WO2001048928A1 - Appareil et technique de communication - Google Patents

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WO2001048928A1
WO2001048928A1 PCT/JP2000/008826 JP0008826W WO0148928A1 WO 2001048928 A1 WO2001048928 A1 WO 2001048928A1 JP 0008826 W JP0008826 W JP 0008826W WO 0148928 A1 WO0148928 A1 WO 0148928A1
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bit sequence
information bit
error correction
estimated
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PCT/JP2000/008826
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Wataru Matsumoto
Yoshikuni Miyata
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
    • H03M13/1515—Reed-Solomon codes

Definitions

  • the present invention relates to a communication apparatus and a communication method that employ a multi-carrier modulation / demodulation method, and in particular, uses an existing communication method by using a DMT (Discrete Multi Tone) modulation / demodulation method, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulation / demodulation method, or the like.
  • the present invention relates to a communication device and a communication method capable of realizing data communication using a line.
  • the present invention is not limited to communication devices that perform data communication using the DMT modulation / demodulation method, but applies to all communication devices that perform wired communication and wireless communication using a multicarrier modulation / demodulation method and a single carrier modulation / demodulation method via ordinary communication lines. Applicable. Background art
  • a turbo code has been proposed as an error correction code that greatly exceeds the performance of a convolutional code.
  • This turbo code encodes a sequence obtained by interleaving an information sequence in parallel with a known encoded sequence, and is said to provide characteristics close to the Shannon limit.
  • One of the correction codes is provided in the above W—C DMA.
  • the performance of the error correction code greatly affects the transmission characteristics in voice transmission and data transmission. Therefore, the transmission characteristics can be greatly improved by applying the turbo code.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a turbo encoder used in a transmission system.
  • 101 is a convolutional-coded information sequence.
  • 102 is an interleaver
  • 103 is a second repetitive convolutional-encoded information sequence output by the interleaver 102 and outputs redundant bits.
  • FIG. 6 (b) is a diagram showing the internal configuration of the first recursive tissue convolutional encoder 101 and the second recursive tissue convolutional encoder 103.
  • the encoder is an encoder that outputs only redundant bits.
  • the interleaver 102 used in the turbo encoder performs a process of randomly replacing information bit sequences.
  • the information bit sequence: X, and the redundant bit system obtained by encoding the information bit sequence by the process of the first recursive systematic convolutional encoder 101 are used.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a turbo decoder used in the receiving system.
  • 1 1 1 is a first decoder for calculating a log likelihood ratio from the received signal: y and the received signal: y 2 , 1 12 and 1 16 are adders, and 1 1 3 and 1 14 are interleavers
  • 1 15 is a second decoder that calculates a log likelihood ratio from the received signal: y
  • 1 17 is a din bar
  • Reference numeral 118 denotes a decision unit that decides the output of the second decoder 115 and outputs an estimated value of the original information bit sequence.
  • the turbo decoder configured as above, first, the first decoder 1 1 1, received signal: y lk and the received signal: estimation information bit is estimated from y 2k: X, the log-likelihood Calculate the ratio L (x ) k ') (k represents time). At this time, the log likelihood ratio: L (x ] k ') can be expressed as follows.
  • L e (x lk) represents external information
  • L a (x lk) represents the prior information is previous external information
  • the adder 112 calculates external information for the second decoder 115 from the log likelihood ratio that is the calculation result.
  • External information: L e (x lk ) can be expressed as follows based on the above equation (1).
  • the adder 1 16 calculates the external information: Le (x lk ) by using the equation (2) in the same manner as the adder 1 12.
  • the extrinsic information rearranged in the delta leave 117 is fed back to the first decoder 111 as prior information: L a (x lk ).
  • the above process is repeatedly performed a predetermined number of times to calculate a more accurate log likelihood ratio. Judgment is made based on the log likelihood ratio of, and the original information bit sequence is estimated. Specifically, for example, if the log likelihood ratio is "L (X ) k ')>0", the estimated information bit : xlk ' is determined to be 1 and "L ( xlk ') If ⁇ 0 ", it is determined that the estimated information bit: X lk , is 0.
  • turbo coding is performed on all information sequences on the transmitting side, and coding is performed on the receiving side. All the obtained signals are decoded, and then soft decision is performed. More specifically, for example, for 16 QAM, 256 QAM is used for all 4-bit data (0000 to 1111: 4-bit constellation). Then, the judgment is performed for all the 8-bit data. Therefore, when the conventional communication method for determining all data is implemented as described above, the communication device has a problem that the amount of calculation of the encoder and the decoder increases in accordance with the multi-level coding. there were.
  • the present invention has been made in view of the above, and is applicable to all communications using a multi-carrier modulation and demodulation scheme and a single-carrier modulation and demodulation scheme, in which a constellation increases with multi-level modulation. Also, a communication device and a communication method capable of realizing a reduction in the amount of calculation and good transmission characteristics, and a significant reduction in the amount of calculation and the time required for the calculation when the state of the transmission path is good. It is intended to provide. JP
  • a turbo code is adopted as an error correction code, and turbo coding is performed on lower two bits of transmission data, whereby the two bits are transmitted.
  • An information bit sequence a first redundant bit sequence generated in a first convolutional encoder that receives the two-bit information bit sequence as an input, and each information bit sequence after the interleaving process.
  • a two-bit information bit sequence and a first redundant bit sequence are extracted from, and are estimated using the extraction result and the probability information (including the case where none exists) given as prior information.
  • Information bit probability First decoding means (corresponding to the first decoder 11, adder 12, and interleavers 13 and 14) for calculating the information bit sequence, and the two-bit information bit sequence and the second A redundant bit sequence is extracted, the probability information of the estimated information bit is calculated again using the extraction result and the probability information from the first decoding unit, and the result is further represented by the prior information.
  • a second decoding means (corresponding to a second decoder 15, an adder 16, and a Dinary signal 17) for notifying the first decoding means as
  • a first estimating means (a first judging unit 18 and a second judging unit) for estimating the original lower two bits of the information bit sequence each time based on the calculation result of the probability information by the decoding means 20) and an error using an error correction code for the estimated information bit sequence.
  • a re-check is performed, and when it is determined that the estimation accuracy exceeds a predetermined criterion, the repetition processing is terminated, and at the same time, information of the estimated lower two bits using an error correction code is used.
  • Error correction means (corresponding to the first R / S decoder 19 and the second R / S decoder 21) for performing error correction on the bit sequence and other upper bits in the received signal are hardened.
  • a second estimating means (corresponding to the third determiner 22) for estimating the original information bit sequence of the upper bits by making a determination.
  • the communication device operates as a receiver that employs a turbo code as an error correction code. Extract the sequence and the first redundant bit sequence, and calculate the estimated information bit probability information using the extraction result and the probability information (including the case where none exists) given as prior information.
  • a first decoding unit further extracting the two-bit information bit sequence and the second redundant bit sequence, and using the extraction result and probability information from the first decoding unit,
  • the second decoding means for calculating the probability information of the estimated information bit again, and further notifying the result to the first decoding means as the advance information; and
  • a first estimating means for estimating an original lower two-bit information bit sequence each time based on a result of the probability information calculation processing by the second decoding means; and Error using error correcting code And when it is determined that the estimation accuracy exceeds a predetermined criterion, the repetition processing is terminated, and at the same time, using the error correction code, the lower two information bits of the estimated one are used.
  • Error correcting means for performing error correction on the sequence, second estimating means for estimating the information bit sequence of the original upper bit by hard-deciding another upper bit in the received signal, It is characterized by having.
  • the error correction means performs an error check each time the lower two information bit sequences are estimated, and adds “error” to the estimated information bit sequence. The repetitive processing is terminated when it is determined that there is no error.
  • the error correction means performs the repetition processing a predetermined number of times to reduce a bit error rate, and then executes an error correction code.
  • the lower 2 bits of the information The error correction is performed on the packet sequence.
  • the transmitter operates as a transmitter that employs a turbo code as an error correction code, and further performs turbo coding on lower two bits of transmission data, thereby A two-bit information bit sequence, a first redundant bit sequence generated by a first convolutional encoder that receives the two-bit information bit sequence as input, and each information bit after the interleaving process A second redundant bit sequence generated in a second convolutional encoder for inputting the sequence by replacing the sequence, and turbo coding means for outputting the second redundant bit sequence.
  • a turbo code is adopted as an error correction code, and turbo coding is performed on lower two bits in transmission data, whereby the information bits of the two bits are obtained.
  • a first redundant bit sequence generated in a first convolutional encoder that receives the two-bit information bit sequence as input, and a second information bit sequence after interleaving, which is input.
  • An error check is performed, and when it is determined that the estimation accuracy exceeds a predetermined criterion, the repetition processing is terminated, and at the same time, the estimated value is calculated using an error correction code.
  • Error correction stearyl which performs error correction on the lower two bits of information bit series
  • an error check is performed every time the lower two bits of the information bit sequence are estimated, and the estimated information bit sequence has no error.
  • the repetition processing is terminated when it is determined that
  • the error correction step an error check is performed each time the information bit sequence of the lower two bits is estimated, and the probability information obtained by the first decoding step is obtained.
  • the repetition processing is executed a predetermined number of times to reduce a bit error rate, and then an error correction code is set. Error correction is performed on the estimated lower 2 bits of the information bit sequence by using the information bit sequence.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an encoder and a decoder used in a communication device according to the present invention
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a transmission system of the communication device according to the present invention
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a receiving system of the communication device according to the present invention
  • FIG. 4 is a diagram showing signal point arrangements of various digital modulations
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional turbo encoder
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a conventional turbo decoder.
  • FIG. 1 shows a configuration of an encoder (turbo encoder) and a decoder (combination of a turbo decoder, a hard decision unit, and an RZS (Reed-Solomon code) decoder) used in the communication apparatus according to the present invention.
  • FIG. 1 (a) is a diagram showing a configuration of an encoder according to the present embodiment
  • FIG. 1 (b) is a diagram showing a configuration of a decoder according to the present embodiment. It is.
  • the communication apparatus according to the present embodiment includes both the encoder and the decoder, and has high-precision data error correction capability, thereby achieving excellent transmission characteristics in data communication and voice communication. Get. In this embodiment, for convenience of explanation, both of the above configurations are provided.
  • reference numeral 1 denotes a turbo encoder capable of obtaining a performance close to the Canon limit by adopting a turbo code as an error correction code.
  • the turbo encoder 1 In response to the input of two information bits, two information bits and two redundant bits are output, and here, the correction capability for each information bit on the receiving side is uniform. Generate each redundant bit so that
  • 1 1 is the received signal: L ey: from (described later of the reception signal y 2, corresponds to Y y a) a first decoder for calculating a logarithmic likelihood ratio
  • 1 2 and 1 6 are adders
  • 1 3 and 1 4 are interleavers
  • a second decoder for calculating the likelihood ratio 17 is a din bar, and 18 is an output of the first decoder 15 and outputs an estimated value of the original information bit sequence.
  • Reference numeral 19 denotes a first R / S decoder that decodes a Reed-Solomon code and outputs a more accurate information bit sequence
  • 20 denotes a second decoder 15.
  • 21 is a second RZS decoder that decodes the Reed-Solomon code and outputs a more accurate information bit sequence
  • 2 2 is L ey: a third determination unit that (described later of the reception signal y 3, y 4 ... considerably) a hard decision to output an estimate of the original information bit sequence.
  • ADSL Asymmetric Digital Subscriber
  • HD SL high-bit-rate Digital Subscriber Line
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a transmission system of the communication device according to the present invention.
  • the transmission data is multiplexed by a multiplex no-sync control (corresponding to the MUX / SYNC CONTROL shown) 41, and the multiplexed transmission data is cyclically applied.
  • Redundancy check (CRC: Equivalent to Cyclic redundancy check) 4 2 and 4 3 add error detection code, and forward error correction (equivalent to SCRAM & FEC) 4 4 and 4 5 FEC code Performs addition and scramble processing.
  • CRC Equivalent to Cyclic redundancy check
  • the tone ordering 49 There are two paths from the multiplex Z sync control 41 to the tone ordering 49, one of which is an interleaved data buffer path including an interleave 46.
  • the other is a fast data buffer path that does not include interleaving. In this case, the delay is greater in the interleaved data buffer path that performs the interleaving process.
  • the transmission data is a rate converter (equivalent to RATE-C0NVERT0R). 8 Performs rate conversion processing, and tone ordering (equivalent to TONE 0RDERRING) 4 9 Performs tone ordering processing. Then, based on the transmission data after the tone ordering processing, the constellation encoder gain scaling (equivalent to CONSTELLATION AND GAIN SCALLNG) 50 is used to generate constellation data, and the inverse fast Fourier transform unit (IFFT) is used. Performs inverse fast Fourier transform at 51.
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a receiving system of the communication device according to the present invention.
  • the received data (the above-mentioned transmission data) is filtered by an analog processing // analog-to-digital converter (equivalent to the ANALOG PROCESSING AND ADC shown in the figure).
  • the analog waveform is converted to a digital waveform, and the time-domain equalizer (corresponding to TEQ) 142 performs time-domain adaptive equalization.
  • the data subjected to the adaptive equalization processing in the time domain is converted from serial data to parallel data by the input serial Z parallel buffer (equivalent to INPUT SERIAL I PARALLEL BUFFER).
  • High-speed Fourier transform unit (FFT: equivalent to Fast Fourier transform) Performs high-speed Fourier transform in 144, and then applies frequency domain equalizer (corresponds to FEQ) 144 in the frequency domain, etc. Perform the conversion process.
  • a rate converter (equivalent to RATE-C0NVERT0R), rate conversion processing by 148, 149, din-live (equivalent to DEINTERLEAVE) 155, ding-leave processing by 550, forward error correction (equivalent to DESCRAM & FEC) 1 5 1 , 152, FEC processing and descrambling processing, and cyclic redundancy check (corresponding to cyclic redundancy check). Processing such as cyclic redundancy check by 153, 154 is performed.
  • Sync control (equivalent to MUX / SYNC CONTROL) 1 5 5 5 Received data is reproduced.
  • the operations of the encoder (transmission system) and the decoder (reception system) in the present embodiment will be described in detail with reference to the drawings.
  • a 16 QAM method is adopted as multi-level quadrature amplitude modulation (QAM: Quadrature Amplitude Modulation).
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • input data of lower two bits is used.
  • turbo coding on the other bits, and output the input data of other upper bits as they are.
  • Fig. 4 is a diagram showing the signal point arrangement of various digital modulations. More specifically, Fig. 4 (a) shows the signal point arrangement of the 4-phase PSK (Phase Shift Keying) method. (B) is the signal point constellation of the 16 QAM method, and (c) is the signal point constellation of the 64 QAM method.
  • PSK Phase Shift Keying
  • the receiving side usually determines the most probable data bit sequence (transmitted data) by soft decision. Is estimated. That is, the signal point closest to the reception signal point is determined as transmission data. However, at this time, for example, focusing on the received signal points a and b in FIG. 4, in each case (corresponding to FIGS. 4 (a), (b), and (c)), the closest to the received signal point is obtained. It can be seen that the lower two bits of the four points are (0, 0) (0, 1) (1, 0) (1, 1).
  • the present embodiment it is possible to improve the characteristic that may be degraded due to the multi-level, and furthermore, perform the turbo coding only on the lower two bits of the transmission signal. Therefore, the amount of computation can be significantly reduced as compared with the conventional technology in which all bits are subjected to turbo coding.
  • FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of the turbo encoder 1.
  • reference numeral 31 denotes a first recursive tissue convolutional encoder
  • 32 and 33 denote interleavers
  • 34 denotes a second recursive tissue convolutional encoder.
  • redundant data: u a which are obtained by encoding the transmission data by the processing of the first recursive systematic convolutional encoder 31
  • transmission data: u 2 is transmitted to a first recursive tissue convolutional encoder 31 and a second recursive tissue convolutional encoder 34.
  • the interleaving As described above, in the present embodiment, as an effect of the interleaving, it is possible to improve the error correction capability for a burst-like data error, and further, the input of the transmission data: and u 2
  • the recursive systematic convolutional coder 31 and the second recursive systematic convolutional coder 34 By interchanging the recursive systematic convolutional coder 31 and the second recursive systematic convolutional coder 34, the estimation accuracy of the transmitted data ⁇ and u 2 by the receiving side is made uniform. It becomes possible.
  • turbo decoding is performed on the lower 2 bits of the received data, the original transmission data is estimated by soft decision, and the reception is performed on the other upper bits.
  • the original transmission data is estimated by making a hard decision on the data with the third determiner 22.
  • L e (u lk), L e (u 2k) represent external information
  • L a (u lk) L a (u 2k) is the previous extrinsic information pre It represents information
  • the adder 12 calculates external information for the second decoder 15 from the log likelihood ratio that is the calculation result.
  • External Information L e (u lk), L e (u 2k) , based on SL (3) (4), it can be expressed as follows.
  • the interleavers 13 and 14 rearrange the signals with respect to the received signal Lcy and the external information: Le (u ) k ) and Le ( u2k ). Then, in the second decoder 15, similarly to the first decoder 11, the received signal L cy and the previously calculated prior information: L a (u lk ), L a (u 2k ), The log-likelihood ratios L (u Ik ') and L (u 2k ') are calculated by Eqs. (3) and (4).
  • ⁇ ,.
  • u Ik Represents the posterior probability that is 1
  • the above processing is performed a predetermined number of times (iteration times). ) To calculate a logarithmic likelihood ratio with higher accuracy, and the first determiner 18 and the second determiner 20 determine the log likelihood ratio based on the log likelihood ratio. The signal is judged and the original transmission data is estimated.
  • the estimated information bit: 1 ⁇ is determined to be 1 and" L ( ulk ') ⁇ 0 If ", the estimated information bit: is determined to be 0, and similarly, if the log likelihood ratio is" L ( u3 ⁇ 4 ')> 0 ", the estimated information bit: u2k ' is determined to be 1, and If "L (u 2k ') ⁇ 0", it is determined that the estimated information bit: u 2l is 0. Note that the received signals L cy: y 3 , y 4 ,. Hard decision is made using 22.
  • the first R / S decoder 19 and the second RZS decoder 21 check for errors using the Reed-Solomon code in a predetermined manner and find that the estimation accuracy exceeds a certain standard. The repetition processing is terminated at the stage determined. Then, using the Reed-Solomon code, each decision unit corrects the error of the estimated transmission data, and outputs transmission data with higher estimation accuracy.
  • a method of estimating original transmission data by the first R / S decoder 19 and the second R / S decoder 21 will be described according to a specific example.
  • three methods are given as specific examples.
  • a first method for example, every time the original transmission data is estimated by the first determiner 18 or the second determiner 20, the corresponding first RZS decoder 19 or the second RZS decoder 2] f. Alternately checks for errors, terminates the above iterative processing by the turbo encoder at the stage where one of the R / S decoders determines that there is no error, and And error correction of the estimated original transmission data using a Reed-Solomon code, and outputs transmission data with higher estimation accuracy.
  • the problem that the first and second methods incorrectly determine that there is no error and correct the error if the repetition processing is not performed is improved. For example, after performing a predetermined number of repetitions of a predetermined number of repetition processes, reducing the bit error rate to some extent, and performing error correction of the estimated transmission data using Reed-Solomon code, Output transmission data with higher estimation accuracy.
  • the soft decision processing and the soft decision processing for the lower two bits of the received signal that may degrade the characteristics are performed.
  • a turbo decoder that performs error correction using a Dosolomon code and a determiner that makes a hard decision on other bits in a received signal, it is possible to reduce soft decision processing, which requires a large amount of computation, and It is possible to achieve good transmission characteristics and.
  • the number of iterations can be reduced by estimating transmission data using first RZS decoder 19 and second RZS decoder 21, thereby increasing the amount of calculation.
  • the soft decision processing and the processing time can be further reduced.
  • an RS code Riv-Solomon
  • Excellent transmission characteristics can be obtained by using together.
  • the present embodiment by providing the turbo encoder 1 and the turbo decoder, the present embodiment can be applied to communication using a multi-carrier modulation / demodulation scheme. Therefore, even when the constellation increases, it is possible to reduce the amount of computation and the computation processing time, and achieve good transmission characteristics.
  • the 16 QAM method has been described as an example of the modulation method.
  • the present invention is not limited to this, and other modulation methods (such as 256 QAM) may be used. In this case, the same effect can be obtained.
  • the present invention by providing the configuration of the transmitter including the turbo encoding unit and the configuration of the receiver including the respective decoding units, with the multi-level modulation scheme, Even when the constellation increases, there is an effect that a communication device capable of reducing the amount of calculation and the calculation processing time and achieving good transmission characteristics and can be obtained.
  • the error correction means determines that there is no error with respect to the information bit sequence estimated earlier, the iterative processing in turbo decoding is terminated, so that the number of iterations is reduced. This makes it possible to obtain a soft decision process requiring a large amount of calculation and a communication device capable of further reducing the time required for the process.
  • the error correction means includes an information bit sequence estimated based on the probability information from the first decoding means and an information bit sequence estimated based on the probability information from the second decoding means.
  • the error correction means executes the repetition processing a predetermined number of times, the number of iterations can be reduced, and the soft decision processing with a large amount of calculation and the processing time can be reduced. Communication devices that can be further reduced The effect is that it can be obtained.
  • the next invention it is possible to improve the characteristic that may be degraded due to multi-leveling, and to perform turbo coding only on the lower two bits of the transmission signal.
  • an effect is obtained that a communication device capable of greatly reducing the amount of operation can be obtained.
  • an effect of interleaving it is possible to improve the error correction capability with respect to bursty data errors, and furthermore, to input information bits to the first convolutional encoder and the second convolutional encoder. By exchanging with the encoder, it is possible to obtain a communication device that can make the estimation accuracy of information bits on the receiving side uniform.
  • the iterative processing in turbo decoding is terminated. This makes it possible to obtain a soft decision process that requires a large amount of calculation and a communication method that can further reduce the processing time.
  • the information bit sequence estimated based on the probability information from the first decoding step and the information bit sequence estimated based on the probability information from the second decoding step Since iterative processing in turbo decoding is terminated when it is determined that there is no error for both the sequence and, it is possible to reduce the soft decision processing that requires a large amount of computation and the processing time. It is possible to obtain a communication method capable of further improving the information bit estimation accuracy.
  • the repetition processing is executed only a predetermined number of times, so that the number of iterations can be reduced, An effect is obtained that a soft decision process requiring a large amount of calculation and a communication method capable of further reducing the processing time can be obtained.
  • communication data, voice, video, etc.
  • DMT modulation / demodulation method and the OFDM modulation / demodulation method which are examples of the multicarrier modulation / demodulation method.
  • OFDM modulation / demodulation method which are examples of the multicarrier modulation / demodulation method.
  • turbo codes as error correction codes.

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Description

明 細 書 通信装置および通信方法 技術分野
本発明は、 マルチキヤリァ変復調方式を採用する通信装置および通信方法に関 するものであり、 特に、 D M T (Discrete Mul ti Tone) 変復調方式や O F D M ( Orthogonal Frequency Division Multiplex) 変復調方式等により、 既存の通信-回 線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置、 および通信方法に関するもの である。 ただし、 本発明は、 D M T変復調方式によりデータ通信を行う通信装置 に限らず、 通常の通信回線を介して、 マルチキャリア変復調方式およびシングル キヤリァ変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に適 用可能である。 背景技術
以下、 従来の通信方法について説明する。 たとえば、 S S (Spread Spectrum ) 方式を用いた広帯域 C D MA (W— C D M A : Code Division Multiple Access ) においては、 畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、 ターボ符 号が提案されている。 このターボ符号は、 情報系列にインタリーブを施した系列 を既知の符号化系列と並列に符号化するもので、 シャノン限界に近い特性が得ら れると言われており、 現在最も注目されている誤り訂正符号の 1つである。 上記 W— C D MAにおいては、 誤り訂正符号の性能が、 音声伝送やデータ伝送におけ る伝送特性を大きく左右するため、 ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向 上させることができる。
ここで、 上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作 を具体的に説明する。 第 6図は、 送信系において使用されるターボ符号器の構成 を示す図である。 第 6図 （a ) において、 1 0 1は情報系列を畳込み符号化して 冗長ビットを出力する第 1の再帰的組織畳込み符号化器であり、 102はインタ リーバであり、 103はインタリーバ 102により入れ替え後の情報系列を畳込 み符号化して冗長ビットを出力する第 2の再帰的組織畳込み符号化器である。 第 6図 （b) は、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 101および第 2の再帰的組織 畳込み符号化器 103の内部構成を示す図であり、 2つの再帰的組織畳込み符号 化器は、 それぞれ冗長ビッ トのみを出力する符号化器である。 また、 上記ターボ 符号器で用いられるインタリーバ 102では、 情報ビッ ト系列をランダムに入れ 替える処理を行う。
上記のように構成されるターボ符号器では、 同時に、 情報ビッ ト系列： X ,と、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 101の処理により前記情報ビット系列を符号 化した冗長ビット系歹 IJ : x2と、 第 2の再帰的組織畳込み符号化器 1 03の処理に よりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビッ ト系列： x3と、 を出力する。
第 7図は、 受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。 第 7図において、 1 1 1は受信信号： y ,と受信信号： y2とから対数尤度比を算出 する第 1の復号器であり、 1 12および 1 16は加算器であり、 1 1 3および 1 14はインタリーバであり、 1 15は受信信号： y ,と受信信号： y 3とから対数 尤度比を算出する第 2の復号器であり、 1 1 7はディンタリ一バであり、 1 18 は第 2の復号器 1 15の出力を判定して元の情報ビッ ト系列の推定値を出力する 判定器である。 なお、 受信信号： y n y 2, y 3は、 それぞれ前記情報ビッ ト系列 ： Xい 冗長ビット系列： χ 2， χ3に伝送路のノイズやフェージングの影響を与え た信号である。
上記のように構成されるターボ復号器では、 まず、 第 1の復号器 1 1 1が、 受 信信号： y lkと受信信号： y 2kから推定される推定情報ビッ ト ： X , の対数尤度 比： L (x]k ') を算出する （kは時刻を表す） 。 このとき、 対数尤度比： L ( x]k') は、 以下のように表すことができる。
Figure imgf000005_0001
= Pr(x1k=1|{Y|)
(1 )
Pr(Xik=0|{Y})
なお、 L e (xlk) は外部情報を表し、 L a ( x lk) は 1つ前の外部情報である 事前情報を表し、 Pr (x)k= l I {Y} ) は、 受信信号の全系列 {Υ} を受け取 つた条件で、 実際に送信された情報ビット ： xlkが 1である確率を表し、 Ρ,. (x]k =0 I {Y} ) は、 全系列 {Υ} を受け取った条件で、 実際に送信された情報ビ ット ： xlkが 0である確率を表す。 すなわち、 （1) 式では、 情報ビット ： xIk が 0である確率に対する情報ビット ： xlkが 1である確率を求めることとなる。 つぎに、 加算器 1 1 2では、 前記算出結果である対数尤度比から、 第 2の復号 器 1 1 5に対する外部情報を算出する。 外部情報： L e (xlk) は、 上記 （1) 式に基づいて、 以下のように表すことができる。
L e ( X ]k) = L ( lk ) — y lk— L a ( lk ··· (2)
ただし、 1回目の復号においては、 事前情報が求められていないため、 L a ( x]k) =0である。
つぎに、 インタリーバ 1 1 3および 1 1 4では、 受信信号： ylkと外部情報： L e ( X !k) を、 受信信号： y3の時刻にあわせるために、 信号の並べ替えを行う。 そして、 第 2の復号器 1 1 5では、 第 1の復号器 1 1 1と同様に、 受信信号： y】 と受信信号： y3、 および先に算出しておいた外部情報： L e (xJk) に基づいて、 対数尤度比： L (xlk ') を算出する。 その後、 加算器 1 1 6では、 加算器 1 1 2と同様に、 （2) 式を用いて、 外部情報： L e (xlk) を算出する。 このとき、 ディンタリーブ 1 1 7にて並べ替えられた外部情報は、 事前情報： L a (xlk) として前記第 1の復号器 1 1 1にフィードバックされる。
最後に、 タ一ボ復号器では、 上記処理を、 所定の回数にわたって繰り返し実行 することで、 より精度の高い対数尤度比を算出し、 そして、 判定器 1 1 8力 こ の対数尤度比に基づいて判定を行い、 もとの情報ビッ ト系列を推定する。 具体的 にいうと、 たとえば、 対数尤度比が " L ( X ] k ' ) 〉0 " であれば、 推定情報ビ ット ： x lk 'を 1 と判定し、 " L ( x lk ' ) ≤ 0 " であれば、 推定情報ビット ： X lk ,を 0と判定する。
このように、 従来の通信方法においては、 誤り訂正符号として、 ターボ符号を 適用することにより、 変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような 場合においても、 音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させるこ とが可能となり、 既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
しかしながら、 上記、 従来の通信方法においては、 高精度な誤り訂正を行うた めに、 送信側にて、 すべての情報系列に対してターボ符号化を実施し、 さらに、 受信側にて、 符号化されたすベての信号を復号し、 その後、 軟判定を行っている。 具体的にいうと、 たとえば、 1 6 Q AMであれば 4ビッ トのすべてのデータ （0 0 0 0〜1 1 1 1 ： 4 ビッ トコンスタレ一シヨン） に対して、 2 5 6 Q AMであ れば 8ビットのすべてのデータに対して、 判定を行うことになる。 したがって、 上記のように、 すべてのデータの判定を行う従来の通信方法を実施した場合、 通 信装置では、 多値化に応じて符号器および復号器の計算量が増大する、 という問 題があった。
また、 上記、 従来の通信方法においては、 ノイズによる影響を受けている状態、 または受けていない状態、 すなわち、 伝送路の状態にかかわらず、 繰り返し演算 による復調を行っているため、 伝送路の状態が良好な場合においても、 悪い場合 に同一の演算量および遅延量になってしまう、 という問題があった。
本発明は、 上記に鑑みてなされたものであって、 マルチキャリア変復調方式お よびシングルキヤリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、 多値化 に伴ってコンスタレーションが増大するような場合においても、 計算量の削減と 良好な伝送特性とを実現し、 さらに、 伝送路の状態が良好な場合における演算量 およびその演算処理時間の大幅な削減を実現可能な通信装置、 および通信方法を 提供することを目的としている。 JP
5 従って、 本発明にかかる通信装置にあっては、 誤り訂正符号として、 ターボ符 号を採用し、 さらに、 送信データにおける下位 2ビッ トに対してターボ符号化を 行うことにより、 前記 2ビットの情報ビッ ト系列と、 前記 2ビットの情報ビッ ト 系列を入力とする第 1の畳込み符号器に生成される第 1の冗長ビット系列と、 ィ ンタリ一ブ処理後の各情報ビッ ト系列を入れ替えて入力する第 2の畳込み符号化 器に生成される第 2の冗長ビット系列と、 を出力するターボ符号化手段 （後述す る実施の形態のターボ符号器 1に相当） と、 受信信号から、 2ビッ トの情報ビッ ト系列と第 1の冗長ビッ ト系列とを抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与 えられる確率情報 （ない場合も含む） と、 を用いて、 推定される情報ビッ トの確 率情報を算出する第 1の復号手段 （第 1の復号器 1 1、 加算器 1 2、 インタリ一 バ 1 3， 1 4に相当） と、 さらに、 前記 2ビットの情報ビッ ト系列と第 2の冗長 ビット系列とを抽出し、その抽出結果と、前記第 1の復号手段からの確率情報と、 を用いて、 再度、 推定情報ビッ トの確率情報を算出し、 さらに、 その結果を前記 事前情報として前記第 1の復号手段に通知する第 2の復号手段 （第 2の復号器 1 5、 加算器 1 6、 ディンタリ一バ 1 7に相当） と、 繰り返し実行される、 前記第 1および第 2の復号手段による確率情報の算出処理結果に基づいて、 その都度、 もとの下位 2ビッ 卜の情報ビッ ト系列を推定する第 1の推定手段 （第 1の判定器 1 8、 第 2の判定器 2 0に相当） と、 前記推定された情報ビッ ト系列に対して誤 り訂正符号を用いたエラ一チェックを行い、 その推定精度が所定の基準を超えた と判断された段階で、 前記繰り返し処理を終了させ、 同時に、 誤り訂正符号を用 いて、 前記推定されたもとの下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列に対して誤り訂正を 行う誤り訂正手段 （第 1の R / Sデコーダ 1 9、 第 2の R / Sデコーダ 2 1に相 当） と、 前記受信信号における他の上位ビッ トを硬判定することにより、 もとの 上位ビットの情報ビット系列を推定する第 2の推定手段 （第 3の判定器 2 2に相 当） と、 を備えることを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 誤り訂正符号として、 ターボ符号を 採用する受信機として動作し、 さらに、 受信信号から、 2ビッ トの情報ビッ ト系 列と第 1の冗長ビット系列とを抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えら れる確率情報 （ない場合も含む） と、 を用いて、 推定される情報ビットの確率情 報を算出する第 1の復号手段と、 さらに、 前記 2ビットの情報ビット系列と第 2 の冗長ビッ ト系列とを抽出し、 その抽出結果と、 前記第 1の復号手段からの確率 情報と、 を用いて、 再度、 推定情報ビッ トの確率情報を算出し、 さらに、 その結 果を前記事前情報として前記第 1の復号手段に通知する第 2の復号手段と、 繰り 返し実行される、 前記第 1および第 2の復号手段による確率情報の算出処理結果 に基づいて、 その都度、 もとの下位 2ビットの情報ビッ ト系列を推定する第 1の 推定手段と、 前記推定された情報ビッ ト系列に対して誤り訂正符号を用いたエラ —チェックを行い、 その推定精度が所定の基準を超えたと判断された段階で、 前 記繰り返し処理を終了させ、 同時に、 誤り訂正符号を用いて、 前記推定されたも との下位 2ビットの情報ビット系列に対して誤り訂正を行う誤り訂正手段と、 前 記受信信号における他の上位ビッ トを硬判定することにより、 もとの上位ビッ ト の情報ビット系列を推定する第 2の推定手段と、 を備えることを特徴とする。 つぎの発明にかかる通信装置において、 前記誤り訂正手段にあっては、 前記下 位 2ビッ トの情報ビッ ト系列が推定される毎にエラ一チェックを行い、 推定され た情報ビッ ト系列に 「エラ一がない」 と判断した段階で、 前記繰り返し処理を終 了させることを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置において、 前記誤り訂正手段にあっては、 前記下 位 2ビッ トの情報ビッ ト系列が推定される毎にエラ一チェックを行い、 前記第 1 の復号手段からの確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 前記第 2の 復号手段からの確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 の両方に 「ェ ラーがない」 と判断した段階で、 前記繰り返し処理を終了させることを特徴とす る。
つぎの発明にかかる通信装置において、 前記誤り訂正手段にあっては、 予め決 めておいた所定回数分だけ前記繰り返し処理を実行し、 ビッ ト誤り率を低減して おいてから、 誤り訂正符号を用いて前記推定されたもとの下位 2ビッ トの情報ビ ット系列に対して誤り訂正を行うことを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 誤り訂正符号として、 ターボ符号を 採用する送信機として動作し、 さらに、 送信データにおける下位 2ビットに対し てタ一ボ符号化を行うことにより、 前記 2ビッ トの情報ビット系列と、 前記 2ビ ッ卜の情報ビッ ト系列を入力とする第 1の畳込み符号器に生成される第 1の冗長 ビット系列と、 ィンタリーブ処理後の各情報ビッ ト系列を入れ替えて入力する第 2の畳込み符号化器に生成される第 2の冗長ビッ ト系列と、 を出力するターボ符 号化手段、 を備えることを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、 誤り訂正符号として、 ターボ符号を 採用し、 さらに、 送信データにおける下位 2ビッ トに対してターボ符号化を行う ことにより、 前記 2ビットの情報ビッ ト系列と、 前記 2ビットの情報ビッ ト系列 を入力とする第 1の畳込み符号器に生成される第 1の冗長ビッ 卜系列と、 ィンタ リーブ処理後の各情報ビット系列を入れ替えて入力する第 2の畳込み符号化器に 生成される第 2の冗長ビッ ト系列と、 を出力するターボ符号化ステップと、 受信 信号から、 前記 2ビットの情報ビッ ト系列と前記第 1の冗長ビッ ト系列とを抽出 し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられる確率情報 （ない場合も含む） と、 を用いて、 推定される情報ビッ トの確率情報を算出する第 1の復号ステップと、 さらに、前記 2ビットの情報ビット系列と前記第 2の冗長ビット系列とを抽出し、 その抽出結果と、 前記第 1の復号手段からの確率情報と、 を用いて、 再度、 推定 情報ビットの確率情報を算出し、 さらに、 その結果を前記事前情報として前記第 1の復号ステップに対してフィードバックする第 2の復号ステップと、 繰り返し 実行される、 前記第 1および第 2の復号ステップにおける確率情報の算出処理結 果に基づいて、 その都度、 もとの下位 2ビッ トの情報ビット系列を推定する第 1 の推定ステップと、 前記推定された情報ビッ ト系列に対して誤り訂正符号を用い たエラ一チェックを行い、 その推定精度が所定の基準を超えたと判断された段階 で、 前記繰り返し処理を終了させ、 同時に、 誤り訂正符号を用いて、 前記推定さ れたもとの下位 2ビットの情報ビッ ト系列に対して誤り訂正を行う誤り訂正ステ ップと、 前記受信信号における他の上位ビットを硬判定することにより、 もとの 上位ビッ 卜の情報ビット系列を推定する第 2の推定ステップと、 を含むことを特 徴とする。
つぎの発明にかかる通信方法において、 前記誤り訂正ステップにあっては、 前 記下位 2ビットの情報ビット系列が推定される毎にエラーチユックを行い、 推定 された情報ビッ ト系列に 「エラ一がない」 と判断した段階で、 前記繰り返し処理 を終了させることを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信方法において、 前記誤り訂正ステップにあっては、 前 記下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列が推定される毎にエラ一チェックを行い、 前記 第 1の復号ステップによる確率情報に基づいて it定された情報ビッ ト系列と、 前 記第 2の復号ステップによる確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 の両方に 「エラーがない」 と判断した段階で、 前記繰り返し処理を終了させるこ とを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信方法において、 前記誤り訂正ステップにあっては、 予 め決めておいた所定回数分だけ前記繰り返し処理を実行し、 ビッ ト誤り率を低減 しておいてから、 誤り訂正符号を用いて前記推定されたもとの下位 2ビッ トの情 報ビッ ト系列に対して誤り訂正を行うことを特徴とする。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を 示す図であり、 第 2図は、 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図であ り、 第 3図は、 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図であり、 第 4図 は、 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、 第 5図は、 ターボ符号器 1の回路構成を示す図であり、 第 6図は、 従来のターボ符号器の構成を示す図で あり、 第 7図は、 従来のターボ復号器の構成を示す図である。 発明を実施するための最良の形態 以下に、 本発明にかかる通信装置および通信方法の実施の形態を図面に基づい て詳細に説明する。 なお、 この実施の形態によりこの発明が限定されるものでは ない。
第 1図は、 本発明にかかる通信装置で使用される符号器 （ターボ符号器） 、 お よび復号器 （ターボ復号器と硬判定器と R Z S (リードソロモン符号） デコーダ の組み合わせ） の構成を示す図であり、 詳細には、 第 1図 （a ) が本実施の形態 における符号器の構成を示す図であり、 第 1図 （b ) が本実施の形態における復 号器の構成を示す図である。 本実施の形態における通信装置においては、 上記符 号器および復号器の両方の構成を備えることとし、 高精度なデータの誤り訂正能 力をもつことにより、データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。 なお、 本実施の形態においては、 説明の便宜上、 上記両方の構成を備えることと したが、 たとえば、 2つのうちの符号器だけを備える送信機を想定することとし てもよいし、 一方、 復号器だけを備える受信機を想定することとしてもよレ、。 また、 第 1図 （a ) の符号器において、 1は誤り訂正符号としてターボ符号を 採用することによりシヤノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器で あり、 たとえば、 ターボ符号器 1では、 2ビットの情報ビットの入力に対して、 2ビッ トの情報ビッ トと 2ビッ トの冗長ビッ トとを出力し、 さらに、 ここでは、 受信側において各情報ビッ トに対する訂正能力が均一になるように、 各冗長ビッ トを生成する。
一方、 第 1図 （b ) の復号器において、 1 1は受信信号： L e y (後述の受信 信号： y 2, Y y aに相当） から対数尤度比を算出する第 1の復号器であり、 1 2および 1 6は加算器であり、 1 3および 1 4はインタリーバであり、 1 5は受 信信号： L e y (後述の受信信号： y 2, y„ y bに相当） から対数尤度比を算出 する第 2の復号器であり、 1 7はディンタリ一バであり、 1 8は第 1の復号器 1 5の出力を判定して元の情報ビッ ト系列の推定値を出力する第 1の判定器であり. 1 9はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビッ ト系列を出力する 第 1の R / Sデコーダであり、 2 0は第 2の復号器 1 5の出力を判定して元の情 報ビット系列の推定値を出力する第 2の判定器であり、 2 1はリードソロモン符 号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第 2の RZ Sデコーダで あり、 2 2は L e y (後述の受信信号： y 3， y 4…に相当） を硬判定して元の情 報ビット系列の推定値を出力する第 3の判定器である。
ここで、 上記符号器および復号器の動作を説明する前に、 本発明にかかる通信 装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。 たとえば、 DMT (Discrete Multi Tone) 変復調方式を用いて、 データ通信を行う有線系ディジタル通信方式 としては、 既設の電話回線を使用して数メガビッ ト Z秒の高速ディジタル通信を 行う A D S L (Asymmetric Digital Subscriber Line) 通信方式、 および HD S L (high-bit-rate Digital Subscriber Line) 通信方式等の D Sし通 ί言方式カ ある。 なお、 この方式は、 A N S IのT 1 . 4 1 3等において標準化されている。 以降、 本実施の形態の説明については、 たとえば、 上記 A D S Lに適応可能な通 信装置を用いることとする。
第 2図は、 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。 第 2図に おいて、 送信系では、 送信データをマルチプレックスノシンクコントロール （図 示の MUX/SYNC CONTROLに相当） 4 1にて多重化し、 多重化された送信データに対 してサイクリ ック リダンダンシィチェック （C R C ： Cycl ic redundancy check に相当） 4 2、 4 3にて誤り検出用コードを付加し、 さらに、 フォワードエラ一 コレクション （SCRAM&FECに相当） 4 4、 4 5にて F E C用コードの付加およびス クランブル処理を行う。
なお、 マルチプレックス Zシンクコントロール 4 1から、 トーンオーダリング 4 9に至るまでには 2つの経路があり、 一つはインタリーブ （INTERLEAVE) 4 6 が含まれるインタリーブドデータバッファ （Interleaved Data Buffer) 経路であ り、 もう一方はインタリーブを含まないファース トデータバッファ （Fast Data Buffer) 経路であり、 ここでは、 インタリーブ処理を行うインタリーブドデータ バッファ経路の方の遅延が大きくなる。
^の後、 送信データは、 レートコンバータ （RATE-C0NVERT0Rに相当） 4 7、 4 8にてレートコンバ一ト処理を行い、 トーンォ一ダリング （TONE 0RDERRINGに相 当） 4 9にてトーンオーダリング処理を行う。 そして、 トーンオーダリング処理 後の送信データに基づいて、 コンスタレ一ションエンコーダ ゲィンスケーリン グ （CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当） 5 0にてコンスタレ一ションデー タを作成し、 逆高速フーリエ変換部 （IFFT： Inverse Fast Fourier transformに 相当） 5 1にて逆高速フーリエ変換を行う。
最後に、 インプッ トパラレル Zシリアルバッファ （INPUT PARALLEし/ SERIAL BUFFERに相当） 5 2にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変 換し、 アナログプロセッシング/ディジタル一アナログコンバータ （ANALOG PROCESSING AND DACに相当） 5 3にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、 フィルタリング処理を実行後、 送信データを電話回線上に送信する。
第 3図は、 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。 第 3図に おいて、 受信系では、 受信データ （前述の送信データ） に対し、 アナログプロセ ッシング/ /アナログ一ディジタルコンパ一タ （図示の ANALOG PROCESSING AND ADC に相当） 1 4 1にてフィルタリ ング処理を実行後、 アナログ波形をディジタル波 形に変換し、 タイムドメインイコライザ （TEQに相当） 1 4 2にて時間領域の適応 等化処理を行う。
時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、 インプッ トシリアル Zパラレルバッファ （INPUT SERIAL I PARALLEL BUFFERに相当） 1 4 3にてシリ アルデータからパラレルデータに変換され、 そのパラレルデータに対して高速フ 一リェ変換部 （FFT ： Fast Fourier transformに相当） 1 4 4にて高速フ一リェ変 換を行い、 その後、 周波数ドメインイコライザ （FEQに相当） 1 4 5にて周波数領 域の適応等化処理を行う。
そして、 周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、 コンスタ レーシヨンデコーダ/ゲインスケーリング （CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当） 1 4 6およびトーンオーダリング （TONE 0RDERRINGに相当） 1 7にて行われる復号処理 （最尤復号法） およびトーンオーダリング処理により、 シリアルデータに変換される。 その後、 レートコンバータ （RATE- C0NVERT0Rに相 当） 1 4 8， 1 4 9によるレートコンバート処理、ディンタリ一ブ（DEINTERLEAVE に相当） 1 5 0によるディンタリーブ処理、 フォワードエラーコレクション （ DESCRAM&FECに相当） 1 5 1， 1 5 2による F E C処理およびデスクランブル処理 、 およびサイクリックリダンダンシイチエック （cycl i c redundancy checkに相当 ) 1 5 3， 1 5 4による巡回冗長検査等の処理が行われ、 最終的にマルチプレツ クス/シンクコントロール（MUX/SYNC CONTROLに相当） 1 5 5から受信データが再 生される。
上記に示すような通信装置においては、 受信系と送信系においてそれぞれ 2つ の経路を備え、 この 2つの経路を使い分けることにより、 またはこの 2つの経路 を同時に動作させることにより、 低伝送遅延および高レ一トのデータ通信を実現 可能としている。
なお、 上記のように構成される通信装置においては、 第 1図 （a ) に示す符号 器が、 上記送信系におけるコンスタレ一ションエンコーダ/ゲインスケーリング 5 0に位置付けられ、 第 1図 （b ) に示す復号器が、 上記受信系におけるコンス タレ一ションデコーダ ゲインスケ一リング 1 4 6に位置付けられる。
以下、 本実施の形態における符号器 （送信系） および復号器 （受信系） の動作 を図面にしたがって詳細に説明する。 まず、 第 1図 （a ) に示す符号器の動作に ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ Q A M： Quadrature Amplitude Modulation) として、 たとえば、 1 6 Q AM方式を採用する。 また、 本実施の形態の符号器においては、 すべての入力データに対してターボ符号化を 実行する従来技術と異なり、 第 1図 （a ) に示すように、 下位 2ビッ トの入力デ —タに対してターボ符号化を実施し、 他の上位ビットについては入力データをそ のままの状態で出力する。
ここで、 下位 2ビッ トの入力データについてのみターボ符号化を実行する理由 を説明する。 第 4図は、 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、 詳細 には、 第 4図 （a ) が 4相 P S K (Phase Shi ft Keying) 方式の信号点配置であ り、 （b) が 1 6 QAM方式の信号点配置であり、 （c) が 64QAM方式の信 号点配置である。
たとえば、 上記すベての変調方式の信号点配置において、 受信信号点が aまた は bの位置である場合、 通常、 受信側では、 軟判定により情報ビット系列 （送信 データ） として最も確からしいデータを推定する。 すなわち、 受信信号点との距 離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。 しかしながら、 こ のとき、 たとえば、 第 4図の受信信号点 aおよび bに着目すると、 いずれの場合 (第 4図 （a) (b) (c) に相当） においても、 受信信号点に最も近い 4点の 下位 2ビッ トが、 （0， 0) (0， 1) (1， 0) (1， 1) であることがわか る。 そこで、 本実施の形態においては、 特性が劣化する可能性のある 4つの信号 点 （すなわち、 信号点間距離が最も近い 4点） の下位 2ビットに対して、 優れた 誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、 受信側で軟判定を行う。 一方、 特性 が劣化する可能性の低いその他の上位ビッ トについては、 そのままの状態で出力 し、 受信側で硬判定を行う構成とした。
これにより、 本実施の形態においては、 多値化に伴って劣化する可能性のある 特性を向上させることができ、 さらに、 送信信号の下位 2ビッ トに対してのみタ —ボ符号化を実施するため、 すべてのビッ トをターボ符号化の対象とする従来技 術と比較して、 演算量を大幅に削減することができる。
続いて、 入力された下位 2ビッ トの送信データ ： u,， u2に対してターボ符号 化を実施する、 第 1図 （a) に示すターボ符号器 1の動作について説明する。 第 5図は、 ターボ符号器 1の回路構成を示す図である。 第 5図において、 3 1は第 1の再帰的組織畳込み符号化器であり、 32および 33は、インタリーバであり、 34は第 2の再帰的組織畳込み符号化器である。 ターボ符号器 1では、 同時に、 情報系列に相当する送信データ ： ui5 u2と、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 3 1の処理により前記送信データを符号化した冗長データ ： uaと、 第 2の再帰的 組織畳込み符号化器 34の処理によりインタリーブ処理後の送信デ一タを符号化 した （他のデータとは時刻の異なる） 冗長データ ： ubと、 を出力する。 また、 通常、 既知のターボ符号器においては、 たとえば、 送信データ ： u 2を、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 3 1と第 2の再帰的組織畳込み符号化器 3 4に おける、 それぞれの前段の加算器 6 0， 6 2に入力し、 一方の送信データ ： u , を、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 3 1と第 2の再帰的組織畳込み符号化器 3 4における、 それぞれの後段の加算器 6 1， 6 3に入力し、 各符号化器の出力と して、 冗長データ ： u a， u hを出力する。 しかしながら、 このようなターボ符号 器においては、 送信データ ： U jと u 2との間で遅延器の数が異なり、 冗長ビッ ト における重みに偏りが発生するため、 冗長データ ： u a， u hを用いた受信側での 送信データ ： と u 2の推定精度が、 均一にならない、 という問題があった。 そこで、 本実施の形態においては、 送信データ ： u ,と u 2の推定精度を均一化 するために、 たとえば、 送信データ ： u 2を、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 3 1における前段の加算器 6 0に入力し、 ィンタリーブ実施後の送信データ ： u 2 を、 第 2の再帰的組織畳込み符号化器 3 4における後段の加算器 6 3に入力し、 さらに、 一方の送信データ ： u ,を、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 3 1におけ る後段の加算器 6 1に入力し、 インタリ一プ実施後の送信データ ： を、 第 2の 再帰的組織畳込み符号化器 3 4における前段の加算器 6 2に入力する。
このように、 本実施の形態においては、 インタリーブの効果として、 バースト 的なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させることが可能となり、さらに、 送信データ ： と u 2の入力を、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 3 1と第 2の 再帰的組織畳込み符号化器 3 4との間で入れ替えることにより、 受信側による送 信データ ： と u 2の推定精度を均一化することが可能となる。
つぎに、 第 1図 （b ) に示す復号器の動作について説明する。 なお、 本実施の 形態では、 多値直交振幅変調 （Q AM) として、 たとえば、 1 6 Q A M方式を採 用する場合について説明する。 また、 本実施の形態の復号器においては、 受信デ ータの下位 2ビッ トに対してターボ復号を実施し、 軟判定により元の送信データ を推定し、 他の上位ビッ トについては、 受信データを第 3の判定器 2 2で硬判定 することにより、 元の送信データを推定する。 ただし、 受信信号 L c y ： y 4, y 3， y 2» yい ya， ybは、 それぞれ前記送信ィ則の出力： u4， u3， u2， u" ua, ubに伝送路のノイズやフエージングの影響を与えた信号である。
まず、 受信信号 L e y ： y2, y„ ya, yhを受け取ったターボ復号器では、 ま ず、 第 1の復号器 1 1が、 受信信号 L e y ： y2， yい yaを抽出し、 これらの受 信信号から推定される情報ビッ ト （元の送信データ ： u】い u2kに相当） ： ulk ， u2 の対数尤度比： L (ulk') ， L (u2 ） を算出する （kは時刻を表す） 。 なお、 対数尤度比を算出する復号器としては、 たとえば、 既知の最大事後確率復 号器 （MAPアルゴリズム ： Maximum A- Posteriori) が用いられることとが多い 力 たとえば、 既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。
このとき、 対数尤度比： L ( u lk ' ) ， L ( u 2k ' ) は、 以下のように表すこと ができる。
L(uik')"Lcy +La(u1k)+Le(u1k)
Pr(u1k=1|{Lcy|)
(3)
Pr(ulk=0|{Lcy})
L(U2k')=し cy+La(u2k)+Le(u2k)
(4)
Figure imgf000017_0001
なお、 本実施の形態において、 L e (ulk) , L e (u2k) は外部情報を表し、 L a (ulk) ， L a (u2k) は 1つ前の外部情報である事前情報を表し、 Pr (uJk = 1 I {L e y} ) は、 受信信号 L c y : y2， y„ yaを受け取った条件で、 実 際に送信された情報ビット ： ulkが 1である事後確率を表し、 Pr (uIk=0 I {L c y} ) は、 u】kが 0である事後確率を表し、 Pr (u k= 1 I {L e y} ) は、 受 信信号 L e y : y2, y,， yaを受け取った条件で、 実際に送信された情報ビット ： u2kが 1である事後確率を表し、 Pr (u2k= 0 I { L e y } ) は、 u2kが 0であ る事後確率を表す。 すなわち、 （3) (4) 式では、 u2kが 0である確率に対す る u2kが 1である確率と、 ulkが 0である確率に対する U lkが 1である確率と、 を 求めることとなる。
つぎに、 加算器 1 2では、 前記算出結果である対数尤度比から、 第 2の復号器 1 5に対する外部情報を算出する。 外部情報： L e (ulk) ， L e (u2k) は、 上 記 （3) (4) 式に基づいて、 以下のように表すことができる。
L e vuIk) = L (u,k ) — L c y— L a (u]k) ··· (5)
L e (u2k) = L ( u 2k ' ) 一 L e y— L a ( u 2k) ··· ( 6 )
ただし、 1回目の復号においては、 事前情報が求められていないため、 L a ( ulk) = 0, L a (u2k) = 0である。
つぎに、 インタリーバ 1 3および 1 4では、 受信信号 L c yと外部情報： L e (u]k) ， L e (u2k) に対して信号の並べ替えを行う。 そして、 第 2の復号器 1 5では、 第 1の復号器 1 1 と同様に、 受信信号 L c y、 および先に算出しておい た事前情報： L a (ulk) , L a (u2k) に基づいて、 （3) (4) 式による対数 尤度比： L (uIk ' ) ， L ( u 2k ' ) を算出する。 なお、 ここでは、 Ρ,. (ulk= 1 I { L e y } ) は、 受信信号 L e y ： y 2， y，， y bを受け取った条件で、 実際に 送信された情報ビット ： uIkが 1である事後確率を表し、 Pr (ulk= 0 I { L e y } ) は、 ulkが 0である事後確率を表し、 Pr (u2k= 1 I { L e y } ) は、 受信信 号 L c y ： y2， y ]( ybを受け取った条件で、 実際に送信された情報ビット ： u2k が 1である事後確率を表し、 Ρ,. (u2k= 0 I { L e y } ) は、 u2kが 0である事後 確率を表す。
その後、 加算器 1 6では、 加算器 1 2と同様に、 （5 ) (6 ) 式を用いて、 外 部情報： L e (ulk) , L e (u2k) を算出する。 このとき、 ディンタリーブ 1 7 にて並べ替えられた外部情報は、 事前情報： L a (u]k) ， L a (u2k) として、 前記第 1の復号器 1 1にフィードバックされる。
そして、 上記ターボ復号器では、 上記処理を、 所定の回数 （ィテレーシヨン回 数） にわたつて繰り返し実行することにより、 より精度の高い対数尤度比を算出 し、 そして、 第 1の判定器 1 8および第 2の判定器 20が、 この対数尤度比に基 づいて信号の判定を行い、 もとの送信データを推定する。 具体的にいうと、 たと えば、 対数尤度比が "L (ulk ") 〉 0" であれば、 推定情報ビッ ト ： 1^ を 1 と判定し、 "L ( u lk ' ) ≤ 0" であれば、 推定情報ビット ： を 0と判定し 、 同様に、 対数尤度比が "L (u¾') 〉0" であれば、 推定情報ビット ： u2k 'を 1と判定し、 "L (u2k ') ≤ 0" であれば、 推定情報ビット ： u2l を 0と 判定する。 なお、 同時に受信する受信信号 L c y ： y3, y4…については、 第 3 の判定器 22を用いて硬判定される。
最後に、 第 1の R/Sデコーダ 1 9および第 2の RZSデコーダ 2 1では、 所 定の方法でリードソロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、 推定精度があ る特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り返し処理を終了させる。 そし て、 リードソロモン符号を用いて、 各判定器にて前記推定されたもとの送信デ一 タの誤り訂正を行い、 より推定精度の高い送信データを出力する。
ここで、 第 1の R/Sデコーダ 1 9および第 2の R/Sデコーダ 2 1によるも との送信データの推定方法を具体例にしたがって説明する。 ここでは、 具体例と して、 3つの方法をあげる。 第 1の方法としては、 たとえば、 第 1の判定器 1 8 または第 2の判定器 20にてもとの送信データが推定される毎に、 対応する第 1 の RZSデコーダ 1 9、 または第 2の RZSデコーダ 2 ]カ；、 交互にエラーのチ エックを行い、 いずれか一方の R/Sデコーダが 「エラ一がない」 と判断した段 階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、 そして、 リードソロモン 符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、 より推定精度 の高い送信データを出力する。
また、 第 2の方法としては、 第 1の判定器 1 8または第 2の判定器 20にても との送信データが推定される毎に、 対応する第 1の RZSデコーダ 1 9、 または 第 2の R/Sデコーダ 2 1力 交互にエラーのチヱックを行い、 両方の R/Sデ コーダが 「エラーがない！ と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処 理を終了させ、 そして、 リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信 データの誤り訂正を行い、 より推定精度の高い送信データを出力する。
また、 第 3の方法としては、 上記第 1および第 2の方法にて誤って 「エラーが ない」 と判断され、 繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてしまう という問題を改善し、 たとえば、 予め決めておいた所定回数分の繰り返し処理を 実施し、 ある程度、 ビット誤り率を低減しておいてから、 リードソロモン符号を 用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、 より推定精度の高い 送信データを出力する。
このように、 本実施の形態においては、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレ ーシヨンが増大する場合においても、 特性劣化の可能性がある受信信号の下位 2 ビッ トに対する軟判定処理とリ一ドソロモン符号による誤り訂正とを実施するタ —ボ復号器と、受信信号におけるその他のビッ トに対して硬判定を行う判定器と、 を備えることにより、 計算量の多い軟判定処理の削減と、 良好な伝送特性と、 を 実現することが可能となる。
また、 本実施の形態においては、 第 1の R Z Sデコーダ 1 9および第 2の R Z Sデコーダ 2 1を用いて送信データを推定することにより、 ィテレーション回数 を低減することができ、 計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削 減することが可能となる。 なお、 本実施の形態のようなランダム誤りとバースト 誤りが混在するような伝送路においては、 シンボル単位での誤り訂正を行う R— S符号 （リードソロモン） や他の既知の誤り訂正符号等との併用により、 優れた 伝送特性を得ることができる。
以上、 本実施の形態においては、 上記ターボ符号器 1と上記ターボ復号器とを 備えることにより、 マルチキャリア変復調方式を用いた通信に適用可能とし、 さ らに、変調方式の多値化に伴ってコンスタレ一ションが増大する場合においても、 演算量および演算処理時間の削減と、 良好な伝送特性と、 を実現可能とする。 な お、 本実施の形態においては、 変調方式として、 1 6 Q AM方式を一例として説 明を行ったが、 これに限らず、 その他の変調方式 （2 5 6 Q AM等） を用いた場 合においても、 同様の効果を得ることができる。
以上、 説明したとおり、 本発明によれば、 ターボ符号化手段を含む送信機の構 成と、 各復号手段を含む受信機の構成と、 を備えることにより、 変調方式の多値 化に伴ってコンスタレーションが増大するような場合においても、 演算量および 演算処理時間の削減と、 良好な伝送特性と、 を実現可能な通信装置を得ることが できる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレーションが増大す る場合においても、 特性劣化の可能性がある受信信号の下位 2ビットに対する軟 判定処理を実施する第 1の推定手段と、 リ一ドソロモン符号による誤り訂正を実 施する誤り訂正手段と、 受信信号におけるその他のビッ トに対して硬判定処理を 実施する第 2の推定手段と、 を備えることにより、 計算量の多い軟判定処理の削 減と、 良好な伝送特性と、 を実現することが可能な通信装置を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 誤り訂正手段が、 先に推定された情報ビッ ト系列に対し て 「エラーがない」 と判断した段階で、 ターボ復号における繰り返し処理を終了 させるため、 ィテレーシヨン回数を低減することができ、 計算量の多い軟判定処 理およびその処理時問をさらに削減することが可能な通信装置を得ることができ る、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 誤り訂正手段が、 第 1の復号手段からの確率情報に基づ いて推定された情報ビット系列と、 第 2の復号手段からの確率情報に基づいて推 定された情報ビット系列と、 の両方に対して 「エラーがない」 と判断した段階で、 ターボ復号における繰り返し処理を終了させるため、 計算量の多い軟判定処理お よびその処理時間を削減することが可能となり、 さらに、 より情報ビッ トの推定 精度を向上可能な通信装置を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 誤り訂正手段が、 予め決めておいた所定回数分だけ繰り 返し処理を実行させるため、 ィテレーシヨン回数を低減することができ、 計算量 の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能な通信装置を 得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 多値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させる ことができ、 さらに、 送信信号の下位 2ビッ トに対してのみターボ符号化を実施 するため、 すべてのビッ トをターボ符号化の対象とする従来技術と比較して、 演 算量を大幅に削減することが可能な通信装置を得ることができる、 という効果を 奏する。 また、 インタリーブの効果として、 バース ト的なデータの誤りに対して 誤り訂正能力を向上させることが可能となり、 さらに、 情報ビッ トの入力を、 第 1の畳込み符号器と第 2の畳込み符号器との間で入れ替えることにより、 受信側 による情報ビッ トの推定精度を均一化することが可能な通信装置を得ることがで きる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレ一ションが増大す るような場合においても、 演算量および演算処理時間の削減と、 良好な伝送特性 と、 を実現可能な通信方法を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 誤り訂正ステップにて、 先に推定された情報ビット系列 に対して 「エラ一がない」 と判断した段階で、 ターボ復号における繰り返し処理 を終了させるため、 ィテレ一シヨン回数を低減することができ、 計算量の多い軟 判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能な通信方法を得ること ができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 誤り訂正ステップにて、 第 1の復号ステップによる確率 情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 第 2の復号ステップによる確率情 報に基づいて推定された情報ビット系列と、 の両方に対して 「エラーがない」 と 判断した段階で、 ターボ復号における繰り返し処理を終了させるため、 計算量の 多い軟判定処理およびその処理時間を削減することが可能となり、 さらに、 より 情報ビットの推定精度を向上可能な通信方法を得ることができる、 という効果を 奏する。
つぎの発明によれば、 誤り訂正ステップにて、 予め決めておいた所定回数分だ け繰り返し処理を実行させるため、 ィテレーショ ン回数を低減することができ、 計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能な通信 方法を得ることができる、 という効果を奏する。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明にかかる通信装置および通信方法によれば、 マルチキヤ リァ変復調方式の一例である、 DM T変復調方式や O F DM変復調方式マルチキ ャリア変復調方式を用いた通信 （データ、 音声、 映像等） に有用であり、 特に、 誤り訂正符号としてターボ符号を採用する通信装置に適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 誤り訂正符号として、 ターボ符号を採用する通信装置において、
送信データにおける下位 2ビットに対してターボ符号化を行うことにより、 前 記 2ビットの情報ビッ ト系列と、 前記 2ビットの情報ビット系列を入力とする第 1の畳込み符号器に生成される第 1の冗長ビッ ト系列と、 インタリーブ処理後の 各情報ビッ-ト系列を入れ替えて入力する第 2の畳込み符号化器に生成される第 2 の冗長ビット系列と、 を出力するターボ符号化手段と、
受信信号から、 2ビッ トの情報ビッ ト系列と第 1の冗長ビット系列とを抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられる確率情報 （ない場合も含む） と、 を 用いて、 推定される情報ビットの確率情報を算出する第】の復号手段と、
さらに、 前記 2ビットの情報ビッ ト系列と第 2の冗長ビット系列とを抽出し、 その抽出結果と、 前記第]の復号手段からの確率情報と、 を用いて、 再度、 推定 情報ビットの確率情報を算出し、 さらに、 その結果を前記事前情報として前記第 1の復号手段に通知する第 2の復号手段と、
繰り返し実行される、 前記第 1および第 2の復号手段による確率情報の算出処 理結果に基づいて、 その都度、 もとの下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列を推定する 第 1の推定手段と、
前記推定された情報ビッ ト系列に対して誤り訂正符号を用いたエラーチェック を行い、 その推定精度が所定の基準を超えたと判断された段階で、 前記繰り返し 処理を終了させ、 同時に、 誤り訂正符号を用いて、 前記推定されたもとの下位 2 ビッ トの情報ビット系列に対して誤り訂正を行う誤り訂正手段と、
前記受信信号における他の上位ビッ トを硬判定することにより、 もとの上位ビ ットの情報ビッ ト系列を推定する第 2の推定手段と、
を備えることを特徴とする通信装置。
2 . 前記誤り訂正手段にあっては、 前記下位 2ビッ 卜の情報ビッ ト系列が推定される毎にエラ一チェックを行い、 推定された情報ビット系列に 「エラーがない」 と判断した段階で、 前記繰り返し 処理を終了させることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の通信装置。
3 . 前記誤り訂正手段にあっては、
前記下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列が推定される毎にエラ一チェックを行い、 前記第 ].の復号手段からの確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 前 記第 2の復号手段からの確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 の両 方に 「エラ一がない」 と判断した段階で、 前記繰り返し処理を終了させることを 特徴とする請求の範囲第 1項に記載の通信装置。
4 . 前記誤り訂正手段にあっては、
予め決めておいた所定回数分だけ前記繰り返し処理を実行し、 ビッ ト誤り率を 低減しておいてから、 誤り訂正符号を用いて前記推定されたもとの下位 2ビッ ト の情報ビット系列に対して誤り訂正を行うことを特徴とする請求の範囲第 1項に 記載の通信装置。
5 . 誤り訂正符号として、 ターボ符号を採用する受信機として動作する通信装置 において、
受信信号から、 2ビッ トの情報ビッ ト系列と第 1の冗長ビット系列とを抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられる確率情報 （ない場合も含む） と、 を 用いて、 推定される情報ビットの確率情報を算出する第 1の復号手段と、
さらに、 前記 2ビッ トの情報ビッ ト系列と第 2の冗長ビッ ト系列とを抽出し、 その抽出結果と、 前記第 1の復号手段からの確率情報と、 を用いて、 再度、 推定 情報ビットの確率情報を算出し、 さらに、 その結果を前記事前情報として前記第 1の復号手段に通知する第 2の復号手段と、
繰り返し実行される、 前記第 1および第 2の復号手段による確率情報の算出処 理結果に基づいて、 その都度、 もとの下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列を推定する 第 1の推定手段と、
前記推定された情報ビット系列に対して誤り訂正符号を用いたエラーチヱック を行い、 その推定精度が所定の基準を超えたと判断された段階で、 前記繰り返し 処理を終了させ、 同時に、 誤り訂正符号を用いて、 前記推定されたもとの下位 2 ビッ トの情報ビッ ト系列に対して誤り訂正を行う誤り訂正手段と、
前記受信信号における他の上位ビッ トを硬判定することにより、 もとの上位ビ ッ トの情報ビット系列を推定する第 2の推定手段と、
を備えることを特徴とする通信装置。
6 . 前記誤り訂正手段にあっては、
前記下位 2ビッ 卜の情報ビッ ト系列が推定される毎にエラーチェックを行い、 推定された情報ビッ ト系列に 「エラーがない」 と判断した段階で、 前記繰り返し 処理を終了させることを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の通信装置。
7 . 前記誤り訂正手段にあっては、
前記下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列が推定される毎にエラーチェックを行い、 前記第 1の復号手段からの確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 前 記第 2の復号手段からの確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 の両 方に 「エラーがない」 と判断した段階で、 前記繰り返し処理を終了させることを 特徴とする請求の範囲第 5項に記載の通信装置。
8 . 前記誤り訂正手段にあっては、
予め決めておいた所定回数分だけ前記繰り返し処理を実行し、 ビッ ト誤り率を 低減しておいてから、 誤り訂正符号を用いて前記推定されたもとの下位 2ビッ ト の情報ビッ ト系列に対して誤り訂正を行うことを特徴とする請求の範囲第 5項に 記載の通信装置。
9 . 誤り訂正符号として、 ターボ符号を採用する送信機として動作する通信装置 において、
送信データにおける下位 2ビッ 卜に対してターボ符号化を行うことにより、 前 記 2ビッ トの情報ビッ ト系列と、 前記 2ビットの情報ビット系列を入力とする第 1の畳込み符号器に生成される第]の冗長ビッ ト系列と、 インタリーブ処理後の 各情報ビッ ト系列を入れ替えて入力する第 2の畳込み符号化器に生成される第 2 の冗長ビット系列と、 を出力するターボ符号化手段、 を備えることを特徴とする
1 0 . 誤り訂正符号として、 ターボ符号を採用した通信方法において、
送信データにおける下位 2ビッ トに対してターボ符号化を行うことにより、 前 記 2ビッ トの情報ビッ ト系列と、 前記 2ビッ トの情報ビッ ト系列を入力とする第 1の畳込み符号器に生成される第 1の冗長ビ'ン ト系列と、 インタリーブ処理後の 各情報ビット系列を入れ替えて入力する第 2の畳込み符号化器に生成される第 2 の冗長ビッ ト系列と、 を出力するターボ符号化ステップと、
受信信号から、 前記 2ビッ トの情報ビッ ト系列と前記第 1の冗長ビッ ト系列と を抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられる確率情報 （ない場合も含 む） と、 を用いて、 推定される情報ビッ トの確率情報を算出する第 1の復号ステ ップと、
さらに、 前記 2ビッ トの情報ビッ ト系列と前記第 2の冗長ビット系列とを抽出 し、 その抽出結果と、 前記第]の復号手段からの確率情報と、 を用いて、 再度、 推定情報ビッ トの確率情報を算出し、 さらに、 その結果を前記事前情報として前 記第 1の復号ステップに対してフィードバックする第 2の復号ステップと、 繰り返し実行される、 前記第 1および第 2の復号ステップにおける確率情報の 算出処理結果に基づいて、 その都度、 もとの下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列を推 定する第 1の推定ステップと、 前記推定された情報ビット系列に対して誤り訂正符号を用いたエラーチェック を行い、 その推定精度が所定の基準を超えたと判断された段階で、 前記繰り返し 処理を終了させ、 同時に、 誤り訂正符号を用いて、 前記推定されたもとの下位 2 ビッ 卜の情報ビッ ト系列に対して誤り訂正を行う誤り訂正ステップと、
前記受信信号における他の上位ビッ トを硬判定することにより、 もとの上位ビ ッ トの情報ビット系列を推定する第 2の推定ステップと、
を含むことを特徴とする通信方法。
1 1 . 前記誤り訂正ステップにあっては、
前記下位 2ビッ トの情報ビッ ト系列が推定される毎にエラ一チェックを行い、 推定された情報ビッ ト系列に 「エラーがない」 と判断した段階で、 前記繰り返し 処理を終了させることを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載の通信方法。
1 2 . 前記誤り訂正ステップにあっては、
前記下位 2ビッ 卜の情報ビッ ト系列が推定される毎にエラーチェックを行い、 前記第 1の復号ステップによる確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と、 前記第 2の復号ステップによる確率情報に基づいて推定された情報ビッ ト系列と, の両方に 「エラーがない」 と判断した段階で、 前記繰り返し処理を終了させるこ とを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載の通信方法。
1 3 . 前記誤り訂正ステップにあっては、
予め決めておいた所定回数分だけ前記繰り返し処理を実行し、 ビッ 卜誤り率を 低減しておいてから、 誤り訂正符号を用いて前記推定されたもとの下位 2ビット の情報ビット系列に対して誤り訂正を行うことを特徴とする請求の範囲第 1 0項 に記載の通信方法。
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001127649A (ja) * 1999-10-29 2001-05-11 Mitsubishi Electric Corp 通信装置および通信方法
JP4364405B2 (ja) * 2000-06-12 2009-11-18 三菱電機株式会社 通信装置および通信方法
JP2002044047A (ja) * 2000-07-19 2002-02-08 Mitsubishi Electric Corp 通信装置および通信方法
JP2003203435A (ja) * 2002-01-09 2003-07-18 Fujitsu Ltd データ再生装置
KR100444571B1 (ko) 2002-01-11 2004-08-16 삼성전자주식회사 터보디코더와 알에스디코더가 연접된 디코딩장치 및 그의디코딩방법
CN1494791A (zh) * 2002-01-15 2004-05-05 连宇通信有限公司 一种用于无线信道分组数据传输的混合arq方法
US7971405B2 (en) * 2004-05-10 2011-07-05 The Great Wall Patch Co., Inc. Drywall repair patch
KR100585152B1 (ko) * 2004-08-02 2006-05-30 삼성전자주식회사 송신 타임 도메인 이퀄라이저를 사용하는 무선 ｏｆｄｍ기반의 모뎀 및 데이터 전송 방법
JP4469261B2 (ja) 2004-11-22 2010-05-26 パナソニック株式会社 ディジタル信号伝送装置
JP4863519B2 (ja) * 2008-02-14 2012-01-25 シャープ株式会社 復号化装置、復号化方法、復号化プログラム、受信装置、及び通信システム
JP5121681B2 (ja) * 2008-04-30 2013-01-16 株式会社日立製作所 生体認証システム、認証クライアント端末、及び生体認証方法
WO2014041596A1 (ja) * 2012-09-11 2014-03-20 三菱電機株式会社 安全コントローラ
CN109257139B (zh) * 2017-07-14 2021-10-01 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种物理层数据的发送、接收方法及其装置
CN109861693B (zh) * 2017-11-30 2021-03-30 华为技术有限公司 一种译码处理的方法及译码处理装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5233629A (en) 1991-07-26 1993-08-03 General Instrument Corporation Method and apparatus for communicating digital data using trellis coded qam
JP2978792B2 (ja) 1996-10-31 1999-11-15 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 軟判定方式及び受信装置
CA2228714A1 (en) 1997-04-03 1998-10-03 At&T Corp. Method and apparatus for spectral efficient transmission of cdma modulated signals
KR19990012821A (ko) * 1997-07-31 1999-02-25 홍성용 전자기파 흡수체 조성물과 이의 제조 방법, 전자기파 흡수용도료 조성물과 이의 제조 방법 및 이의 도포 방법
US5907582A (en) 1997-08-11 1999-05-25 Orbital Sciences Corporation System for turbo-coded satellite digital audio broadcasting
US5978365A (en) * 1998-07-07 1999-11-02 Orbital Sciences Corporation Communications system handoff operation combining turbo coding and soft handoff techniques
US6014411A (en) * 1998-10-29 2000-01-11 The Aerospace Corporation Repetitive turbo coding communication method

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
C. BERROU ET AL.: "Near optimum error correcting codes and decoding: Turbo-codes", IEEE TRANS. COMMUN., vol. 44, 1996, pages 1261 - 1271, XP002937387 *
C. BERROU ET AL.: "Near Shannon limit error-correcting coding and decoding: Turbo codes", PROC. ICC793, 1993, pages 1064 - 1070, XP002937386 *

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