WO2000036659A1

WO2000036659A1 - Dispositif a semiconducteurs

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Publication number: WO2000036659A1
Application number: PCT/JP1999/006992
Authority: WO
Inventors: Shuichi Nagano; Horst-Lothar Fiedler
Original assignee: Asahi Kasei Kabushiki Kaisha; Fraunhofer Gesellschaft
Priority date: 1998-12-15
Filing date: 1999-12-13
Publication date: 2000-06-22
Also published as: DE69940029D1; KR20010089580A; JP5001488B2; EP1143536A4; US20010040241A1; TW461106B; EP1143536B1; EP1143536A1; KR100421162B1; US6433615B2; AU1685300A

Description

明細書半導体装置技術分野

本発明は、半導体装置に関し、特に、各種のセンサと組み合わせて使用される温度補償機能付きの集積回路（以下、 I Cという）、およびセンサとその温度補償機能付きの I Cとを組み合わせたセンサ I Cに関するものである。 n景：技術

従来、センサと信号処理用の I Cとを組み合わせたセンサ I Cは、様々な分野で利用されている。特に、センサの出力信号に応じてオン ·ォフする機能を有するセンサ I Cとしては、磁気検知用のものが知られている。例えば、パーソナルコンピュータの C P Uの冷却用ファンの回転検知などに磁気センサ I Cが利用されている。

ところで、センサからの出力信号（電気信号）を増幅演算し、規定の感度で出力をオン ·オフするような機能を持つような I Cの場合、通常、センサからの出力が温度によって変化するため、温度によらずに常に規定の感度で I Cの出力をオン ·オフさせる何らかの温度補償回路が必要になる。この温度補償として、従来、センサからの出力信号の温度特性に応じて、その出力信号の増幅度、またはセンサに与える電圧や電流の量を変化する手法が知られている。

例えば、特開昭 5 7 - 1 9 7 8 8 3号公報に記載の発明は、温度に対して単調に増加する電圧をセンサに与え、この電圧によりセンサを駆動することにより温度補償を行うようにしたものである。し力、し、センサによっては、駆動に必要な電圧を非常に高くする必要があり、消費電力の増大を招いたり、または発熱が大きくなったりして高温になればなるほどその動作に不安があった。

また、特公平 3 - 5 1 1 1 8号公報に記載の発明が知られている。この発明は、ホール電圧を発生するホール素子（センサ）、そのホール素子を通して流れる電流に関連する基準電圧を発生する基準電圧発生手段、そのホ一ル電圧と基準電圧との相対的な大きさに依存した出力信号を発生する比較手段などを備え、感度が流れる電流の関数である各種のセンサの温度補償ができるものである。

このように特公平 3 - 5 1 1 1 8号公報に記載の発明は、感度が流れる電流の関数であるセンサに用いた場合には適用できるが、感度と流れる電流が相関を持たないようなセンサでは使用できない。また、温度補償回路に汎用性がないので、他のセンサと組み合わせて使用する等の応用性が低い。

さらに、センサを同じようにして作った場合でも、同じ感度のときに同じ電流が流れるとは限らない。逆にいえば、同じ電流が流れているからといって同じ感度を示すとは限らない。従って、センサの特性のばらつきが大きい場合には、電流をモニタすることが逆効果になることがあり得る。

ところで、広く使用されているバルクシリコン上に形成された温度補償回路は、 1 2 5 ° C以上の高温下では、 P N接合面でのリーク電流が急激に増加し、温度補償に問題があった。特に、 1 5 0 ° C以上の高温下では、温度補償が実現不可能であった。

一方、高温用 I Cの技術として、増幅演算回路を S〇 I (シリコン . オン 'インシユレ一夕）基板などの絶縁性下地の上の半導体層に形成する手法が知られている。この手法によれば、 P N接合面積が低減でき、高温域でのリーク電流の低減ゃラツチアツプの防止が可能であり、より高温での動作が可能なことが一般に知られている。このため、従来方式による温度補償回路を、 S O I基板上の半導体層に形成すれば、高温下において動作の多少の改善は期待できる。

しかし、従来方式の温度補償回路を S O I基板上の半導体層に形成した場合には、高温下における温度捕償の高精度と信頼性を実現することが難しい上に、高温下では消費電力に基づく発熱による耐久性の低下が問題となる。

これを解決するためには、センサからの微小信号を正確に增幅できる上に、高温下でも駆動電圧が低く消費電力の小さい高精度の温度補償ができることが求められる力^ これらの条件を満たすセンサ I Cを実現するのは容易ではない。

従って、センサと温度補償機能付き I Cとを組み合わせたセンサ I C において、 2 0 0 ° C以上の高温下で高精度かつ安定に動作するものは実現されていない上に、そのための温度補償機能付き I Cも実現されておらず、その実現が望まれていた。

また、従来、歯車の回転を検知するものとして、シリコンモノリシックで C M O S回路を使用したセンサ I Cが知られている。し力、し、そのセンサ I Cでは、実用上の上限温度が 1 5 0 °Cであり、その上限温度が 2 0 0 °C以上のものが望まれていた。

そこで、本発明は、上記のような背景の下になされたものであり、その第 1の目的は、各種のセンサと組み合わせて使用でき、そのセンサからの出力信号に対して、高温下でも高精度かつ信頼性の高い温度補償を行うことができる温度補償機能付き I Cとしての半導体装置（以下、センサ I C用 I Cという）を提供することにある。

本発明の第 2の目的は、高温下において高精度かつ安定に動作する信頼性の高いセンサ I Cとしての半導体装置（以下、センサ I Cという）を提供することにある。発明の開示

本発明は、センサからのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセッ卜を打ち消すようにした増幅手段と、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、前記センサに対して供給すべき温度依存性のなぃ定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は絶縁性基板上に設けられた半導体層を用、て形成させたことを特徴とする半導体装置（センサ I C用 I C ) を提供する。

ここで、上記の「同じ温度係数」とは、同一の温度係数の場合のみならず、ほぼ同一の温度係数の場合も含む概念であり、その誤差範囲の許容値は半導体装置（センサ I C ) の精度に依存する。

本発明のセンサ I c用 I Cの実施態様として、前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。また、本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記シリコン薄膜の厚さが、 3 0 n m以上 1 0 0 0 n m以下であることを特徴とするセンサ I C用 I Cが举げられる。

このように本発明のセンサ I C用 I Cによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセッ卜を打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。

また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。

さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリ一ク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。

このため、本発明のセンサ I C用 I Cでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが基準信号発生手段の発生する基準信号の温度係数と同じ温度係数で変化するものであるときには、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温 (例えば一 4 0 °Cから 2 0 0 °C以上）にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。

また、本発明のセンサ I C用 I Cは、センサと組み合わせたセンサ I Cを構成する場合に、センサの温度特性に合わせて基準信号発生手段の構成要素を変更するだけで実現できるので、各種のセンサと組み合わせることができ、もって応用範囲が広い。

本発明のセンサ〖 c用 I Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになっていることを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

この実施態様によれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、センサと組み合わせてセンサ I Cを構成する場合にその比較の精度が向上する。

また、センサは製造組み立てにおいて、特性別に厳密に選別でき、基準信号発生手段は選別したセンサの特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサ I Cを容易に実現できる。

本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準信号を発生することを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

この実施態様によれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。

このため、この実施態様では、各種のセンサのうちその出力の大きさが絶対温度に対してその大きさが 1次関数的に変化するときには、そのセンサに応じた絶対温度の 1次関数で与えられる基準信号を発生することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で 1次関数的でなくとも、近似的にその出力が 1次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。

本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記増幅手段は、複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のない増幅率で増幅する信号増幅手段と、前記複数のオペアンプの各オフセッ卜の補償を所定の周期毎に行うオフセッ卜補償手段と、からなること特徴とするセンサ I C用センサが挙げられる。

本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記オペアンプは、前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、前記オフセッ卜補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセッ卜補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセッ卜補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセッ卜電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記オフセッ卜補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを 2つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン ·オフすることを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し

、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I c用〖 Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して 1次関数的に変化する 2 つの基準電圧を発生することを特徴とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第 1定電流源と、この第 1定電流源と直列に接続され、電圧

•電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第 2定電流源と、前記第 2定電流源の電流と前記第 1定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第 3定電流源と、この第 3定電流源に直列に接続され、前記第 3定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからなり、前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する 2つの電位のうちの 1つの電位または 2つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徵とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。本発明のセンサ I C用 I Cの実施態様として、前記基準抵抗、前記電圧，電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徵とするセンサ I C用 I Cが挙げられる。

一方、本発明は、測定物理量を電気信号に変換して出力し、その出力信号が固有の温度係数を持つセンサと、このセンサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセッ卜を打ち消すようにした増幅手段と、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、前記センサに対して供給する温度依存性のな、定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置（センサ I C ) を提供する。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

また、本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記シリコン薄膜の厚さが、 3 0 n m以上 1 0 0 0 n m以下であることを特徵とするセンサ I Cが挙げられる。

このように本発明のセンサ I Cによれば、增幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の增幅率で増幅するとともにオフセッ卜を打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。

さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域において基板へのリーク電流が低減できる上にラッチアツプの防止が図れる構造とした。

このため、本発明のセンサ I Cでは、センサの出力について低温から高温（例えば 4 0 °Cから 2 0 0 °C以上）にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もつて高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。

このように本発明のセンサ I Cでは、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の大きさの温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号は、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。さらに、増幅手段は、センサからのセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセッ卜を打ち消すように動作する。このため、この発明のセンサ I Cでは、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もつて高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記センサは、センサ出力信号が固有の温度係数を持ち、そのセンサ出力信号が絶対温度の 1次関数で与えられることを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記センサは、磁気センサであることを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記磁気センサが、ホール素子であることを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記ホール素子は、その感磁部が G a A sにより構成されていることを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

この実施態様にかかる発明は、発明者らが G a A sの抵抗値が温度に対して増加するという特性に着目し、その特性を積極的かつ効果的に利用するために鋭意研究を重ねて発明を完成するに至ったものである。従って、この発明は、ホール素子の感磁部に温度に対してその抵抗値が增加する G a A sを採用したので、温度の增加に伴って感磁部の電流を減少させて電源電流を減少させることができる。このため、センサ I Cは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による温度の上昇が抑制され、高温でも安定に動作することができる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになっていることを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

この実施態様によれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、その比較の精度が向上する。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準信号を発生することを特徵とするセンサ I Cが挙げられる。

この実施態様によれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の增幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用するようにし、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。

このため、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で 1次関数的でなくとも、近似的にその出力が 1次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記増幅手段は、複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のない増幅率で増幅する信号増幅手段と、前記複数のオペアンプの各オフセッ卜の補償を所定の周期毎に行うオフセッ卜補償手段と、からなることを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記オペアンプは、前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、前記オフセッ卜補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセット補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセッ卜補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサ I C が挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記オフセッ卜補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセッ卜電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、このコンデンサに前記差動增幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。本発明のセンサ I cの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを 2つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン ·オフすることを特徴とするセンサ I C が挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徵とするセンサ I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して 1次関数的に変化する 2つの基準電圧を発生することを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記基準信号発生手段は、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第 1定電流源と、この第 1定電流源と直列に接続され、電圧，電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第 2定電流源と、前記第 2定電流源の電流と前記第 1定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第 3定電流源と、この第 3定電流源に直列に接続され、前記第 3定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからなり、前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する 2つの電位のうちの 1つの電位または 2つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。

本発明のセンサ I Cの実施態様として、前記基準抵抗、前記電圧 ·電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徴とするセンサ I Cが挙げられる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明にかかる半導体装置（センサ I C用 I C ) の内部の信号処理回路の構成をセンサとともに示したプロック図である。

図 2は、センサ信号増幅回路の構成の一例を示す回路図である。図 3は、図 2のセンサ信号増幅回路を構成するォペアンプの構成の一例を示す回路図である。

図 4は、基準電圧発生回路の構成の一例を示す回路図である。

図 5は、本発明の実施例 1にかかる G a A sホール素子において、バィァス電圧が 3 〔V〕で磁束密度が ± 4 0 [ G a u s s ] の時のホール電圧の温度特性を示す図である。

図 6は、本発明の実施例 1にかかる信号処理回路の動作入力電圧の温度特性を示す図である。

図 7は、本発明の実施例 1にかかる G a A sホール素子を用いたホ一ル I Cの動作磁束密度の温度特性を示す図である。

図 8は、本発明の実施例 1にかかる G a A sホール素子を用いたホ一ル I Cの電源電圧が 5 〔V〕のときの電源電流の温度特性を示す図である。

図 9は、本発明の実施例 2にかかる高温用回転センサ I Cの構成を示す図である。

図 1 0は本発明の実施例 2にかかる高温用回転センサ I Cのパッケージ内における各部の配置例を示す図である。

図 1 1は、本発明の実施例 2にかかる高温用回転センサ I Cにおける基準電圧発生回路の回路図である。

図 1 2は、本発明の実施例 2にかかる高温用回転センサ I Cを用いて歯車の回転検知システムを構成した場合の図である。

図 1 3は、本発明の実施例 2にかかる高温用回転センサ I Cの出力の振幅の温度変化を示す図である。

図 1 4は、本発明の実施例 2にかかる高温用回転センサ I Cにおける Aプロックと Bプロック間の磁束密度の差と、ブリッジ回路の出力の增幅信号との関係を示す図である。

図 1 5は、本発明の実施例 3にかかる高温用圧力センサ I Cの構成を示す図である。

図 1 6は、本発明の実施例 3にかかる高温用圧力センサ I Cの高温用圧力センサの構成を示す断面図である。

図 1 7は、本発明の実施例 3にかかる高温用圧力センサ I Cにおける基準電圧発生回路の回路図である。

図 1 8は、本発明の第 3実施例にかかる高温用圧力センサの出力の温度特性を示す図である。

図 1 9は、本発明の実施例 3にかかる高温用圧力センサ I Cの温度と動作圧力の関係を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図 1は、本発明の半導体装置にかかるセンサ I Cの内部の信号処理回路の構成をセンサとともに示したプロック図である。

このセンサ I Cは、図 1に示すように、物理量を電気信号に変換して出力するセンサ 1と、このセンサ 1の出力信号を処理する集積化された信号処理回路 2とから構成され、以下の説明では、センサ 1と信号処理回路 2とがハイブリットで組み合わされた場合とする。なお、このセンサ I Cは、モノリシック I Cにより実現するようにしても良い。

センサ 1は、図 1に示すように、接地端子 3、バイアス端子 4、および出力端子 5、 6を備えている。センサ 1の種類としては、磁気センサ、圧力センサ、光センサ、温度センサ、湿度センサ、位置センサ、速度センサ、回転数センサなど特に制限はないが、温度に依存しない一定の電圧を加えた時に、その出力が理想的または近似的に温度の 1次関数として表すことができるセンサが好ましい。例えば、磁気センサの 1つであるホール素子（ホールセンサ）であって、その感磁部が G a A s (ガリウムヒ素）からなるものが特に好ましい。

センサには、使用する温度範囲内でその出力が単調に増加または減少し、かつ温度変化が近似的または理想的に温度の 1次関数として表現できるものが多い。特に使用温度範囲を選べば、多くのセンサの出力が温度の 1次関数として近似できるので、多くのセンサをセンサ 1として使う事ができる。

ここで、上述のセンサ 1の出力が絶対温度に対して 1次関数的に変化するとは、絶対温度に対して出力が直線的に増加または減少するのみならず、出力が変化せずに一定の場合も含まれるものとする。

次に、信号処理回路 2の構成について、図 1を参照して説明する。この信号処理回路 2は、図 1に示すように、保護回路 7と、バンドギヤップ ' レフアレンス電圧生成回路 8と、内部電源生成回路 9と、センサ 1用の定電圧生成手段を構成するセンサバイアス電圧生成回路 1 0と、クロック生成回路 1 1と、増幅手段を構成するセンサ信号増幅回路 1 2と、基準信号発生手段を構成する基準電圧発生回路 1 3と、比較手段を構成するシュミット ' トリガ回路 1 4と、 N M O S F E T 1 5とを少なくとも備えている。保護回路 7は、電源接続端子 1 6と接地端子 1 7との間に電源が接続されて電源電圧が印加されるようになっており、その接続の際に電源が逆に接続された場合には、その出力側に接続されるバンドギャップ · レファレンス電圧生成回路 8、内部電源生成回路 9、およびセンサバイァス電圧生成回路 1 0をその逆電圧から保護するようになっている。

バンドギャップ . レファレンス電圧生成回路 8は、内部電源生成回路 9、センサバイアス電圧生成回路 1 0、基準電圧発生回路 1 3に供給する基準電圧を生成するとともに、基準電圧発生回路 1 3に供給する定電流を生成するようになっている。

内部電源生成回路 9は、信号処理回路 2内の各部を駆動する電圧 V dd を生成し、その生成された電圧 V ddは、図では省略されているがセンサ信号増幅回路 1 2や基準電圧発生回路 1 3などに供給されるようになつている。

センサバイアス電圧生成回路 1 0は、センサ 1に供給する温度に依存しない定電圧をバイアス電圧として生成するものであり、この生成されたバイアス電圧 Vbiasはセンサ 1の接地端子 3とバイアス端子 4との間に印加され、これによりセンサ 1が動作するようになっている。

クロック生成回路 1 1は、センサ信号増幅回路 1 2を構成するォペアンプ O P 1〜Ο Ρ 3のオフセッ卜を打ち消すために図 2に示すように設けたスィッチ S W 1— 1〜S W 1— 2、スィッチ S W 2— 1〜S W 2— 3、スィッチ S W 3— 1〜S W 3— 3の開閉動作を行うためのクロックを生成するようになつている。

センサ信号増幅回路 1 2は、センサ 1からの出力信号をセンサ信号入力端子 1 9、 2 0を介して 2つの入力端子に取り込み、温度に依存しない増幅率（利得）で増幅するとともに、オフセットを打ち消す機能を備えている。また、センサ信号增幅回路 1 2の出力 V outpはシユミッ卜 · トリガ回路 1 4に供給され、その出力 Voutnは基準電圧発生回路 1 3のォペアンプ 0 P 5の入力端子に供給されるようになっている。

基準電圧発生回路 1 3は、センサ信号増幅回路 1 2の出力電圧をシュミット · トリガ回路 1 4が比較する際の 2つの異なる上限基準電圧 Vhi ghと下限基準電圧 V lowを発生し、この上限基準電圧 Vhighおよび下限基準電圧 V lowをシュミット · トリガ回路 1 4にそれぞれ供給するようになっている。さらに、基準電圧発生回路 1 3は、その出力がセンサ 1 の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつその大きさが絶対温度に対して 1次関数的に変化するつの基準電圧 Vhighおよび V lowを発生するようになっている。なお、温度係数の意味については、後述する o

ここで、基準電圧が絶対温度に対して 1次関数的に変化するとは、絶対温度に対して直線的に增加または減少するのみならず、変化せずに一定の場合も含まれるものとする。

シュミット . トリガ回路 1 4は、その出力側に N M O S F E T 1 5力く接続され、 N M O S F E T 1 5のドレインが出力端子 2 1に接続されている。また、このシュミット ' トリガ回路 1 4は、センサ信号增幅回路 1 2の出力電圧を、基準電圧発生回路 1 3からの上限基準電圧 Vhighと下限基準電圧 V lowに基づいて比較し、その出力電圧が上限基準電圧 V highを上回る場合には、出力 Voutが「L」レベルとなり、その出力電圧が下限基準電圧 V lowを下回る場合にはその出力 Voutが「H」レべノレとなる。さらに、このシュミット · トリガ回路 1 4は、ヒステリシスを持つコンパレータとして機能するので、上限基準電圧 Vhighと下限基準電圧 V lowとの間が不感帯となり、この不感帯では出力 Voutが反転することはない c

次に、このような構成からなる信号処理回路 2は、 I C (集積回路）で作成されるので、この点について説明する。

信号処理回路 2を集積化する際のプロセスとしては、 C MO Sプロセス、バイポーラプロセスなど、特に制限はない。また、 I Cを形成する半導体基板については、絶縁性下地の上の半導体層、すなわち絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いるが、この場合には、高温でもリ一ク電流が少なく、ラッチアツプが起こりにくくなり、コンデンサなどの素子精度を向上させることができ、センサ信号増幅回路 1 2のオフセット電圧の低減のための回路機能が、高温域でもあっても室温付近と変わることがなく高精度で得る事ができる。

特に、 S O I (シリコン ·オン ·インシユレ一夕）基板は実績のある材料であり、 S O I基板上（絶縁性基板の上に形成したシリコン薄膜）に回路を形成するのがより好ましい。この S O I構造で用いる絶縁性下地（絶縁性基板）としては、サフアイャ、ァー A1₂0₃、フッ化物、シリコン酸化物が利用できる力これらと同等の絶縁性をもつものであれば良い。

また、その作製方法にも特に制限はない。例えば、絶縁性下地がシリコン酸化物の場合には、 S I MOX (セパレ一シヨン 'バイ 'イオン ' インプランテツド 'ォキサイド）基板、貼り合わせ S O I基板、固相ェピタキシャル成長 S 0 I基板のいずれも使用可能である。

ここで、上記の絶縁性基板上に設けられて信号処理回路 2が形成される半導体層であるシリコン薄膜（シリコン層）の厚さは、 3 0 nm~l 0 0 0 nmとする事が好ましい。厚さが 3 0 nmより小さいとシリコン層と絶縁層との界面近傍の欠陥の影響によってデバイスの動作に問題が出てくる：一方、厚さが 1 0 0 0 nmより大きいと PN接合面の面積が増え、リーク電流がバルクシリコン基板を使った場合と同等のレベルになり、 1 5 0°C以上の高温でのデバイスの動作が厳しくなる。従って、そのシリコン薄膜の厚さは、より好ましくは 5 0 nm〜 2 0 0 nmであり、後述の本発明の実施例では、 1 2 0 nmの厚さのシリコン薄膜を使用している。

次に、センサ信号増幅回路 1 2の構成の詳細について、図 2を参照して説明する。

このセンサ信号增幅回路 1 2は、図 2に示すように 3つのオペアンプ〇 P 1〜0 P 3から構成され、この各オペアンプ 0 P 1〜0 P 3は、センサ信号増幅用の非反転入力端子 2 3と反転入力端子 2 4の他に、オフセット補償用の非反転入力端子 2 5と反転入力端子 2 6を備えている。このセンサ信号增幅回路 1 2は、センサ 1からの出力信号を入力する 2つの入力端子 1 9、 2 0を備え、一方の入力端子 1 9は、スィッチ S W2一 2を介してオペアンプ OP 1の非反転入力端子 2 3に接続されるとともに、オペアンプ O P 2の非反転入力端子 2 3に直接接続されている。また、他方の入力端子 2 0は、スィッチ SW3— 1を介してォペアンプ 0 P 1の非反転入力端子 2 3に接続され、かつオペアンプ 0 P 3の非反転入力端子 2 3に直接接続されている。

オペアンプ OP 1の非反転入力端子 2 3と反転入力端子 2 4との間には、スィッチ SW1— 1が接続されている。また、オペアンプ O P 1の反転入力端子 2 4は、スィッチ SW2— 1を介してオペアンプ 0 P 2の反転入力端子 2 4に接続されるとともに、スィツチ SW3 - 2を介してオペアンプ OP 3の反転入力端子 2 4に接続されている。オペアンプ 0 P 1の出力端子と反転入力端子 2 6との間にはスィツチ SW1— 2が接続され、その反転入力端子 2 6はコンデンサ C 1を介して接地されている:

オペアンプ 0 P 1の出力端子は、スィッチ SW2— 3を介してォペアンプ O P 2の非反転入力端子 2 5に接続され、その非反転入力端子 2 5 はコンデンサ C 2を介して接地されている。また、オペアンプ O P 1の出力端子は、スィッチ SW3— 3を介してオペアンプ 0 P 3の非反転入力端子 2 5に接続され、その非反転入力端子 2 5はコンデンサ C 3を介して接地されている。

オペアンプ 0 P 2の反転入力端子 2 4とその出力端子との間に抵抗 R 1が接続されている。オペアンプ O P 2の出力は出力端子 2 7から取り出せるようになつている。また、オペアンプ 0 P 2の反転入力端子 2 4 とオペアンプ O P 3の反転入力端子 2 4との間には、抵抗 R 2が接続されている。さらに、オペアンプ 0 P 3の出力は反転入力端子 2 4に帰還されるとともに、その出力が出力端子 2 8から取り出せるようになっている。また、オペアンプ O P 1の非反転入力端子 2 5とオペアンプ O P 2、 0 P 3の反転入力端子 2 6には、同一の基準電位 Voを与えるようにしている。

また、上述のスィツチ SW 1— 1及び SW1— 2、スィッチ SW2— 1〜S W2— 3、およびスィツチ SW3— 1〜SW3— 3は、図 1に示すクロック生成回路 1 1からのクロックに基づき、所定周期でその開閉動作を行われるようになつている。

このような構成からなるセンサ信号增幅回路 1 2の各ォペアンプ 0 P 1〜◦ P 3は、図 3に示すような構成からなるので、このオペアンプの構成について説明する。

このオペアンプは、図 3に示すように、オフセット補償部 3 1、増幅部 3 2、および 2次增幅部 3 3から構成されている。

オフセッ卜補償部 3 1は、図 3に示すように、カレントミラ一回路を構成する PMO S F ET (以下、 PMO S トランジスタという） Q 1及び Q 6 と、カレントミラ一回路を構成する PMO S トランジスタ Q 2及び Q 5と、 PMO S トランジス夕 Q 5及び Q 6のドレイン間に接続されるオフセッ卜補償用の抵抗 R 0と、オフセット補償用の信号を入力して M〇 S トランジスタ Q l、 Q 2、 Q 5、 Q 6のソース . ドレイン電流を制御するための NMO S F E T (以下、 NMO S トランジスタという） Q 3及び Q 4と、電流源 I aとから構成されている。

これを詳述すると、 PMO S トランジスタ Q 1のソースが正側電源ライン 3 4に接続されるとともに、そのゲートとドレインが接続され、この共通接続部が NMO S トランジスタ Q 3のドレインおよび PMO S トランジス夕 Q 6のゲ一卜に接続されている。また、 PMO S 卜ランジス夕 Q 2のソースが正側電源ライン 3 4に接続されるとともに、そのゲ一卜とドレインが接続され、この共通接続部が NMO S トランジスタ Q 4 のドレインおよび PMO S トランジスタ Q 5のゲ一卜に接続されている

PMO S トランジスタ Q 5及び Q 6の各ソースは正側電源ライン 3 4 に接続されるとともに、そのドレイン間に温度補償用の抵抗 R 0が接続されている。 NMO S トランジスタ Q 3のゲ一トは入力端子 2 6に接続され、 NMOS トランジスタ Q 4のゲ一卜は入力端子 2 5に接続されている。また、 NMO S トランジスタ Q 3及び Q 4の各ソースは共通に接続され、この共通接続部が定電流源 I aを介して負側電源ライン 3 5に接続されている。

増幅部 3 2は、図 3に示すように、信号を入力するための PMO S 卜ランジス夕 Q 7及び Q 8と、カレン卜ミラ一回路を構成する NMO S 卜ランジス夕 Q 9及び Q 1 0とから構成されている。

これを詳述すると、 PMO S トランジスタ Q 5のドレインが PMO S トランジスタ Q 7のソースに接続されている。 PMO S トランジスタ Q 7のゲ一卜は入力端子 2 4に接続され、そのドレインは NMOS トランジス夕 Q 9のドレインに接続されている。また、 NMO S トランジスタ Q 9のゲートとドレインが接続され、そのソースは負側電源ライン 3 5 に接続されている。

また、 PMO S トランジスタ Q 6のドレインが PMO S トランジスタ Q 8のソースに接続されている。また、 PMO S トランジスタ Q 8のゲ ―卜は入力端子 2 3に接続され、そのドレインは NMO S トランジス夕 Q 1 0のドレインと 2次增幅部 3 3の入力側に接続されている。さらに、 NMO S トランジスタ Q 1 0のゲ一卜が NMO S トランジスタ 9のゲ ―卜に接続され、そのソースは負側電源ライン 3 5に接続されている。次に、このように構成されるセンサ信号增幅回路 1 2の動作について、図 2および図 3を参照して説明する。

まず、オペアンプ OP 1〜ΟΡ 3における各オフセッ卜の補償動作（打ち消し動作）について説明する。

いま、図 1に示すク口ック生成回路 1 1からのクロック ø 1がオンの期間には、図 2に示すスィツチ SW1 1および SW1 — 2のみが同時に閉じた状態になり、オペアンプ OP 1の非反転入力端子 2 3と反転入力端子 2 4が接続されて入力端子が短絡状態になる。このため、ォペアンプ 0 P 1から出力されるオフセット電圧がコンデンサ C 1に保持され、この保持された電圧が図 3に示すオフセッ卜補償部 3 1の反転入力端子 2 6に供給される。

ところで、図 3の增幅部 3 2において、增幅すべき入力電圧は、 PM O S トランジスタ Q 7と Q 8の差動対のゲ一卜から与えられるが、 PM O S トランジスタ Q 7と Q 8の動作するしきい値電圧が、 PMO S トランジス夕 Q 7と Q 8との間のミスマッチに起因してばらつき、入力のォフセット電圧が生じてしまう。ここで、 MO S トランジスタ Q l、 Q2、 Q 5、 Q 6、 Q 7、 Q8、 Q 9、 Q 1 0のドレイン—ソース間に流れる各電流を I I ₂ , I 5 、 Ι ₆ 、 I 7、 Ι ₈ 、 Ι ₉ 、し。とし、 MO S トランジスタ Q 3、 Q 4 のゲ一卜と負側電源ライン 3 5との間の入力電圧を U_nl、 U_Plとし、 M O S トランジスタ Q 7、 Q 8のゲートと負側電源ライン 3 5との間の入力電圧を U_P2、 U_n2とし、 M〇S トランジスタ Q 8のドレインから 2次増幅部 3 3に向けて流れる電流を I。_{u t}とすると、 MOS トランジスタ Q 1と Q 6、および MO S 卜ランジスタ Q 2と Q 5とはそれぞれ力レン卜ミラー回路を構成するので、このカレントミラーの関係から、次の（ 1 ) ( 2 ) 式が成立する。

I ₅ = h X I ₂ ( 1)

I 6 = h X I！ ( 2 )

但し、 hは定数であり、また双方ともミラ一比は同じである。

また、定電流源 I aに流れる電流 I aは定電流のため、次の（3) 式が成立する。

I a = I , + I ₂ (3)

さらに、 MO S トランジスタ Q 9と Q 1 0はカレントミラ一回路を構成するので、次の（4) 式が成立する。

I 9 = I 1 0 (4)

ここで、 MOS トランジスタ Q 7と Q 8の入力を 0にしたときのオフセッ卜電圧が、上記のようにコンデンサ C 1に保持され、この保持された電圧がォフセット補償部 3 1の MO S トランジスタ Q 4のゲートに印加される。

このため、オフセット捕償部 3 1の MO S トランジスタ Q 3及び Q 4 に流れる電流、すなわち電流 I iと電流 I ₂ との割合が変化し、これにより電流 I ₅、 I e も変化する。ここで、 g lをトランジスタ Q 3、 Q 4の卜ランスコンダクタンスとすると、次に（5) 式が成立する。

I 2 - I 1 = 1 X (U_pl-U_nl) (5)

また、電流 I 。_ut と電流 1₈ とは、 I _{QU T}《 I ₈ の関係があるので、次の（6) 式が成立する。

I 9 = I 10= I 7 - I 8 ( 6 )

このとき、抵抗 R 0を流れる電流 I _R について次の（7) 式が成立する。

I R = I 5 - I 7 = I 8- I 6 ( 7)

また、式（6) と（7) により次式（8) が成立する。

I R = ( I ₅ - I ₆ ) /2 (8)

さらに、（1) 、（2) 、（5) から次の（9) が成立する。

I R = h X ( I ₂ 一し ) / 2 = g 1 X h X (Upi-Uni) /2 (9

)

また、 gをトランジスタ Q 7、 Q 8のトランスコンダクタンスとし、さらに、 gZ 〔1 + (g xR O/2) 〕を g 2と定義すると、出力 V。_u _tは kを定数として次の（ 1 0) 式で表すことができる。

V_out 二 k X I。_ut = k x ( I 8 — I

= k x g 2 x (Up₂- U_n2 ~ I _Rx R 0 )

= k x g 2 x CUp₂ - U n 2-R 0 x g 1 x h x (U_Pl— U_nl) Z

2〕 … (1 0)

式（ 1 0 ) において、トランジスタ Q 7と Q 8のミスマッチに起因するオフセッ卜電圧は、電圧 U_P2と電圧 U_n2の差として現れるので、トランジス夕 Q 3と Q 4の入力、すなわち電圧（U_{P l}— U_nl) を適切な値として入力することによって、オフセッ卜電圧を打ち消すことができる。次に、クロック生成回路 1 1からのクロック ø 2がォンの期間には、スィッチ SW3 - 1〜SW3— 3のみが同時に閉じた状態になる。これにより、オペアンプ〇 P 3に係るオフセット電圧がオペアンプ 0 P 1力、ら出力されてコンデンサ C 3に保持され、この保持電圧が図 3に示すォフセット補償部 3 1の非反転入力端子 2 5に供給される。この結果、ォペアンプ OP 3のオフセット電圧が上記と同様の原理により打ち消される。

次いで、クロック生成回路 1 1からのクロック ø 3がオンの期間には、スィッチ SW2— 1〜SW2— 3のみが同時に閉じた状態になる。これにより、オペアンプ O P 2に係るオフセッ卜電圧がオペアンプ〇P 1 から出力されてコンデンサ C 2に保持され、この保持電圧が図 3に示すオフセット補償部 3 1の非反転入力端子 2 5に供給される。この結果、オペアンプ OP 2のオフセッ卜電圧が上記と同様の原理により打ち消される。

—方、このようなオペアンプ 0 P 1〜0 P 3の各オフセットの補償動作に並行して、センサ 1からのセンサ信号入力端子 1 9、 2 0に印加されるセンサ信号電圧 Vhallは、ォペアンプ◦ P 1及び 0 P 2により增幅され、その増幅された電圧が出力端子 2 7、 2 8から出力される。

そして、上記の動作によりオペアンプ〇 P 1~ΟΡ 3のオフセット電圧を完全に打ち消すことができる場合には、センサ信号増幅回路 1 2の出力端子 2 7、 2 8に出力される出力電圧 Voutは、センサ 1からのセンサ信号入力端子 1 9、 2 0に印加されるセンサ信号電圧を Vhallとすると、次の（1 1) 式に示すようになる。

Vout = 〔（R 1 /R 2 ) + 1〕 · Vhall ··· ( 1 1 )

ここで、 R 1はオペアンプ OP 2の反転入力端子 2 4とその出力端子との間に接続される抵抗の抵抗値であり、抵抗 R 2はオペアンプ OP 2 の反転入力端子 2 4とオペアンプ OP 3の反転入力端子 2 4との間に接続される抵抗の抵抗値である（図 2参照）。

このセンサ信号增幅回路 1 2は、（ 1 1) 式からわかるように、抵抗 R 1と抵抗 R 2とに同じ温度係数を持たせることにより、温度に依存しな L、所要の増幅度でセンサ信号を増幅することができる。

次に、図 1に示した基準電圧発生回路 1 3の構成の詳細について、図 4を参照して説明する。

この基準電圧発生回路 1 3は、図 4に示すように、 PMO S トランジスタ Q 1 1及び Q 1 2からなり定電流源として機能するカレン卜ミラ一回路 4 1と、電圧 '電流変換用抵抗 R 3に温度依存性のない電圧 Vbgを印加させることにより定電流を流す定電流回路 4 2と、 PMO S 卜ランジス夕 Q 1 4、 Q 1 5、および Q 1 6からなり定電流源として機能するカレントミラ一回路 4 3と、上限基準電圧発生用抵抗 Rhigh及び下限基準電圧発生用抵抗 R lowなどからなる基準電圧発生部 44と、 NMOS トランジスタ Q 1 7及び Q 1 8からなるカレントミラ一回路 4 5とを備え、出力端子 4 6、 4 7から上限基準電圧 Vhighと下限基準電圧 Vlow が出力されて図 1に示すシュミット · トリガ回路 1 4に供給されるようになっている。

カレントミラ一回路 4 1は、図 4に示すように、 PMO S 卜ランジスタ Q 1 1と Q 1 2とからなり、これらの各ゲー卜が接続され、この共通接続部が PMO S トランジスタ Q 1 1のドレインに接続されている。また、 P M 0 S トランジスタ Q 1 1と Q 1 2の各ソースは、正側電源ライン 5 1に接続されている。さらに、 PMO S トランジス夕 Q 1 2のドレィンは、 NMO S トランジスタ Q 1 3のドレインに接続されている。このような構成からなる力レントミラー回路 4 1の PMO S トランジスタ Q 1 1にはバンドギヤップ . レファレンス電圧生成回路 8で生成された電流 I ptatが供給され、この電流 I ptatが M O S トランジスタ Q 1 2に定電流として流れるようになつている。この電流 I ptatは、絶対温度 Tに比例するとともに、バンドギヤップ♦ レファレンス回路 8内に設けられた抵抗 R 4 (図示せず）の大きさに反比例し、 Kを定数とすると、次の（1 2) 式により表される。

I ptat=K · (T/R 4 ) … (1 2)

定電流回路 4 2は、図 4に示すように、 NMO S トランジスタ Q 1 3 と、電圧 ·電流変換用抵抗 R 3と、オペアンプ OP 4とから構成されている。すなわち、 NMO S トランジスタ Q 1 3のドレインが MOS トランジスタ Q 1 2のドレインに接続されるとともに、そのソースが電圧 · 電流変換用抵抗 R 3の一端に接続され、その他端が負側電源ライン 5 2 に接続されている。また、オペアンプ OP 4は、その非反転入力端子に入力端子 4 8を介してバンドギヤップレファレンス回路 8から温度依存性のない定電圧 Vbgが印加されるとともに、その出力端子が NMO S トランジス夕 Q 1 3のゲートに接続され、その反転入力端子が NMO S 卜ランジスタ Q 1 3のソースと電圧 ·電流変換用抵抗 R 3との共通接続部に接続されている。

カレントミラー回路 4 3は、図 4に示すように、 MO S トランジスタ Q 1 4、 Q 1 5、および Q 1 6から構成されている。すなわち、 MO S トランジスタ Q 1 4、 Q 1 5、および Q 1 6の各ゲ一卜が接続され、その共通接続部が MO S トランジスタ Q 1 4のドレインと、 MOS トランジス夕 Q 1 2と MO S トランジスタ Q 1 3のドレイン同士を接続した共通接続部とに接続されている。また、 MO S トランジス夕 Q 1 4、 Q 1 5、および Q 1 6の各ソースは、正側電源ライン 5 1に接続されている。さらに、 MO S トランジスタ Q 1 5のドレインが上限基準電圧発生用抵抗 Rhighの一端に接続され、 MO S トランジスタ Q 1 6のドレインが MO S トランジスタ Q 1 8のドレインに接続されている。

基準電圧発生部 4 4は、図 4に示すように、オペアンプ O P 5、上限基準電圧発生用抵抗 Rhigh、および下限基準電圧発生用抵抗 R lowから構成されている。すなわち、オペアンプ OP 5は、その非反転入力端子にセンサ信号增幅回路 1 2からの出力 Voutnが供給されるようになっており、その出力端子が反転入力端子に直接接続されている。また、上限基準電圧発生用抵抗 R highと下限基準電圧発生用抵抗 R lowとが直列に接続され、その共通接続部にオペアンプ OP 5の出力端子が接続されている。さらに、上限基準電圧発生用抵抗 Rhighの一端が MO S 卜ランジスタ Q 1 5のドレインと出力端子 4 6に接続され、下限基準電圧発生用抵抗 Rlowの一端が MO S トランジスタ Q 1 7のドレインと出力端子 4 7に接続されている。

カレントミラー回路 4 5は、図 4に示すように、 NMO S トランジス夕 Q 1 7と Q 1 8とからなり、 MOS トランジスタ Q 1 7と Q 1 8の各ゲートが接続され、この共通接続部が M O S トランジスタ Q 1 8のドレィンおよび M〇 S トランジスタお 1 6のドレインに接続されている。また、 MOS トランジスタ Q 1 7のドレインは、下限基準電圧発生用抵抗 Rlowの一端に接続されている。さらに、 MO S トランジスタ Q 1 7と Q 1 8の各ソースは、負側電源ライン 5 2に接続されている。

次に、このように構成される基準電圧発生回路 1 3の動作について、図 4を参照して説明する。

MO S トランジスタお 1 1と Q 1 2はカレントミラー回路を構成するので、 MO S トランジスタ Q 1 2のソースとドレイン間には、 MO S トランジス夕 Q 1 1に流れる電流 I ptatが力レントミラーされて同一の電流が流れる。

一方、バンドギヤップ ' レファレンス電圧発生回路 8からオペアンプ〇 P 4に供給される電圧 Vbgは、温度に依存しない一定電圧であり、この電圧がオペアンプ 0P 4を介して M〇 S トランジスタ Q 1 3に供給されるので、 MO S トランジスタ Q 1 3のソースとドレイン間には、（V bgZR 3) の電流が流れる。なお、 R 3は抵抗 R 3の抵抗値である。従って、 MO S トランジスタ Q 1 4のソースとドレイン間に流れる電流 I , ₄は、 M 0 S トランジスタ Q 1 3に流れる電流と MO S トランジス夕 Q 1 2に流れる電流との差となり、（ 1 2) 式から次の（ 1 3) 式のように表される

I ₁₄= (Vbg/R 3) -K - (T/R 4) ··· ( 1 3)

また、 PMO S トランジスタ Q 1 4と Q 1 5および Q 1 6はカレントミラーの関係にあるので、そのミラ一比を mとしたとき、上記の電流 I ₁₄の m倍の電流が MO S トランジスタ Q 1 5、 Q 1 6、 Q 1 8に流れ、トランジスタ Q 1 7もトランジスタ Q 1 8とミラー関係にあるので、卜ランジスタ Q 1 7にも同じ電流 I ！ ₄ X mが流れ、この電流 I ！ ₄ X mが、上限基準電圧発生用抵抗 Rhighと下限基準電圧発生用抵抗 Rlowに流れることになる。この結果、上限基準電圧発生用抵抗 Rhighと下限基準電圧発生用抵抗 R lowに発生する上限基準電位 Vhighと下限基準電位 V lo wは、次の（ 1 4) 及び（ 1 5 ) 式のように表される。

Vhigh=m - [ (Vbg/R 3 ) ~ K · (T/R 4) 〕 - Rhigh+ Voutn

=-m · K · T · ( Rhigh/ R 4 ) +m · Vbg · (Rhigh/R 3 ) + Voutr！… （ 1 4)

V low = - m · ； (Vbg/R 3) -K · (T/R 4 ) 〕 · Rlow+ Vou tn

=m · K · T · (Rlow /R 4 ) m · Vbg · (Rlow/R 3 ) 十 Voutn"' ( 1 5) ここで（ 1 4) ( 1 5) 式において、 Voutnはセンサ信号增幅回路 1 2で增幅した信号値の零の電位である。また、抵抗 R 3、 R 4、 Rhigh 、および Rlowは、同じ温度係数を持つものを使用しているので、上限基準電位 Vhighと下限基準電位 Vlowとは、いずれも抵抗の温度変化による影響はなく、常に絶対温度 Tの 1次関数とすることができる。また、抵抗 R 3、 R 4、 Rhigh, および Rlowの各値とミラー比 mを変更するだけで、任意の絶対温度の一次関数として上限基準電位 Vhighと下限基準電位 Vlowとを生成することができる。

つまり、各種のセンサのうち、定電圧駆動した場合に、その出力が絶対温度の一次関数で理想的または近似的に表現できるセンサについては、信号処理回路 2内の抵抗 R 3、 R 4、 Rhigh. および Rlowの値とミラ一比 mの大きさのみの変更により、常に一定感度でォン ·オフするセンサ I Cを構成することができる。

また、特に抵抗 Rhighおよび Rlowを同一特性の同一抵抗値とした場合には、上限基準電位 Vhighと下限基準電位 Vlowとは、センサ信号增幅回路 1 2で増幅した信号の零レベル（Voutn) に対して、完全に対称な値とすることができる。ここで、基準信号としての上限基準電位 Vhi ghと下限基準電位 Vlowの温度係数について検討する。まず、基準信号 Vの温度係数を次のように定義するものとする。すなわち、絶対温度 T (K) の時の基準信号を V (T) と表わすものとし、室温が T= 3 0 0 Κを基準に考えると、温度 Τ (Κ) のときの基準信号 V (Τ) の温度係数 αは、次の（ 1 6) 式のように定義する。

α= ( 1/V ( 3 0 0 ) ) - AV/AT- ( 1 6)

ここで、（1 6) 式中の Δνは基準信号の変化量、 ΔΤは絶対温度 Τ の変化量を表すつ

この（1 6) 式により、（ 1 4) 、 (1 5) 式の基づいて上限基準電位 Vhighと下限基準電位 Vlowの温度係数を求めると、次の（1 7) 式のように温度によらずに一定となる。

Vhighの温度係数 = Vlow の温度係数

=K/ (300 · K-Vb g · R 4/R 3) ··· (1 7) 従って、センサ 1からの出力信号が、絶対温度の 1次関数であるとき、抵抗 R3、 R 4の抵抗値を適当に与えることで、その温度係数と式（ 1 7) の温度係数を等しくすることができる。逆に、温度係数が等しい場合、センサ 1からの出力信号の増幅率、ミラー比 m、抵抗 Rhighおよび R lowを適当に与えることで、規定感度でのセンサからの信号の增幅信号の温度特性を式（1 4) 、（15) と同じにすることができる。つまり、常に一定の感度でオン ·オフするセンサ I Cを構成できる。

以上説明したように、この実施形態にかかるセンサ I Cは、センサ 1 と、絶縁基板上に設けられた半導体層に形成させた信号処理回路 2とで構成した。そして、センサ 1はその出力が絶対温度に対して 1次関数的に変化するものとし、これに対応して、センサ信号処理回路 2側の基準電圧発生回路 1 3は、その出力が、センサ 1の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつ絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準電圧 Vhigh. Vlowを発生し、この電圧を、シュミツ卜 · トリガ回路 14力センサ信号増幅回路 12の出力電圧の大きさを比較してオン ·オフ出力するための基準電圧として使用するようにした。さらに、センサ信号増幅回路 12は、センサ 1からの出力信号を温度に依存しない増幅率で增幅するとともにオフセッ卜電圧を打ち消す機能を備えるようにした。従って、この実施形態にかかるセンサ I Cでは、センサ 1の出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もって、従来実現できなかった 20 0 ° C以上の高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、この実施形態にかかるセンサ I Cにおいて、センサ 1がホール素子であり、その感磁部が G a A sにより構成される場合には、 G a A sの抵抗が温度の増加に対して増加する性質があるので、感磁部に流れる電流が減少して電源電流が減少する。このため、センサ I Cは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による発熱が抑制され、高温でも安定に動作することができる。

さらに、本発明のセンサ I C用 I Cの実施形態である信号処理回路 2 は、基準電圧発生回路 1 3力^ その大きさカ^ 入力端子 1 9、 2 0間により与えられるセンサ 1からの出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつ絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準電圧 Vhigh、 V lowを発生し、この電圧をシュミツ卜 · トリガ回路 1 4がセンサ信号增幅回路 1 2の出力電圧の大きさを比較してオン ·オフ出力するための基準電圧として使用するようにした。また、信号処理回路 2は、絶縁基板上に設けられた半導体層に形成するようにした。

従って、この実施形態にかかる信号処理回路 2は、各種のセンサのうちその出力が絶対温度に対して 1次関数的に変化するものであるときには、そのセンサに応じた温度の 1次関数で与えられる基準信号を生成することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができる。この場合には、この実施形態に係るセンサ I C用 I Cは、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償ができ、もって、従来実現できなかった 2 0 0 ° C以上の高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。

また、この実施形態の信号処理回路は、自動車の用途などの高温度下や温度格差の大きな部位で使用される磁気センサと組み合わせて磁気センサ I Cを提供できるのみならず、圧力センサや温度センサなどの各種のセンサと組み合わせることにより高温下で使用できる各種のセンサ I cを実現できる。

さらに、この実施形態にかかるセンサ I cでは、センサバイアス電圧生成回路 1 0が発生する定電圧によりセンサ 1を定電圧駆動するとともに、センサ 1の温度補償を基準電圧発生回路 1 3により行うようにした。このため、高温下においてセンサ 1の消費電力を低減させることができるので、高温での発熱を抑制でき、その結果、 2 0 0 °C以上の高温下でも安定動作が実現できる。

なお、上記の実施形態では、比較手段としてヒステリシスを持つシュミット · 卜リガ回路 1 4を使用するようにしたが、これに代えてヒステリシスを持たないコンパレ一タを使用するようにしても良い。

また、シュミツ卜 · トリガ回路 1 4に代えて A / D変換器（アナログ 'デジタル変換器）に置き換えることが可能である。この場合には、センサ 1の増幅信号を A / D変換器のアナログ入力信号とする。また、基準電圧発生回路 1 3は、その出力がセンサ 1の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつその大きさが絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準電圧を発生する。そして、 A Z D変換器にはその基準電圧がレファレンス電圧として供給され、これを用いて A Z D変換器は入力電圧をデジタル信号に変換する。

また、上記の実施形態では、センサとしてその出力が絶対温度に対して 1次関数的に変化し、これに対応して基準電圧発生回路 1 3の発生電圧が絶対温度に対して 1次関数的に変化するものとした。しかし、本発明は、センサの出力の温度係数が必ずしも一定である必要はなく、この場合には、基準電圧発生回路 1 3は、そのセンサの出力の温度係数と同じ温度係数で変化する基準電圧を発生するように構成される。例えば、温度係数が一定でなく、センサの出力が絶対温度に対して曲線的に与えられる場合には、その曲線部分を複数の区間に分け、各区間を直線として近似するようにする。そして、具体的には、直線で近似する各区間ごとに、その区間に応じた基準電圧発生回路 1 3に相当する複数の回路を設けるとともに、各基準電圧 Vhigh、 V lowとシュミット · トリガ回路 1 4の間にアナログスィッチを設け、温度に応じてアナログスィッチを切換えて基準電圧を選択するようにする。これにより、常に、センサの出力に応じた基準電圧を発生させ、任意の温度係数を持つセンサにも対応することができる。

なお、上記の実施形態として、センサをホール素子とし、そのホール素子の感磁部を G a A sとする場合が好ましいとしたが、センサのセンシング部の構成物質として G a A sのような抵抗値が温度の増加に対して増加するような物質を使用する場合には、 G a A sを使用した場合と同様な効果が得られる。

また、上記の実施形態の場合、動作磁束密度のばらつきの許容範囲から、センサの出力の温度係数が 0 . 2 0 %Z°C近傍では、温度係数の誤差として 3 0 %以下であることが好ましいが、温度係数がより大きい場合には許容誤差範囲は狭くなり、また、温度係数が小さい場合には温度係数の許容範囲はかなり広くなる。

【実施例 1】

次に、本発明にかかるセンサ I Cの実施例 1として、以下のようなホ —ル I Cを作製したので、これについて説明する。

この実施例 1にかかるホール I Cは、図 1〜図 4に示す信号処理回路を含んだ I Cを、シリコン酸化物を絶縁性下地とする S I M O X基板上に C M O Sプロセスを用いて形成した。また、絶縁性下地の上の結晶シリコン層の厚さを 1 2 0 n mとした。さらに、図 2および図 3に示すセンサ信号増幅回路 1 2のオフセッ卜補償機能の切替え周期を 1 / 5 0 0 〔秒〕とした。次に、そのセンサ信号增幅回路 1 2を含んだ I Cを、センサ 1として感磁部が G a A sからなるホール素子（以下、 G a A sホール素子という）とハイプリッドで組み合わせ、これによりホール I Cを作成した。そして、 G a A sホール素子に、温度に依存しない定電圧 3 〔V〕を印加し、 ± 4 0 [G a u s s] の磁場環境下での出力特性を測定し、図 5に示すような測定結果を得た。

図 5からわかるように、十 4 0 [G a u s s) のとき、 — 4 0° C〜 2 0 0 ° Cの温度範囲において、出力の温度係数は、およそ— 0. 1 8 ~- 0. 2 0 %Z°Cで負の温度係数となっており、その出力は、絶対温度の 1次関数として表現することができる。また、 — 4 0 [G a u s s 〕のときの出力は、 + 4 0 (G a u s s) のときの出力と比較すると、温度軸に対してほぼ対称になっている。

次に、図 1のセンサバイアス電圧生成部 1 0からのバイアス電圧を 3 〔V〕とし、この電圧を G a A sホール素子に印加し、センサ信号増幅回路 1 2の（ 8 ) 式から求められる增幅率を 5 0倍とし、 G a A sホ一ル素子の出力の温度特性に合うように、基準電圧発生回路 1 3の抵抗 R 3、 Rhigh、 R lowの各抵抗値をそれぞれ 2 3. 8 1 [k Ω) , 5. 0 0 9 〔kQ〕、 5. 0 0 9 (k Ω] とした。また、図 4に示す一定の電圧 Vbgを 1. 1 5 〔V〕とし、式（1 2) に示す定数 Kを 2. 6 9 x 1 0一⁴ 〔Α · Ω/Κ〕、抵抗 R 4の抵抗値を 4. 4 9 2 [k Ω) とした。また、式（ 1 4 ) 、（ 1 5) のミラ一比 m= 1とした。この結果、式（ 1 4) 、（ 1 5) は式（ 1 8) 、（1 9) のようになる。

Vhigh CmV] = 2 4 1. 9 - 0. 3 0 · T ( 1 8)

Vlow CmV] =— 2 4 1. 9 + 0. 3 0 · T ( 1 9)

これは、図 5に示したバイアス電圧として 3 Vを加え、 4 0 (G a u s s〕の磁場環境下においた G a A sの出力電圧を 5 0倍したものにほぼ等しくなる。また、このとき基準電圧 Vhigh、 V lowの温度係数は、約一 0 . 2 0 %7°Cとなり、 G a A sの温度係数と等しくなる。

図 6は、上記のような条件で動作させた場合における信号処理回路 2 の動作入力電圧の温度特性を示したものである。図 6からわかるように、抵抗 Rhighと抵抗 R lowとを同じ抵抗値にしたことによって、温度軸に対して完全に対称な動作特性が得られている。また、この温度特性は、図 5に示す G a A sホール素子の温度特性と同様の特性を示していることがわかる。さらに、 — 4 0 ° C ~ 2 0 0 ° C以上の温度範囲において、オフセット電圧も少なく、温度軸に対して対称の所要の特性を実現できる。

この結果、この実施例 1にかかるホール I Cは、図 7に示すように、一 4 0 ° C〜2 0 0 ° Cの温度域において、常に一定の磁界 ± 4 0 [ G a u s s〕の強さでオン ·オフし、動作点の対称性にも優れていることがわかる。

図 8は、この実施例 1にかかるホール I Cの電源電圧が 5 〔V〕のときの電源電流の温度特性を示す図である。図 8からわかるように、電源電流が温度の上昇とともに減少し、消費電力が少なくなる優れた特性を実現できる。このように電源電流が減少するのは、 G a A sホール素子の感磁部が G a A sにより構成され、その G a A sの抵抗値が温度の增加に対して増加する性質があるので、感磁部に流れる電流が減少し、その結果、電源電流が減少するからである。

【実施例 2】

次に、本発明にかかるセンサ I Cの実施例 2として、高温環境下で使用できる高温用回転センサ I Cについて、図 9から図 1 4を参照して説明する。この高温用回転センサ I Cは、図 9に示すように、磁気センサ 7 1と、この磁気センサ 7 1の出力信号を処理する信号処理回路 7 2とから構成する。磁気センサ 7 1は図 1のセンサ 1に相当し、信号処理回路 7 2 は同図の信号処理回路 2と基本的な構成がほぼ同様であり後述の点が異なる。

磁気センサ 7 1は、図 9に示すように 4つの磁気抵抗素子 M R 1〜M R 4を用いたプリッジ回路を形成し、その 4つの磁気抵抗素子 M R 1〜 M R 4は、後述のように歯車の回転検知センサとして使用できるように配置する。ブリッジ回路は、そのバイアス電圧供給端子間に信号処理回路 7 2から例えば 1 〔V〕のバイアス電圧が供給され、その出力端子から出力される出力信号は信号処理回路 7 2の信号入力端子に入力するようになっている。

磁気センサ 7 1と集積回路化された信号処理回路 7 2とを、例えば図 1 0に示すようにパッケージ Ί 5内に配置（収納）する。磁気センサ 7 1を構成する磁気抵抗素子 M R 1〜M R 4は、図 1 0に示すように磁気抵抗素子 M R 1、 M R 4とが上下に配置されて Aプロック 7 3を形成し、磁気抵抗素子 M R 2、 M R 3とが上下に配置されて Bプロック 7 4を形成している。 Aプロック 7 3と Bブロック 7 4の配置間隔は、後述する歯車 8 2の凸部と凹部の間隔に対応するようになっている。さらに、磁気センサ 7 1と信号処理回路 7 2とはワイヤ線 7 6で電気的に接続しかつ、信号処理回路 7 2とは外部と接続するピン 7 7とワイヤ線 7 8で接続している。

信号処理回路 Ί 2の基本的な構成は、図 1の信号処理回路 2の構成とほぼ同様であるが、上記の G a A sホール素子を用いたセンサ I Cの場合に比べて、センサ信号增幅回路 1 2の增幅率を後述のように変更するとともに、基準電圧発生回路 1 3を図 1 1に示すような基準電圧発生回路 7 9に置き換えるようにした点が異なる。

このようにしたのは、後述のように、ブリッジ回路からの出力信号の温度係数を 0として扱うためである。そこで、その温度係数に合わせるために、基準電圧発生回路 1 3を基準電圧発生回路 7 9に置き換え、これにより、発生する基準電圧の温度係数が 0となるようにする。

従って、基準電圧発生回路 7 9は、図 4に示す基準電圧発生回路 1 3 とその基本的な構成は同様である力^ 図 4の基準電圧発生回路 1 3から P M O S トランジスタ Q 1 1、 Q 1 2を省略する。なお、基準電圧発生回路 7 9の他の部分の構成は、図 4に示す基準電圧発生回路 1 3と同様であるので、同一構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。

次に、このように構成した高温用回転センサ I C 8 1は、図 1 2に示すように、例えば歯車の回転検出に使用され、回転検知システムに利用できるので、これについて説明する。

この回転検知システムでは、図 1 2に示すように、高温用回転センサ I C 8 1力強磁性体からなり回転自在に設置された歯車 8 2の外周に、センサ 7 1のブロック 7 3、 7 4がその外周面に対向するように配置される。高温用回転センサ I C 8 1の背面側には、歯車 8 2の磁性を強めて磁気検出を容易にするためのサマリウムコバルト磁石 8 3が配置される。また、センサ 7 1のプリッジ回路を駆動するために、信号処理回路 7 2から 1 〔V〕の定電圧を供給するようにする。さらに、センサ 7 1の Aプロック 7 3で感知する磁束密度と、センサ 7 1の Bブロック 7 4で感知する磁束密度とを電圧信号として取り出し、この電圧信号を信号処理回路 7 2に入力するようにする。

次に、このような構成の回転検知システムの回転検知の原理について、図 1 2を参照して説明する。 Aブロック 7 3の感磁部（磁気抵抗素子 M R 1、 M R 4 ) と、 Bプロック 7 4の感磁部（磁気抵抗素子 M R 2、 M R 3 ) の各磁束密度は、歯車 8 2に凹部と凸部があるので、歯車 8 2の回転に合わせて変化し、双方の磁束密度の差もその回転に同期して変化する。この双方の磁束密度差の大きさがある一定の基準値よりも大きくなつたときに、信号処理回路 2の出力信号をオンにし、その基準値よりも小さくなったときにその出力信号をオフにするようにする。

ここで、信号処理回路 7 2からみると、歯車 8 2、サマリゥムコバル卜磁石 8 3、およびセンサ 7 1を含めた系全体が温度補償の対象であるといえる。

センサ 7 1のブリッジ回路に信号処理回路 7 2から定電圧の 1 〔V〕を与えるようにし、歯車 8 2を回転させたときに得られるプリッジ回路からの出力振幅を図 1 3に示す。このセンサ系では、歯車 8 2が回転したときに得られるセンサ 7 1のプリッジ回路からの出力信号の振幅は、歯車 8 2や磁石 8 3、またはブリッジ回路の温度変化のために、その大きさの温度係数は、およそ一 0 . 0 1 %/°Cであった。従って、 — 4 0 °C ~ 2 0 0 °Cの温度範囲を考えた場合に、この温度範囲での温度係数を 0に近似しても実用上差し支えないので、温度補償にかかる基準電圧発生回路を図 1 1に示すように構成し、発生する比較基準電圧の温度係数を 0とすることができる。

また、センサ 7 1の Aブロック 7 3と Bブロック 7 4の感磁部に作用する磁束密度が、十 1 5 G a u s sで信号処理回路 7 2の出力がオンとなり、 — 1 5 G a u s sでその出力がオフになるように、信号処理回路 7 2のパラメータを決め、基準電圧発生回路 7 9の抵抗 R 3、上限基準電圧発生用抵抗 Rhigh、および下限基準電圧発生用抵抗 R low の各値を、 R 3 2 0 Κ Ω、 Rhigh= 7 8 0 Ω、 R low = 7 8 0 Ωと設定する。また（ 1 4) (1 5) 式におけるその他のパラメ一夕は、上記の G a A sホール I Cと同じである。

このときには、基準電圧発生回路 7 9の基準電圧 Vhigh、 Vlow は、 ( 1 4) 、（1 5) から、 Vhigh=+ 4 5 mV、 Vlow =— 4 5mVとなる。この基準電圧は、図 1 4に示すブリッジ回路からの出力信号をセンサ信号増幅回路で 1 5 0倍に増幅した増幅信号と比較し、その結果に応じて信号処理回路 7 2の出力をオンまたはオフさせるので、 1 5 G a u s s以上の磁束密度になった段階で出力の切り替えが起こる。

このようにして構成した実施例 2の高温用回転センサ I Cは、高温の 2 0 0 °Cでも問題なく歯車の回転を検知できる。

なお、この実施例 2のように、歯車の回転を検知するものとして、従来からシリコンモノリシックで CMO S回路を使用したセンサ I Cが知られているが、 1 5 0 °Cが実用の上限温度であった。しかし、この実施例 2では、上記のようにその実用の上限温度を 2 0 0 °C以上にすることができる。

【実施例 3】

次に、本発明にかかるセンサ I Cの実施例 3として高温環境下で使用できる高温用圧力センサ I Cについて、図 1 5〜図 1 9を参照して説明する。

従来、 S O I (S i l i c o n o n I n s u l a t o r) 構造を用いた高温用圧力センサが、 2 0 0 °C以上の高温で使用可能なことが知られている。そこで、この実施例 3にかかる高温用圧力センサ I Cは、図 1 5に示すように、 S 0 I構造の圧力センサ 8 7と、信号処理回路 8 8とを組み合わせ、これらを同一のパッケージ内の収納させて、 2 0 0 °C以上の高温下で用いることができる。信号処理回路 8 8の基本的な構成は、図 1の信号処理回路 2の構成とほぼ同様であるが、センサ信号増幅回路 1 2の増幅率を後述のように変更するとともに、基準電圧発生回路 1 3を図 1 7に示すような基準電圧発生回路 1 0 1に置き換えるようにする点が異なる。この点については後述する。

従って、基準電圧発生回路 1 0 1の構成は、基準電圧発生回路 1 3の構成と基本的に同様であるが、図 4の基準電圧発生回路 1 3から P M O S トランジスタお! 1 1、 Q 1 2を省略するとともに、ォペアンプ 0 P 5 の出力端子を上限基準電圧発生用抵抗 R highと下限基準電圧発生用抵抗 R low の共通接続点から M O S 卜ランジス Q 1 7のドレインに接続を変更し、かつ、その共通接続点から下限基準電位 V low を取り出すようにした点が異なる。なお、基準電圧発生回路 1 0 1の他の部分の構成は、図 4に示す基準電圧発生回路 1 3と同様であるので、同一構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。

ところで、シリコン拡散抵抗を用いたピエゾ抵抗型圧力センサは、高温では、 P N接合によるリーク電流のため、 1 5 0 °C以上での使用は難しい。そこで、この実施例 3では、図 1 6のような S 0 I構造の圧力センサ 8 7を使用することにより、 2 0 0 °C以上の高温域で動作できるようにする。

この圧力センサ 8 7は、図 1 6に示すように、基台 9 1上に、酸化ァノレミニゥム（A 1 ₂ 0 ₃ ) 膜 9 2、シリコンの膜 9 3、酸化アルミニゥム（A 1 ₂ 0 ₃ ) 膜 9 4が順次形成され、その酸化アルミニウム膜 9 4 上の中心にピエゾ抵抗素子 9 5が形成され、酸化アルミニウム膜 9 4とピエゾ抵抗素子 9 5の表面が酸化膜（S i 0 ₂ ) 9 6で被覆されるともに、ピエゾ抵抗素子 9 5と 4つの端子 9 7とはメタル 9 8により接続されるようになっている（図 1 5参照）。また、その 4つの端子 9 7は、信号処理回路 8 8と電気的に接続する。

圧力センサ 8 7を 3 Vの定電圧で駆動し、 0. 0 5Mp a 〔メガパスカル〕の荷重を与えたときに得られる温度に対する出力電圧は、図 1 8 のようになる。図 1 8によれば、実際の出力電圧の温度係数は一 0. 0 1 %/°C程度であるが、近似的に、温度係数を 0としても実用上差し支えないので、温度補償にかかる基準電圧発生回路を図 1 7に示すように構成し、発生する比較基準電圧の温度係数を 0とすることができる。また、この実施例 3では、動作圧力が 0. 0 5Mp aで信号処理回路 8 8の出力がオンとなり、その圧力が 0. 0 4 Mp aでその出力がオフとなるように、信号処理回路 8 8のパラメータを決め、センサ信号回路の増幅率を 5倍とし、基準電圧発生回路 1 0 1の抵抗 R 3、上限基準電圧発生用抵抗 Rhigh、および下限基準電圧発生用抵抗 R low の各値を、 R 3 = 2 0 ΚΩ、 Rhigh= 3 1 0 Ω、 Rlow = 1 2 5 0 Ωと設定する（その他のパラメータは、前記の G a A sホール I Cと同じである）。このようにして構成する高温用圧力センサ I Cは、図 1 9に示すように、室温から 2 0 0 °Cまでの温度範囲で、動作圧力が 0. 0 5 M p aで出力がオンとなり、その圧力が 0. 0 4Mp aでその出力がオフとなる。図 1 9において、 Ponは出力がオンになる動作圧力であり、 Poff は出力がォフになる動作圧力である。

このようにして構成した実施例 3の高温用圧力センサ I Cは、高温の 2 0 0 °Cでも問題なく圧力を検知できる。

【実施例 4】

本発明の実施例としては、上記のように磁気センサ I Cおよび圧力センサ I Cについて説明した。しかし、本発明の実施例 4として、（1) 多孔質層付き電気化学ポンプ式酸素センサを用いた高温用酸素センサスイッチ、（2) PTCサ一ミス夕、例えば B a T i 0₃ 系材料を使ったもの、と組み合わせることによって 1 0 0 °C〜2 0 0 °Cの温度範囲でスィツチングする温度スィツチが実現できると期待できる。

以上説明したように、本発明かかるサンサ I C用 I Cは、各種のセンサ素子と組み合わせることができ、この組み合わせにより各種のセンサ I Cを実現することができる。

一般に、センサに応じてセンサ I Cを設計 ·製造する必要があるが、本発明にかかるセンサ I Cは、調整すべきパラメ一夕が、増幅率と温度係数とバイアス電圧の 3点であるので、設計変更が容易である。加えて、増幅率および温度係数の異なる温度捕償機能付き I Cをあらかじめ複数設計 '製造しておけば、一般のセンサ素子でも組合せによっては広い温度域あるいは一部の温度域で、良く温度補償されたセンサ I Cとして組み立てられる可能性が高い。つまり、本発明にかかるセンサ I C用 I Cは、汎用的に高温用センサ I Cとして使用できる。

また、センサと信号処理回路とを同一のパッケージ内に収納することで、小型化できる上に、高精度で動作する I Cセンサが実現できる。産業上の利用可能性

このように本発明のセンサ I C用 I Cによれば、增幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセッ卜を打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。

また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても

、その影響を打ち消すことができるようにした。さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。

このため、本発明のセンサ I C用 I Cでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが基準信号発生手段の発生する基準信号の温度係数と同じ温度係数で変化するものであるときには、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温 (例えば- 4 0 °Cから 2 0 0 °C以上）にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。

さらに、本発明のセンサ I C用 I Cによれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、センサと組み合わせてセンサ I Cを構成する場合にその比較の精度が向上する。

また、センサは製造組み立てにおいて、その特性のばらつきを厳格に選別でき、基準信号発生手段は、製造したセンサの固有の特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサ I Cを容易に実現できる。

また、本発明のセンサ I 。用 I Cによれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。

このため、この発明のセンサ I C用 I Cでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが絶対温度に対してその大きさが 1次関数的に変化するときには、そのセンサに応じた絶対温度の 1次関数で与えられる基準信号を発生することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で 1 次関数的でなくとも、近似的にその出力が 1次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。

一方、本発明のセンサ I Cによれば、增幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、この入力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。

さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラツチアップの防止が図れる構造とした。このため、本発明のセンサ I Cでは、センサの出力について低温から高温（例えば 4 0 °Cから 2 0 0 °C以上）にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。

また、本発明のセンサ I Cは、発明者らが G a A sの抵抗値が温度に対して増加するという特性に着目し、その特性を積極的かつ効果的に利用するために鋭意研究を重ねて発明を完成するに至ったものである。従って、この発明は、ホール素子の感磁部に温度に対してその抵抗値が増加する G a A sを採用したので、温度の増加に伴って感磁部の電流を減少させて電源電流を減少させることができる。このため、センサ I Cは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による温度の上昇が抑制され、高温でも安定に動作することができる。さらに、本発明のセンサ I Cは、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、温度補償の精度が向上する。

さらに、本発明のセンサ I Cでは、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して 1次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号を、比較手段が增幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用するようにし、センサの出力信号が温度の影響により変ィ匕しても、その影響を打ち消すことができるようにした。

このため、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘つて高精度の温度補償が実現でき、もつて高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で 1次関数的でなくとも、近似的にその出力が 1次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。

Claims

請求の範囲

1 . センサからのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のな L、所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、

前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、

前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、

前記センサに対して供給すべき温度依存性のない定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、

前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置。

2 . 前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の半導体装置。

3 . 前記シリコン薄膜の厚さは、 3 0 n m以上 1 0 0 0 n m以下であることを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の半導体装置。

4 . 前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになつていることを特徴とする請求の範囲第 1項、請求の範囲第 2項、または請求の範囲第 3項に記載の半導体装置。

5 . 前記基準信号が、絶対温度に対して 1次関数的に変化することを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の半導体装置。

6 . 前記増幅手段は、

複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のな L、増幅率で増幅する信号増幅手段と、

前記複数のオペアンプの各オフセッ卜の補償を所定の周期毎に行うォフセット補償手段と、

からなること特徴とする請求の範囲第 1項から請求の範囲第 5項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

7 . 前記オペアンプは、

前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、

この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセッ卜補償部とからなり、

前記オフセッ卜補償部は、前記差動増幅部のオフセッ卜電圧に応じたオフセッ卜補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセッ卜補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセッ卜電圧を打ち消すようにしたことを特徴とする請求の範囲第 6項に記載の半導体装置。

8 . 前記オフセット補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、

このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセッ卜補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のォフセット電圧を打ち消すようにしたこと特徵とする請求の範囲第 7項に記載の半導体装置。

9 . 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを 2つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン 'オフすることを特徴とする請求の範囲第 1項から請求の範囲第 8項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

1 0 . 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とする請求の範囲第 1項から請求の範囲第 8項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

1 1 . 前記基準信号発生手段は、

温度依存性のなぃ定電圧を発生する定電圧源と、

絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、

前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して 1次関数的に変化する 2つの基準電圧を発生することを特徴とする請求の範囲第 1項から請求の範囲第 1 0項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

1 2 . 前記基準信号発生手段は、

絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第 1定電流源と、

この第 1定電流源と直列に接続され、電圧 ·電流変換用抵抗に温度依存性のなぃ定電圧を印加させて定電流を発生する第 2定電流源と、前記第 2定電流源の電流と前記第 1定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第 3定電流源と、

この第 3定電流源に直列に接続され、前記第 3定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからな、

前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する 2つの電位のうちの 1つの電位または 2つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徴とする請求の範囲第 1項から請求の範囲第 1 0項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

1 3 . 前記基準抵抗、前記電圧 ·電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徴とする請求の範囲第 1 2項に記載の半導体装置。

1 4 . 測定物理量を電気信号に変換して出力し、その出力信号が固有の温度係数を持つセンサと、

このセンサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、

前記センサに対して供給する温度依存性のな、定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、

前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置。

1 5 . 前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とする請求の範囲第 1 4項に記載の半導体装置。

1 6 . 前記シリコン薄膜の厚さは、 3 0 n m以上 1 0 0 0 n m以下であることを特徴とする請求の範囲第 1 5項に記載の半導体装置。

1 7 . 前記センサは、センサ出力信号が固有の温度係数を持ち、そのセンサ出力信号が絶対温度の 1次関数で与えられることを特徵とする請求の範囲第 1 4項、請求の範囲第 1 5項または請求の範囲第 1 6項に記載の半導体装置。

1 8 . 前記センサは、磁気センサであることを特徴とする請求の範囲 1 4項から請求の範囲第 1 7項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

1 9 . 前記磁気センサは、ホール素子であることを特徴とする請求の範囲 1 8に記載の半導体装置。

2 0 . 前記ホール素子は、その感磁部が G a A sにより構成されていることを特徽とする請求の範囲第 1 9項に記載の半導体装置。

2 1 . 前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになつていることを特徴とする請求の範囲第 1 4項から請求の範囲第 2 0項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

2 2 . 前記基準信号が、絶対温度に対して 1次関数的に変化することを特徴とする請求の範囲第 2 1項に記載の半導体装置。

2 3 . 前記増幅手段は、

複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のない增幅率で増幅する信号增幅手段と、

からなること特徴とする請求の範囲第 1 4項から請求の範囲第 2 2項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

2 4 . 前記オペアンプは、

前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、

この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、

前記オフセッ卜補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセッ卜補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセッ卜補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセッ卜電圧を打ち消すようにしたことを特徴とする請求の範囲第 2 3項に記載の半導体装置。

2 5 . 前記オフセッ卜補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、

このコンデンサに前記差動增幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセッ卜補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のォフセッ卜電圧を打ち消すようにしたこと特徴とする請求の範囲第 2 4項に記載の半導体装置。

2 6 . 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを 2 つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン ·ォフすることを特徵とする請求の範囲第 1 4項から請求の範囲第 2 5項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

2 7 . 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とする請求の範囲第 1 4項から請求の範囲第 2 5項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

2 8 . 前記基準信号発生手段は、

温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、

前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して 1次関数的に変化する 2つの基準電圧を発生することを特徵とする請求の範囲第 1 4項から請求の範囲第 2 7項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

2 9 . 前記基準信号発生手段は、

この第 1定電流源と直列に接続され、電圧 ·電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第 2定電流源と、前記第 2定電流源の電流と前記第 1定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第 3定電流源と、

この第 ₃定電流源に直列に接続され、前記第 3定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからなり、

前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する 2つの電位のうちの 1つの電位または 2つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徵とする請求の範囲第 1 4項から請求の範囲第 2 7項のうちのいずれか 1の請求の範囲に記載の半導体装置。

3 0 . 前記基準抵抗、前記電圧 ·電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徴とする請求の範囲第 2 9項に記載の半導体装置。