output terminal P4, and the branch waveguide type polarization splitter in the frequency band f2.
  • a radio wave H 2 (fourth radio wave) having a plane of polarization that is horizontal to the branch surface of the device 25 is emitted from the output terminal P 5.
  • the waveguide group duplexer according to the eighth embodiment can group-divide a total of four types of radio waves.
  • four types of radio waves are group-demultiplexed using the waveguide group branching filter of Embodiment 4 as a pace.
  • a configuration may be employed in which four types of radio waves are group-divided based on the waveguide group branching filters of 5 to 7.
  • the eighth embodiment it is possible to cope with the case where the incoming or outgoing radio waves are in the two orthogonally polarized waves and two frequency bands, and it is possible to group-divide four types of radio waves. can get.
  • the eighth embodiment due to the vertical symmetry of the structures of the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9, Within the square waveguide 2, there is obtained an effect that a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the waveguide band-pass filter 8 for the radio waves V 1 and V 2 in the branch waveguide type polarization splitter 25 provided with two coupling holes 21 is provided. Since the cutoff effect is enhanced, and the frequency characteristics of the cutoff effect by the metal thin plate 23 are stable against the radio waves HI and H2, good reflection characteristics and polarization isolation characteristics over a wide band are further improved. This has the effect of realizing a high-performance waveguide group duplexer. Further, except for the thin metal plate 23, the waveguide group duplexer is divided into two at the A--A 'plane in FIG. Since the constituent circuit has a pseudo-planar circuit structure that can be formed by excavating two metal blocks from the surface, the effect of easily reducing the size and cost can be obtained.
  • FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 9 of the present invention.
  • 42 is 2 m + 2 boss-type coupling holes loaded in the rectangular waveguide
  • 43 is 2 m + 2 boss-type couplings in the rectangular waveguide 11
  • M square cavity resonators delimited by holes 42, 44 are rectangular waveguides 11, 2 m + 2 boss-coupled holes 42 and m square cavity resonators 43
  • reference numeral 45 denotes 2 n +2 boss-shaped coupling holes loaded in the rectangular waveguide
  • 46 denotes 2 n +2 bosses in the rectangular waveguide
  • N rectangular cavity resonators separated by the boss-shaped coupling holes 45 of the rectangular waveguide, 47 are rectangular waveguides 15, 2 n +2 boss-shaped coupling holes 45 and n rectangular cavities This is a waveguide band-pass filter composed of a trunk resonator 46.
  • a waveguide composed of a rectangular waveguide 11, m + 1 iris-shaped coupling holes 12 and m rectangular cavities 13 is provided.
  • Waveguide-type band-pass filter 14, rectangular waveguide 15, n + 1 iris-type coupling hole 16 and n-waveguide-type band composed of n rectangular cavity resonators 17 This embodiment 9 includes a pass band filter 18 and a waveguide band pass filter 14 shown in FIG. 5, as shown in FIG. Waveguide type band-pass filter And a waveguide band-pass filter 47, and the other configuration is the same as the configuration shown in FIG. 4 of the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the boss-type coupling hole 42 and the rectangular cavity 43 in the waveguide band-pass filter 44.
  • a boss provided in the rectangular waveguide 11 forms a boss-shaped coupling hole 42.
  • the number of post-shaped coupling holes 42 is 2 m + 2
  • the waveguide bandpass filters 47 the waveguide bandpass filters 14 and 18 of the fourth embodiment are replaced with waveguide bandpass filters 44 and 47.
  • Waveguide bandpass filters 1 4 and 18 of 1-3 and 5-8 may be replaced with waveguide bandpass filters 4 4 and 47.
  • the thin metal plate 23 is removed by the waveguide bandpass filters 44 and 47.
  • the waveguide bandpass filters 44 and 47 When all the constituent circuits are formed by excavating two metal blocks from the surface in the divided state, there is no place where R is unavoidable in excavation processing, and the effect that the design accuracy can be improved can get.
  • the number of square cavity resonators 43, 46 can be reduced by installing a boss at the center of rectangular waveguides 11, 15, where the electric field strength is high. The effect is obtained that the attenuation characteristics on the lower side of the pass band can be made steeper without increasing the frequency.
  • the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 have upper and lower symmetries. , High-performance waveguide group duplexer with very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics within the square waveguide 2 The effect that it can be obtained is obtained.
  • the waveguide-type bandpass filter for the radio waves V 1 and V 2 in the branching waveguide-type polarization splitter 25 having two coupling holes 21 is provided.
  • the frequency characteristics of the cutoff effect of the metal thin plate 23 are stable against radio waves HI, so that it has good reflection characteristics and polarization isolation characteristics over a wide band. The effect that a high-performance waveguide group duplexer can be realized is obtained.
  • the waveguide group duplexer is divided into two at the A--A 'plane in FIG. Since the constituent circuit has a pseudo-planar circuit structure that can be formed by excavating two metal blocks from the surface, the effect of easily reducing the size and cost can be obtained.
  • FIG. 12 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 10 of the present invention.
  • 19 is a total of 3 m + 3 double-bossed coupling holes loaded in the rectangular waveguide 11
  • 48 is 3 m + 3 double-bossed couplings in the rectangular waveguide 11 M square cavity resonators separated by holes
  • 49 are rectangular waveguides 11, 3 m + 3 double-bossed coupling holes 19 and m square cavity resonators 48
  • 50 is a total of 3 n + 3 double-bossed coupling holes loaded in the rectangular waveguide 15, and 51 is 3 n + 3 holes in the rectangular waveguide 15.
  • N rectangular cavity resonators delimited by double-both coupling holes 50 of 50, 52 are rectangular waveguides 15, 3n + 3 double-post coupling holes 50 and n rectangular cavities Waveguide type bandpass filter composed of trunk resonator 51 It is.
  • a waveguide composed of a rectangular waveguide 11, m + 1 iris-shaped coupling holes 12 and m rectangular cavities 13 is provided.
  • This embodiment 10 is provided with a band-pass filter 18 as shown in FIG. 12 and a waveguide-type band-pass filter 14 and a waveguide-type band-pass filter shown in FIG.
  • a waveguide type bandpass filter 49 and a waveguide type bandpass filter 52 are provided.
  • Other configurations are shown in FIG. 5 of the fourth embodiment. It is equivalent to the configuration.
  • FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the double-boss type coupling hole 19 and the rectangular cavity resonator 48 in the waveguide type bandpass filter 49.
  • a double post-shaped coupling hole 19 is formed by a double post provided in the rectangular waveguide 11.
  • the number of double-boss type coupling holes 19 is 3 m + 3
  • the number of rectangular cavity resonators 48 is m
  • waveguide bandpass filters 14 and 18 of the fourth embodiment are replaced with waveguide bandpass filters 49 and 52.
  • Waveguide band-pass filters 14 and 18 of 1-3 and 5-8 may be replaced with waveguide band-pass filters 49 and 52.
  • the double-bossed coupling holes 19 can be provided also in the center portions of the rectangular waveguides 11 and 15 where the electric field distribution is dense, so that Since the diameter can be made relatively large, the effect of facilitating the application can be obtained.
  • the tenth embodiment according to the vertical symmetry of the structures of the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9, In the square waveguide 2, there is obtained an effect that a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the waveguide-type band-pass filter for radio waves V 1 and V 2 in the branching-waveguide-type polarization splitter 25 provided with two coupling holes 21 is provided. 8 has an enhanced blocking effect, and the frequency characteristics of the blocking effect of the metal sheet 23 are stable against radio wave HI, so that it has better reflection characteristics and better polarization isolation characteristics over a wider band. The effect that a high-performance waveguide group duplexer can be realized is obtained.
  • the waveguide group splitter is only divided into two at the plane A--A in FIG.
  • the constituent circuit has a quasi-planar circuit structure that can be formed by excavating two metal blocks from the surface, and the effect of easily reducing the size and cost can be obtained.
  • FIG. 14 is a schematic configuration diagram of a waveguide group duplexer according to Embodiment 11 of the present invention.
  • 53 is connected to the branch end of the branch waveguide type polarizer / demultiplexer 25, and is a waveguide type low pass band composed of a corrugated rectangular waveguide.
  • Overfill filter, 54 is a rectangular waveguide H-plane, connected to one end of T-branch circuit 10, and a waveguide type high-pass filter composed of a step-like rectangular waveguide, 55 is a square waveguide.
  • Waveguide ⁇ plane ⁇ Branch circuit This is a waveguide low-pass filter connected to the branch end of the 10 and composed of a corrugated rectangular waveguide.
  • a waveguide-type bandpass filter 8 composed of a rectangular waveguide 5, a coupling hole 3, ⁇ iris-type coupling holes 6 and a rectangular cavity 7, and a rectangular Waveguide 11 1, m + 1
  • a waveguide-type band-pass filter 18 composed of 5, n + 1 iris-shaped coupling holes 16 and n rectangular cavity resonators 17 is provided.
  • the configuration is replaced by the waveguide band-pass filter 8, the waveguide band-pass filter 14 and the waveguide band-pass filter 18 in Fig. 5.
  • Embodiment This is equivalent to the configuration shown in Fig. 5 in Fig. 4.
  • the waveguide group branching filter of the fourth embodiment is used as a base, and a waveguide-type low-pass filter 53 and a waveguide-type high-pass filter 53 are used.
  • the waveguide type low-pass filter 55 but the waveguide group duplexers of Embodiments 1 to 3 and 5 to 7 above are used as paces, and the waveguide type low-pass filter is used. It may be composed of a filter 53, a waveguide type high-pass filter 54, and a waveguide type low-pass filter 55.
  • the waveguide group branching filter of the eighth embodiment may be constituted by two waveguide type low-pass filters and two waveguide type high-pass filters using a pace. .
  • the waveguide-type low-pass filter 53, 55 is composed of a corrugated rectangular waveguide, and the waveguide-type high-pass filter is formed.
  • 54 is composed of a step-shaped rectangular waveguide, but the waveguide-type low-pass filter 53, 55 and the waveguide-type high-pass filter 54 are corrugated. Alternatively, it may be constituted by any stepped rectangular waveguide. The same applies to the waveguide group duplexer based on the waveguide group duplexer of the eighth embodiment.
  • the structure of the circular-square waveguide multi-stage transformer 1, the branch waveguide type polarization splitter 25, and the rectangular waveguide multi-stage transformer 9 is described. Due to the vertical symmetry, within the square waveguide 2, an effect is obtained that a high-performance waveguide group duplexer having very good reflection characteristics and polarization isolation characteristics can be realized.
  • the shielding effect of (3) is enhanced, and the frequency characteristics of the shielding effect of the metal thin plate (2) for radio wave HI are stable, so that it has better reflection characteristics and polarization isolation characteristics over a wider band.
  • the effect that a high-performance waveguide group duplexer can be realized is obtained.
  • the waveguide group splitter is only divided into two at the plane A--A in FIG.
  • the configuration circuit has a quasi-planar circuit structure that can be formed by excavating two metal blocks from the surface, and the effect of easily reducing the size and cost can be obtained.
  • a waveguide-type low-pass filter 53 composed of a corrugated rectangular waveguide and a waveguide composed of a step-shaped rectangular waveguide are provided.
  • the waveguide group duplexer according to the present invention is used in the VHF band, the UHF band, the microwave band, and the millimeter wave band, and can be easily reduced in size and inexpensive. It is suitable for obtaining a high-performance waveguide group branching filter.

Landscapes

  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

明 細 導波管群分波器 技術分野
この発明は、 主として VHF帯、 UHF帯、 マイクロ波帯及びミ リ波 帯で用いられる導波管群分波器に関するものである。 背景技術
第 1図は例えば J . Uh e r, J . B o r n emann, U . R o s e n b e r g, "Wav e gu i d e C omp o n e n t s f o r
An t e nn a F e e d S y s t ems ： T h e o r y an d
CAD，， ， AR TE CH HOU S E I N C. , p p. 4 1 3 - 4 18 , 1 9 9 3に示された従来の導波管群分波器を示す斜視図である。 図において、 6 1は正方形主導波管、 6 2 aは正方形主導波管 6 1の向 かい合う 2つの側壁面の対称な位置に同一形状で 1つずつ設けられた結 合孔、 6 2 bは正方形主導波管 6 1の結合孔 6 2 aの設けられた側壁面 以外の向かい合う 2つの側壁面の対称な位置に同一形状で 1つずつ設け られた結合孔である。
また、 第 1図において、 6 3 aは結合孔 6 2 aを介して正方形主導波 管 6 1の管軸と直角をなす方向に分岐する 2つの導波管形低域通過フィ ル夕、 6 3 bは結合孔 6 2 bを介して正方形主導波管 6 1の管軸と直角 をなす方向に分岐する 2つの導波管形低域通過フィル夕である。 P 1は 正方形主導波管 6 1の入力端、 P 2は正方形主導波管 6 1の出力端、 6 4は出力端 P 2に接続され、 かつ、 2段の正方形導波管ステップから構 成される導波管形高域通過フィル夕である。 次に動作について説明する。
いま、 正方形主導波管 6 1の入力端 P 1より 2つの異なる周波数帯に て各々直交する 2つの偏波からなる計 4種類の電波が入射されたとする 。 これらの電波の中の低周波数帯にて導波管形低域通過フィル夕 6 3 a の管軸と垂直をなす偏波面をもつ電波の基本モ一ドすなわち T E 1 0モ ―ドは、 導波管形高域通過フィル夕 6 4の遮断効果により全反射して正 方形主導波管 6 1内で定在波をなし、 結合孔 6 2 aにより対向する導波 管形低域通過フィル夕 6 3 aの基本モ一ドに等しく結合し、 導波管形低 域通過フィル夕 6 3 a中を伝搬していく。
また、 低周波数帯にて導波管形低域通過フィル夕 6 3 bの管軸と垂直 をなす偏波面をもつ電波の基本モードすなわち T E 0 1モードは、 同様 に、 導波管形高域通過フィル夕 6 4の遮断効果により全反射して正方形 主導波管 6 1内で定在波をなし、 結合孔 6 2 bにより対向する 2つの導 波管形低域通過フィル夕 6 3 bの基本モードに等しく結合し、 導波管形 低域通過フィル夕 6 3 b中を伝搬していく。 さらに、 入射する計 4種類 の電波の中の高周波数帯の互いに直交する偏波をもつ 2つの電波は、 導 波管形低域通過フィル夕 6 3 a , 6 3 bの遮断効果により、 結合孔 6 2 a , 6 2 bとはほとんど結合することなく、 導波管形高域通過フィル夕 6 4中を伝搬して出力端 P 2より出射する。
ここで、 結合孔 6 2 a， 6 2 bの大きさと位置を適切に設計すること により、 入力端 P 1 より入射された低周波数帯の電波の反射波は小さく 抑えられ、 また、 導波管形高域通過フィル夕 6 4の各ステップの導波管 径及びステツプ間隔を適切に設計することにより、 入力端 P 1より入射 された高周波数帯の電波の反射波は小さく抑えられる。
従来の導波管群分波器はこのように構成されていることにより、 入力 端 P 1より入射する 2つの周波数帯の間隔が広い場合でも、 回路構造の 上下及び左右の対称性により、 正方形主導波管 6 1内の分岐部 （結合孔 6 2 a , 6 2 b付近） において、 T E 1 1あるいは T M 1 1モードに代 表されるような結合孔相互の不要結合に大きく寄与する高次モードの発 生が完全に抑圧されるため、 非常に良好な反射特性及び偏波間アイソレ ーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現できる。
従来の導波管群分波器は以上のように構成されるので、 対向する 2つ の導波管形低域通過フィル夕 6 3 aに分離された同一偏波の電波を合成 する合成回路 （図示せず） と、 同様に 2つの導波管形低域通過フィル夕 6 3 bに分離された同一偏波の電波を合成する合成回路 （図示せず） と が必要となって、 回路全体が非常に大きくなり、 小形化が困難であると いう課題があった。 また、 回路全体が立体的に構成されるため、 各コン ポ一ネントを一体構造にて製作することが容易ではなく、 低廉化が困難 であるという課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、 小型 化及び低廉化が容易に図ることができる高性能な導波管群分波器を得る ことを目的としている。 発明の開示
この発明に係る導波管群分波器は、 入力端に接続された円形一正方形 導波管多段変成器と、 円形一正方形導波管多段変成器に接続された分岐 導波管形偏分波器と、 分岐導波管形偏分波器の分岐端に接続された第 1 の導波管形帯域通過フィル夕と、 分岐導波管形偏分波器の一端に接続さ れた方形導波管多段変成器と、 方形導波管多段変成器に接続された方形 導波管 H面 T分岐回路と、 方形導波管 H面 T分岐回路に接続された第 2 及び第 3の導波管形帯域通過フィル夕とを備え、 円形一正方形導波管多 段変成器、 分岐導波管形偏分波器、 方形導波管多段変成器、 方形導波管 H面 T分岐回路、 並びに第 1 , 第 2及び第 3の導波管形帯域通過フィル 夕よりな,る構成回路を、 2つの金属ブロックを表面から掘削することに より形成し、 第 1の周波数帯にて上岐導波管形偏分波器の分岐面と垂直 をなす偏波面をもつ第 1の電波と、 第 1の周波数帯にて分岐導波管形偏 分波器の分岐面と水平をなす偏波面をもつ第 2の電波と、 第 1の周波数 帯より高い第 2の周波数帯にて第 1の電波と同じ偏波面をもつ第 3の電 波を、 入力端に入射し、 第 1の電波を第 3の導波管形帯域通過フィル夕 から出射し、 第 2の電波を第 1の導波管形帯域通過フィル夕から出射し 、 第 3の電波を第 2の導波管形帯域通過フィル夕から出射するものであ る。
このことによって、 非常に良好な反射特性及び偏波間アイソレ一ショ ン特性を有する高性能な導波管群分波器を実現できると共に、 小形化及 び低廉化が容易に図れるという効果を奏する。 _
この発明に係る導波管群分波器は、 分岐導波管形偏分波器を、 正方形 導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で分岐導波管形偏分波器の 分岐端に設けられた 1つの結合孔により構成したものである。
このことによって、 非常に良好な反射特性及び偏波閬アイソレーショ ン特性を有する高性能な導波管群分波器を実現できるという効果を奏す る。
この発明に係る導波管群分波器は、 分岐導波管形偏分波器を、 正方形 導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で分岐導波管形偏分波器の 分岐端に設けられた 2つの結合孔により構成したものである。
このことによって、 さらに良好な反射特性及び偏波間アイソレーショ ン特性を有する高性能な導波管群分波器を実現できるという効果を奏す る o
この発明に係る導波管群分波器は、 分岐導波管形偏分波器を、 正方形 導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で分岐導波管形偏分波器の 分岐端に設けられた 1つの結合孔と、 正方形導波管内に挿入された金属 薄板により構成したものである。
このことによって、 さらに広帯域にわたって良好な反射特性及び偏波 間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現できる という効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 分岐導波管形偏分波器を、 正方形 導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で分岐導波管形偏分波器の 分岐端に設けられた 2つの結合孔と、 正方形導波管内に挿入された金属 薄板により構成したものである。
このことによって、 さらに広帯域にわたって良好な反射特性及び偏波 間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現できる という効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 入力端と円形—正方形導波管多段 変成器間に接続され、 円形導波管と、 この円形導波管に挿入された誘電 体板により構成された円偏波発生器を備え、 この円偏波発生器を含む構 成回路を、 2つの金属プロックを表面から掘削することにより形成した ものである。
このことによって、 入力端に入射された電波が右旋円偏波及び左旋円 偏波となる場合に対応できると共に、 小形化及び低廉化が容易に図れる という効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 入力端と円形一正方形導波管多段 変成器間に接続され、 円形導波管と、 この円形導波管の側壁面に装荷さ れた複数の金属柱により構成された円偏波発生器を備え、 この円偏波発 生器を含む構成回路を、 2つの金属プロックを表面から掘削することに より形成したものである。 このことによって、 入力端に入射された電波が右旋円偏波及び左旋円 偏波となる場合に対応できると共に、 小形化及び低廉化が容易に図れる という効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 入力端と円形一正方形導波管多段 変成器間に接続され、 円形導波管と、 この円形導波管の側壁面に配列さ れた複数の側溝により構成された円偏波発生器を備え、 この円偏波発生 器を含む構成回路を、 2つの金属プロックを表面から掘削することによ り形成したものである。
このことによって、 入力端に入射された電波が右旋円偏波及び左旋円 偏波となる場合に対応できると共に、 小形化及び低廉化が容易に図れる という効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 第 1の導波管形帯域通過フィル夕 を、 n個の方形空胴共振器と n個のアイ リス形結合孔により構成し、 第 2の導波管形帯域通過フィル夕を、 m個の方形空胴共振器と m + 1個の アイ リス形結合孔により構成し、 第 3の導波管形帯域通過フィル夕を、 n個の方形空胴共振器と n + 1個のアイ リス形結合孔により構成したも のである。
このことによって、 良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性 を有する高性能な導波管群分波器を実現できるという効果を奏する。 . この発明に係る導波管群分波器は、 第 2の導波管形帯域通過フィル夕 を、 m個の方形空胴共振器と 2 m + 2個のボス ト形結合孔により構成し 、 あるいは、 第 3の導波管形帯域通過フィル夕を、 n個の方形空胴共振 器と 2 n + 2個のボス ト形結合孔により構成したものである。
このことによって、 金属ブロックを表面から掘削することにより形成 する際に、 掘削加工上避け得ない Rが付加される個所が無くなり、 設計 精度を高くできると共に、 通過帯域の低域側の減衰特性をより急峻にす ることができるという効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 第 2の導波管形帯域通過フィル夕 を、 m個の方形空胴共振器と 3 m + 3個のダブルボス ト形結合孔により 構成し、 あるいは、 第 3の導波管形帯域通過フィルタを、 n個の方形空 胴共振器と 3 n + 3個のダブルボス ト形結合孔により構成したものであ
^> o
このことによって、 金属プロックを表面から掘削することにより形成 する際に、 掘削加工上避け得ない Rが付加される個所が無くなり、 設計 精度を高くできると共に、 加工が容易となるという効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 第 1又は第 3の導波管形帯域通過 フィル夕のいずれかを、 コルゲート状又はステップ状の方形導波管によ り構成された導波管形低域通過フィル夕に代えたものである。
このことによって、 さらに小形な導波管群分波器が実現できるという 効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 第 2の導波管形帯域通過フィル夕 を、 コルゲート状又はステツプ状の方形導波管により構成された導波管 形高域通過フィル夕に代えたものである。
このことによって、 さらに小形な導波管群分波器が実現できるという 効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 分岐導波管形偏分波器の分岐端と 第 1の導波管形帯域通過フィル夕間に接続された方形導波管 E面 T分岐 回路と、 この方形導波管 E面 T分岐回路に接続された第 4の導波管形帯 域通過フィル夕とを備え、 方形導波管 E面 T分岐回路と第 4の導波管形 帯域通過フィル夕を含む構成回路を、 2つの金属ブロックを表面から掘 削することにより形成し、 第 2の周波数帯にて第 2の電波と同じ偏波面 をもつ第 4の電波を入力端に入射し、 第 4の電波を第 4の導波管形帯域 通過フィル夕から出射するものである。
このことによって、 4種類の電波を群分波することができると共に、 非常に良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性を有する高性能 な導波管群分波器を実現でき、 小形化及び低廉化が容易に図れるという 効果を奏する。
この発明に係る導波管群分波器は、 第 1及び第 3の導波管形帯域通過 フィル夕を、 n個の方形空胴共振器と n + 1個のアイ リス形結合孔によ り構成し、 第 2及び第 4の導波管形帯域通過フィル夕を、 m個の方形空 胴共振器と m + 1個のアイ リス形結合孔により構成したものである。
このことによって、 良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性 を有する高性能な導波管群分波器を実現できるという効果を奏する。 この発明に係る導波管群分波器は、 第 4の導波管形帯域通過フィル夕 を、 コルゲート状又はステップ状の方形導波管により構成された導波管 形高域通過フィル夕に代えたものである。
このことによって、 さらに小形な擬似平面回路構造を有する導波管群 分波器が実現できるという効果を奏する。 図面の簡単な説明
第 1図は、 従来の導波管群分波器の概略構成図である。
第 2図は、 この発明の実施の形態 1による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 3図は、 この発明の実施の形態 2による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 4図は、 この発明の実施の形態 3による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 5図は、 この発明の実施の形態 4による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 6図は、 この発明の実施の形態 5による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 7図は、 この発明の実施の形態 6による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 8図は、 この発明の実施の形態 7による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 9図は、 この発明の実施の形態 8による導波管群分波器の概略構成 図である。
第 1 0図は、 この発明の実施の形態 9による導波管群分波器の概略構 成図である。
第 1 1図は、 この発明の実施の形態 9による導波管形帯域通過フィル 夕におけるボス ト形結合孔と方形空胴共振器との関係を示す図である。 第 1 2図は、 この発明の実施の形態 1 0による導波管群分波器の概略 構成図である。
第 1 3図は、 この発明の実施の形態 1 0による導波管形帯域通過フィ ル夕におけるダブルボス ト形結合孔と方形空胴共振器との関係を示す図 である。
第 1 4図は、 この発明の実施の形態 1 1による導波管群分波器の概略 構成図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明をより詳細に説明するために、 この発明を実施するた めの最良の形態について、 添付の図面に従ってこれを説明する。
実施の形態 1 .
第 2図はこの発明の実施の形態 1による導波管群分波器の概略構成図 である。 第 2図において、 1は円形—正方形導波管多段変成器、 2は円 形一正方形導波管多段変成器 1の一端に接続された正方形導波管、 3は 正方形導波管 2の 1つの側壁面に設けられた 1つの結合孔、 4は正方形 導波管 2 と結合孔 3とから構成される分岐導波管形偏分波器、 5は分岐 導波管形偏分波器 4の分岐端に接続され、 かつ、 E面ベン ド部をもつ方 形導波管、 6は方形導波管 5内に装荷された n個 （nは 1以上の整数） のアイ リス形結合孔、 7は方形導波管 5内において結合孔 3及び n個の 結合孔 6によって区切られた n個の方形空胴共振器、 8は方形導波管 5 , 結合孔 3， アイ リス形結合孔 6及び方形空胴共振器 7により構成され る導波管形帯域通過フィル夕 （第 1の導波管形帯域通過フィル夕） であ る。
また、 第 2図において、 9は分岐導波管形偏分波器 4の一端に接続さ れた方形導波管多段変成器、 1 0は方形導波管多段変成器 9に接続され た方形導波管 H面 T分岐回路、 1 1は方形導波管 H面 T分岐回路 1 0の 一端に接続された方形導波管、 1 2は方形導波管 1 1内に装荷された m + 1個 （mは 1以上の整数） のアイ リス形結合孔、 1 3は方形導波管 1 1内において m + 1個のアイ リス形結合孔 1 2によって区切られた m個 の方形空胴共振器、 1 4は方形導波管 1 1， アイ リス形結合孔 1 2及び 方形空胴共振器 1 3により構成される導波管形帯域通過フィル夕 （第 2 の導波管形帯域通過フィルタ） である。
さらに、 第 2図において、 1 5は方形導波管 H面 T分岐回路 1 0の分 岐端に接続され、 かつ、 H面コーナ一部をもつ方形導波管、 1 6は方形 導波管 1 5内に装荷された n + 1個のアイ リス形結合孔、 1 Ίは方形導 波管 1 5内において n + 1個のアイ リス形結合孔 1 6によって区切られ た n個の方形空胴共振器、 1 8は方形導波管 1 5， アイ リス形結合孔 1 6及び方形空胴共振器 1 7により構成される導波管形帯域通過フィル夕 (第 3の導波管形帯域通過フィル夕） 、 2 0は導波管形帯域通過フィル 夕 1 4に接続された方形導波管 E面ベン ド、 P 1は入力端、 P 2， P 3 ， P 4は出力端である。
次に動作について説明する。
いま、 ある周波数帯 f l (第 1の周波数帯） にて分岐導波管形偏分波 器 4の分岐面と垂直をなす偏波面をもつ電波 V 1 (第 1の電波） と、 周 波数帯 f 1にて分岐導波管形偏分波器 4の分岐面と水平をなす偏波面を もつ電波 H I (第 2の電波） と、 周波数帯 f 1より高い周波数帯 f 2 ( 第 2の周波数帯） にて電波 V 1 と同じ偏波面をもつ電波 V 2 (第 3の電 波） が入力端 P 1より入射されたとする。 このとき、 入射した電波 V 1 は円形—正方形導波管多段変成器 1を通過し、 正方形導波管 2の基本モ —ドすなわち T E 1 0モードに変換される。
T E 1 0モー ドに変換された電波 V 1は、 分岐導波管形偏分波器 4内 では、 導波管形帯域通過フィルタ 8の遮断効果により結合孔 3とは結合 することなく、 方形導波管多段変成器 9中を伝搬し、 方形導波管 H面 T 分岐回路 1 0内で導波管形帯域通過フィル夕 1 4の遮断効果により定在 波をなし、 アイ リス形結合孔 1 6により方形導波管 1 5の基本モードに 結合し、 導波管形帯域通過フィル夕 1 8中を通って出力端 P 2より出射
C?れる。
また、 入射した電波 H 1は円形一正方形導波管多段変成器 1を通過し 、 正方形導波管 2の基本モードすなわち T E 0 1モードに変換される。 T E 0 1モードに変換された電波 H 1は、 分岐導波管形偏分波器 4内で は方形導波管多段変成器 9の遮断効果により全反射して定在波をなし、 結合孔 3により方形導波管 5の基本モ一ドに結合し、 導波管形帯域通過 フィル夕 8中を通って出力端 P 3より出射される。
さらに、 入射した電波 V 2は円形一正方形導波管多段変成器 1を通過 し、 正方形導波管 2の基本モ一ドすなわち T E 1 0モードに変換される 。 T E 1 0モードに変換された電波 V 2は、 分岐導波管形偏分波器 4内 では導波管形帯域通過フィル夕 8の遮断効果により結合孔 3とは結合す ることなく、 方形導波管多段変成器 9中を伝搬し、 方形導波管 H面 T分 岐回路 1 0内では、 導波管形帯域通過フィル夕 1 8の遮断効果によりァ ィ リス形結合孔 1 6に結合することなく、 導波管形帯域通過フィル夕 1 4中及び方形導波管 E面ペンド 2 0中を通って出力端 P 4より出射され る。
ここで、 円形一正方形多段変成器 1及び方形導波管多段変成器 9の各 ステツプの導波管径及びステツプ間隔、 結合孔 3及び方形導波管 H面 T 分岐回路 1 0の大きさと位置を適切に設計することにより、 入力端 P 1 より入射された各電波 V 1 , H 1及び V 2の反射波は小さく抑えられる 以上のように、 この実施の形態 1によれば、 入力端 P 1 より入射され る電波 V 1 ( H I ) と V 2の周波数間隔が広い場合 （ f 2≥ Γ 2 X f 1 ) でも、 円形一正方形導波管多段変成器 1 , 分岐導波管形偏分波器 4及 び方形導波管多段変成器 9の構造の上下対称性 （第 2図中 A - A ' 面に 対する対称性） により、 正方形導波管 2内において、 Τ Ε 1 1あるいは Τ Μ 1 1モードに代表されるような偏波間の不要結合に大きく寄与する 高次モードの発生が完全に抑圧されるため、 非常に良好な反射特性及び 偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現で きるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 1によれば、 上記導波管群分波器は、 第 2図に おける Α— A ' 面にて 2つに分割するだけで、 全ての構成回路が 2つの 金属ブロックを表面から掘削することにより形成可能となる擬似平面回 路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に図れるという効果が得 られる。 実施の形態 2 .
第 3図はこの発明の実施の形態 2による導波管群分波器の概略構成図 である。 図において、 2 1は正方形導波管 2の 1つの側壁面に並べて設 けられた 2つの結合孔で、 2 2は正方形導波管 2 と 2つの結合孔 2 1 と から構成される分岐導波管形偏分波器である。
上記実施の形態 1は、 第 2図に示すように、 正方形導波管 2 と 1つの 結合孔 3により構成される分岐導波管形偏分波器 4を備えているが、 こ の実施の形態 2は、 第 3図に示すように、 第 2図の分岐導波管形偏分波 器 4に代えて、 分岐導波管形偏分波器 2 2を備えたもので、 その他の構 成は、 実施の形態 1の第 2図に示す構成と同等である。
入力端 P 1 より入射された電波 V 1及び V 2は、 2つの結合孔 2 1 を 備えた分岐導波管形偏分波器 2 2内では、 導波管形帯域通過フィル夕 8 のさらに強められた遮断効果により、 2つの結合孔 2 1 とは結合するこ となく、 方形導波管多段変成器 9中を伝搬する。
以上のように、 この実施の形態 2によれば、 円形—正方形導波管多段 変成器 1， 分岐導波管形偏分波器 2 2及び方形導波管多段変成器 9の構 造の上下対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射 特性及び偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器 を実現できるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 2によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐導 波管形偏分波器 2 2内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形帯域 通過フィルタ 8の遮断効果が高まり、 さらに良好な反射特性及び偏波間 アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現できると いう効果が得られる。 さらに、 この実施の形態 2によれば、 導波管群分波器が、 第 3図にお ける A— A， 面にて 2つに分割するだけで、 全ての構成回路が 2つの金 属プロックを表面から掘削することにより形成可能となる擬似平面回路 構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に図れるという効果が得ら れ 。 実施の形態 3 .
第 4図はこの発明の実施の形態 3による導波管群分波器の概略構成図 である。 図において、 2 3は正方形導波管 2内に挿入された金属薄板、 2 4は正方形導波管 2 と、 1つの結合孔 3 と、 金属薄板 2 3とから構成 される分岐導波管形偏分波器である。
上記実施の形態 1は、 第 2図に示すように、 正方形導波管 2 と 1つの 結合孔 3により構成される分岐導波管形偏分波器 4を備えているが、 こ の実施の形態 3は、 第 4図に示すように、 第 2図の分岐導波管形偏分波 器 4に代えて、 分岐導波管形偏分波器 2 4を備えたもので、 その他の構 成は、 実施の形態 1の第 2図に示す構成と同等である。
入力端 P 1 より入射された電波 H 1は、 金属薄板 2 3による遮断効果 により定在波をなすことになり、 結合孔 3により方形導波管 5の基本モ 一ドに結合し、 導波管形帯域通過フィル夕 8中を通って出力端 P 3より 出射される。 金属薄板 2 3による遮断効果の周波数特性が、 方形導波管 多段変成器 9による遮断効果の周波数特性より安定していることから、 さらに広帯域にわたって良好な反射特性及び偏波間アイソレーシヨン特 性を有する。
以上のように、 この実施の形態 3によれば、 円形—正方形導波管多段 変成器 1， 分岐導波管形偏分波器 2 4及び方形導波管多段変成器 9の構 造の上下対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射 特性及び偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器 を実現できるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 3によれば、 電波 H 1に対しては金属薄板 2 3 による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広帯域にわた つて良好な反射特性及び偏波間アイゾレ一ション特性を有する高性能な 導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 3によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 4図における A— A， 面にて 2つに分割するだけで、 全 ての構成回路が 2つの金属ブロックを表面から掘削することにより形成 可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に 図れるという効果が得られる。 実施の形態 4 .
第 5図はこの発明の実施の形態 4による導波管群分波器の概略構成図 である。 図において、 2 5は、 正方形導波管 2 と、 正方形導波管 2の 1 つの側壁面に並べて設けられた 2つの結合孔 2 1 と、 正方形導波管 2内 に挿入された金属薄板 2 3により構成される分岐導波管形偏分波器であ る o
上記実施の形態 1は、 第 2図に示すように、 正方形導波管 2と 1つの 結合孔 3により構成される分岐導波管形偏分波器 4を備えているが、 こ の実施の形態 4は、 第 5図に示すように、 第 2図の分岐導波管形偏分波 器 4に代えて、 分岐導波管形偏分波器 2 5を備えたもので、 その他の構 成は、 実施の形態 1の第 2図に示す構成と同等である。
入力端 P 1 より入射された電波 V 1及び V 2は、 2つの結合孔 2 1 を 備えた分岐導波管形偏分波器 2 5内では、 導波管形帯域通過フィル夕 8 のさらに強められた遮断効果により、 結合孔 2 1 とは結合することなく 、 方形導波管多段変成器 9中を伝搬する。
また、 入力端 P 1 より入射された電波 H 1は、 金属薄板 2 3による遮 断効果により定在波をなすことになり、 2つの結合孔 2 1により方形導 波管 5の基本モードに結合し、 導波管形帯域通過フィル夕 8中を通って 出力端 P 3より出射される。 金属薄板 2 3による遮断効果の周波数特性 が、 方形導波管多段変成器 9による遮断効果の周波数特性より安定して いることから、 さらに広帯域にわたって良好な反射特性及び偏波間アイ ソレーション特性を有する。
以上のように、 この実施の形態 4によれば、 円形—正方形導波管多段 変成器 1， 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の構 造の上下対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射 特性及び偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器 を実現できるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 4によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐導 波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形帯域 通過フィル夕 8の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H Iに対しては金属薄 板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広帯域 にわたつて良好な反射特性及び偏波間アイソレーシヨン特性を有する高 性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 4によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 5図における A— A ' 面にて 2つに分割するだけで、 全 ての構成回路が 2つの金属ブロックを表面から掘削することにより形成 可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に 図れるという効果が得られる。 実施の形態 5 . 第 6図はこの発明の実施の形態 5による導波管群分波器の概略構成図 である。 図において、 2 6は円形導波管、 2 7は円形導波管 2 6内に揷 入された誘電体板、 2 8は、 円形導波管 2 6 と、 誘電体板 2 7 とから構 成され、 円形—正方形導波管多段変成器 1に接続された円偏波発生器で ある。
上記実施の形態 4では、 入力端 P 1 より入射する電波 V 1， V 2及び H 1が垂直偏波及び水平偏波となる場合に対応できるものを示したが、 この実施の形態 5は、 第 6図に示すように、 実施の形態 4の第 5図に示 す導波管群分波器に円偏波発生器 2 8を追加し、 この円偏波発生器 2 8 により、 入力端 P 1より入射する電波 V 1 , V 2及び H 1が右旋円偏波 及び左旋円偏波となる場合に対応できるようにしたものである。
この実施の形態では、 上記実施の形態 4の導波管群分波器に円偏波発 生器 2 8を追加しているが、 上記実施の形態 1〜 3の導波管群分波器に 円偏波発生器 2 8を追加しても良い。
以上のように、 この実施の形態 5によれば、 円偏波発生器 2 8により 、 電波 V I , V 2及び H 1が右旋円偏波及び左旋円偏波となる場合に対 応できるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 5によれば、 円形—正方形導波管多段変成器 1 , 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の構造の上下 対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射特性及び 偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現で きるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 5によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐導 波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形帯域 通過フィル夕 8の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H Iに対しては金属薄 板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広帯域 にわたつて良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性を有する高 性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 5によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 6図における A— A ' 面にて 2つに分割するだけで、 全 ての構成回路が 2つの金属ブロックを表面から掘削することにより形成 可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に 図れるという効果が得られる。 実施の形態 6 .
第 7図はこの発明の実施の形態 6による導波管群分波器の概略構成図 である。 図において、 2 9 aは円形導波管 2 6内の側壁面に管軸方向に 沿って装荷された複数個の金属柱で、 2 9 bは、 金属柱 2 9 aと円形導 波管 2 6の管軸を挟んで向かい合う位置に装荷された複数個の金属柱で あり、 3 0は円形導波管 2 6 と、 金属柱 2 9 a , 2 9 bにより構成され た円偏波発生器である。
上記実施の形態 5は、 第 6図に示すように、 円形導波管 2 6 と誘電体 板 2 7により構成される円偏波発生器 2 8を備えているが、 この実施の 形態 6は、 第 7図に示すように、 第 6図の円偏波発生器 2 8に代えて、 円偏波発生器 3 0を備えたものであり、 その他の構成は、 実施の形態 5 の第 6図に示す構成と同等である。 この円偏波発生器 3 0により、 入力 端 P 1 より入射する電波 V 1， V 2及び H 1が右旋円偏波及び左旋円偏 波となる場合に対応できる。
この実施の形態では、 上記実施の形態 4の導波管群分波器に円偏波発 生器 3 0を追加しているが、 上記実施の形態 1〜 3の導波管群分波器に 円偏波発生器 3 0を追加しても良い。
以上のように、 この実施の形態 6によれば、 円偏波発生器 3 0により 、 電波 V I， V 2及び H 1が右旋円偏波及び左旋円偏波となる場合に対 応できるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 6によれば、 円形—正方形導波管多段変成器 1 ， 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の構造の上下 対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射特性及び 偏波間アイソレ一ション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現で きるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 6によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐 導波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形帯 域通過フィル夕 8の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H Iに対しては金属 薄板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広帯 域にわたつて良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性を有する 高性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 6によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 7図における A— A， 面にて 2つに分割するだけで、 全 ての構成回路が 2つの金属ブロックを表面から掘削することにより形成 可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に 図れるという効果が得られる。 実施の形態 7 .
第 8図はこの発明の実施の形態 7による導波管群分波器の概略構成図 である。 図において、 3 1 aは円形導波管 2 6の側壁面に管軸方向に沿 つて配列された複数個の側溝で、 3 1 bは側溝 3 1 aと円形導波管 2 6 の管軸を挟んで向かい合う位置に配列された複数個の側溝であり、 3 2 は円形導波管 2 6 と側溝 3 l a , 3 1 bにより構成された円偏波発生器 である。 上記実施の形態 5は、 第 6図に示すように、 円形導波管 2 6と誘電体 板 2 7 とから構成される円偏波発生器 2 8を備えているが、 この実施の 形態 7は、 第 8図に示すように、 第 6図の円偏波発生器 2 8に代えて、 円偏波発生器 3 2を備えたものであり、 この円偏波発生器 3 2により、 入力端 P 1より入射する電波 V 1 , V 2及び H 1が右旋円偏波及び左旋 円偏波となる場合に対応できる。
この実施の形態では、 上記実施の形態 4の導波管群分波器に円偏波発 生器 3 2を追加しているが、 上記実施の形態 1〜 3の導波管群分波器に 円偏波発生器 3 2を追加しても良い。
以上のように、 この実施の形態 7によれば、 円偏波発生器 3 2により 、 電波 V I， V 2及び H 1が右旋円偏波及び左旋円偏波となる場合に対 応できるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 7によれば、 円形一正方形導波管多段変成器 1 、 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の構造の上下 対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射特性及び 偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現で きるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 7によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐導 波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形帯域 通過フィルタ 8の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H Iに対しては金属薄 板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広帯域 にわたつて良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性を有する高 性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 7によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 8図における A _ A， 面にて 2つに分割するだけで、 全 ての構成回路が 2つの金属プロックを表面から掘削することにより形成 可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に 図れるという効果が得られる。 実施の形態 8 .
第 9図はこの発明の実施の形態 8による導波管群分波器の概略構成図 である。 図において、 3 3は分岐導波管形偏分波器 2 5の分岐端に接続 された方形導波管 E面 T分岐回路、 3 4は方形導波管 E面 T分岐回路 3 3の分岐端に接続された方形導波管、 3 5は方形導波管 3 4に装荷され た n + 1個のアイ リス形結合孔、 3 6は、 方形導波管 3 4において、 n + 1個のアイ リス形結合孔 3 5により区切られた n個の方形空胴共振器 、 3 7は方形導波管 3 4， n + 1個のアイ リス形結合孔 3 5及び n個の 方形空胴共振器 3 6により構成される導波管形帯域通過フィル夕 （第 1 の導波管形帯域通過フィル夕） である。
また、 第 9図において、 3 8は方形導波管 E面 T分岐回路 3 3の一端 に接続された方形導波管、 3 9は方形導波管 3 8に装荷された m + 1個 のアイ リス形結合孔、 4 0は、 方形導波管 3 8において、 m + 1個のァ ィ リス形結合孔 3 9により区切られた m個の方形空胴共振器、 4 1は方 形導波管 3 8 , m + 1個のアイ リス形結合孔 3 9及び m個の方形空胴共 振器 4 0により構成される導波管形帯域通過フィルタ （第 4の導波管形 帯域通過フィル夕） 、 P 5は出力端である。 その他の構成は、 実施の形 態 4と同等である。
上記実施の形態 4では、 入力端 P 1 より入射する 3種類の電波 V 1， V 2及び H 1を群分波出来るものを示したが、 この実施の形態 8は、 第 9図に示すように、 第 5図の導波管形帯域通過フィルタ 8に代えて、 方 形導波管 E面 T分岐回路 3 3 , 導波管形帯域通過フィル夕 3 7及び導波 管形帯域通過フィル夕 4 1を備えたものである。 そのため、 入力端 P Iより入射される周波数帯: 1にて分岐導波管形 偏分波器 2 5の分岐面と垂直をなす偏波面をもつ電波 V 1は出力端 P 2 から出射され、 同じく周波数帯 f 1にて分岐導波管形偏分波器 2 5の分 岐面と水平をなす偏波面をもつ電波 H 1は出力端 P 3から出射される。 また、 周波数帯: 1 より高い周波数帯 f 2にて電波 V I と同じ偏波をも つ電波 V 2は出力端 P 4から出射され、 同じく周波数帯 f 2にて分岐導 波管形偏分波器 2 5の分岐面と水平をなす偏波面をもつ電波 H 2 (第 4 の電波） は出力端 P 5から出射される。 このように、 この実施の形態 8 による導波管群分波器は、 計 4種類の電波を群分波することができる。 この実施の形態では、 上記実施の形態 4の導波管群分波器をペースと して、 4種類の電波を群分波するように構成しているが、 上記実施の形 態 1〜 3及び 5〜 7の導波管群分波器をベースとして、 4種類の電波を 群分波するように構成しても良い。
以上のように、 この実施の形態 8によれば、 入射あるいは出射する電 波が直交 2偏波 2周波数帯となる場合に対応でき、 4種類の電波を群分 波することができるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 8によれば、 円形一正方形導波管多段変成器 1 ， 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の構造の上下 対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射特性及び 偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実現で きるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 8によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐 導波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形帯 域通過フィルタ 8の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H I , H 2に対して は金属薄板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さら に広帯域にわたって良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性を 有する高性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。 さらに、 この実施の形態 8によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 9図における A— A ' 面にて 2つに分割するだけで、 全 ての構成回路が 2つの金属プロックを表面から掘削することにより形成 可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易に 図れるという効果が得られる。 実施の形態 9 .
第 1 0図はこの発明の実施の形態 9による導波管群分波器の概略構成 図である。 図において、 4 2は方形導波管 1 1内に装荷された 2 m + 2 個のボス ト形結合孔、 4 3は方形導波管 1 1内で 2 m + 2個のボス ト形 結合孔 4 2によって区切られた m個の方形空胴共振器、 4 4は方形導波 管 1 1， 2 m + 2個のボス ト形結合孔 4 2及び m個の方形空胴共振器 4 3により構成される導波管形帯域通過フィル夕である。
また、 第 1 0図において、 4 5は方形導波管 1 5内に装荷された 2 n + 2個のボス ト形結合孔、 4 6は方形導波管 1 5内で 2 n + 2個のボス ト形結合孔 4 5によって区切られた n個の方形空胴共振器、 4 7は方形 導波管 1 5 , 2 n + 2個のボス ト形結合孔 4 5及び n個の方形空胴共振 器 4 6により構成される導波管形帯域通過フィル夕である。
上記実施の形態 4は、 第 5図に示すように、 方形導波管 1 1 , m + 1 個のアイ リス形結合孔 1 2及び m個の方形空胴共振器 1 3により構成さ れる導波管形帯域通過フィルタ 1 4と、 方形導波管 1 5 , n + 1個のァ ィ リス形結合孔 1 6及び n個の方形空胴共振器 1 7により構成される導 波管形帯域通過フィル夕 1 8とを備えているが、 この実施の形態 9は、 第 1 0図に示すように、 第 5図の導波管形帯域通過フィル夕 1 4及び導 波管形帯域通過フィル夕 1 8に代えて、 導波管形帯域通過フィル夕 4 4 と、 導波管形帯域通過フィル夕 4 7を備えたもので、 その他の構成は、 実施の形態 4の第 4図に示す構成と同等である。
第 1 1図は導波管形帯域通過フィル夕 4 4におけるボス ト形結合孔 4 2 と方形空胴共振器 4 3 との関係を示す図である。 図に示すように、 方 形導波管 1 1内に設けられたボス トにより、 ボス ト形結合孔 4 2が形成 されている。 一般的に、 ポス ト形結合孔 4 2の個数が 2 m + 2個に対し 、 方形空胴共振器 4 3の個数は mであるが、 第 1 1図では m = 4の場合 を示している。 導波管形帯域通過フィル夕 4 7についても同様である。 この実施の形態では、 上記実施の形態 4の導波管形帯域通過フィル夕 1 4， 1 8を、 導波管形帯域通過フィル夕 4 4 , 4 7に代えているが、 上記実施の形態 1〜 3及び 5〜 8の導波管形帯域通過フィル夕 1 4 , 1 8を、 導波管形帯域通過フィル夕 4 4 , 4 7に代えても良い。
以上のように、 この実施の形態 9によれば、 導波管形帯域通過フィル 夕 4 4 , 4 7により、 金属薄板 2 3のみを除く、 第 1 0図中 A— A ' 面 にて 2つに分割した状態において全ての構成回路を 2つの金属ブロック を表面から掘削することにより形成する際に、 掘削加工上避け得な R が付加される個所が無くなり、 設計精度を高くできるという効果が得ら れる。
また、 この実施の形態 9によれば、 電界強度が密となる方形導波管 1 1 , 1 5の中心部分にボス トを設置することにより、 方形空胴共振器 4 3， 4 6の数を増加させることなく、 通過帯域の低域側の減衰特性をよ り急峻にすることができるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 9によれば、 円形—正方形導波管多段変成器 1， 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の構造の上 下対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射特性及 び偏波間アイソレーシヨン特性を有する高性能な導波管群分波器を実現 できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 9によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐 導波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形帯 域通過フィル夕 8の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H Iに対しては金属 薄板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広帯 域にわたって良好な反射特性及び偏波間アイソレーシヨン特性を有する 高性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 9によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 1 0図における A— A ' 面にて 2つに分割するだけで、 全ての構成回路が 2つの金属プロックを表面から掘削することにより形 成可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容易 に図れるという効果が得られる。 実施の形態 1 0 .
第 1 2図はこの発明の実施の形態 1 0による導波管群分波器の概略構 成図である。 図において、 1 9は方形導波管 1 1に装荷された計 3 m + 3個のダブルボス ト形結合孔、 4 8は方形導波管 1 1内で 3 m + 3個の ダブルボス ト形結合孔 1 9によって区切られた m個の方形空胴共振器、 4 9は方形導波管 1 1， 3 m + 3個のダブルボス ト形結合孔 1 9及び m 個の方形空胴共振器 4 8により構成される導波管形帯域通過フィル夕で ある。
また、 第 1 2図において、 5 0は方形導波管 1 5に装荷された計 3 n + 3個のダブルボス ト形結合孔、 5 1は方形導波管 1 5内で 3 n + 3個 のダブルボス ト形結合孔 5 0によって区切られた n個の方形空胴共振器 、 5 2は方形導波管 1 5 , 3 n + 3個のダブルポス ト形結合孔 5 0及び n個の方形空胴共振器 5 1により構成される導波管形帯域通過フィル夕 である。
上記実施の形態 4は、 第 5図に示すように、 方形導波管 1 1 , m + 1 個のアイ リス形結合孔 1 2及び m個の方形空胴共振器 1 3により構成さ れる導波管形帯域通過フィル夕 1 4と、 方形導波管 1 5 , n + 1個のァ ィ リス形結合孔 1 6及び n個の方形空胴共振器 1 7により構成される導 波管形帯域通過フィルタ 1 8 とを備えているが、 この実施の形態 1 0は 、 第 1 2図に示すように、 第 5図の導波管形帯域通過フィル夕 1 4及び 導波管形帯 通過フィル夕 1 8に代えて、 導波管形帯域通過フィル夕 4 9 と、 導波管形帯域通過フィルタ 5 2を備えたもので、 その他の構成は 、 実施の形態 4の第 5図に示す構成と同等である。
第 1 3図は導波管形帯域通過フィル夕 4 9におけるダブルボス ト形結 合孔 1 9 と方形空胴共振器 4 8 との関係を示す図である。 図に示すよう に、 方形導波管 1 1内に設けられたダブルポス トにより、 ダブルポス ト 形結合孔 1 9が形成されている。 一般的に、 ダブルボス ト形結合孔 1 9 の個数が 3 m + 3個に対し、 方形空胴共振器 4 8の個数は mであるが、 第 1 3図では m = 4の場合を示している。 導波管形帯域通過フィルタ 5 2についても同様である。
この実施の形態では、 上記実施の形態 4の導波管形帯域通過フィル夕 1 4 , 1 8を、 導波管形帯域通過フィル夕 4 9 , 5 2に代えているが、 上記実施の形態 1〜 3及び 5〜 8の導波管形帯域通過フィルタ 1 4， 1 8を、 導波管形帯域通過フィル夕 4 9， 5 2に代えても良い。
以上のように、 この実施の形態 1 0によれば、 導波管形帯域通過フィ ル夕 4 9 , 5 2により、 金属薄板 2 3のみを除く、 第 1 1図中 A— A， 面にて 2つに分割した状態において全ての構成回路を 2つの金属プロッ クを表面から掘削することにより形成する際に、 掘削加工上避け得ない Rが付加される個所が無くなり、 設計精度を高くできるという効果が得 られる。
また、 この実施の形態 1 0によれば、 電界分布が密となる方形導波管 1 1 , 1 5の中心部分にもダブルボス ト形結合孔 1 9を置くことができ るため、 ダブルボス トの径を比較的大きくすることが可能となるため加 ェが容易となるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 1 0によれば、 円形一正方形導波管多段変成 器 1 , 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の構造の 上下対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反射特性 及び偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波器を実 現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 1 0によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分 岐導波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形 帯域通過フィル夕 8の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H I に対しては金 属薄板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広 帯域にわたって良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性を有す る高性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 1 0によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 1 2図における A— A， 面にて 2つに分割するだけで 、 全ての構成回路が 2つの金属ブロックを表面から掘削することにより 形成可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容 易に図れるという効果が得られる。 実施の形態 1 1 .
第 1 4図はこの発明の実施の形態 1 1による導波管群分波器の概略構 成図である。 図において、 5 3は分岐導波管形偏分波器 2 5の分岐端に 接続され、 コルゲート状の方形導波管により構成される導波管形低域通 過フィル夕、 5 4は方形導波管 H面 T分岐回路 1 0の一端に接続され、 ステツプ状の方形導波管より構成される導波管形高域通過フィル夕、 5 5は方形導波管 Η面 Τ分岐回路 1 0の分岐端に接続され、 コルゲート状 の方形導波管により構成される導波管形低域通過フィル夕である。
上記実施の形態 4では、 方形導波管 5， 結合孔 3， η個のアイ リス形 結合孔 6及び方形空胴共振器 7により構成される導波管形帯域通過フィ ル夕 8 と、 方形導波管 1 1 , m + 1個のアイ リス形結合孔 1 2及び m個 の方形空胴共振器 1 3により構成される導波管形帯域通過フィル夕 1 4 と、 方形導波管 1 5， n + 1個のアイ リス形結合孔 1 6及び n個の方形 空胴共振器 1 7により構成される導波管形帯域通過フィル夕 1 8 とを設 けているが、 この実施の形態は、 第 1 2図に示すように、 第 5図の導波 管形帯域通過フィル夕 8， 導波管形帯域通過フィル夕 1 4及び導波管形 帯域通過フィル夕 1 8に代えて、 導波管形低域通過フィル夕 5 3 と、 導 波管形高域通過フィル夕 5 4と、 導波管形低域通過フィル夕 5 5 とを備 えたもので、 その他の構成は、 実施の形態 4の第 5図に示す構成と同等 である。
この実施の形態では、 上記実施の形態 4の導波管群分波器をべ一スと し、 導波管形低域通過フィル夕 5 3 と、 導波管形高域通過フィル夕 5 4 と、 導波管形低域通過フィル夕 5 5により構成されているが、 上記実施 の形態 1〜 3及び 5〜 7の導波管群分波器をペースとし、 導波管形低域 通過フィル夕 5 3 と、 導波管形高域通過フィル夕 5 4と、 導波管形低域 通過フィル夕 5 5により構成しても良い。 また、 上記実施の形態 8の導 波管群分波器をペースとし、 2つの導波管形低域通過フィル夕と、 2つ の導波管形高域通過フィル夕により構成しても良い。 ， さらに、 この実施の形態では、 導波管形低域通過フィル夕 5 3， 5 5 をコルゲート状の方形導波管により構成し、 導波管形高域通過フィル夕 5 4をステップ状の方形導波管により構成しているが、 導波管形低域通 過フィル夕 5 3 , 5 5及び導波管形高域通過フィル夕 5 4を、 コルゲ一 ト状又はステップ状のいずれの方形導波管により構成しても良い。 上記 実施の形態 8の導波管群分波器をベースとした導波管群分波器について も同様である。
以上のように、 この実施の形態 1 1によれば、 円形一正方形導波管多 段変成器 1、 分岐導波管形偏分波器 2 5及び方形導波管多段変成器 9の 構造の上下対称性により、 正方形導波管 2内において、 非常に良好な反 射特性及び偏波間アイソレーション特性を有する高性能な導波管群分波 器を実現できるという効果が得られる。
また、 この実施の形態 1 1によれば、 2つの結合孔 2 1を備えた分岐 導波管形偏分波器 2 5内における電波 V 1及び V 2に対する導波管形低 域通過フィルタ 5 3の遮断効果が高まり、 かつ、 電波 H Iに対しては金 属薄板 2 3による遮断効果の周波数特性が安定しているので、 さらに広 帯域にわたって良好な反射特性及び偏波間アイソレーション特性を有す る高性能な導波管群分波器を実現できるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 1 1によれば、 導波管群分波器が、 金属薄板 2 3を除いて、 第 1 4図における A— A， 面にて 2つに分割するだけで 、 全ての構成回路が 2つの金属プロックを表面から掘削することにより 形成可能となる擬似平面回路構造となっており、 小形化及び低廉化が容 易に図れるという効果が得られる。
さらに、 この実施の形態 1 1によれば、 コルゲート状の方形導波管に より構成される導波管形低域通過フィル夕 5 3 と、 ステップ状の方形導 波管より構成される導波管形高域通過フィル夕 5 4と、 コルゲート状の 方形導波管により構成される導波管形低域通過フィル夕 5 5により、 さ らに小形な擬似平面回路構造を有する導波管群分波器が実現できるとい う効果が得られる。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係る導波管群分波器は、 VHF帯， UH F 帯、 マイクロ波帯及びミ リ波帯で用いられ、 小型化及び低廉価が容易に 図ることができる高性能な導波管群分波器を得るのに適している。

Claims

請 求 の 範 囲 '
1 . 入力端に接続された円形一正方形導波管多段変成器と、
この円形一正方形導波管多段変成器に接続された分岐導波管形偏分波 器と、
この分岐導波管形偏分波器の分岐端に接続された第 1の導波管形帯域 通過フィル '夕と、
上記分岐 :導波管形偏分波器の一端に接続された方形導波管多段変成器 と、
この方形導波管多段変成器に接続された方形導波管 H面 T分岐回路と この方形導波管 H面 T分岐回路に接続された第 2の導波管形帯域通過 フィノレ夕と、
上記方形導波管 H面 T分岐回路に接続された第 3の導波管形帯域通過 フィル夕とを備え、
上記円形 -正方形導波管多段変成器、 上記分岐導波管形偏分波器、 上 記方形導波管多段変成器、 上記方形導波管 H面 T分岐回路、 並びに上記 第 1 , 第 2及び第 3の導波管形帯域通過フィル夕よりなる構成回路を、 2つの金属プロックを表面から掘削することにより形成し、
第 1の周波数帯にて上記分岐導波管形偏分波器の分岐面と垂直をなす 偏波面をもつ第 1の電波と、 上記第 1の周波数帯にて上記分岐導波管形 偏分波器の分岐面と水平をなす偏波面をもつ第 2の電波と、 上記第 1の 周波数帯より高い第 2の周波数帯にて上記第 1の電波と同じ偏波面をも つ第 3の電波を、 上記入力端に入射し、
上記第 1の電波を上記第 3の導波管形帯域通過フィル夕から出射し、 上記第 2の電波を上記第 1の導波管形帯域通過フィル夕から出射し、 上 記第 3の電波を上記第 2の導波管形帯域通過フィル夕から出射する ことを特徴とする導波管群分波器。
2 . 分岐導波管形偏分波器を、 正方形導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で上記分岐導波管形偏分波器の分岐端に設けられた 1つの 結合孔により構成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
3 . 分岐導波管形偏分波器を、 正方形導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で上記分岐導波管形偏分波器の分岐端に設けられた 2つの 結合孔により構成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
4 . 分岐導波管形偏分波器を、 正方形導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で上記分岐導波管形偏分波器の分岐端に設けられた 1つの 結合孔と、 上記正方形導波管内に挿入された金属薄板により構成した ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
5 . 分岐導波管形偏分波器を、 正方形導波管と、 この正方形導波管の 1つの側壁面で上記分岐導波管形偏分波器の分岐端に設けられた 2つの 結合孔と、 上記正方形導波管内に挿入された金属薄板により構成した ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
6 . 入力端と円形一正方形導波管多段変成器間に接続され、 円形導波 管と、 この円形導波管に挿入された誘電体板により構成された円偏波発 生器を備え、 この円偏波発生器を含む構成回路を、 2つの金属ブロックを表面から 掘削することにより形成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
7 . 入力端と円形一正方形導波管多段変成器間に接続され、 円形導波 管と、 この円形導波管の側壁面に装荷された複数の金属柱により構成さ れた円偏波発生器を備え、
この円偏波発生器を含む構成回路を、 2つの金属ブロックを表面から 掘削することにより形成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
8 . 入力端と円形一正方形導波管多段変成器間に接続され、 円形導波 管と、 この円形導波管の側壁面に配列された複数の側溝により構成され た円偏波発生器を備え、
この円偏波発生器を含む構成回路を、 2つの金属プロックを表面から 掘削することにより形成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
9 . 第 1の導波管形帯域通過フィル夕を、 n個の方形空胴共振器と n 個のアイ リス形結合孔により構成し、
第 2の導波管形帯域通過フィル夕を、 m個の方形空胴共振器と m + 1 個のアイ リス形結合孔により構成し、
第 3の導波管形帯域通過フィル夕を、 n個の方形空胴共振器と n + 1 個のアイ リス形結合孔により構成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
1 0 . 第 2の導波管形帯域通過フィル夕を、 m個の方形空胴共振器と 2 m + 2個のボス ト形結合孔により構成し、
あるいは、 第 3の導波管形帯域通過フィル夕を、 n個の方形空胴共振 器と 2 n + 2個のボス ト形結合孔により構成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
1 1 . 第 2の導波管形帯域通過フィル夕を、 m個の方形空胴共振器と 3 m + 3個のダブルボス ト形結合孔により構成し、
あるいは、 第 3の導波管形帯域通過フィル夕を、 n個の方形空胴共振 器と 3 n + 3個のダブルボス ト形結合孔により構成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
1 2 . 第 1又は第 3の導波管形帯域通過フィル夕のいずれかを、 コル ゲ一ト状又はステップ状の方形導波管により構成された導波管形低域通 過フィル夕に代えた
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
1 3 . 第 2の導波管形帯域通過フィル夕を、 コルゲ一ト状又はステッ プ状の方形導波管により構成された導波管形高域通過フィル夕に代えた ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
1 4 . 分岐導波管形偏分波器の分岐端と第 1の導波管形帯域通過フィ ル夕間に接続された方形導波管 E面 T分岐回路と、
この方形導波管 E面 T分岐回路に接続された第 4の導波管形帯域通過 フィル夕とを備え、
上記方形導波管 E面 T分岐回路と上記第 4の導波管形帯域通過フィル 夕を含む構成回路を、 2つの金属プロックを表面から掘削することによ り形成し、
第 2の周波数帯にて第 2の電波と同じ偏波面をもつ第 4の電波を入力 端に入射し、 上記第 4の電波を上記第 4の導波管形帯域通過フィル夕か ら出射する
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管群分波器。
1 5 . 第 1及び第 3の導波管形帯域通過フィル夕を、 n個の方形空胴 共振器と n + 1個のアイ リス形結合孔により構成し、
第 2及び第 4の導波管形帯域通過フィル夕を、 m個の方形空胴共振器 と m + 1個のアイ リス形結合孔により構成した
ことを特徴とする請求の範囲第 1 4項記載の導波管群分波器。
1 6 . 第 4の導波管形帯域通過フィル夕を、 コルゲート状又はステツ プ状の方形導波管により構成された導波管形高域通過フィル夕に代えた ことを特徴とする請求の範囲第 1 4項記載の導波管群分波器。
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