WO2014132657A1 - 有極型帯域通過フィルタ - Google Patents

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WO2014132657A1
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antenna
bandpass filter
polarized
polarized bandpass
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典久 城山
澄生 上田
清丈 佐々木
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日本電気株式会社
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/50—Structural association of antennas with earthing switches, lead-in devices or lightning protectors

Definitions

  • the present invention relates to a polarized bandpass filter used for filtering microwaves, millimeter waves, and the like.
  • a band-pass filter is used to pass only a signal in a desired frequency band and remove an unnecessary frequency band signal.
  • a so-called polarized filter having a pole in the attenuation characteristic is used.
  • an E-plane finline bandpass filter using a finline as a resonance element for example, an E-plane finline bandpass filter using a finline as a resonance element (Patent Document 1, FIG. 9), or an E-plane finline bandpass filter having an external cavity (Patent Documents 2, 10).
  • a band-pass filter Patent Document 3, FIG. 11 having a structure in which a pair of waveguide resonators are coupled via a coupling hole is disclosed.
  • Patent Document 1 a loss occurs in the signal due to dielectric loss due to the dielectric substrate 302 constituting the fin line. Further, when the substrate constituting the filter is replaced and the resonance frequency of the filter is changed, in the configuration of Patent Document 2, it is necessary to adjust the frequency of the separately provided cavity 207 with an adjustment screw or the like. . In the case of Patent Literature 3, since the resonance frequency is determined by the shape of the resonator 2a included in the waveguide body, it is difficult to change the resonance frequency.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a polarized bandpass filter that reduces signal loss due to dielectric loss and facilitates change of the resonance frequency.
  • a polarized bandpass filter of the present invention has an input waveguide, an output waveguide, and three or more resonators connecting these waveguides.
  • the three or more stages of resonators are formed by filter elements, and are adjacent to each other via a tube wall shared by one or more pairs of the resonators of the three or more stages. And having an antenna for coupling the one or more pairs of resonators to the opening, and one or more stages between the one or more pairs of resonators in the electromagnetic wave guide path Have uncoupled resonators.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a six-stage bandpass filter using the present invention. As shown in FIG. 1, a metal plate 4 is sandwiched between waveguides 1 and 2 that are divided into two by the wide surface of a rectangular waveguide, so that an E-plane finline bandpass filter is configured as a whole.
  • the waveguides 1 and 2 are divided into two by a wide surface, but this divided surface does not need to be the center of the waveguide. Furthermore, this dividing surface is provided perpendicular to the magnetic field generated inside the waveguide. That is, the metal plate 4 bisects the aforementioned rectangular waveguide, which is a polarized bandpass filter, perpendicularly to the magnetic field generated inside. Actually, it is only necessary that the filter has a pole in the attenuation characteristic by the metal plate 4 described later. Further, the band-pass filter in the present embodiment of FIG. 1 has a structure that is folded back at a half of its axial length. The folding position is not necessarily 1 ⁇ 2 of the axial length, and can be folded at an arbitrary part. In addition, as shown in FIG.
  • the shape of the metal plate 4 formed in a lattice shape constitutes a coupling coefficient necessary for the band-pass filter and resonates at a predetermined frequency.
  • the resonator is formed by the metal plate 4 that is a filter element.
  • it is composed of an input / output waveguide 15 that is open at one end when combined with the waveguides 1 and 2 and a six-stage resonator therebetween. That is, the input / output waveguide 15 at one end and the input / output waveguide 15 at the other end are connected by a six-stage resonator.
  • one end of the input / output waveguide 15 becomes an incident waveguide and the other end becomes an output waveguide by the incident path of electromagnetic waves.
  • the first and sixth stages, the second stage, the fifth stage, the third stage, and the third stage are folded back at the third and fourth stage resonators of the six-stage filter.
  • the fourth-stage resonators are opposed to each other.
  • the second-stage and fifth-stage resonators are located in the center of the opening formed by the groove 8 provided in the shared inner wall 3 when the waveguides 1 and 2 and the metal plate 4 are combined. Coupled by an antenna 5.
  • the resonators coupled by the antenna 5 may be at least one set adjacent to each other via the shared inner wall 3 and coupled by the antenna 5 and the groove 8.
  • the resonator in the waveguide path of the electromagnetic wave in the present bandpass filter, at least one resonator that is not coupled with the antenna is sandwiched between a pair of resonators coupled with the antenna 5, thereby Can be generated.
  • the resonator may have three or more stages, that is, one set coupled by the antenna 5 as described above and one stage of the resonator not coupled to the other by the antenna.
  • FIG. 2 is an enlarged view of the periphery of the antenna 5 that generates the poles of the metal plate 4 shown in FIG.
  • a short stub 6 is connected to both sides of the antenna 5 at the center, and the short stub 6 is connected to the metal plate 4.
  • the short stub 6 may be provided only on one side as long as the mechanical strength can be maintained.
  • the antenna 5 can be held on both sides by the short stubs 6 and 6 'in the arrangement as shown in FIG.
  • one side of the short stubs 6, 6 ′ can connect the metal plate 4 and the antenna as the short stub 6.
  • the other is formed in the shape of the short stub 6 ′ only in the region facing the groove 8 facing the antenna 5, and the region up to the connection to the metal plate thereafter has a width corresponding to the thickness of the opposed inner wall 3. It is also possible to connect to.
  • the short stub 6 has a length L optimized in the pass frequency band of the polarized bandpass filter.
  • the short stub 6 is connected to both ends of the antenna 5.
  • a groove 8 is provided at a location on the inner wall 3 of the waveguides 1 and 2 facing the antenna 5 and the short stub 6. (Only the groove 8 of the waveguide 2 is visible in FIG. 1).
  • FIG. 5 is an enlarged view of the groove 8 shown in FIG.
  • the groove 8 is provided in the waveguides 1 and 2.
  • the groove 8 is provided at a position facing the antenna 5 and the short stub 6, and the antenna 5 and the short stub 6 are coaxial lines.
  • the groove 8 secures a space for configuring the antenna 5 and the short stub 6 as a coaxial line.
  • the antenna 5 portion is not in contact with any of the waveguides 1 and 2 due to the groove 8, so that the antenna 5 is placed in a floating state in the opening. Further, the frequency of the pole generated on the attenuation characteristic can be adjusted by the length S of the antenna 5.
  • poled outer conductors 7 are provided in regions facing the cross section 31 of the inner wall 3 on both sides of the short stub 6.
  • the outer conductor 7 for polarization and the inner wall cross section 31 ′ outside the groove 8 are in close contact with each other. It is possible to prevent a gap from being inadvertently formed. As a result, it is possible to prevent unnecessary radio waves from being generated between the two resonators coupled with the antenna 5 interposed therebetween.
  • the antenna 5 is provided on the metal plate 4 as a filter element, thereby generating a pole in the pass frequency band. can do. Further, when the metal plate 4 is replaced for changing the resonance frequency, the antenna 5 suitable for the metal plate 4 having a new resonance frequency is mounted in advance, so that after the mounting on the polarized bandpass filter, No adjustment is required. Further, since the metal plate 4 is used as the filter element, signal loss due to dielectric loss can be reduced.
  • the vertical axis in FIG. 7 indicates transmission loss (ATT / dB) and reflection loss (Return loss / dB), and the horizontal axis indicates pass frequency (Freq / GHz).
  • a negative value indicates signal loss.
  • the solid line indicates the actually measured value
  • the broken line indicates the calculated value.
  • a is the length in the electromagnetic wave propagation direction of the H plane which is a plane parallel to the direction of the magnetic field vector in the rectangular waveguide.
  • b is the length of the E plane which is a plane parallel to the direction of the electric field vector in the rectangular waveguide.
  • the second and fifth stages of the polarized bandpass filter are combined to generate poles above and below the pass frequency band.
  • the metal plate 4 is disposed at a position where the waveguide is equally divided into two.
  • the reflection loss under this condition shows a good value of 20 dB or more, and it can be seen that the antenna 5 does not affect the pass characteristic of the band pass filter.
  • the antenna 5 is provided at one location of the polarized bandpass filter.
  • another antenna 5 ′ is provided in the first embodiment will be described.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a six-stage bandpass filter having two antennas 5 and 5 ′′ according to the present embodiment. Unlike the first embodiment, the metal plate 4 of the present embodiment is similar to the resonators of the second and fifth stages, and the first and sixth stages of the resonator are connected to the groove 8 of the shared inner wall 3. Coupled by antenna 5 ''. In FIG. 8, the input / output waveguide 15 is also shown.
  • the two antennas 5, 5 ′′ have different lengths S, S ′′. This makes it possible to generate a plurality of poles.
  • the lengths L and L ′′ of the short stubs 6 and 6 ′′ are optimized so as not to affect the electrical characteristics.
  • the electromagnetic wave guide path it is a condition for generating a pole to sandwich at least one resonator that is not coupled with the other antenna between a pair of resonators coupled with the antenna 5. Even if two or more antennas 5 are provided, it is possible to add the number of poles on the attenuation characteristic by the same operation.
  • antennas 5 and 5 '' are provided at two locations of the band pass filter. That is, when one antenna 5 is added, one set of poles can be added. It is possible to add the number of poles on the attenuation characteristic by the same operation even when there are three or more antennas 5.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

［課題］誘電体損失による信号のロスを低減し、かつ共振周波数の変更を容易にする、有極型帯域通過フィルタを提供する。 ［解決手段］本発明の有極型帯域通過フィルタは、入力導波管と出力導波管と、これらの導波管を接続している3段以上の共振器とを有し、前記3段以上の共振器は、フィルタ素子によって形成され、前記3段以上の共振器のうち１対または複数対の共振器が共有する管壁を介して隣接し、前記共有する管壁に開口を有し、前記開口に前記１対または複数対の共振器同士を結合させるアンテナを有し、電磁波の導波経路において、前記１対または複数対の共振器の間に、１段以上の結合していない共振器を有する。

Description

有極型帯域通過フィルタ
　本発明はマイクロ波、ミリ波等のフィルタリングに用いる有極型帯域通過フィルタに関する。
　通常、マイクロ波、ミリ波帯を用いて送受信を行う無線通信システムにおいては、所望の周波数帯の信号のみを通過させ、不要な周波数帯の信号を除去するために帯域通過フィルタが用いられる。その際、フィルタの段数を増やすことなく通過帯域の周辺の周波数域の減衰量を大きく得るために、減衰特性に極を有した、いわゆる有極フィルタが用いられる。
　有極フィルタとして、たとえば共振素子にフィンラインを用いたE面フィンライン帯域通過フィルタ（特許文献１、図９）や、さらに外部キャビティを有するE面フィンライン帯域通過フィルタ（特許文献２、図１０）が開示されている。他にも１対の導波管共振器が結合孔を介して結合した構造を有する帯域通過フィルタ（特許文献３、図１１）などが開示されている。
特許第４０７９９４４号公報 特開２００５－３５４６９８号公報 特開２０１０－２８３８１号公報
　しかし特許文献１の場合、フィンラインを構成する誘電性基板３０２による誘電体損失のために、信号にロスが生じる。さらに、フィルタを構成している基板等を交換し、フィルタの共振周波数を変更した場合、特許文献２の構成では、調整ビスなどにより、別途設けられているキャビティ２０７の周波数を調整する必要がある。特許文献３の場合は、導波管本体が具備する共振器２ａの形状で共振周波数が決まるため、共振周波数の変更は困難である。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、誘電体損失による信号のロスを低減し、かつ共振周波数の変更を容易にする、有極型帯域通過フィルタを提供することを目的とする。
　上記の目的を達成するために、本発明の有極型帯域通過フィルタは、入力導波管と出力導波管と、これらの導波管を接続している３段以上の共振器とを有し、前記３段以上の共振器は、フィルタ素子によって形成され、前記３段以上の共振器のうち１対または複数対の共振器が共有する管壁を介して隣接し、前記共有する管壁に開口を有し、前記開口に前記１対または複数対の共振器同士を結合させるアンテナを有し、電磁波の導波経路において、前記１対または複数対の共振器の間に、１段以上の結合していない共振器を有する。
　本発明によれば、誘電体損失による信号のロスを低減し、かつ共振周波数の変更を容易にする有極型帯域通過フィルタを提供することができる。
第１の実施形態における有極型帯域通過フィルタの構成を説明する図である。 第１の実施形態における有極型帯域通過フィルタのアンテナ５周辺の構成を説明する図である。 第１の実施形態における有極型帯域通過フィルタのアンテナ５周辺の構成を説明する図である。 第１の実施形態における有極型帯域通過フィルタのアンテナ５周辺の構成を説明する図である。 第１の実施形態における有極型帯域通過フィルタの溝８の構成を説明する図である。 実施例における、導波管１、２、金属板３の断面および内寸を示す図である。 第１の実施形態における、実施例での測定結果を示す図である。 第２の実施形態における有極型帯域通過フィルタのアンテナ５周辺の構成を説明する図である。 特許文献１に記載されたE面フィンライン帯域通過フィルタを示す図である。 特許文献２に記載されたE面フィンライン帯域通過フィルタを示す図である。 特許文献３に記載されたE面フィンライン帯域通過フィルタを示す図である。
　［第１の実施形態］次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。但し、以下に述べる実施形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい限定がされているが、発明の範囲を以下に限定するものではない。
　［構成の説明］図１は本発明を利用した６段帯域通過フィルタの構成図である。図１に示すように、金属板４が方形導波管の幅広面で２分割された導波管１、２とで挟み込まれて、全体でE面フィンライン帯域通過フィルタを構成している。
　導波管１、２は、幅広面で２分割されているが、この分割面は導波管の中心である必要はない。さらに、この分割面は導波管内部で生じる磁場に対し、垂直に設けられている。すなわち、金属板４が、有極型帯域通過フィルタである前述の方形導波管を内部に生じる磁界に対し垂直に２分する。実際は、本フィルタが後述の金属板４によって、減衰特性に極を有する配置であればよい。また、図１の本実施形態における帯域通過フィルタは、その軸長の１／２の部分で折り返された構造となっている。折り返す位置は必ずしも軸長の１／２である必要はなく、任意の部分で折り返すことが可能である。加えて、図１および図４に示すように、本実施形態における帯域通過フィルタの折り返された構造において、内部の空間が共有している管壁である内壁３の金属板４と対向する断面のうち、アンテナ５およびショートスタブ６と対向する部分に溝８を有している。
　金属板４は、格子状に成形された金属板４の形状（板の厚さ、金属フィンの幅・間隔）が、帯域通過フィルタに必要な結合係数を構成し、所定の周波数で共振するよう設計されている。つまり共振器は、フィルタ素子である金属板４によって形成される。本実施形態においては、導波管１、２と組み合わせた際に一端が開放されている入力・出力導波管１５と、その間の６段の共振器で構成されている。つまり、一端の入力・出力導波管１５と他端の入力・出力導波管１５は、６段の共振器によって接続されている。ここで、入力・出力導波管１５は、電磁波の入射経路によって一端が入射導波管となり、他端が出力導波管となる。図１に示すように、全体で６段のフィルタの３段目と４段目の共振器の部分で折り返され、１段目と６段目、２段目と５段目、３段目と４段目の共振器がそれぞれ対向する形態となっている。
　また、２段目と５段目の共振器は、導波管１、２と金属板４を組み合わせた際に、共有する内壁３に設けられている溝８が形作る開口の、中央に位置するアンテナ５によって結合されている。このようにアンテナ５で結合した共振器は、共有する内壁３を介して隣接し、かつアンテナ５と溝８によって結合される少なくとも１組があればよい。ここで、本帯域通過フィルタにおける電磁波の導波経路において、アンテナ５で結合した１組の共振器の間に、最低でも１つの、他とアンテナで結合していない共振器を挟むことで、極を生成することが可能である。すなわち本発明において共振器は、前述のようにアンテナ５で結合した１組と、他とアンテナで結合していない共振器１段と、の３段以上あればよい。
　図２は図１に示す金属板４の、極を生じさせるアンテナ５周辺を拡大して示したものである。図２に示すように、アンテナ５は中央部でその両側にショートスタブ６が接続され、ショートスタブ６は金属板４と接続されている。ショートスタブ６は図３に示すように、機械的強度が保てれば片側のみでも良い。さらに、図４に示すような配置で、アンテナ５をショートスタブ６、６'によって両側で保持しうる。ここで、ショートスタブ６、６'のうち片側はショートスタブ６として金属板４とアンテナを接続しうる。さらに、もう一方はアンテナ５に対向する溝８と対向する領域のみショートスタブ６'の形状とし、その後金属板に接続するまでの領域は、対向する内壁３の厚みに対応した幅で金属板４に接続することも可能である。
　ショートスタブ６は、本有極型帯域通過フィルタの通過周波数帯域で最適化された長さLを有する。図２ではショートスタブ６がアンテナ５の両端に接続されている。導波管１、２および金属板４を組み合わせ本有極型帯域通過フィルタとした際、導波管１および２の内壁３の、アンテナ５およびショートスタブ６と対向する場所に溝８が設けられている（図１では導波管２の溝８だけが見えている）。
　図５は、図１に示す溝８の部分を拡大して示したものである。溝８は、導波管１および２に設けられている。溝８は、アンテナ５およびショートスタブ６と対向する位置に設けられ、アンテナ５およびショートスタブ６を同軸線路とする。この溝８は、アンテナ５およびショートスタブ６を同軸線路として構成するための空間を確保するものである。導波管１、２と金属板４を組み合わせ本有極型帯域通過フィルタとした際、溝８の、特にアンテナ５に対向する部分は、内壁３を挟んで隣接する２つの共振器を結合する開口となる。このようにアンテナ５部分は、溝８により導波管１、２いずれとも接しないため、前記開口内に浮いた配置になる。さらに、アンテナ５の長さS で減衰特性上に生じさせる極の周波数を調整することができる。
　また、金属板４において、ショートスタブ６の両側の、内壁３の断面３１と対面する領域には、有極用外導体７が設けられている。導波管１、２、および金属板４を組み合わせ本有極型帯域通過フィルタとした際、有極用外導体７と溝８の外側の内壁断面３１'とが密着するため、アンテナ５の周辺に不用意に隙間ができることを防ぐことが可能となる。その結果、アンテナ５を挟んで結合する２つの共振器間で、不要な電波が発生することを防ぐことができる。
　［効果の説明］以上のように、本発明の第一の実施形態における有極型帯域通過フィルタでは、フィルタ素子である金属板４上にアンテナ５を設けることで、通過周波数帯域に極を生成することができる。さらに、共振周波数の変更のために金属板４を取り換える際も、予め新たな共振周波数を有する金属板４に適したアンテナ５を搭載することで、本有極型帯域通過フィルタへの搭載後の調整が不要になる。また、フィルタ素子として金属板４を用いているため、誘電損失による信号のロスが低減できる。
　［実施例］図６は、7 GHz帯で６段の有極型帯域通過フィルタを構成した一例の断面図および内寸（ａ×ｂ＝２８．５×１２．６　ｍｍ2）、図７は、該条件における特性の計算値と実測値を示している。ここで、図７中縦軸が透過損（ATT / dB）と反射損（Return loss / dB）、横軸が通過周波数（Freq / GHz）を示す。図７中縦軸において、負の値が信号の損失を示す。図７中の値は、実線が実測値、破線が計算値を示す。またａは、矩形導波管内の磁界ベクトルの方向に平行な面であるＨ面の、電磁波伝播方向の長さである。加えてｂは、矩形導波管内の電界ベクトルの方向に平行な面であるＥ面の長さである。
　本実施例の場合、第１の実施形態同様有極型帯域通過フィルタの２段目と５段目が結合することで、通過周波数帯の上下に極を生じさせている。また、金属板４は導波管を均等に２分割する位置に配置されている。
　図７に示すように、この条件における反射損失は 20 dB以上と良好な値を示しており、アンテナ５が帯域通過フィルタの通過特性に影響を与えていないことが分かる。
　［第２の実施形態］第１の実施形態においては、アンテナ５は有極型帯域通過フィルタの1箇所に設けている。本実施形態では、第１の実施形態に、もう１つのアンテナ５'を設けた場合の例を説明する。
　図８は本実施形態にかかる、２つのアンテナ５、５''を有する6段帯域通過フィルタの構成図である。第１の実施形態と異なり、本実施形態の金属板４は、２段目と５段目の共振器と同様、１段目と６段目の共振器も、共有する内壁３の溝８とアンテナ５''によって結合されている。なお、図８では入力・出力導波管１５も示している。
　２つのアンテナ５、５''は異なる長さS、S''を有する。このことで、複数の極を生成することが可能になる。ショートスタブ６、６''の長さL、L''は、いずれも電気特性に影響を与えない長さに最適化されている。
　ここで、電磁波の導波経路において、アンテナ５で結合した１組の共振器の間に少なくとも１つの、他とアンテナで結合していない共振器を挟むことが、極が生成する条件である。アンテナ５を２箇所以上設けても同様の動作で、減衰特性上の極の数を追加することが可能である。
　本実施形態においては、アンテナ５、５''を帯域通過フィルタの２箇所に設けている。すなわち、アンテナ５を一つ増やすと、極を１組追加することができる。アンテナ５が３箇所以上でも同様の動作で、減衰特性上の極の数を追加することが可能である。
　［その他の実施形態］これまで、本フィルタの軸長に沿った折り返しが２回の実施形態および実施例を例示したが、本折り返しは２回以上でもよい。
　以上、実施形態（及び実施例）を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態（及び実施例）に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１３年３月１日に出願された日本出願特願２０１３ー０４０９７８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１　　導波管
　２　　導波管
　３　　内壁
　４　　金属板
　５、５''　　アンテナ
　６、６'、６''　　ショートスタブ
　７　　有極用外導体
　８　　溝
　１５　　入力・出力導波管
　３１　　内壁３の断面
　３１'　　溝８の外側の内壁断面
　３０２　　誘電性基板

Claims (9)

  1. 入力導波管と出力導波管と、これらの導波管を接続している３段以上の共振器とを有し、前記３段以上の共振器は、フィルタ素子によって形成され、前記３段以上の共振器のうち１対または複数対の共振器が共有する管壁を介して隣接し、前記共有する管壁に開口を有し、前記開口に前記１対または複数対の共振器同士を結合させるアンテナを有し、電磁波の導波経路において、前記１対または複数対の共振器の間に、１段以上の結合していない共振器を有することを特徴とする、有極型帯域通過フィルタ。
  2. 前記アンテナは、前記フィルタ素子に接続されている、請求項１に記載の有極型帯域通過フィルタ。
  3. 前記アンテナの長さで極の周波数を調整する請求項１から２のいずれかに記載の有極型帯域通過フィルタ。
  4. 前記アンテナは、１つ、もしくは２つのショートスタブで前記フィルタ素子と接続し、前記１つ、もしくは２つのショートスタブと、前記アンテナによって結合される前記共振器との間に、前記フィルタ素子と結合している有極用外導体を配置している、請求項１から３のいずれかに記載の有極型帯域通過フィルタ。
  5. 前記フィルタ素子が、前記有極型帯域通過フィルタを内部に生じる磁界に対し垂直に２分する、請求項１から４のいずれかに記載の有極型帯域通過フィルタ。
  6. 前記フィルタ素子が金属板である、請求項１または５に記載の有極型帯域通過フィルタ。
  7. 前記入力導波管と前記出力導波管との間に折り返しを有することを特徴とする、請求項１から６のいずれかに記載の有極型帯域通過フィルタ。
  8. 前記折り返しが２回以上である、請求項７に記載の有極型帯域通過フィルタ。
  9. 前記折り返しが、本フィルタの軸長の１／２の部分である、請求項７または８に記載の有極型帯域通過フィルタ。
PCT/JP2014/001075 2013-03-01 2014-02-27 有極型帯域通過フィルタ WO2014132657A1 (ja)

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EP14757763.9A EP2963732A4 (en) 2013-03-01 2014-02-27 POL-BAND PASS FILTER
US14/771,554 US10033075B2 (en) 2013-03-01 2014-02-27 Cross coupled band-pass filter

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