WO1999066685A1 - Dispositif d'etalonnage - Google Patents

Dispositif d'etalonnage Download PDF

Info

Publication number
WO1999066685A1
WO1999066685A1 PCT/JP1999/003196 JP9903196W WO9966685A1 WO 1999066685 A1 WO1999066685 A1 WO 1999066685A1 JP 9903196 W JP9903196 W JP 9903196W WO 9966685 A1 WO9966685 A1 WO 9966685A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
calibration
wireless
reception
output
Prior art date
Application number
PCT/JP1999/003196
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Katsuhiko Hiramatsu
Atsushi Matsumoto
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to AU42889/99A priority Critical patent/AU4288999A/en
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. filed Critical Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority to US09/485,822 priority patent/US6708020B1/en
Priority to EP99957126A priority patent/EP1003310A4/en
Publication of WO1999066685A1 publication Critical patent/WO1999066685A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/24—Testing correct operation
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/267—Phased-array testing or checking devices
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/101—Monitoring; Testing of transmitters for measurement of specific parameters of the transmitter or components thereof
    • H04B17/104—Monitoring; Testing of transmitters for measurement of specific parameters of the transmitter or components thereof of other parameters, e.g. DC offset, delay or propagation times
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/14—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of the whole transmission and reception path, e.g. self-test loop-back
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers

Definitions

  • the present invention relates to a calibration apparatus that can be applied to digital wireless communication of a TDMA (Time Division Multiple Access Macros).
  • TDMA Time Division Multiple Access Macros
  • the multiple access method is a line connection method in which multiple stations simultaneously communicate in the same band.
  • the TDVIA method included in the multiple access method is called a time division multiple access method.
  • this TD ⁇ A system uses the same frequency carrier in common among multiple stations, and converts the signals transmitted from each station into intermittent signals (this is called a burst signal).
  • multiple access is performed by arranging burst signals from each station so that they do not temporally collide with each other.
  • the number of interference signals increases with the increase in the number of multiplexing stations, making it difficult to acquire synchronization, deteriorating communication quality, and There is a problem that becomes impossible. If the above-mentioned interference between other stations can be sufficiently suppressed, the frequency utilization efficiency can be improved, and the communication quality of each station within the same cell (area) can be improved, and the capacity (multiplexing or line connection) can be improved. Number) can be increased.
  • adaptive array antennas are based on a certain control algorithm.-Determine the weight of the output of the antenna and directivity while adapting to changes in surrounding conditions. Is a system that controls In an array antenna composed of multiple antennas, if the amplitude and phase shift are added to the output of each antenna and combined, the directivity of the array changes.
  • FIG. 18 is a diagram showing the overall configuration of the reception adaptive array antenna.
  • each antenna output 1802 from a plurality of antennas 1801 is multiplied by a weight 1803 and then combined to form an array output 1804.
  • ⁇ the weight 1803
  • the weight control is performed by the weight control unit 1807 based on the three pieces of information. In some cases, the combined output of the array (1805) is not used for weight control.
  • adaptive array antennas have been researched and developed as an antenna system that maximizes the SINR (Sin 1 to Inter- terence plus Noise Ratio) of the received signal. Antennas are used as countermeasures for interference between other stations in TDMA transmission. The reception adaptive array antenna in this TDMA will be described with reference to FIG. .
  • FIG. 19 is a diagram showing the overall configuration of the TDMA reception adaptive array.
  • each reception output 1 903 from the radio section 1 902 connected to a plurality of antennas 1 901 is multiplied by a weight 1 904 and then combined to form an array output 1 905.
  • the weight control is performed in the same manner as the control in FIG. 18 described above.
  • the received data 1 906 is obtained from the array output 1 905.
  • FIG. 20 is a conceptual diagram of TDMA transmission using an adaptive array antenna on the receiving side.
  • BS 2001 uses a receiveable array antenna And is in communication with a first MS 2 002 equipped with an omnidirectional antenna.
  • the BS 200 1 controls the directivity, thereby eliminating the delayed waves (200 3 and 204), and the second MS 200 5 using the same frequency. Suppress interference waves from
  • each radio section 1902 the fluctuation amount (Dl, Dl, D 2,..., D n) are different from each other, so that different phase fluctuations and amplitude fluctuations are added in each radio section 1902, and the reception signal wave at the antenna receiving end is added.
  • the phase and amplitude and the phase and amplitude of the input signal to the weight control unit are different for each antenna.
  • the directivity pattern including a null point obtained from the weight convergence result and the actual directivity pattern are different. different.
  • a method of multiplying the reception output 1903 from each radio unit in FIG. 19 by a phase offset corresponding to a delay difference and a gain offset corresponding to an amplitude ratio can be considered.
  • FIG. 21 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device in a conventional wireless unit.
  • FIG. 21 illustrates a case where the number of antennas is two.
  • the tone signal (sine wave signal) 210 generated from the calibration signal generation circuit 211 is input to the radio transmission section 210.
  • quadrature modulation is performed in the radio section.
  • the signals of si ⁇ ( ⁇ t) and cos ( ⁇ t) are input as orthogonal IQ signals.
  • Figure 22 shows the constellation of the tone signal in the IQ plane: The signal rotates on the circumference of the figure with a constant period of 2 ⁇ .
  • the wireless transmission unit 2103 has a function of transmitting at the reception carrier frequency ⁇ c of the wireless reception unit that performs delay detection.
  • the signal output at the carrier frequency fc is transmitted from the transmitting terminal 210 to the radio receiving unit 210 and the antenna connecting terminals 2 107 and 2 1 of the radio receiving unit 210 using a cable or the like. Transmitted to 08: At this time, the cable lengths shall be equal with sufficient accuracy for the wavelength of the carrier frequency.
  • the quadrature detection output 2 1 0 9 and quadrature detection output 2 1 1 0 of each wireless receiver are input to the detection circuit 2 1 1 1.
  • the detection circuit 2 1 1 1 1 uses the input tone signal 2 1 0 2
  • the detection output 2 1 0 9 is compared with
  • FIG. 23 shows an example of a constellation of the tone signal a (t) and the detection output b (t) at time t.
  • the relationship between b (t) and a (t) is expressed as follows using the phase difference and the amplitude ratio A.
  • b (t) Aexp () ⁇ )-a (t)
  • the delay Dt and the cable delay Dk of the wireless transmission unit 2103 are common to the two wireless reception units 2105 and 2106, so that they were detected.
  • the difference between the phase differences ⁇ r1 and ⁇ r2 is the difference in the amount of delay between the wireless receiving unit 210 and the wireless receiving unit 210.
  • the amplitude ratio A indicates an amplitude ratio between the amplitude of the calibration signal 2102 and the amplitude of the detection output.Therefore, the ratio of the detected amplitude ratios A r1 and A r 2 is determined by the radio The difference (amplitude ratio) between the amplitude characteristics of the receiving unit 210 and the wireless receiving unit 210 is shown.
  • the variation can be compensated for by detecting the amplitude ratio and the phase difference of each radio unit in advance using the above device.
  • the calibration signal is a tone signal
  • the delay characteristic and the amplitude at a specific frequency for example, only the center frequency ⁇ 0
  • the properties are measured.
  • the modulated signal of TDMA transmission used for actual communication is a wideband signal, and the group delay characteristics and frequency characteristics of filters and the like in the radio section differ in the amount of delay and attenuation depending on the frequency. It is.
  • the conventional calibration device in the TDMA transmission has a problem in that it is not possible to accurately measure a delay characteristic and an amplitude characteristic of a radio unit when a modulated signal is received.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating a state of a spectrum between the calibration signal and the transmission signal.
  • the modulation signal is a broadband signal having a bandwidth M [Hz] with a center frequency ⁇ 0, whereas the calibration signal is a line spectrum. It has been shown. As described above, the calibration signal and the actual modulation signal are significantly different from each other.
  • An object of the present invention is to provide a calibration device capable of detecting accurate delay characteristics and amplitude characteristics of a radio reception unit and a radio transmission unit in TDMA transmission.
  • a calibration device that detects a delay characteristic and an amplitude characteristic of a radio unit using a calibration signal in the same band as or close to the band of a modulated signal used in actual communication.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 2A is a diagram showing a position of a reference identification point in QPSK modulation in the calibration device according to the above embodiment
  • FIG. 2B is a diagram showing a constellation on the radio unit R X1 side and a state of an amplitude ratio and a phase difference from a reference identification point in the calibration apparatus according to Embodiment 1;
  • FIG. 2C is a diagram illustrating a state of a constellation on the radio unit R X2 side and an amplitude ratio and a phase difference from a reference identification point in the calibration device according to Embodiment 1;
  • FIG. 3 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4A is a diagram showing an example of a delay characteristic ri (P m) according to the reception electric field level P m of the wireless reception unit in the calibration device according to Embodiment 2;
  • FIG. 4B is a diagram showing an example of an amplitude characteristic A ri (P m) according to the reception electric field level P m of the radio reception unit in the calibration apparatus according to Embodiment 2 above.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an overall configuration of a calibration apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a frequency conversion unit in the calibration device according to the seventh embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 9 of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 10 of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the entire configuration of the calibration apparatus according to Embodiment 11 of the present invention.
  • FIG. 15 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration apparatus according to Embodiment 12 of the present invention.
  • FIG. 16 is a block diagram showing an entire configuration of a calibration apparatus according to Embodiment 13 of the present invention
  • FIG. 17 is a block diagram showing an entire configuration of a calibration device according to Embodiment 14 of the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram showing the overall configuration of a conventional reception adaptive array antenna
  • FIG. 19 is a diagram showing the overall configuration of a conventional TDMA reception adaptive array
  • FIG. 21 is a block diagram showing the overall configuration of a conventional calibration device in a radio unit
  • Figure 22 shows a constellation on the IQ plane of a tone signal used in a conventional calibration device
  • Figure 23 shows an example of the constellation of the tone signal a (t) and the detection output b (I) at time t of the conventional calibration device; and Figure 24 shows the conventional calibration signal and the transmission. It is a figure which shows the state of the sbeta tram with a signal._ BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the calibration device according to Embodiment 1 includes two antennas and is used.
  • the modulation method is the same as that of normal communication, and QPSK modulation is used as an example.
  • the radio unit performs quadrature modulation and quadrature detection Shall be.
  • the calibration signal 101 is generated by the code generator 103, modulated by the modulation circuit 102, and input to the wireless transmission unit 104.
  • the code generator 103 generates a PN code and an orthogonal code.
  • the modulated calibration signal is input to radio transmission section 104.
  • radio transmission section 104 the transmission signal is quadrature-modulated, then up-converted to carrier frequency fc, and output from transmission terminal 105.
  • ic is the reception carrier frequency of this system (wireless receiver).
  • the calibration signal output at the carrier frequency ⁇ c is transmitted from the transmission terminal 105 to the antenna connection terminals 109 and 1 of the radio reception unit 107 and the radio reception unit 108 using a cable 106 or the like. It is transmitted to 10. At this time, the cable length is assumed to be equal with sufficient accuracy to the wavelength of the carrier frequency.
  • the calibration signal output from the wireless transmission section 104 is a signal in the same band as the modulated signal used for communication or a band close to the same.
  • the reception output of each radio receiving unit is input to the complex correlator 111 and the complex correlator 112.
  • the complex correlator 111 and the complex correlator 112 are connected to the timing control circuit 113. Correlation detection is performed at the timing adjusted by, and the correlation output 114 and correlation output 115 are output, respectively.
  • D t + D k + D r 1) is equivalent to an excessive amount of delay when divided by the wavelength ⁇ c of the carrier frequency ⁇ c.
  • the detection circuit 1 16 compares the reception point r 2 obtained from the correlation output 1 15 with the reference identification point to obtain (amplitude ratio, phase difference) 2 (A r 2, ⁇ ⁇ ⁇ 2) Find 1 1 8
  • FIG. 2 is a diagram showing a constellation of a modulated signal.
  • FIG. 2A is a diagram showing the positions of reference identification points in QPSK modulation. As described above, in the QPSK modulation, the reference identification point is located at coordinates (1, 1), ( ⁇ 1, 1), (1-1, 1-1), and (1, ⁇ 1).
  • FIG. 2B shows the constellation of the radio unit RX 1 (107) and the amplitude ratio and phase difference from the reference identification point
  • FIG. 2C shows the radio unit RX 2 ( The state of the amplitude ratio and phase difference from the constellation and reference identification point on the side of 108) are shown.
  • a signal in the same band as a modulated signal used in actual communication or a band close to the same is used as a carrier.
  • the reference signal as a correlation signal and comparing the correlation output of the output signal from each wireless receiver with the reference identification point, a more accurate delay difference and amplitude ratio can be detected.
  • the directivity pattern including a null point obtained from the weight convergence result is different from the actual directivity pattern. Can also be solved.
  • QPSK modulation is used as the modulation method, and quadrature modulation and quadrature detection are performed in the radio section.
  • the above-described modulation method and detection method are not essential in the present invention. It is clear that the same method can be used for detection. It is also clear that only one of the phase characteristic and the amplitude characteristic can be easily measured.
  • the detected value does not necessarily need to be the delay difference and the amplitude ratio from the reference identification point, and it is possible to output the offset value between each wireless receiver calculated based on the correlation output as the detected value.
  • the correlation outputs 1 14 and 1 15 (reception points r 1 and r 2 in FIGS. 2B and 2C) are The vector is represented by R l R 2.
  • the calculation for calculating the offset value for compensating for the amplitude difference is performed on the one-antenna radio receiver side.
  • the output from the radio receiver RX 1 (1 07) RX 2 (1 08) By multiplying the signal by Zr1 and Zr2, the dispersion of delay characteristics and amplitude characteristics is compensated, and the directivity pattern obtained from the weight convergence result is different from the actual directivity pattern. Can be prevented.
  • the cable lengths are all assumed to be equal, but even in the case of different lengths, if the delay and attenuation are known in advance, the known delay and attenuation are corrected, and the phase difference and the amplitude ratio are corrected. Can be detected. Note that all reference signals (clocks from a crystal oscillator such as 1 O IHz) used in the radio section shall be shared.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an overall configuration of a calibration device according to the second embodiment of the present invention.
  • the attenuator 306 is provided at the output destination of the transmission terminal 306.
  • the attenuator 306 may be an attenuator:
  • the calibration device according to the second embodiment As in the first embodiment of the comprises two antennas ⁇
  • FIG. 4A is a diagram illustrating an example of a delay characteristic ⁇ ri (Pm) according to the reception electric field level Pm of the radio reception unit in the calibration apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an amplitude characteristic A ri (Pm) according to a reception electric field level Pm of a wireless reception unit in the calibration device according to the second embodiment of the present invention.
  • a calibration signal 301 is generated by a code generator 302, modulated by a modulation circuit 303, and input to a radio transmission unit 304.
  • This code generator 302 generates a PN code or a quadrature code.
  • the transmission signal is quadrature-modulated, and then aza-converted to carrier frequency fc, and fc output from transmission terminal 305 is the reception carrier frequency of the present system.
  • the signal output at the carrier frequency fc is transmitted from the transmission terminal 305 to the antenna connection terminals 3 10 and 3 of the wireless reception unit 308 and the wireless reception unit 309 by using a cable to which the attenuator 306 is connected. 1 Transmitted to 1.
  • each wireless receiving unit is input to the complex correlator 3 12 and the complex correlator 3 13
  • the complex correlator 3 12 and the complex correlator 3 13 adjust the timing adjusted by the timing control circuit 3 14 Output correlation output 3 1 5 and correlation output 316 respectively.
  • the detection circuit 3 17 detects the phase difference ⁇ r 1 (P m), the phase difference ⁇ r 2 (Pm), and the amplitude ratio when the reception electric field level Pm is changed. Determine A rl (Pm) and amplitude ratio A r 2 (Pm) and output or store them.
  • the phase difference ⁇ r1 (P m) and the phase difference m r 2 (P m) and the amplitude ratios A r 1 (P m) and A r 2 (P m) can be finely determined according to the received electric field level, thus compensating for variations in delay and amplitude characteristics in adaptive antenna radio receivers. Can be accurately performed according to the reception power level;
  • D Figure 5 described Kiyaribure one Deployment apparatus according to the third embodiment of the present invention is a Proc diagram showing the overall configuration of Kiyaribure one Deployment apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • the calibration device according to the third embodiment has a configuration in which the switching switch 508 and the switching switch 509 are provided in the second embodiment.
  • the calibration device according to the third embodiment is different from the calibration device according to the third embodiment.
  • two antennas are provided.
  • the processing until the calibration signal 501 is output from the transmission terminal 505 and the received electric field level of the output calibration signal is changed by the attenuator 506 is performed as described above.
  • the calibration signal 501 is generated by the code generator 502, modulated by the modulation circuit 503, and input to the wireless transmission unit 504:
  • the code generator 5 02 generates a PN code or orthogonal code.
  • the transmission signal is quadrature-modulated, then up-complied to the carrier frequency ⁇ c, and output from the transmission terminal 505.
  • the signal output at the carrier frequency f c is transmitted from the transmission terminal 505 to the switching switch 508 and the switching switch 509 using the cable 507 connected to the attenuator 506.
  • the switching switch 508 and the switching switch 509 switch the received signal from the antenna and the modulation signal for calibration by the SW switching signal 510.
  • the signals from the switching switch 508 and the switching switch 509 are transmitted to the wireless receiving unit 511 and the wireless receiving unit 512, respectively.
  • the reception output of each wireless reception unit is input to complex correlator 513 and complex correlator 514, respectively.
  • the complex correlator 513 and the complex correlator 514 perform correlation detection at the timing adjusted by the timing control circuit 515, and output a correlation output 516 and a correlation output 517, respectively.
  • the detection circuit 518 detects the phase difference ⁇ r1 (Pm) and the phase difference ⁇ r2 (Pm) when the reception electric field level Pm is changed. And output or store the amplitude ratios A r 1 (P m) and A r 2 (P m) 3
  • the calibration apparatus by controlling the switch switching signal, it is possible to measure the delay characteristics and the amplitude characteristics of the wireless reception unit when necessary. It is. As a result, even when the delay characteristics and the amplitude characteristics change with time due to the operating environment and the like, it is possible to accurately perform compensation.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an overall configuration of a calibration device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the calibration apparatus according to the fourth embodiment has a configuration in which a multiplex circuit is provided in the calibration apparatus according to the second embodiment. Further, the calibration apparatus according to the fourth embodiment includes two antennas as in the second embodiment.
  • the operation until the calibration signal 601 is output from the transmission terminal 605 and the received electric field level of the output calibration signal is changed by the attenuator 606 is described in Same as mode 2. That is, the calibration signal 601 is generated by the code generator 602, is modulated by the modulation circuit 603, and is input to the radio transmission unit 604. Incidentally, the code generator 6 0 2 generates PN codes and orthogonal codes 3 In the radio transmission section 604, the transmission signal is quadrature-modulated, then up-compensated to the carrier frequency fc and output from the transmission terminal 605. The signal output at the carrier frequency fc is transmitted from the transmission terminal 605 to the multiplexing circuit 608 and the multiplexing circuit 609 using the cable 607 to which the attenuator 606 is connected.
  • the multiplexing circuit 608 and the multiplexing circuit 609 multiplex the received signal from the antenna and the modulated signal for calibration. Then, the multiplexed signal is transmitted to radio reception section 610 and radio reception section 611.
  • the reception output of each wireless receiver is input to the complex correlator 612 and the complex correlator 613, and the complex correlator 612 and the complex correlator 613 are adjusted by the timing control circuit 614 Correlation detection is performed at the set timing, and correlation output 6 15 and correlation output 6 16 are output, respectively.
  • the detection circuit 6 17 changes the phase difference ⁇ ⁇ r 1 (P m), the phase difference ⁇ ⁇ r 2 (P m), and the amplitude when the reception electric field level P m is changed. Find the ratios A rl (P m) and A r 2 (P m) and output or memorize them.
  • the calibration apparatus As described above, according to the calibration apparatus according to Embodiment 4 of the present invention, it is possible to measure the delay characteristics and the amplitude characteristics of the wireless reception unit at all times or when necessary, without interrupting normal communication. Is possible. As a result, even when the delay characteristics and the amplitude characteristics change with time due to the operating environment and the like, it is possible to accurately perform compensation. When measurement is not performed, it is conceivable to turn off the power of the wireless transmission unit so that no calibration signal, which is a noise component for the received signal, is output.
  • FIG. 7 shows the overall configuration of a calibration device according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. The calibration device according to the fifth embodiment includes two antennas as in the second embodiment.
  • the operation until the calibration signal 701 is output from the transmission terminal 705 and the received electric field level of the output calibration signal is changed by the attenuator 705 is as follows. is the same as in the second embodiment ⁇ i.e., key Yaribure one Chillon signal 7 0 1 is generated by the code generator 7 0 2, is modulated by the modulation circuit 7 0 3 and input to radio transmission section 7 0 4 .
  • the code generator 720 generates a ⁇ 2 code and an orthogonal code:
  • the transmission signal is quadrature-modulated and then filtered to the carrier frequency 0 ⁇ c and output at the carrier frequency ⁇ c output from the transmission terminal 705.
  • the transmitted signal is transmitted from the transmitting terminal 705 to the wireless receiving unit 708 and the wireless receiving unit 709 using the cable 707 connected to the attenuator 706.
  • each wireless receiving unit is switched by the switching switch 7 10 and input to the correlator 7 1 ⁇ 11 1.
  • the correlator 7 1 1 is a timing adjusted by the timing control circuit 7 12. Performs correlation detection and outputs correlation output 7 1 3
  • the detection circuit 714 changes the set value of the attenuator 706 to change the amplitude ratio A ri (P m) and the phase difference when the reception electric field level p m is changed.
  • the correlator 7 11 1 detects the correlation and outputs the correlation output 7 13
  • the 3 detection circuit 7 1 4 Find and output or store amplitude ratio A r 1 (P rn) and phase difference r 1 (P m) 7 15
  • the correlator 711 detects the correlation and outputs the correlation output 713.
  • the detection circuit 714 calculates the amplitude ratio A r 2 (P m) and the phase difference ⁇ ⁇ ⁇ 2 ( Or memorize.
  • the circuit size of the calibration device can be reduced.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an overall configuration of a calibration apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the calibration device according to Embodiment 6 includes two antennas as in Embodiment 2 described above.
  • the operation until the calibration signal 801 is output from the transmission terminal and the received electric field level of the output calibration signal is changed by the attenuator 806 is described in the above-described embodiment. That is, the calibration signal 801 is generated by the code generator 802, is modulated by the modulation circuit 803, and is input to the radio transmission unit 804 Note that the code generator 802 generates a PN code and an orthogonal code.
  • the transmission signal is quadrature-modulated, then up-converted to a carrier frequency fc, and the signal output at the three carrier frequency fc output from the transmission terminal 805 is output from the attenuator. 8 0 6 via a cable 8 0 7 connected to, this time & transmitted to the radio receiver 8 0 8 and radio receiver 8 0 9, the transmission timing control circuit 8 1 0, the modulating circuit 8 0 3
  • a transmission timing signal 811 is output to control and control the transmission timing of the modulated calibration signal.
  • the correlation detection timing is controlled by adjusting the correlator input timing of the modulation signal on the transmission side.
  • the synchronization circuit 817 generates the correlation detection timing t1 and the correlation detection timing t2 using the transmission timing signal 811 as a power signal. That is, the correlation detection timing is generated without the modulated signal on the transmission side being input to the timing control circuit.
  • the correlator 812 and the correlator 813 detect the correlation at the timing tl and the timing t2, respectively, and output the correlation output 814 and the correlation output 815, respectively.
  • the detection circuit 8 16 By changing the attenuator set value, the detection circuit 8 16 detects the phase difference ⁇ r1 (Pm) and ⁇ 0r2 (Pm) and the amplitude ratio A when the reception electric field level Pm is changed. Find rl (P m) and A r 2 (P m) and output or store them.
  • the correlation detection timing is reduced. Since it is generated, a circuit for adjusting the correlation timing of the modulated signal on the transmission side is not required. For this reason, it is possible to reduce the circuit scale of the calibration device.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the entire configuration of the calibration device according to Embodiment 7 of the present invention.
  • the calibration device according to the seventh embodiment includes two antennas as in the above-described second embodiment.
  • all the reference signals clocks from a crystal oscillator such as 10 MHz
  • all the reference signals clocks from a crystal oscillator such as 10 MHz
  • the calibration device according to the seventh embodiment has a configuration in which all the local signals (signals) used in the radio unit are common to the calibration device according to the second embodiment.
  • the local signal 916 is supplied in common to all radio units.
  • the calibration signal 901 is generated by the code generator 902, is modulated by the modulation circuit 903, and is input to the radio transmission section 904.
  • 0 2 generates a PN code ⁇ orthogonal code.
  • the transmission signal is quadrature-modulated, then up-converted to a carrier frequency fc, and the signal output at the carrier frequency fc output from the transmission terminal 905 is output from the attenuator 9 0 6 via a cable 9 0 7 connected to, is transmitted to the wireless receiving portion 9 0 8 and radio receiver 9 0 9:
  • each radio reception unit is input to correlator 910 and correlator 911.
  • the correlator 910 and the correlator 911 detect the correlation at the timing adjusted by the timing control circuit 912, and output a correlation output 913 and a correlation output 914, respectively.
  • the detection circuit 915 can determine the phase difference ⁇ r1 (Pm) and ⁇ r2 (Pm) and the amplitude ratio A when the reception electric field level ⁇ is changed. Find rl (P m) and A r 2 (P m) and output or store them.
  • the carrier frequency fc on the transmission side and the reception side is obtained.
  • the phase and the amplitude do not change due to factors other than the delay characteristics and the amplitude characteristics of the radio unit, so that an accurate delay amount can be detected.
  • the modulated signal output from the radio transmission unit 1001 of the TDMA array antenna radio apparatus is input to the frequency conversion unit 1002 and the received carrier frequency ⁇ c It is conceivable that the modulation signal is converted and transmitted to the wireless receiver. With this configuration, the modulation signal used for actual communication can be obtained with a simple configuration in which only the frequency conversion unit 1002 is provided. Can generate a wideband calibration signal similar to:
  • FIG. 11 is a block diagram showing an overall configuration of a calibration apparatus according to an eighth embodiment of the present invention.
  • the calibration device according to the eighth embodiment has a configuration in which an interpolation circuit is provided at the output destination of the detection circuit 317 in the calibration device according to the second embodiment.
  • the calibration device according to the eighth embodiment includes two antennas as in the second embodiment. Further, in the above-described second embodiment, as shown in FIG.
  • the wireless receiving section has delay characteristic ⁇ ri (P m) and amplitude characteristic A ri (P m) corresponding to reception electric field level P m in this case, it is necessary to measure delay characteristic delta ri when changing the P m (P m) and amplitude characteristic a ri (P m) Q
  • the phase difference ⁇ r1 (Pm) and ⁇ 0 ⁇ 2 (Pm) when the attenuator set value is changed and the reception electric field level Pm is changed are output or stored. Therefore, in order to more accurately compensate for the variation in delay characteristics and amplitude characteristics in the array antenna wireless receiver according to the received power level, it is necessary to change the attenuator change amount finely and over a wide range. Therefore, the time required for calibration and the amount of data to be stored are enormous. Therefore, in the eighth embodiment, in addition to the configuration of the calibration apparatus shown in FIG. 3, the reception power level measured by interpolation processing using the actually measured delay difference and amplitude ratio of each radio unit. An interpolator 1118 is provided to obtain the delay difference and the amplitude ratio with respect to the reception power level other than the above.
  • a calibration signal 1101 is generated by a code generator 1102, modulated by a modulation circuit 1103, and input to a radio transmission section 1104.
  • the unit 111 generates a PN code / quadrature code.
  • the transmission signal is quadrature-modulated, then up-converted to carrier frequency ⁇ c, and output from transmission terminal 1105: fc is the reception carrier frequency of the present system .
  • the signal output at the carrier frequency ⁇ c is transmitted from the transmission terminal 1105 to the radio reception unit 1108 and the radio reception unit 1109, respectively, using the cable 1107 connected to the attenuator 1106. Transmitted to the antenna connection terminals 1 1 1 1 and 1 1 1
  • each wireless receiver is input to correlator 1 1 1 2 and correlator 1 1 1 3
  • Complex correlator 1 1 1 2 and complex correlator 1 1 1 3 form timing control circuit 1 1 1 4
  • Correlation detection is performed at the timing adjusted by, and a correlation output 1 1 1 5 and a correlation output 1 1 1 6 are output, respectively.
  • the detection circuit 1 1 1 7 changes the phase difference ⁇ ⁇ r 1 (Pm), ⁇ ⁇ ⁇ 2 ( ⁇ m) and amplitude when the reception electric field level Pm is changed. Find and output the ratios A rl (Pm) and A r 2 (Pm).
  • the interpolation circuit 1 1 1 8 calculates the phase characteristic ⁇ ri (Pm) and the amplitude characteristic A ri (Pm) other than the measured received electric field level Pm, and then calculates the phase characteristic ⁇ y ri (Pm). And amplitude characteristics A ri (Pm) are output.
  • the phase differences ⁇ ri (P 0) and ⁇ ⁇ i (P 2) at each of the reception electric field level P 0 and the reception electric field level P 2, and the amplitude ratio A ri (P 0 ) And A ri ( ⁇ 2) are actually measured values.
  • the interpolation circuit 111 can obtain the phase characteristic ⁇ ri (PI) and the amplitude characteristic A ri (P 1) of the reception electric field level P 1 that are not measured by linear interpolation as follows.
  • the measurement values used in the interpolation process do not necessarily need to be the delay difference and the amplitude ratio from the reference identification point, and may be calculated based on the correlation output detected by the correlation.
  • the interpolation circuit 111 can obtain the correlation vector R i (P I) of the reception electric field level P 1 that has not been measured by linear interpolation as follows.
  • FIG. 12 is a block diagram showing an overall configuration of a calibration apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.
  • the calibration apparatus according to the ninth embodiment includes two antennas as in the above-described embodiment.
  • a calibration signal 1 201 and a calibration signal 1202 are modulated by a modulation circuit 1205 and a modulation circuit 1206, respectively.
  • a modulation signal used in a calibration apparatus is used.
  • the modulation method is the same as that of normal communication, for example, QPSK modulation is used as the modulation, and the radio unit performs quadrature modulation and quadrature detection.
  • a calibration signal 1201 and a calibration signal 1202 input to each wireless transmission unit are generated by code generators 1203 and 1204, respectively, and are modulated by a modulation circuit 1205 and a modulation circuit 1206, respectively. These are input to the wireless transmission unit 1207 and the wireless transmission unit 1208, respectively.
  • Each code generator generates a different PN code and orthogonal code. In the case of the PN code, a sufficiently long correlation time is required so that the correlation of each code is reduced.
  • 3 showing the Konsutare one Deployment of the modulation signal in FIG. 2 A
  • the transmission signal is quadrature-modulated by radio transmission section 127 and radio transmission section 1208, and then up-converted to carrier frequency; fc.
  • fc is the receiving carrier frequency of this system.
  • the signal output at the carrier frequency ⁇ c is sent from the adder circuit 1 2 1 1 to the receiving terminal 1 2 1 5 of the wireless receiver 1 2 1 4 using the cable 1 2 1 3 connected to the attenuator 1 2 1 2
  • the cable length is equal to the wavelength of the carrier frequency with sufficient accuracy, and that the delay caused by the adder and the attenuator has been measured:
  • the reception output of the wireless receiving section 1 2 14 is input to the correlators 1 2 6 and 1 2 7.
  • the correlator 1 2 16 and the correlator 1 2 17 perform the correlation detection at the timing adjusted by the timing control circuit 1 2 18 and the timing control circuit 1 2 19, respectively.
  • the correlation output 1 2 2 output from the correlator 1 2 1 6 and the correlator 1 2 1 7 respectively.
  • the delay amount for each wireless transmission unit can be obtained from the correlation output 1 2 2 1.
  • the detection circuit 1 2 2 2 compares the received signal point (hereinafter, reception point) r 1 obtained from the correlation output 1 2 2 0 with the reference identification point (hereinafter, reference identification point) to obtain the (amplitude ratio).
  • Phase difference) (Arl, ⁇ r1) 1 2 2 3
  • the phase difference obtained here is the delay Dt of the wireless transmission unit 127, the delay Da of the addition circuit 122, and the delay Dk of the cable 211 (including the delay at the attenuator).
  • FIG. 2B shows the constellation of the radio section TXI (127) and the amplitude ratio and phase difference from the reference identification point
  • FIG. 2C shows the radio section TX 2 (1 The amplitude and phase difference from the constellation and reference identification point on the side of 208) are shown.
  • the detection of the delay characteristics and the amplitude characteristics of the wireless transmission unit in TDMA transmission is the same as the modulation signal used for actual communication.
  • a signal having a bandwidth equal to or less than that of the above as a calibration signal and comparing the correlation output of the output signal from the radio receiver with the reference identification point, a more accurate delay difference and And the amplitude ratio can be detected.
  • the directivity pattern including a null point obtained from the weight convergence result is different from the actual directivity pattern. Problems can be solved.
  • Embodiment 9 described above, a case has been described where the modulation scheme is QPSK modulation and the radio section performs quadrature modulation and quadrature detection.In the present invention, however, the modulation scheme and detection scheme are indispensable. It is clear that the detection can be performed in a similar manner using another method. In Embodiment 9, it is apparent that only one of the phase characteristic and the amplitude characteristic can be easily measured.
  • the detection value does not necessarily need to be the delay difference and the amplitude ratio from the reference identification point, and the detection value may be an offset value between each wireless transmission unit calculated based on the correlation output. .
  • the correlation value may be directly output or stored. In this case, using the stored correlation value, an offset value for compensating for the delay difference and the amplitude difference of each wireless transmission unit is obtained.
  • the calculation is performed by the array antenna radio transmitting apparatus. Then, in the antenna radio transmitting apparatus, the delay signal and the amplitude characteristic vary with respect to the input signal to the radio transmitting section TX 1 (127) and the radio transmitting section TX 2 (122). By compensating, it is possible to prevent the directivity pattern obtained from the weight convergence result from being different from the actual directivity pattern.
  • the delay difference and amplitude ratio with respect to the reception power level other than the measured reception power level are interpolated using the actually measured delay difference and amplitude ratio of each radio unit. It is also possible to provide an interpolating circuit for determining at the output destination of the detecting circuit 122.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the overall configuration of the calibration apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
  • the calibration device according to the tenth embodiment has a configuration obtained by adding a switching switch to the calibration device according to the ninth embodiment.
  • the calibration apparatus according to Embodiment 10 includes two antennas.
  • the operation until the calibration signal is output from the adder 1311 is the same as that of the ninth embodiment. That is, the calibration signal 1301 and the calibration signal 1302 input to each radio transmitting unit are respectively a code generator 133 and a code generator 13 0 4 and generated by the modulators 13 05 and 13 06 respectively. Are modulated and input to the wireless transmission section 13 07 and the wireless transmission section 13 08, respectively. Each code generator generates a different PN code and orthogonal code.
  • the transmission signal is orthogonally modulated by radio transmission section 1307 and radio transmission section 1308, and then up-converted to carrier frequency fc.
  • fc is the receiving carrier frequency of this system:
  • the signal output at the carrier frequency ⁇ c is switched from the adder 1 3 1 1 using the cable 1 3 1 3 to which the attenuator 1 3 1 2 is connected. a transmitted to Tutsi 1 3 1 4
  • the switching switch 1 3 1 4 switches between the received signal from the antenna and the modulation signal for calibration by the SW switching signal 1 3 1 5 .
  • the signal from the switching switch is transmitted to the wireless receiving section 13 16
  • the subsequent operation is the same as in Embodiment 9 above. That is, the reception output of the radio receiving unit is input to the complex correlator 13 17 and the complex correlator 13 18, and the complex correlator 13 17 and the complex correlator 13 18 Correlation detection is performed at the timing adjusted by 319 and the timing control circuit 1320, and a correlation output 1312 and a correlation output 1322 are output, respectively.
  • the correlation output output from each of the complex correlator 13 17 and the complex correlator 13 18 The amount of delay for each wireless transmission unit can be obtained from 1 3 2 1 and the correlation output 1 3 2 2.
  • the detection circuit 1323 obtains the phase difference ⁇ r1 and the phase difference ⁇ r2 and the amplitude ratios Ar1 and Ar2, and outputs or stores them.
  • the calibration apparatus By controlling the switch switching signal, it is possible to measure the delay characteristics and the amplitude characteristics of the wireless transmission unit when necessary:> This allows the delay characteristics and the amplitude characteristics to be time-dependent depending on the operating environment and the like. Compensation can be performed accurately even when the situation changes.
  • FIG. 14 is a block diagram showing an overall configuration of the calibration device according to Embodiment 11 of the present invention.
  • the calibration device according to Embodiment 11 has a configuration in which a multiplexing circuit is added to the calibration device according to Embodiment 9 described above.
  • the calibration device according to Embodiment 11 includes two antennas.
  • the operation until the calibration signal is output from the adder circuit is the same as in the ninth embodiment. That is, the calibration signal 1441 and the calibration signal 1442 input to each wireless transmission section are generated by the code generator 144 and the code generator 144, respectively. Each of the code generators is modulated by a modulation circuit 1405 and a modulation circuit 144, respectively, and input to the radio transmission section 1407 and the radio transmission section 144, respectively.
  • PN codes that generate codes and orthogonal codes
  • the transmission signal is quadrature-modulated by the radio transmission section 144 7 and the radio transmission section 144 8, and then aza-converted to the carrier frequency, and the antenna connection terminal 140 9 and the antenna connection terminal 14 From 1 0, the signal is input to the adder circuit 1411, added by the adder circuit 1411, and output.
  • fc is the receiving carrier frequency of this system.
  • the signal output at the carrier frequency ⁇ c is converted from the adder circuit 1 4 1 1 to the multiplex circuit 1 4 using the cable 1 4 13 connected to the attenuator 1 4 1 2. Transmitted to 4 1 4
  • the multiplexing circuit 14 14 multiplexes the reception signal from the antenna and the modulation signal for calibration. Then, the multiplexed signal is transmitted to radio reception sections 141 and s.
  • the subsequent operation is the same as in the ninth embodiment. That is, the reception output of the radio reception unit is input to the complex correlator 14 16 and the complex correlator 14 17, and the complex correlator 14 16 and the complex correlator 14 17 Correlation detection is performed at the timing adjusted by the control circuit 14 18 and the timing control circuit 14 19, and the correlation output 144 and the correlation output 144 are respectively output:
  • the detection circuit 1442 2 calculates and outputs or stores the phase difference ⁇ r 1 and the phase difference ⁇ r 2 and the amplitude ratio A r 1 and the amplitude ratio A r 2.
  • the delay characteristic and the amplitude characteristic of the wireless transmission unit are measured constantly or when necessary without interrupting normal communication. It is possible. As a result, even when the delay characteristics and the amplitude characteristics change with time due to the operating environment and the like, it is possible to accurately perform the compensation. When the measurement is not performed, it is conceivable to turn off the power of the wireless transmission unit so that the calibration signal, which is a noise component for the received signal, is not output at all.
  • FIG. 15 is a block diagram showing an overall configuration of the calibration device according to Embodiment 12 of the present invention.
  • the device includes two antennas as in the ninth embodiment.
  • the operation until the calibration signal is output from the adder circuit is the same as in Embodiment 9 described above. That is, the calibration signal 1501 and the calibration signal 1502 input to each wireless transmission unit are generated by the code generator 1503 and the code generator 1504, respectively. Modulation is performed by modulation circuit 1505 and modulation circuit 1506, and input to radio transmission section 15007 and radio transmission section 1508, respectively. Note that each code generator generates a different PN code and orthogonal code. In the case of the PN code, a sufficiently long correlation time is required so that the correlation of each code is reduced.
  • the transmission signal is quadrature-modulated by radio transmission section 1507 and radio transmission section 1508, and then up-converted to carrier frequency ⁇ c.
  • Antenna connection terminal 1509 and antenna connection terminal 15 From 1 0 the signal is input to the addition circuit 1511, added by the addition circuit 1511, and output.
  • f c is the receiving carrier frequency of the present system.
  • the signal output at the carrier frequency ⁇ c is transmitted from the adding circuit 1511 to the wireless receiving unit 1514 using the cable 1513 to which the attenuator 1512 is connected.
  • the outputs of the timing control circuit 1515 and the timing control circuit 1516 are switched by the switching switch 1517 and input to the complex correlator 1518. Then, the complex correlator 1518 detects the correlation with the output of the wireless receiving unit 1514 at the above timing, and outputs the correlation output 1519. At this time, since a different code or orthogonal code is used for each radio transmission unit as a calibration signal, the correlation output 1519 output from the correlator 15 Can be obtained.
  • the detection circuit 15020 calculates and outputs or stores the amplitude ratio Ari and the phase difference ⁇ ri1521. Therefore, the switching switch 1 5 1 7 is the timing control circuit 1 5 When the output of 15 is selected, the correlator 15 19 performs the correlation detection and outputs the correlation output 15 19 The detection circuit 150 20 outputs the amplitude ratio A r 1 and the phase difference Calculate and output or memorize r1 5 2 1
  • the correlator 15 18 detects the correlation and outputs the correlation output 15 19.
  • the detection circuit 1520 obtains the amplitude ratio A r2 and the phase difference ⁇ ('r 1521 and outputs or stores the same.
  • the circuit size of the calibration device can be reduced.
  • FIG. 16 is a block diagram showing an overall configuration of the calibration device according to Embodiment 13 of the present invention.
  • the calibration device according to Embodiment 13 includes two antennas. As described in the ninth embodiment, all reference signals (clocks generated by a crystal oscillator such as 1 MHz) commonly used in the radio section are commonly used.
  • the oral signal 16 22 is supplied to all the radio units in common.
  • the calibration signal 1601 and the calibration signal 1602 input to each wireless transmission unit are the code generator 1603 and the code generator 160, respectively. 4 and modulated by the modulation circuit 1605 and the modulation circuit 1606, respectively, and input to the radio transmission unit 1607 and the radio transmission unit 1608, respectively.
  • different PN codes and orthogonal codes are generated. In the case of codes, a sufficiently long correlation time is required so that the correlation of each code is reduced.
  • the transmission signal is quadrature-modulated by the radio transmission section 1607 and the radio transmission section 1608, and then up-converted to the carrier frequency f :, and the antenna connection terminal 1609 and the antenna connection terminal 1610 ⁇ ⁇ c is the received carrier frequency of this system _ Carrier frequency ⁇
  • the signal output at c is the attenuator 1 6 1 2 with cable 1 6 1 3 connected to, is transmitted from the addition circuit 1 6 1 1 in the radio receiving section 1 6 1 4 S
  • the reception output of the radio receiving unit is input to complex correlator 1615 and complex correlator 1616.
  • the complex correlator 16 15 and the complex correlator 16 16 perform correlation detection at the timing adjusted by the timing control circuit 16 17 and the timing control circuit 16 18, respectively.
  • the detection circuit 1621 finds and outputs or stores the phase difference ⁇ r 1 and the phase difference ⁇ 0 r 2 and the amplitude ratio A r 1 and the amplitude ratio A r 2
  • the local signals used in the wireless transmission unit and the wireless reception unit are shared, so that the transmission side and the reception side
  • the possibility of deviation occurs to the carrier frequency fc, the factors other than the delay characteristic and amplitude characteristic of the radio unit, to detect an accurate amount of delay for position phase and amplitude is not changed Will be possible.
  • FIG. 17 is a block diagram showing an overall configuration of the calibration device according to Embodiment 14 of the present invention.
  • the calibration apparatus according to Embodiment 14 combines the above-described Embodiment 1 and Embodiment 9 and performs the same circuit for the reception calibration and the transmission calibration. It is configured so that it can be performed by Note that the calibration device according to Embodiment 14 has two antennas.
  • a calibration signal 1701 and a calibration signal 1702 are modulated by a modulation circuit 1705 and a modulation circuit 1706, respectively.
  • the modulation scheme to be used is the same as that of normal communication, for example, QPSK modulation, and the radio section performs quadrature modulation and quadrature detection.
  • the calibration signal 1701 and the calibration signal 1702 input to each wireless transmitter are generated by the code generator 1703 and the code generator 1704, respectively, and the modulation circuit
  • the signal is modulated by 17 15 and the modulation circuit 1706, and input to the radio transmission section 17007 and the radio transmission section 1708, respectively.
  • Each code generator generates a different ⁇ ⁇ code or orthogonal code. Live. In the case of PN codes, a sufficiently long correlation time is required so that the correlation between the codes is reduced.
  • Figure 2A shows the constellation of the modulated signal.
  • the transmission signal is quadrature-modulated by the radio transmission unit 1707 and the radio transmission unit 1708, then up-converted to the carrier frequency fc, and transmitted from the antenna connection terminals 1709 and 1 ⁇ 10
  • the signal is input to the adder circuit 1711, added by the power D arithmetic circuit 1711 and output.
  • ⁇ c is the receiving carrier frequency of this system.
  • the signal output at the carrier frequency ⁇ c is transmitted from the attenuator 17 12 to the receiving terminals 17 15 and 17 16 of the wireless receiving units 17 13 and 17 14 respectively. Is done. At this time, it is assumed that the cable length is equal with sufficient accuracy to the wavelength of the carrier frequency, and the delay amount due to the adder and the attenuator has been measured.
  • the reception output of each wireless receiver is input to the complex correlator 17 17 and the complex correlator 17 18.
  • the complex correlator 17 17 and the complex correlator 17 18 7 Performs correlation detection at the timing adjusted by 19 and outputs a correlation value.
  • the timing adjustment circuit 17 19 transmits a single calibration signal, and each wireless reception unit performs this calibration. It is necessary to receive a signal and perform calibration. Therefore, at the time of reception calibration, the timing adjustment circuit 1719 inputs a switching signal to be subjected to reception calibration, and outputs a single calibration signal to all complex correlators.
  • the timing adjustment circuit 17 19 selects one of the calibration signal 1701 and the calibration signal 1702, and converts the selected calibration signal into a complex correlator 17 1 7 and output to complex correlator 1 7 1 8.
  • the phase difference obtained here is the sum of the delay Dt of the wireless transmission unit 1701 and the wireless transmission unit 1708, the delay Dk of the cable, and the delay Dr1 of the wireless reception unit 1713 and the wireless reception unit 1714.
  • each wireless reception unit receives a calibration signal transmitted by each wireless transmission unit and performs calibration.
  • the timing adjustment circuit 1719 outputs all calibration signals generated by each code generator to each complex correlator.
  • the timing adjustment circuit 1719 outputs the calibration signal 1701 and the calibration signal 1702 to the corresponding complex correlators 1 ⁇ 17 and 1718 respectively:
  • the correlation value output from the correlator 1717 and the correlator 1718 The amount of delay for each wireless transmission unit is obtained.
  • Embodiment 14 describes a case where the calibration apparatus according to Embodiment 1 and the calibration apparatus according to Embodiment 9 are combined, the present invention is not limited to this. Instead, it is also possible to combine the calibration devices according to the first to eighth embodiments and the calibration devices according to the ninth to thirteenth embodiments as appropriate.
  • the calibration device according to the present invention is applied to a wireless communication device.
  • the present invention is not limited to this. Can be applied to the calibration required for
  • the present invention is suitable for use in the field of TDMA digital radio communication

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Description

明 細 書 キヤリブレーション装置 技術分野
本発明は、 TDMA (T i me D i v i s i o n Mu l t i p l e A c c e s s) 方式のディジタル無線通信に適用可能なキヤリブレーション装置 に関する。 背景技術
従来、 ディジタル無線通信では、 多元アクセス方式が採用されており、 また、 アンテナとしてァダプティブアレーアンテナが用いられる場合もある。 多元ァ クセス方式とは、 同一の帯域で複数の局が同時に通信を行う際の回線接続方式 のことである.. この多元アクセス方式に含まれる TD VI A方式は、 時分割多元 接続方式と呼ばれている また、 この TD\ A方式は、 同じ周波数のキャリア を複数の局間において共通で使用し、各局から送信する信号を断続的な信号（こ れをバ一ス ト信号と呼ぶ ) にして、 各局からのバース ト信号が、 互いに時間 的にぶっからないように並べることによって多元接続を行う方式である。
T DMA方式においては、 他局間干渉を十分に抑圧することが容易でないた め、 多重局数の増加に伴って干渉信号が増加し、 同期捕捉が困難になり、 通信 品質が悪化し、 交信が不可能になるという問題点がある。 上記の他局間干渉を 十分に抑圧することができれば、 周波数利用効率の向上を図ることができ、 同 一セル （エリア） 内における各局の通信品質の向上や、 容量 （多重数または回 線接続数） の増加が可能になる。
—方、ァダプティブアレーアンテナとは、 ある制御アルゴリズムに基づいて、 -ナ出力のウェイ 卜を決定し、 周囲の状態の変化に適応しながら指向性 を制御するシステムである。 複数アンテナで構成されるアレーアンテナにおい て、 各アンテナ出力に振幅 '位相シフ トを加えて合成すると、 アレーの指向性 が変化する
このァダプティブアレーアンテナについて、 図 1 8を参照して説明する。 図 1 8は、 受信ァダプティブアレーアンテナの全体構成を示す図である。 図 1 8 において、 複数のアンテナ 1 80 1からの各アンテナ出力 1802は、 ウェイ 卜 1803を乗じられた後合成され、 アレー出力 1 804となる。 ここで、 ゥ エイ 卜の制御は、
① アレーの合成出力 （ 1 805)
② 各アンテナの出力 （1 802)
③ 希望信号に関する事前知識 （1 806)
の 3つの情報に基づいて、 ウェイ ト制御部 1 807において行われる。 なお、 ウェイ トの制御に、 アレーの合成出力 （1805) を用いない場合もある。 従来、ァダブティブァレ一アンテナは、受信信号の S I NR (S i n a 1 t o I n t e r i e r e n c e p l u s N o i s e Ra t i o : 1§号对 妨害プラス雑音） を最大化するアンテナシステムとして研究開発されてきた さらに、 ァダプティブアレーアンテナは、 TDMA伝送における他局間干渉の 対策として用いられている。 この TDMAにおける受信ァダプティブァレーア ンテナについて、 図 1 9を参照して説明する。.
図 1 9は、 T DMA受信ァダプティブアレーの全体構成を示す図である。 図 1 9において、 複数のアンテナ 1 90 1に接続された無線部 1 902からの各 受信出力 1 903は、 ウェイ ト 1 904を乗じられた後合成され、 アレー出力 1 905となる。 ウェイ 卜の制御は、 上記の図 1 8における制御と同様に行わ れる。 ァレ一出力 1 905から受信デ一タ 1 906が得られる。
また、 図 20は、 受信側にァダプティブアレーアンテナが用いられた TDM A伝送の概念図である。 B S 2001は、 受信ァダブティブアレーアンテナを 備え、無指向性アンテナを備えた第一 MS 2 0 0 2と通信しているものとする。 このとき、 B S 2 0 0 1は、 指向性を制御することにより、 遅延波 （2 0 0 3 および 2 0 0 4) を排除し、 また同一周波数を使用する他局第二 MS 2 0 0 5 からの干渉波を抑制する。
しカゝし、 図 1 9において、 一般に各無線部 1 9 0 2では、 アンプやフィルタ 等の素子遅延特性および振幅特性のばらつきにより、 位相変動および振幅変動 から構成される変動量 （D l、 D 2、 ……、 D n) は個々に異なる したがつ て、 各無線部 1 9 0 2で異なる位相変動および振幅変動が付加されることにな り、 ァンテナ受信端での受信信号波の位相および振幅と、 ウェイ ト制御部への 入力信号の位相および振幅と、 が各アンテナ毎に異なる これにより、 ウェイ ト収束結果から得られるヌル点を含む指向性パタンと実際の指向性パタンとが 異なる。
また、 上記受信ウェイ トを用いて送信指向性を制御する場合には、 正しい指 向性制御が不可能になる 上記現象の防止策としては、 各アンテナ受信端での 受信信号の位相差および振幅比を、 ウェイ ト制御部 1 9 0 7への入力信号の段 階においても保持していることが必須である。 このため、 事前に各無線部の遅 延 （D l、 D 2、 ……、 D n) および振幅を検出し、 遅延量および振幅量のば らつき （差） を何らかの方法で補償すること _が必要になる。
補償方法の 1つとして、 図 1 9における各無線部からの受信出力 1 9 0 3に 対し、 遅延差に相当する位相オフセット、 および、 振幅比に相当するゲインォ フセットを乗算する方法が考えられる。 ァダプティブアレー装置の位相および 振幅特性のばらつきの検出については、 論文 G. V. T s o u 1 o s , . A. B e a c h "C a l i b r a t i o n a n d L i n e a r ι t y i s s u e s f o r a n A d a p t i v e An t e n n a S y s t e m 、 I E E E VTC、 P h o e n i x、 p p . 1 5 9 7— 1 6 6 0、 M a y 1 9 9 7により報告されている 上記論文はキャリブレーション信号と してトーン信号を用いた方式を提案している。
このトーン信号を用いる従来の TDMA伝送における無線部のキヤリブレー シヨン装置について、 図 2 1を参照して説明する。 図 2 1は、 従来の無線部に おけるキャリブレーション装置の全体構成を示すブロック図である。 なお、 図 2 1では、 アンテナ数が 2本の場合を例示している。
キヤリブレーション信号発生回路 2 1 0 1から発生するトーン信号 （正弦波 信号） 2 1 0 2を、 無線送信部 2 1 0 3に入力する この例では、 無線部にお いて直交変調がされており、 直交する I Q信号として s i η (ω t ) , c o s (ω t ) の信号を入力する このときのトーン信号周期 Tは Τ= 2 π/ωであ り、 情報シンボル周波数 ί sに対して ω二 ί s /m (m> 1 ) とする。 図 2 2 は、 トーン信号の I Q平面におけるコンスタレ一シヨンを示す： 信号は図中の 円周上を一定周期 2 πΖωで回転する。
無線送信部 2 1 0 3は、 遅延検出を行う無線受信部の受信キャリア周波数 ί cで送信する機能を有する。 キャリア周波数 f cで出力された信号は、 ケープ ル等を用いて、 送信端子 2 1 0 4から無線受信部 2 1 0 5および無線受信部 2 1 0 6のアンテナ接続端子 2 1 0 7および 2 1 0 8に伝送される： このとき、 ケーブル長はキヤリァ周波数の波長に対して十分な精度で等しいものとする。 各無線受信部の直交検波出力 2 1 0 9および直交検波出力 2 1 1 0が検出回路 2 1 1 1に入力される,. 検出回路 2 1 1 1では、 入力したトーン信号 2 1 0 2 と検波出力 2 1 0 9とが比較されることにより、
(振幅比， 位相差） = (A r 1， Δ φ r 1 ) (2 1 1 2) が検出される。 また、 トーン信号 2 1 0 2と検波出力 2 1 1 0とが比較されることにより、
(振幅比， 位相差） = (A r 2. Δ φ r 2 ) (2 1 1 3) が検出される。 図 2 3は、 時刻 tにおけるトーン信号 a ( t ) と検波出力 b ( t ) のコンス タレ一シヨンの例を示す。 このとき、 b ( t ) と a ( t ) の関係は、 位相差 と振幅比 Aを用いて、 以下のように示される。 b ( t ) = A · e x p ( ) Φ) - a ( t )
このとき位相差 Φは、 無線送信部の遅延 D tと、 ケーブル遅延 Dkと、 無線 受信部の遅延 D rの合計遅延量 D (D = D t +D k +D r) をトーン信号波長 λ = c/ω (cは光速） で割った余り （Dmo d λ ： mo dは剰余演算子） の 遅延量 （位相量） を示す。
図 2 1において、 2つの無線受信部 2 1 0 5および無線受信部 2 1 06に対 して、 無線送信部 2 1 0 3の遅延 D tとケーブル遅延 D kは共通であるので、 検出した位相差 Δ φ r 1と Δ φ r 2との差は、 無線受信部 2 1 0 5と無線受信 部 2 1 0 6との遅延量の差になる。 また、 振幅比 Aは、 キャリブレーション信 号 2 1 0 2の振幅と検波出力の振幅との振幅比を示す: よって、 検出された振 幅比 A r 1 と A r 2との比は、 無線受信部 2 1 0 5と無線受信部 2 1 06との 振幅特性の差異 （振幅比） を表す。
上記装置を用いて事前に各無線部の振幅比および位相差を検出することによ り、 ばらつき （差） を補償することが可能になる。
しカゝし、 上記従来の TD\ A伝送における無線部のキヤリブレーション装置 においては、 キャリブレーション信号がトーン信号であるため、 ある特定の周 波数、 例えば中心周波数 ί 0のみの遅延特性および振幅特性が測定される。 と ころが、実際の通信に使用する T DMA伝送の変調信号は、広帯域信号であり、 また、 無線部におけるフィルタ等の群遅延特性および周波数特性は、 周波数に よって遅延量および減衰量が異なるものである。
したがって、 上記従来の TDMA伝送におけるキヤリブレーション装置にお いては、 変調信号を受信した場合における無線部の正確な遅延特性および振幅 特性を測定することができないという問題点がある。
図 2 4は、 キャリブレーション信号と伝送信号とのスべク 卜ラムの状態を示 す図である。 図 24において、 変調信号が中心周波数 ί 0の帯域幅 M [H z] の広帯域信号であるのに対し、 キャリブレーション信号が線スぺク トルである ことが示されている。 このように、 キャリブレーション信号と実際の変調信号 とが大きく異なっている 発明の開示
本発明の目的は、 T DMA伝送において、 無線受信部および無線送信部の正 確な遅延特性および振幅特性を検出することができるキヤリブレーション装置 を提供することである。
この目的は、 実際の通信に使用される変調信号と同一帯域またはそれに近い 帯域のキヤリブレーション信号を用いて、 無線部の遅延特性および振幅特性を 検出するキャリブレーション装置により、 達成される。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施の形態 1に係るキヤリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図；
図 2 Aは、 上記実施の形態におけるキャリブレーション装置における Q P S K変調での基準識別点の位置を示す図 ；
図 2 Bは、 上記実施の形態 1におけるキヤリブレ一ション装置における無線 部 R X 1側のコンスタレーションおよび基準識別点からの振幅比および位相差 の様子を示す図；
図 2 Cは、 上記実施の形態 1におけるキャリブレーション装置における無線 部 R X 2側のコンスタレーションおよび基準識別点からの振幅比および位相差 の様子が示す図；
図 3は、 本発明の実施の形態 2に係るキヤリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図；
図 4 Aは、 上記実施の形態 2に係るキャリブレーション装置における無線受 信部の受信電界レベル P mに応じた遅延特性 r i ( P m) の例を示す図； 図 4 Bは、 上記実施の形態 2に係るキヤリブレーション装置における無線受 信部の受信電界レベル P mに応じた振幅特性 A r i ( P m) の例を示す図 図 5は、 本発明の実施の形態 3に係るキヤリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図；
図 6は、 本発明の実施の形態 4に係るキャリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図；
図 7は、 本発明の実施の形態 5に係るキヤリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図；
図 8は、 本発明の実施の形態 6に係るキヤリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図；
図 9は、 本発明の実施の形態 7に係るキヤリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図；
図 1 0は、 上記実施の形態 7に係るキャリブレーション装置における周波数 変換部の構成を示すプロック図；
図 1 1は、 本発明の実施の形態 8に係るキヤリブレーショ ン装置の全体構成 を示すブロック図；
図 1 2は、 本発明の実施の形態 9に係るキヤリブレ一ション装置の全体構成 を示すブロック図； ―
図 1 3は、 本発明の実施の形態 1 0に係るキャリブレーショ ン装置の全体構 成を示すブロック図；
図 1 4は、 本発明の実施の形態 1 1に係るキヤリブレーション装置の全体構 成を示すブロック図；
図 1 5は、 本発明の実施の形態 1 2に係るキヤリブレーション装置の全体構 成を示すブロック図；
図 1 6は、 本発明の実施の形態 1 3に係るキヤリブレーション装置の全体構 成を示すブロック図； 図 1 7は、 本発明の実施の形態 1 4に係るキャリブレーション装置の全体構 成を示すブロック図；
図 1 8は、 従来の受信ァダプティブァレーアンテナの全体構成を示す図； 図 1 9は、 従来の T D MA受信ァダプティブアレーの全体構成を示す図； 図 2 0は、 従来のァダプティブアレーアンテナが受信側に用いられた T D M A伝送の概念図：
図 2 1は、 従来の無線部におけるキヤリブレーション装置の全体構成を示す ブロック図；
図 2 2は、 従来のキヤリブレーション装置に用いられるトーン信号の I Q平 面におけるコンスタ レーシヨ ンを示す図；
図 2 3は、 従来のキヤリブレーション装置の時刻 tにおけるトーン信号 a ( t ) と検波出力 b ( I ) のコンスタレーシヨ ンの例を示す図；ならびに 図 2 4は、 従来のキャリブレーション信号と伝送信号とのスベタ トラムの状 態を示す図である _ 発明を実施するための最良の形態
次に、 本発明を実施するための最良の形態について、 図面を参照して詳細に 説明する。 なお、 以下の説明で、 図面中、 ハイブリッド Hから無線受信部 （R X I ) 、 および、 ハイブリッド Hから無線受信部 （R X 2 ) までの変化量 （位 相および振幅） は、 測定済みであり既知であるとする。 また、 コード発生器か ら送信器まで、 および受信器以降は、 ディジタル信号が伝達される。
(実施の形態 1 )
図 1は、 本発明の実施の形態 1に係るキヤリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図である— 実施の形態 1に係るキヤリブレ一ション装置は、 ァン テナを 2本備え、 また、 用いる変調方式を、 通常の通信と同一の方式とし、 一 例として Q P S K変調とする。 また、 無線部は直交変調および直交検波を行う ものとする。
キヤリブレーション信号 1 0 1は、 コード発生器 1 0 3によって生成され、 変調回路 1 0 2において変調されて無線送信部 1 0 4に入力される。 なお、 コ ード発生器 1 0 3は、 P Nコードや直交コードを発生する。 変調されたキヤリ ブレ一ション信号は、 無線送信部 1 0 4に入力される。
無線送信部 1 0 4において、 送信信号は直交変調された後、 キャリア周波数 f cにアップコンバートされ、 送信端子 1 0 5より出力される。 i cは本シス テム （無線受信部） の受信キャリア周波数である。
キャリア周波数 ί cで出力されたキャリブレーション信号は、 ケーブル 1 0 6等を用いて、 送信端子 1 0 5から無線受信部 1 0 7および無線受信部 1 0 8 のアンテナ接続端子 1 0 9および 1 1 0に伝送される ΰ このとき、 ケ一ブル長 はキヤリァ周波数の波長に対して十分な精度で等しいものとする。 無線送信部 1 0 4から出力されるキャリブレーション信号は、 通信時に使用される変調信 号と同一帯域またはそれに近い帯域の信号となる。
各無線受信部の受信出力は、 複素相関器 1 1 1および複素相関器 1 1 2に入 力される,， 複素相関器 1 1 1および複素相関器 1 1 2は、 タイミング制御回路 1 1 3により調整されたタイミングで相関検出を行い、 それぞれ相関出力 1 1 4お二よび相関出力 1 1 5を出力する。
検出回路 1 1 6は、 相関出力 1 1 4から求められる受信信号点 （以後は受信 点） r 1と基準となる識別点 （以後は基準識別点） とを比較することにより、 (振幅比， 位相差） = ( A r 1， Δ 0 r 1 ) 1 1 7を求める。 ここで求まる位 相差は、 無線送信部 1 0 4の遅延 D tと、 ケ一ブル 1 0 6の遅延 D kと、 無線 受信部 1 0 7の遅延 D r 1の合計遅延量 D ( D = D t + D k + D r 1 ) をキヤ リァ周波数 ί cの波長 λ cで割ったあまりの遅延量に相当する。
同様に、 検出回路 1 1 6は、 相関出力 1 1 5から求められる受信点 r 2と基 準識別点とを比較することにより、 （振幅比， 位相差） 二 （A r 2， Δ Φ Γ 2 ) 1 1 8を求める。
図 2は、 変調信号のコンスタレ一シヨンを示す図である。 図 2 Aは、 Q P S K変調における基準識別点の位置を示す図である。 このように、 Q P S K変調 では、 基準識別点は座標 （1， 1 ) 、 （— 1 , 1) 、 （一 1 , 一 1 ) 、 （1 , — 1 ) に位置している。 図 2 Bには、 無線部 RX 1 ( 1 0 7) 側のコンスタレ —シヨンおよび基準識別点からの振幅比および位相差の様子が示され、 また、 図 2 Cには、 無線部 R X 2 ( 1 0 8) 側のコンスタレーションおよび基準識別 点からの振幅比および位相差の様子が示されている。
以上のように本発明の実施の形態によれば、 TDMA伝送における無線受信 部の遅延特性および振幅特性の検出において、 実際の通信に使用する変調信号 と同一帯域またはそれに近い帯域の信号をキヤリブレーション信号として使用 し、 各無線受信部からの出力信号の相関出力と基準識別点とを比較することに より、 より正確な遅延差および振幅比を検出することができる。
また、 検出した位相差および振幅比をオフセットとして各無線受信部の出力 信号に乗算することにより、 ウェイ ト収束結果から得られるヌル点を含む指向 性バタンと実際の指向性パタンとが異なるという問題を解決することも可能に なる。
なお、 実施の形態 1では、 用いる変調方 を Q P S K変調とし、 また、 無線 部においては直交変調および直交検波を行うものとしたが、 本発明において上 記変調方式および検波方式は必須ではなく、 別の方式においても同様に検出が 行えることは明らかである。 また、 位相特性または振幅特性のいずれか一方の みを測定することが容易に行えることは明らかである。
また、 検出値は、 必ずしも基準識別点からの遅延差および振幅比である必要 性はなく、 相関出力を基に計算される各無線受信部間のオフセット値を検出値 として出力することも考えられる。 例えば、 図 1において相関出力 1 1 4およ び相関出力 1 1 5 (図 2 Bおよび図 2 Cの受信点 r 1および受信点 r 2 ) は位 置ベク トル R l R 2で表現されるものとする。 検出回路 1 1 6は、 無線受信 部の位相特性および振幅特性を無線受信部 RX 1 (1 07) に一致させる補償 を行う場合のオフセット値を求める。 このとき、 オフセット値をベク トル Z r i ( i = 1 2) とすると、
Z r 1 1
Ζ r 2 =R 1/R2 =R 1 XR2 * /！ R 2 ！ 2 (*は複素共役を表す） と表現できる そして、 検出回路 1 1 6は、 上記値を 1 1 7 1 1 8として出 力する。 また、 本発明の実施の形態 1に係るキャリブレーション装置では、 相 関値をそのまま出力または記憶することも考えられる: この場合、 記憶してあ る相関値を用いて各無線受信部の遅延差および振幅差を補償するオフセット値 を求める演算は、 ァレ一アンテナ無線受信装置側で行う そして、 アレーアン テナ無線受信装置では、 無線受信部 RX 1 (1 07) RX 2 (1 08) から の出力信号に対して前記 Z r 1および Z r 2を乗算することにより、 遅延特性 および振幅特性のばらつきを補償し、 ウェイ ト収束結果から得られる指向性パ タンと実際の指向性バタンとが異なることを防止できる.
さらに、 ケーブル長は全て等しいものとしたが、 異なる長さの場合において も、 あらかじめ遅延量および減衰量が既知であれば、 上記既知の遅延量と減衰 量を補正して、 位相差および振幅比を検出することができる。 なお、 無線部で 使用する基準信号 （1 O IH z等の水晶発振器によるクロック） は全て共通化 しておくものとする。
(実施の形態 2)
次に、 本発明の実施の形態 2に係るキヤリブレーション装置について説明す る 図 3は、 本発明の実施の形態 2に係るキャリブレーション装置の全体構成 を示すプロック図である 実施の形態 2においては、 送信端子 306の出力先 にアツテネ一タ 306が設けられている。 このアツテネータ 306は、 減衰器 であっても良い： また、 実施の形態 2に係るキャリブレーション装置は、 上記 の実施の形態 1と同様に、 アンテナを 2本備える υ
図 4 Αは、 本発明の実施の形態 2に係るキヤリブレーション装置における無 線受信部の受信電界レベル Pmに応じた遅延特性 ΔΦ r i (Pm) の例を示す 図であり、 図 4 Bは、 本発明の実施の形態 2に係るキャリブレーション装置に おける無線受信部の受信電界レベル Pm に応じた振幅特性 A r i (Pm) の 例を示す図である,図 4に示すような遅延特性および振幅特性を持つ場合には、 実施の形態 1で示したように無線受信部に特定の受信電界レベルで入力した時 の遅延量を検出しても不十分であり、 Pmを変化させた時の遅延特性 Δφ r i (Pm) および振幅特性 A r i ( P m) を測定する必要がある
図 3において、 キヤリブレ一ション信号 30 1は、 コード発生器 302で生 成され、 変調回路； 303により変調され、 無線送信部 304に入力される。 こ のコード発生器 302は、 PNコ一ドゃ直交コ一ドを発生する ΰ
次に、 無線送信部 304において、 送信信号は直交変調された後、 キャリア 周波数 f cにアツァコンバートされ、 送信端子 305より出力される f cは 本システムの受信キヤリァ周波数である。 キヤリァ周波数 f cで出力された信 号は、 アツテネータ 306を接続したケーブル: 0 7を用いて、 送信端子 30 5から無線受信部 308および無線受信部 309のアンテナ接続端子 3 10お よびアンテナ接続端子 3 1 1に伝送される .
各無線受信部の受信出力は複素相関器 3 1 2および複素相関器 3 1 3に入力 される 複素相関器 3 1 2および複素相関器 3 1 3は、 タイミング制御回路 3 14により調整されたタイミングで、 それぞれ相関出力 3 1 5および相関出力 31 6を出力する
検出回路 3 1 7は、 アツテネ一タ設定値を変化させることにより、 受信電界 レベル Pmを変化させたときの位相差 Δ φ r 1 ( P m) および位相差 Δφ r 2 (Pm) ならびに振幅比 A r l (Pm) および振幅比 A r 2 (Pm) を求め出 力しまたは記憶する。 以上のように、 本発明の実施の形態 2に係るキャリブレーション装置によれ ば、 無線受信部の遅延量の差に相当する位相差 Δ φ r 1 ( P m) および位相差 厶 r 2 ( P m) ならびに振幅比 A r 1 ( P m) および A r 2 ( P m) を受信 電界レベルに応じて細かく求めることができるため、 ァダプティブァレ一アン テナ無線受信装置における遅延特性および振幅特性のばらつき補償を、 受信電 カレベルに応じて正確に行うことが可能である；
(実施の形態 3 )
次に、 本発明の実施の形態 3に係るキヤリブレ一ション装置について説明す る D 図 5は、 本発明の実施の形態 3に係るキヤリブレ一ション装置の全体構成 を示すプロック図である。 実施の形態 3に係るキヤリブレーション装置は、 上 記実施の形態 2に切替スィツチ 5 0 8および切替スィツチ 5 0 9が設けられた 構成である . また、 実施の形態 3に係るキャリブレーション装置は、 実施の形 態 2と同様に、 アンテナを 2本備える。
図 5において、 キャリブレーション信号 5 0 1が送信端子 5 0 5より出力さ れ、 出力されたキャリブレーション信号の受信電界レベルがアツテネ一タ 5 0 6により変更されるまでの処理は、 上記の実施の形態 2と同様である。 すなわ ち、 キャリブレーション信号 5 0 1は、 コード発生器 5 0 2で生成され、 変調 回路 5 0 3により変調され、 無線送信部 5 0 4に入力される:. なお、 コード発 生器 5 0 2は、 P Nコードや直交コードを発生する。
無線送信部 5 0 4において、 送信信号は、 直交変調された後、 キャリア周波 数 ί cにアップコンパ一トされ送信端子 5 0 5より出力される。 キヤリア周波 数 f cで出力された信号は、 アツテネータ 5 0 6を接続したケーブル 5 0 7を 用いて、 送信端子 5 0 5から切替スィツチ 5 0 8および切替スィツチ 5 0 9に 伝送される、，
切替スィッチ 5 0 8および切替スィッチ 5 0 9は、 S W切替信号 5 1 0によ り、アンテナからの受信信号とキヤリブレーション用変調信号とを切り替える。 切替スィツチ 5 0 8および切替スィツチ 5 0 9からの信号は、 それぞれ無線受 信部 5 1 1および無線受信部 5 1 2に伝送される。
各無線受信部の受信出力は、 それぞれ複素相関器 5 1 3および複素相関器 5 1 4に入力される。 複素相関器 5 1 3および複素相関器 5 1 4は、 タイミング 制御回路 5 1 5により調整されたタイミングで相関検出を行い、 それぞれ相関 出力 5 1 6および相関出力 5 1 7を出力する。 検出回路 5 1 8は、 アツテネ一 タ設定値を変化させることにより、 受信電界レベル P mを変化させたときの位 相差 Δ φ r 1 ( P m)および位相差 Δ φ r 2 ( P m) ならびに振幅比 A r 1 ( P m) および A r 2 ( P m) を求めて出力または記憶する 3
以上のように、 本発明の実施の形態 3に係るキャリブレーション装置によれ ば、 スィツチ切替信号を制御することにより、 無線受信部の遅延特性および振 幅特性を必要なときに測定することが可能である。 これにより、 動作環境等に より上記遅延特性および振幅特性が時間的に変化する場合においても、 補償を 正確に行うことが可能である。
(実施の形態 4 )
図 6は、 本発明の実施の形態 4に係るキャリブレーション装置の全体構成を 示すブロック図である。 図 6に示すように、 実施の形態 4に係るキヤリブレー ション装置は、 上記の実施の形態 2におけるキヤリブレーシヨン装置に多重回 路が設けられた構成である。 また、 実施の形態 4に係るキヤリブレーション装 置は、 実施の形態 2と同様に、 アンテナを 2本備える。
図 6において、 キャリブレーション信号 6 0 1が送信端子 6 0 5より出力さ れ、 出力されたキヤリブレーション信号の受信電界レベルがアツテネ一タ 6 0 6により変更されるまでの動作は、 実施の形態 2と同様である。 すなわち、 キ ヤリブレ一シヨン信号 6 0 1は、 コード発生器 6 0 2で生成され、 変調回路 6 0 3により変調され、 無線送信部 6 0 4に入力される。 なお、 コード発生器 6 0 2は、 P Nコードや直交コードを発生する 3 無線送信部 6 0 4において、 送信信号は、 直交変調された後、 キャリア周波 数 f cにアップコンパ一卜され送信端子 6 0 5より出力される。 キヤリァ周波 数 f cで出力された信号は、 アツテネ一タ 6 0 6を接続したケーブル 6 0 7を 用いて、 送信端子 6 0 5から多重回路 6 0 8および多重回路 6 0 9に伝送され る。
多重回路 6 0 8および多重回路 6 0 9は、 アンテナからの受信信号とキヤリ ブレーシヨン用の変調信号とを多重する。 そして、 多重された信号は、 無線受 信部 6 1 0および無線受信部 6 1 1に伝送される。
各無線受信部の受信出力は、 複素相関器 6 1 2および複素相関器 6 1 3に入 力され、 複素相関器 6 1 2および複素相関器 6 1 3は、 タイミング制御回路 6 1 4により調整されたタイミングで相関検出を行い、 それぞれ相関出力 6 1 5 および相関出力 6 1 6を出力する。
検出回路 6 1 7は、 アツテネータ設定値を変化させることにより、 受信電界 レベル P mを変化させたときの位相差 Δ φ r 1 ( P m) および位相差 Δ φ r 2 ( P m) ならびに振幅比 A r l ( P m) および A r 2 ( P m) を求め出力また は 憶す "Q 、
以上のように、 本発明の実施の形態 4に係るキヤリブレーション装置によれ ば、 通常の通信を途絶することなく無線受信部の遅延特性および振幅特性を常 時または必要なときに測定することが可能である。 これにより、 動作環境等に より上記遅延特性および振幅特性が時間的に変化する場合においても、 補償を 正確に行うことが可能である。 なお、 測定を行わないときには、 無線送信部の 電源をオフにすることにより、 受信信号にとつて雑音成分となるキヤリブレ一 ション信号が全く出力されないようにすることが考えられる。
(実施の形態 5 )
次に、 本発明の実施の形態 5に係るキャリブレーション装置について説明す る。 図 7は、 本発明の実施の形態 5に係るキャリブレーション装置の全体構成 を示すブロック図である。 実施の形態 5に係るキャリブレーション装置は、 実 施の形態 2と同様に、 アンテナを 2本備える。
図 7において、 キヤリブレーション信号 7 0 1が送信端子 7 0 5より出力さ れ、 出力されたキヤリブレーション信号の受信電界レベルがアツテネ一タ 7 0 5 6により変更されるまでの動作は、 実施の形態 2と同様である υ すなわち、 キ ヤリブレ一シヨン信号 7 0 1は、 コード発生器 7 0 2で生成され、 変調回路 7 0 3により変調され、 無線送信部 7 0 4に入力される。 なお、 コード発生器 7 0 2は、 Ρ Νコ一ドや直交コードを発生する:，
無線送信部 7 () 4において、 送信信号は、 直交変調された後、 キャリア周波0 数 ί cにァツブ二ンバ一、され、 送信端子 7 0 5より出力される キャリア周 波数 ί cで出力された信号は、 ァッテネ一タ 7 0 6を接続したケーブル 7 0 7 を用いて、 送信端子 7 0 5から無線受信部 7 0 8および無線受信部 7 0 9に伝 送される.，
各無線受信部の受信出力は、 切替スィッチ 7 1 0により切替られて相関器 7 1δ 1 1に入力される， 相関器 7 1 1は、 タイミング制御回路 7 1 2により調整さ れたタイミン ゲで相関検出を行い、 相関出力 7 1 3を出力する
検出回路 7 1 4は、 アツテネ一タ 7 0 6の設定値を変化させることにより、 受信電界レベル p mを変化させたときの振幅比 A r i ( P m) および 相差厶
Φ r i ( P m) 7 1 5を求め出力または記憶する。
20 よって、切替スィツチ 7 1 0が無線受信部 7 0 8の出力を選択する場合には、 相関器 7 1 1は、 相関検出を行い相関出力 7 1 3を出力する 3 検出回路 7 1 4 は、 振幅比 A r 1 ( P rn) および位相差 r 1 ( P m) 7 1 5を求め出力ま たは記憶する
—方、 切替スィツチ 7 1 0が無線受信部 7 0 9の出力を選択する場合には、 ¾ 相関器 7 1 1は、 相関検出を行い相関出力 7 1 3を出力する。 検出回路 7 1 4 は、 振幅比 A r 2 ( P m) および位相差 Δ Φ Γ 2 ( Ρ m) 7 1 5を求め出力ま たは記憶する。
以上のように、 本発明の実施の形態 5に係るキヤリブレ一ション装置によれ ば、 複数の無線受信部の遅延特性および振幅特性をスィツチで切り替えて時分 割に求めた場合には、 複数の無線受信部への入力信号に対して相関演算や位相 検出を同時に処理する必要がないため、 キャリブレーション装置の回路規模を 削減することが可能である。
(実施の形態 6 )
次に、 本発明の実施の形態 6に係るキヤリブレーション装置について説明す る 図 8は、 本発明の実施の形態 6に係るキヤリブレーション装置の全体構成 を示すブロック図である■—, 実施の形態 6に係るキヤリブレ一ション装置は、 上 記の実施の形態 2と同様に、 アンテナを 2本備える
図 8において、 キャリブレーション信号 8 0 1が送信端子より出力され、 出 力されたキヤリブレーション信号の受信電界レベルがアツテネ一タ 8 0 6によ り変更されるまでの動作は、 上記の実施の形態 2と同様である すなわち、 キ ヤリブレーション信号 8 0 1は、 コ一ド発生器 8 0 2で生成され、 変調回路 8 0 3により変調され、 無線送信部 8 0 4に入力される なお、 コード発生器 8 0 2は、 P Nコードや直交コードを発生する。
無線送信部 8 0 4において、 送信信号は、 直交変調された後、 キャリア周波 数 f cにアップコンバートされ送信端子 8 0 5より出力される 3 キャリア周波 数 f cで出力された信号は、 アツテネ一タ 8 0 6を接続したケーブル 8 0 7を 用いて、 無線受信部 8 0 8および無線受信部 8 0 9に伝送される & このとき、 送信タイミング制御回路 8 1 0は、 変調回路 8 0 3に送信タイミング信号 8 1 1を出力し、 変調されたキヤリブレ一ション信号の送信タイミングを制御して レヽる。
上述した実施の形態 1〜5においては、 送信側の変調信号の相関器入力タイ ミングを調節することにより、相関検出タイミングを制御していたのに対して、 実施の形態 6においては、 同期回路 8 1 7が、 送信タイミング信号 8 1 1を力 ンニング信号として、 相関検出タイミング t 1および相関検出タイミング t 2 を生成する。 すなわち、 送信側の変調信号がタイミング制御回路に入力される ことなく、 相関検出タイミングが生成される。 そして、 上記タイミング t lお よびタイミング t 2によりそれぞれ相関器 8 1 2および相関器 8 1 3は、 相関 検出を行い、 それぞれ相関出力 8 1 4および相関出力 8 1 5を出力する。
検出回路 8 1 6は、 アツテネータ設定値を変化させることにより、 受信電界 レベル P mを変化させたときの位相差 Δ φ r 1 ( P m) および Δ 0 r 2 ( P m) ならびに振幅比 A r l ( P m) および A r 2 ( P m) を求め出力または記憶す る。
以上のように、 本発明の実施の形態 6に係るキヤリブレ一ション装置によれ ば、 変調されたキヤリブレーション信号の送信タイミングをカンニング信号と して相関器に入力することにより、 相関検出タイミングを生成するため、 送信 側の変調信号の相関タイミングを調節する回路が不要となる。 このため、 キヤ リブレーシヨ ン装置の回路規模を削減することが可能である。
(実施の形態 7 )
次に、 本発明の実施の形態 7に係るキヤリブレーション装置について説明す る。—図 9は、 本発明の実施の形態 7に係るキヤリブレ一ション装置の全体構成 を示すプロック図である。 実施の形態 7に係るキヤリブレーション装置は、 上 記の実施の形態 2と同様に、アンテナを 2本備える。本実施の形態においては、 実施の形態 1で示したように、 一般に無線部で使用する基準信号 （1 0 MH z 等の水晶発振器によるクロック） を全て共通化しておく。
しかし、無線送信部と無線受信部で使用する口一力ル信号が異なる場合には、 別々のシンセサイザで生成される口一力ル信号における誤差により、 送信側と 受信側のキヤリァ周波数 ί cに微妙なずれが生じる可能性がある。 このため上 記現象が生じた場合には、 無線部の遅延量が時間的に変化しない場合において も、 受信位相が時間的に変化する。 よって、 基準識別点と受信点との差から位 相差 Δ Φ rおよび振幅比 A rを求める場合において、 正確な値を検出すること が不可能になる。
そこで、 実施の形態 7に係るキャリブレーション装置は、 実施の形態 2に係 るキャリブレーション装置において、 無線部で使用するローカル信号 （し o信 号） を全て共通化した構成となっている。
図 9において、 ローカル信号 9 1 6は、 全ての無線部に共通に供給されてい るものとする。 その他の構成および動作は実施の形態 2と同様である。 すなわ ち、 キャリブレーション信号 9 0 1は、 コード発生器 9 0 2で生成され、 変調 回路 9 0 3により変調され、 無線送信部 9 0 4に入力される なお、 コ一ド発 生器 9 0 2は、 P Nコ一ドゃ直交コ一ドを発生する.
無線送信部 9 0 4において、 送信信号は、 直交変調された後、 キャリア周波 数 f cにアップコンバートされ送信端子 9 0 5より出力される キャリア周波 数 f cで出力された信号は、 アツテネ一タ 9 0 6を接続したケーブル 9 0 7を 用いて、 無線受信部 9 0 8および無線受信部 9 0 9に伝送される :
そして、 各無線受信部の受信出力は、 相関器 9 1 0および相関器 9 1 1に入 力される。 相関器 9 1 0および相関器 9 1 1は、 タイミング制御回路 9 1 2に より調整されたタイミングで相関検出を行い、 それぞれ相関出力 9 1 3および 相関出力 9 1 4を出力する。
検出回路 9 1 5は、 アツテネータ設定値を変化させることにより、 受信電界 レベル Ρ ηιを変化させたときの位相差 Δ φ r 1 ( P m) および Δ φ r 2 ( P m) ならびに振幅比 A r l ( P m) および A r 2 ( P m) を求め出力または記憶す る。
以上のように、 本発明の実施の形態 7に係るキヤリブレーション装置によれ ば、無線送信部と無線受信部で使用するローカル信号を共通化することにより、 送信側と受信側のキャリア周波数 f cにずれが生じる可能性をなくすことがで きる。 これにより、 無線部の遅延特性および振幅特性以外の要因では、 位相お よび振幅は変化しなくなるため、 正確な遅延量を検出することが可能になる。 なお、 図 1 0に示すように、 T D MA方式のアレーアンテナ無線装置の無線 送信部 1 0 0 1が出力する変調信号を、 周波数変換部 1 0 0 2に入力して受信 キャリア周波数 ί cに変換して無線受信部に伝送するように構成することが考 えられる. これにより、 周波数変換部 1 0 0 2を設けるだけの簡単な構成によ り、 実際の通信に用レ、る変調信号と同様の広帯域のキヤリブレーション信号を 生成することができる:
(実施の形態 8 )
次に、 本発明の実施の形態 8に係るキヤリブレーション装置について説明す る 図 1 1は、 本発明の実施の形態 8に係るキヤリブレーション装置の全体構 成を示すブロック図である 実施の形態 8に係るキヤリブレーション装置は、 実施の形態 2に係るキャリブレーション装置における検出回路 3 1 7の出力先 に、 補間回路が設けられた構成である。 また、 実施の形態 8に係るキヤリブレ —シヨン装置は、 上記の実施の形態 2と同様に、 アンテナを 2本備える。 また、 上記の実施の形態 2においては、 図 4に示したように、 無線受信部が 受信電界レベル P mに応じた遅延特性 Δ r i ( P m) および振幅特性 A r i ( P m) を有する場合には、 P mを変化させた時の遅延特性 Δ r i ( P m) および振幅特性 A r i ( P m) を測定する必要がある Q
しかし、 図 3において、 アツテネ一タ設定値を変化させ、 受信電界レベル P mを変化させたときの位相差 Δ φ r 1 ( P m) および Δ 0 Γ 2 ( P m) を求め 出力または記憶することにより、 ァレーアンテナ無線受信装置における遅延特 性および振幅特性のばらつき補償を受信電力レベルに応じてより正確に行うた めには、 ァッテネータ変化量を細かくかつ広範囲に渡って変化させる必要があ る したがって、 キャリブレーションに要する時間および記憶するデータ量は 膨大になる。 そこで、 実施の形態 8においては、 図 3に示したキャリブレーション装置構 成に加えて、 実際に測定した各無線部の遅延差および振幅比を用いて、 補間処 理により、 測定した受信電力レベル以外の受信電力レベルに対する遅延差およ び振幅比を求める補間回路 1 1 1 8が設けられている。
図 1 1において、 キャリブレーション信号 1 1 0 1は、 コード発生器 1 1 0 2で生成され、 変調回路 1 1 0 3により変調され、 無線送信部 1 1 04に入力 される， なお、 コード発生器 1 1 0 2は、 PNコードゃ直交コ一ドを発生する。 無線送信部 1 1 04において、 送信信号は、 直交変調された後、 キャリア周 波数 ί cにァップコンバー トされ送信端子 1 1 0 5より出力される：. f cは本 システムの受信キャリア周波数である。 キャリア周波数 ί cで出力された信号 は、 アツテネータ 1 1 0 6を接続したケーブル 1 1 0 7を用いて、 送信端子 1 1 0 5から無線受信部 1 1 08および無線受信部 1 1 09のそれぞれのアンテ ナ接続端子 1 1 1 0および 1 1 1 1に伝送される。
各無線受信部の受信出力は、 相関器 1 1 1 2および相関器 1 1 1 3に入力さ れる 複素相関器 1 1 1 2および複素相関器 1 1 1 3は、 タイミング制御回路 1 1 1 4により調整されたタイミングで相関検出を行い、 それぞれ相関出力 1 1 1 5および相関出力 1 1 1 6を出力する。
検出回路 1 1 1 7は、 アツテネ一タ設定値を変化させることにより、 受信電 界レベル Pmを変化させたときの位相差 Δ φ r 1 (Pm) および Δ Φ Γ 2 (Ρ m) ならびに振幅比 A r l (Pm) および A r 2 (Pm) を求め出力する。 補間回路 1 1 1 8は、 上記測定した受信電界レベル P m以外の位相特性 Δ φ r i (Pm) および振幅特性 A r i ( P m) をも求めた上で、 位相特性 Δゆ r i (Pm) および振幅特性 A r i (Pm) を出力する。
例えば、 図 4において、 受信電界レベル P 0および受信電界レベル P 2のそ れぞれにおける位相差 Δ φ r i (P 0) および Δ φ Γ i (P 2) ならびに振 ιΤ 比 A r i (P 0) および A r i (Ρ 2) を実際に測定した値とする。 このとき、 補間回路 1 1 1 8は、 測定していない受信電界レベル P 1の位相特性 ΔΦ r i (P I) および振幅特性 A r i ( P 1 ) を 1次線形補間により以下のようにし て求めることができる。
Δφ Γ ί (P I) - (t · Δ0 Γ i (Ρ Ο) + δ · Δφ Γ ί (P 2) ) / ( s + t )
A r i (P 1 ) - ( t · A r i (P 0) + s · A r i (P 2) ) / ( s + t) ただし、 P l = (t ' P 0+ s . P 2) Z (s + t) 、 0く s、 t < 1 以上のように、 本発明の実施の形態 8に係るキヤリブレ一ション装置によれ ば、 補償したい受信電界レベル近傍で測定し記憶した遅延特性および振幅特性 のデータから、 補償したい受信電界レベルの位相差および振幅比を捕間処理に より求めることが可能である。 これにより、 アレーアンテナ無線受信装置にお ける遅延差および振幅差の補償を、 受信電界レベルに応じてより正確に行うば 力 りでなく、 測定する受信電力レベル P mのサンプル点を削減することが可能 になる。
なお、 補間処理において使用される測定値は、 必ずしも基準識別点からの遅 延差および振幅比である必要はなく、 相関検出した相関出力を基に計算するし たものも考えられる
例えば、 実際に測定した相関出力 1 1 1 5を相関べク トル R i ( i = 1、 2) で表現するものとし、 受信電界レベル P 0および受信電界レベル P 2における 相関ベク トルをそれぞれ R i (ρ θ) および R i (p 2) とする。 補間回路 1 1 1 8は、 測定していない受信電界レベル P 1の相関べク トル R i (P I) を 1次線形補間により、 以下のようにして求めることができる。
R i (P I) = ( t · R i (P 0) + s · R i (P 2) ) / ( s + t ) ただし、 P l = ( t · P 0 + s · P 2) / ( s + t ) 、 0く s、 t < 1 補間回路 1 1 1 8は、 上記 R i (P I) に基づいて、 測定していない受信電 界レベル P 1の位相特性 Δ Φ r i (P I) および振幅特性 A r i (P I) を求 めることができる。 さらに、 補間回路 1 1 18は、 無線受信部の位相特性およ び振幅特性を無線受信部 RX 1 (1 1 08) に一致させる補償を行う場合にお けるオフセット値を、 補間処理により求めた相関べク トル R i (P I) から求 めることもできる。 すなわち、 オフセット値をベク トル Z r i (Pm) ( i = 1、 2、 m=0、 1、 2、 · · ·） とすると、
Z r 1 (P I) = 1
Z r 2 (P I) -R 1 (P l) /R2 (P I) =R 1 (P i) XR2 (P I) */ I R2 (P I) ！ 2 (*は複素共役を表す）
として計算することができる。
(実施の形態 9)
次に、 本発明の実施の形態 9に係るキヤリブレーション装置について説明す る。 図 1 2は、 本発明の実施の形態 9に係るキヤリブレーション装置の全体構 成を示すブロック図である。 図 1 2に示すように、 実施の形態 9に係るキヤリ ブレーション装置は、 上記実施の形態と同様にアンテナを 2本備える。
図 1 2において、 キャリブレーション信号 1 20 1およびキヤリブレ一ショ ン信号 1 202は、 それぞれ変調回路 1 205および変調回路 1 206により 変調される 実施の形態 9においては、 キャリブレーショ ン装置で使用する変 調方式を、 通常の通信と同一方式とし、 一例として変調として QP SK変調と し、 また、 無線部は直交変調および直交検波を行うものとした
各無線送信部に入力されるキャリブレーショ ン信号 1 201およびキヤリブ レーション信号 1 202は、 それぞれコード発生器 1 203および 1 204に より生成され、 それぞれ変調回路 1 205および変調回路 1 206により変調 され、 それぞれ無線送信部 1 207および無線送信部 1 208に入力される。 なお、 各コード発生器は、 異なる PNコードや直交コードを発生する。 PNコ ―ドの場合は、 それぞれのコードの相関が少なくなるように十分に長い相関時 間が必要となる。 図 2 Aに変調信号のコンスタレ一ションを示す 3 送信信号は、 無線送信部 1 2 0 7および無線送信部 1 2 08により、 直交変 調された後、 キャリア周波数； f cにアップコンバートされ、 それぞれアンテナ 接続端子 1 2 0 9およびアンテナ端子 1 2 1 0から加算回路 1 2 1 1に入力さ れ、 加算回路 1 2 1 1により加算され出力される。 f cは本システムの受信キ ャリア周波数である。
キヤリァ周波数 ί cで出力された信号は、 アツテネータ 1 2 1 2を接続した ケーブル 1 2 1 3を用いて、 加算回路 1 2 1 1から無線受信部 1 2 1 4の受信 端子 1 2 1 5に伝送される このとき、 ケーブル長はキャリア周波数の波長に 対して十分な精度で等しいものとし、 加算器およびアツテネ一タによる遅延量 は測定済みとする:.
無線受信部 1 2 1 4の受信出力は、相関器 1 2 1 6、 1 2 1 7に入力される。 相関器 1 2 1 6および相関器 1 2 1 7は、 それぞれタイミング制御回路 1 2 1 8およびタイミング制御回路 1 2 1 9により調整されたタイミングで相関検出 を行い、 それぞれ相関出力 1 2 2 0および相関出力 1 2 2 1を出力する。 この とき、 キャリブレーション信号として、 無線送信部毎に異なる ΡΝコードある いは直交コードが用いられるので、 相関器 1 2 1 6および相関器 1 2 1 7から 出力されるそれぞれ相関出力 1 2 2 ϋおよび相関出力 1 2 2 1により、 無線送 信部毎の遅延量が得られる。
検出回路 1 2 2 2は、 相関出力 1 2 2 0から求まる受信信号点 （以後は受信 点） r 1と基準となる識別点 （以後は基準識別点） とを比較することにより、 (振幅比、 位相差） = (A r l、 Δ φ r 1) 1 2 2 3を求める。 ここで求まる 位相差は、 無線送信部 1 2 0 7の遅延 D tと、 加算回路 1 2 0 9による遅延 D aと、 ケーブル 1 2 1 1の遅延 D k (アツテネ一タでの遅延を含む） と、 無線 受信部 1 2 1 2の遅延 D r 1の合計遅延量 D (D二 D t十 D a +D k +D r 1 ) をキヤリァ周波数 ί じの波長え cで割ったあまりの遅延量に相当する。 同様に、 相関出力 1 2 2 1から求まる受信点 r 2と基準識別点とを比較する ことにより、 （振幅比、 位相差） = ( A r 2、 Α V 2 ) 1 2 2 4が求まる。 図 2 Bには、 無線部 T X I ( 1 2 0 7 ) 側のコンスタレ一シヨンおよび基準 識別点からの振幅比および位相差の様子が示され、 また図 2 Cには、 無線部 T X 2 ( 1 2 0 8 ) 側のコンスタレ一ションおよび基準識別点からの振幅比およ び位相差の様子が示されている。
以上のように、 本発明の実施の形態 9に係るキヤリブレーション装置によれ ば、 T D MA伝送における無線送信部の遅延特性および振幅特性の検出におい て、 実際の通信に使用する変調信号と同一の帯域幅の信号またはそれに近い帯 域を有する信号をキヤリブレーション信号として使用し、 無線受信部からの出 力信号の相関出力と基準識別点とを比較することにより、 より正確な遅延差お よび振幅比を検出することができる。
また、 検出した位相差および振幅比をオフセッ卜として各無線送信部の入力 信号に乗算することにより、 ウェイ ト収束結果から得られるヌル点を含む指向 性パタンと実際の指向性パタンとが異なるという問題を解決することも可能に なる。
上記の実施の形態 9においては、 変調方式を Q P S K変調とし、 また、 無線 部は直交変調および直交検波を行うものとした場合について説明したが、 本発 明において、 上記変調方式および検波方式は必須なものではなく、 別の方式に おいても同様に検出が行えることは明らかである。 また、 実施の形態 9におい ては、 位相特性または振幅特性のいずれか一方のみを測定することが容易に行 えることは明らかである。
なお、 検出値は、 必ずしも基準識別点からの遅延差および振幅比である必要 性はなく、 相関出力を基に計算される各無線送信部間のオフセッ卜値を検出値 とすることも考えられる。 また、 キャリブレーション装置においては、 相関値 をそのまま出力または記憶することも考えられる。 この場合、 記憶してある相 関値を用いて各無線送信部の遅延差および振幅差を補償するオフセット値を求 める演算は、 アレーアンテナ無線送信装置側で行うことになる。 そして、 ァレ —アンテナ無線送信装置では、 無線送信部 T X 1 ( 1 2 0 7 ) および無線送信 部 T X 2 ( 1 2 0 8 ) への入力信号に対して、 遅延特性および振幅特性のばら つきを補償することにより、 ウェイ ト収束結果から得られる指向性パタンと実 際の指向性パタンとが異なることを防止できる。
さらに、 ケーブル長は全て等しいものとしたが、 ケーブル長が異なる長さで ある場合においても、 あらかじめ上記ケ一ブルによる遅延量および減衰量が既 知であれば、 位相差および振幅比の検出は、 上記既知の遅延量と減衰量を補正 することにより実現される なお、 無線部で使用する基準信号 （l O VIH z等 の水晶発振器によるクロック） は全て共通化しておくものとする。
さらに、 実施の形態 8と同様に、 実際に測定した各無線部の遅延差および振 幅比を用いて、 補間処理により、 測定した受信電力レベル以外の受信電カレべ ルに対する遅延差および振幅比を求める補間回路を、 検出回路 1 2 2 2の出力 先に設けることも可能である。
(実施の形態 1 0 )
次に、 本発明の実施の形態 1 0に係るキャリブレーション装置について説明 する。 図 1 3は、 本発明の実施の形態 1 0に係るキヤリブレーション装置の全 体構成を示すプロック図である。 実施の形態 1 0に係るキヤリブレーション装 置は、 上記の実施の形態 9に係るキャリブレーション装置に、 切替スィッチを 追加した構成である。 また、 図 1 3に示すように、 実施の形態 1 0に係るキヤ リブレーシヨン装置は、 アンテナを 2本備える。
実施の形態 1 0において、 キャリブレーション信号が加算回路 1 3 1 1より 出力されるまでの動作は、 上記の実施の形態 9と同様である。 すなわち、 各無 線送信部に入力されるキヤリブレーション信号 1 3 0 1およびキヤリブレ一シ ョン信号 1 3 0 2は、 それぞれコ一ド発生器 1 3 0 3およびコ一ド発生器 1 3 0 4により生成され、 それぞれ変調回路 1 3 0 5および変調回路 1 3 0 6によ り変調され、 それぞれ無線送信部 1 3 0 7および無線送信部 1 3 0 8に入力さ れる。 なお、 各コード発生器は、 異なる P Nコードや直交コードを発生する。
P Nコードの場合は、 それぞれのコードの相関が少なくなるように十分に長い 相関時間が必要となる。
送信信号は、 無線送信部 1 3 0 7および無線送信部 1 3 0 8により、 直交変 調された後、 キャリア周波数 f cにアップコンバートされ、 アンテナ接続端子 1 3 0 9およびアンテナ接続端子 1 3 1 0から加算回路 1 3 1 1に入力され、 加算回路 1 3 1 1により加算され、 出力される。 f cは本システムの受信キヤ リア周波数である:. キャリア周波数 ί cで出力された信号は、 アツテネータ 1 3 1 2を接続したケーブル 1 3 1 3を用いて、 加算回路 1 3 1 1から切替スィ ツチ 1 3 1 4に伝送される a
切替スィツチ 1 3 1 4は、 S W切替信号 1 3 1 5によりアンテナからの受信 信号とキャリブレーション用変調信号とを切り替える そして、 切替スィッチ からの信号は、 無線受信部 1 3 1 6に伝送される. このあとの動作は、 上記の 実施の形態 9と同様である。 すなわち、 無線受信部の受信出力が複素相関器 1 3 1 7および複素相関器 1 3 1 8に入力され、 複素相関器 1 3 1 7および複素 相関器 1 3 1 8は、 それぞれタイミング制御回路 1 3 1 9およびタイミング制 御回路 1 3 2 0により調整されたタイミングで相関検出を行い、 それぞれ相関 出力 1 3 2 1および相関出力 1 3 2 2を出力する。
このとき、 キャリブレーション信号として、 無線送信部毎に異なる P Nコ一 ドあるいは直交コードを用いているので、 複素相関器 1 3 1 7および複素相関 器 1 3 1 8のそれぞれから出力される相関出力 1 3 2 1および相関出力 1 3 2 2により、 無線送信部毎の遅延量が得られる。
検出回路 1 3 2 3は、 位相差 Δ Φ r 1および位相差 Δ φ r 2ならびに振幅比 A r 1および A r 2を求め、 出力または記憶する。
以上のように、 本発明の実施の形態 1 ϋに係るキャリブレーション装置によ れば、 スィッチ切替信号を制御することにより、 無線送信部の遅延特性および 振幅特性を必要なときに測定することが可能である： > これにより、 動作環境等 により上記遅延特性および振幅特性が時間的に変化する場合においても、 補償 を正確に行うことが可能である。
(実施の形態 1 1 )
次に、 本発明の実施の形態 1 1に係るキヤリブレーション装置について説明 する。 図 1 4は、 本発明の実施の形態 1 1に係るキャリブレーション装置の全 体構成を示すブロック図である。 図 1 4に示すように、 実施の形態 1 1に係る キヤリブレ一ション装置は、 上記の実施の形態 9に係るキャリブレーション装 置に、 多重回路を追加した構成である。 また、 実施の形態 1 1に係るキヤリブ レーシヨン装置は、 アンテナを 2本備える。
実施の形態 1 1にお L.、ては、 キヤリブレーション信号が加算回路より出力さ せるまでの動作は、 実施の形態 9と同様である。 すなわち、 各無線送信部に入 力されるキヤリブレ一ショ ン信号 1 4 0 1およびキヤリブレ一ション信号 1 4 0 2は、 それぞれコー 発生器 1 4 0 3およびコード発生器 1 4 0 4により生 成され、 それぞれ変調回路 1 4 0 5および変調回路 1 4 0 6により変調され、 それぞれ無線送信部 1 4 0 7および無線送信部 1 4 0 8に入力される なお、 各コード発生器は、 異なる P Nコードや直交コードを発生する P Nコードの 場合は、 それぞれのコ一ドの相関が少なくなるように十分に長い相関時間が必 要となる。
送信信号は、 無線送信部 1 4 0 7および無線送信部 1 4 0 8により、 直交変 調された後、 キャリア周波数 ί じ にアツァコンバートされ、 アンテナ接続端子 1 4 0 9およびアンテナ接続端子 1 4 1 0から加算回路 1 4 1 1に入力され、 加算回路 1 4 1 1により加算され出力される。 f cは本システムの受信キヤリ ァ周波数である„ キャリア周波数 ί cで出力された信号は、 アツテネータ 1 4 1 2を接続したケーブル 1 4 1 3を用いて、 加算回路 1 4 1 1から多重回路 1 4 1 4に伝送される。
多重回路 1 4 1 4は、 アンテナからの受信信号とキヤリブレーション用の変 調信号とを多重する。 そして、 多重された信号は、 無線受信部 1 4 1 5に伝送 される s このあとの動作は、 上記の実施の形態 9と同様である。 すなわち、 無 線受信部の受信出力が複素相関器 1 4 1 6および複素相関器 1 4 1 7に入力さ れ、 複素相関器 1 4 1 6および複素相関器 1 4 1 7は、 それぞれタイミング制 御回路 1 4 1 8およびタイミング制御回路 1 4 1 9により調整されたタイミン グで相関検出を行い、 それぞれ相関出力 1 4 2 0および相関出力 1 4 2 1を出 力する:
このとき、 キャリブレーション信号として、 無線送信部毎に異なる P Nコ一 ドあるいは直交コ一ドを用いているので、 複素相関器 1 4 1 6および複素相関 器 1 4 1 7のそれぞれから出力される相関出力 1 4 2 0および相関出力 1 4 2 1により、 無線送信部毎の遅延量が得られる。
検出回路 1 4 2 2は、 位相差 Δ φ r 1および位相差 Δ φ r 2ならびに振幅比 A r 1および振幅比 A r 2を求め出力または記憶する。
以上のように、 本発明の実施の形態 1 1 に係るキヤリブレーション装置によ れば、 通常の通信を途絶することなく無線送信部の遅延特性および振幅特性を 常時または必要なときに測定することが可能である。 これにより、 動作環境等 により上記遅延特性および振幅特性が時間的に変化する場合においても、 補償 を正確に行うことが可能である。 なお、 測定を行わないときには、 無線送信部 の電源をオフにすることにより、 受信信号にとって雑音成分となるキヤリブレ ーション信号が全く出力されないようにすることが考えられる。
(実施の形態 1 2 )
次に、 本発明の実施の形態 1 2に係るキャリブレーション装置について説明 する。 図 1 5は、 本発明の実施の形態 1 2に係るキャリブレーション装置の全 体構成を示すブロック図である。 実施の形態 1 2に係るキヤリブレ一ション装 置は、 上記の実施の形態 9と同様に、 アンテナを 2本備える。
実施の形態 1 2において、 キャリブレーション信号が加算回路より出力さる までの動作は、 上記の実施の形態 9と同様である。 すなわち、 各無線送信部に 入力されるキヤリブレーション信号 1 5 0 1およびキヤリブレーション信号 1 5 0 2は、 それぞれコード発生器 1 5 0 3およびコード発生器 1 5 0 4により 生成され、それぞれ変調回路 1 5 0 5および変調回路 1 5 0 6により変調され、 それぞれ無線送信部 1 5 0 7および無線送信部 1 5 0 8に入力される。 なお、 各コ一ド発生器は、 異なる P Nコードや直交コードを発生する。 P Nコードの 場合は、 それぞれのコードの相関が少なくなるように十分に長い相関時間が必 要となる。
送信信号は、 無線送信部 1 5 0 7および無線送信部 1 5 0 8により、 直交変 調された後、 キャリア周波数 ί cにアップコンバートされ、 アンテナ接続端子 1 5 0 9およびアンテナ接続端子 1 5 1 0から加算回路 1 5 1 1に入力され、 加算回路 1 5 1 1により加算され出力される。 f cは本システムの受信キヤリ ァ周波数である。 キャリア周波数 ί cで出力された信号は、 アツテネ一タ 1 5 1 2を接続したケーブル 1 5 1 3を用いて、 加算回路 1 5 1 1から無線受信部 1 5 1 4に伝送される。
タイミング制御回路 1 5 1 5およびタイミング制御回路 1 5 1 6の出力は、 切替スィツチ 1 5 1 7により切替られて、 複素相関器 1 5 1 8に入力される。 そして、 複素相関器 1 5 1 8は、 上記タイミングにより無線受信部 1 5 1 4の 出力との相関検出を行い、 相関出力 1 5 1 9を出力する。 このとき、 キヤリブ レーション信号として、 無線送信部毎に異なる Ρ Νコ一ドあるいは直交コード を用いているので、 相関器 1 5 1 8から出力される相関出力 1 5 1 9により、 無線送信部毎の遅延量を得ることができる。
検出回路 1 5 2 0は、 振幅比 A r iおよび位相差 Δ φ r i 1 5 2 1を求め出 力または記憶する。 よって、 切替スィッチ 1 5 1 7がタイミング制御回路 1 5 1 5の出力を選択する場合には、 相関器 1 5 1 9は、 相関検出を行い、 相関出 力 1 5 1 9を出力する 検出回路 1 5 2 0は、 振幅比 A r 1および位相差厶 r 1 5 2 1を求め出力または記憶する。
一方、 切替スィッチ 1 5 1 7がタイミング制御回路 1 5 1 6の出力を選択す る場合には、 相関器 1 5 1 8は、 相関検出を行い、 相関出力 1 5 1 9を出力す る。 検出回路 1 5 2 0は、 振幅比 A r 2および位相差 Δ ( ' r 1 5 2 1を求め出 力または記憶する。
以上のように、 本発明の実施の形態 1 2に係るキャリブレーション装置によ れば、 複数の無線送信部の遅延特性および振幅特性を、 スィッチを切り替えて 時分割に求めた場合には、 無線送信部毎に対して相関演算や位相検出を同時に 処理する必要がないため、 キヤリブレーション装置の回路規模を削減すること が可能である。
(実施の形態 1 3 )
次に、 本発明の実施の形態 1 3に係るキャリブレーション装置について説明 する。 図 1 6は、 本発明の実施の形態 1 3に係るキャリブレーション装置の全 体構成を示すブロック図である。 実施の形態 1 3に係るキャリブレーション装 置は、 アンテナを 2本備える。 また、 実施の形態 9で説明したように、 一般に 無線部で使用する基準信号 （1 O MH z等の水晶発振器によるクロック） を全 て共通化しておく。
しかし、無線送信部と無線受信部で使用するローカル信号が異なる場合には、 別々のシンセサイザで生成されるロー力ル信号における誤差により、 送信側と 受信側のキヤリァ周波数 f cに微妙なずれが生じる可能性がある。 このため上 記現象が生じた場合には、 無線部の遅延量が時間的に変化しない場合において も、 受信位相が時間的に変化することになる。 よって、 基準識別点と受信点と の差から位相差 Δ φ rおよび振幅比 A rを求める場合において、 正確な値を検 出することが不可能になる。 実施の形態 1 3は、 実施の形態 9に係るキヤリブレーション装置において、 無線部で使用するローカル信号 （L o信号） を全て共通化している。
図 1 6において、 口一カル信号 1 6 2 2は、 全ての無線部に共通に供給され ているものとする。 その他の構成および動作は実施の形態 9と同様である。 す なわち、 各無線送信部に入力されるキャリブレーション信号 1 6 0 1およびキ ャリブレーション信号 1 6 0 2は、 それぞれコ一ド発生器 1 6 0 3およびコ一 ド発生器 1 6 0 4により生成され、 それぞれ変調回路 1 6 0 5および変調回路 1 6 0 6により変調され、 それぞれ無線送信部 1 6 0 7および無線送信部 1 6 0 8に入力される„ なお、 各コード発生器からは、 異なる P Nコードや直交コ ードを発生する. コードの場合は、 それぞれのコードの相関が少なくなる ように十分に長 、相関時間が必要となる。
送信信号は、 無線送信部 1 6 0 7および無線送信部 1 6 0 8により直交変調 された後、 キャリア周波数 f :にアップコンバートされ、 アンテナ接続端子 1 6 0 9およびアンテナ接続端子 1 6 1 0から加算回路 1 6 1 1に入力され、 カロ 算回路 1 6 1 1により加算され出力される ί cは本システムの受信キャリア 周波数である _ キャリア周波数 ί cで出力された信号は、 アツテネ一タ 1 6 1 2を接続したケーブル 1 6 1 3を用いて、 加算回路 1 6 1 1から無線受信部 1 6 1 4に伝送される ς
無線受信部の受信出力は、 複素相関器 1 6 1 5および複素相関器 1 6 1 6に 入力される。 複素相関器 1 6 1 5および複素相関器 1 6 1 6は、 それぞれタイ ミング制御回路 1 6 1 7およびタイミング制御回路 1 6 1 8により調整された タイミングで相関検出を行い、 それぞれ相関出力 1 6 1 9および相関出力 1 6 2 0を出力する
このとき、 キャリブレーション信号として、 無線送信部毎に異なる Ρ Νコ一 ドあるいは直交コードが用いられているので、 複素相関器 1 6 1 5および複素 相関器 1 6 1 6のそれぞれから出力される相関出力 1 6 1 9および相関出力 1 6 2 0により、 無線送信部毎の遅延量が得られる。 検出回路 1 6 2 1は、 位相 差 Δ Φ r 1および位相差 Δ 0 r 2ならびに振幅比 A r 1および振幅比 A r 2を 求め出力または記憶する
以上のように、 本発明の実施の形態 1 3に係るキヤリブレーション装置によ れば、 無線送信部と無線受信部で使用するローカル信号を共通化することによ り、 送信側と受信側のキャリア周波数 f cにずれが生じる可能性をなくすこと ができる a これにより、 無線部の遅延特性および振幅特性以外の要因では、 位 相および振幅は変化しなくなるため正確な遅延量を検出することが可能になる。
(実施の形態 1 4 )
次に、 本発明の実施の形態 1 4に係るキヤリブレーション装置について説明 する。 図 1 7は、 本発明の実施の形態 1 4に係るキャリブレーション装置の全 体構成を示すブロック図である。 図 1 7に示すように、 実施の形態 1 4に係る キヤリブレ一ション装置は、 上記の実施の形態 1と実施の形態 9とを合成し、 受信キヤリブレーションおよび送信キヤリブレーションを同一の回路で行うこ とを可能とするように構成されている。 なお、 実施の形態 1 4に係るキヤリブ レ一シヨン装置は、 アンテナを 2本備える
図 1 7において、 キヤリブレーション信号 1 7 0 1およびキヤリブレーショ ン信—号 1 7 0 2は、 それぞれ変調回路 1 7 0 5および変調回路 1 7 0 6により 変調される。 実施の形態 1 4においては、 使用する変調方式を、 通常の通信と 同一方式とし、 一例として Q P S K変調とし、 また、 無線部は、 直交変調およ び直交検波を行うものとする。
各無線送信部に入力されるキャリブレーション信号 1 7 0 1およびキヤリブ レ一ション信号 1 7 0 2は、 それぞれコード発生器 1 7 0 3およびコード発生 器 1 7 0 4によって生成され、 それぞれ変調回路 1 7 ϋ 5および変調回路 1 7 0 6により変調され、 それぞれ無線送信部 1 7 0 7および無線送信部 1 7 0 8 に入力される。 なお、 各コード発生器は、 異なる Ρ Νコードや直交コードを発 生する。 P Nコードの場合には、 それぞれのコードの相関が少なくなるように 十分に長い相関時間が必要となる。 図 2 Aに変調信号のコンスタレ一ションを 示す。
送信信号は、 無線送信部 1 7 0 7および無線送信部 1 7 0 8により直交変調 された後、 キャリア周波数 f cにアップコンバートされ、 アンテナ接続端子 1 7 0 9およびアンテナ接続端子 1 Ί 1 0から加算回路 1 7 1 1に入力され、 力 D 算回路 1 7 1 1により加算され出力される。 ί cは本システムの受信キヤリァ 周波数である。 キャリア周波数 ί cで出力された信号は、 アツテネータ 1 7 1 2から無線受信部 1 7 1 3および無線受信部 1 7 1 4のそれぞれの受信端子 1 7 1 5および受信端子 1 7 1 6に伝送される。 このとき、 ケーブル長はキヤリ ァ周波数の波長に対して十分な精度で等しいものとし、 加算器およびアツテネ —タによる遅延量は測定済みとする。
各無線受信部の受信出力は、 複素相関器 1 7 1 7および複素相関器 1 7 1 8 に入力される. 複素相関器 1 7 1 7および複素相関器 1 7 1 8は、 タイミング 調整回路 1 7 1 9により調整されたタイミングで相関検出を行い、 相関値を出 力する。
受信キャリブレーション時においては、 受信動作中の位相ずれを是正するた めには、 タイミング調整回路 1 7 1 9は、 単一のキャリブレーション信号を送 信し、 各無線受信部は、 このキャリブレーション信号を受信して、 キヤリブレ ーシヨンを行う必要がある。 よって、 受信キャリブレーション時においては、 タイミング調整回路 1 7 1 9は、 受信キャリブレーションを行うべき切替信号 を入力して、 単一のキヤリブレーシヨン信号を全ての複素相関器に出力する。 ここでは、 タイミング調整回路 1 7 1 9は、 キャリブレーション信号 1 7 0 1またはキヤリブレーション信号 1 7 0 2のいずれか一方を選択し、 選択した キヤリブレーション信号を、 複素相関器 1 7 1 7および複素相関器 1 7 1 8に 出力する。 検出回路 1 720は、 相関値から求まる受信信号点 r 1と基準となる識別点 とを比較することにより、 （振幅比， 位相差） = (A r 1 , Δφ r 1) を求め る。 ここで求まる位相差は、 無線送信部 1 70 1および無線送信部 1 708の 遅延 D tと、 ケーブルの遅延 Dkと、 無線受信部 1 71 3および無線受信部 1 714の遅延 D r 1の合計遅延量 D (D = D t +D k + D r 1 ) をキャリア周 波数 f cの波長; L cで割ったあまりの遅延量に相当する ΰ
同様に、相関値から求まる受信点 r 2と基準識別点とを比較することにより、 (振幅比， 位相差） = (A r 2， Δ 0 r 2) 1 1 8が求まる。
一方、 送信キャリブレーション時においては、 送信動作中の位相ずれを是正 するためには、 各無線受信部は、 各無線送信部が送信するキ リブレ一シヨン 信号を受信して、 キヤリブレーションを行う必要がある
よって、 送信キャリブレーション時においては、 タイミング調整回路 1 71 9は、 各コード発生器が発生する全てのキャリブレーション信号を、 それぞれ の複素相関器に出力する。 ここでは、 タイミング調整回路 1 71 9は、 キヤリ ブレーション信号 1 70 1およびキヤリブレーション信号 1 702をそれぞれ 対応する複素相関器 1 Ί 1 7および複素相関器 1 7 1 8に出力する：
このとき、 キャリブレーション信号として、 無線送信部毎に異なる PNコ一 ドぁ—るいは直交コードが用いられているので、 相関器 1 71 7および相関器 1 71 8から出力される相関値により、 無線送信部毎の遅延量が得られる。 検出回路 1 720は、 相関値から求まる受信信号点 （以後は受信点） r 1と 基準となる識別点 （以後は基準識別点） とを比較することにより、 （振幅比、 位相差） = (A r 1、 r 1) を求める。 ここで求まる位相差は、 無線送信 部 1 707および無線送信部 1 708の遅延 D tと、 加算回路 1 71 1による 遅延 Daと、 ケーブルの遅延 Dk (アツテネ一タでの遅延を含む） と、 無線受 信部 1 71 3および無線受信部 1 71 4の遅延 D r 1の合計遅延量 D (D = D t +D a +D k +D r 1 ) をキヤリァ周波数 f cの波長; I cで割ったあまりの 遅延量に相当する， 同様に、 相関値から求まる受信点 r 2と基準識別点とを比 較することにより、 （振幅比、 位相差） = (A r 2、 Δ φ ι· 2) が求まる。 以上のように、 本発明の実施の形態 1 4に係るキャリブレーション装置によ れば、 単一の回路で受信キヤリブレーションおよび送信キヤリブレ一ションを 亍うことが可能となる。
なお、 実施の形態 1 4においては、 実施の形態 1に係るキヤリブレーション 装置と、 実施の形態 9に係るキヤリブレ一ション装置とを合成した場合を説明 したが、 本発明は、 これに限定されず、 実施の形態 1から実施の形態 8のキヤ リブレ一ション装置と、 実施の形態 9から実施の形態 1 3のキヤリブレーショ ン装置とを適宜組み合わせて合成することも可能である。
また、 以上の説明では、 本発明に係るキヤリブレーション装置を無線通信装 置に適用した例を示したが、 本発明は、 これに限定されず、 ァダプティブァレ 一アンテナシステムを工場等で製造する段階で必要となるキヤリブレーション についても適用可能である
さらに、 上述した実施の形態に係るキャリブレーション装置は、 TDMA方 式の通信における基地局装置および通信端末装置に搭載可能なものである a 本明細書は、 】 9 9 8年 6月 1 8日出願の特願平 1 0— 1 7 1 0 1 4号に基 づく—ものである この内容をここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 T DM A方式のディジタル無線通信の分野に利用するのに好適で ある;

Claims

請求の範囲
1 . 無線通信に使用する帯域と同一又はこれに近似した帯域のキヤリブレーシ ョン信号を受信キヤリァ周波数で送信するキヤリブレーシヨン信号送信器と、 前記キヤリブレ一シヨン信号をアレーアンテナに対応して設けられた複数の無 線受信器へ伝送する伝送器と、 前記無線受信器から出力される受信キヤリブレ —ション信号を用いて前記無線受信器の遅延特性及び振幅特性の少なくとも一 方を検出する検出器と、 を具備するキャリブレーション装置。
2 . 前記キヤリブレーション信号送信器は、 キヤリブレ一ション信号を発生す るコ一ド発生器と、 前記キヤリブレーション信号を変調して変調キヤリブレー シヨン信号を生成する変調器と、 この変調キャリブレーション信号を無線送信 する送信器と、 を具備する請求項 1記載のキヤリブレーション装置。
3 . 前記キヤリブレーション信号送信器から出力される信号のレベルを変化さ せる調整器を具備し、 前記検出器は、 各信号レベル毎に前記複数の無線受信器 における遅延特性及び振幅特性の少なくとも一方を検出する請求項 1記載のキ ヤリブレ一シヨン装置。
4 . 前記検出器は、 前記調整器がキヤリブレーション信号を複数の信号レベル に変化させた場合、 この複数の信号レベルに対応した複数の測定点に基づいて 補間一処理を行う補間器を具備する請求項 3記載のキヤリブレーション装置。
5 . 制御信号に基づいて、 前記アレーアンテナからの受信信号又は前記受信キ ャリブレーシヨン信号のいずれか一方を前記無線受信器に入力する切替器を具 備する請求項 1記載のキヤリブレ一ション装置。
6 . 前記アレーアンテナからの受信信号と前記受信キヤリブレーション信号と を多重して前記無線受信器に入力する多重器を具備する請求項 1記載のキヤリ ブレーション装置。
7 . 前記複数の無線受信器が出力する信号から前記検出器における検出の対象 となる信号を選択する選択器を具備する請求項 1記載のキヤリブレーション装
8 . 前記受信キャリブレーション信号と送信キヤリブレ一ション信号との相関 を検出する相関器と、 前記変調キヤリブレーション信号からタイミング信号を 生成して前記相関器に出力するタイミング調整器と、 を具備し、前記相関器は、 前記タイミング信号に基づいて前記受信キヤリブレ一ション信号と前記送信キ ャリブレーション信号との相関を検出する請求項 2記載のキヤリブレーション
9 . 前記受信キヤリブレーション信号と送信キヤリブレーション信号との相関 を検出する相関器と、 前記変調キヤリブレーション信号の送信タイミングを制 御する送信タイミング信号を生成する送信タイミング制御器と、 前記送信タィ ミング信号から相関検出タイミング信号を生成する相関検出タイミング信号生 成器と、 を具備し、 前記相関器は、 前記相関検出タイミング信号に基づいて前 記受信キャリブレーション信号の相関を検出することを特徴とする請求項 2記 載のキヤリブレーション装置。
1 0 . 口一カル信号を発生する信号発生器を具備し、 前記信号発生器は、 前記 ローカル信号を前記キヤリブレーション信号送信器及び前記複数の無線受信器 に与えることを特徴とする請求項 1記載のキヤリブレーション装置。
1 1_, 前記検出器は、 前記相関器が出力する前記複数の無線受信器の相関値を 記憶又は出力する請求項 8記載のキヤリブレーション装置。
1 2 . 前記検出器は、 前記検出した相関に基づいて基準識別点からの位相差及 び振幅比の少なくとも一方を検出する請求項 8記載のキヤリブレーション装置。 1 3 . アレーアンテナに対応して設けられた複数の無線送信器に無線通信に使 用する帯域と同一又はそれに近似した帯域のキヤリブレーション信号をそれぞ れ入力する複数のキヤリブレーション信号生成器と、 前記キヤリブレーション 信号を無線受信器へ伝送する伝送器と、 前記無線受信器から出力される受信キ ヤリブレ一ション信号を用いて前記無線送信器の遅延特性及び振幅特性の少な くとも一方を検出する検出器と、 を具備するキヤリブレーション装置。
1 4 . 前記キャリブレーション信号生成器は、 キャリブレーション信号を発生 するコード発生器と、 前記キャリブレーション信号を変調して変調キヤリブレ —シヨン信号を生成する変調器と、 を具備する請求項 1 3記載のキヤリブレー シヨン装置。
1 5 . 前記複数の無線送信器の出力を多重する合成器と、 前記各無線送信器の 送信タイミングに基づいて前記受信キャリブレーション信号と前記キヤリブレ ーシヨン信号との相関を検出する相関器と、 を具備し、 前記検出器は、 前記相 関器の出力信号に基づいて前記無線送信器の遅延特性及び振幅特性の少なくと も一方を検出する請求項 1 3記載のキャリブレーション装置
1 6 . 前記無線送信器から出力される信号又は前記合成器から出力される信号 のレベルを変化させる調整器を具備し、 前記検出器は、 各信号レベル毎に前記- 複数の無線送信器における遅延特性及び振幅特性の少なくとも一方を検出する 請求項 1 3記載のキャリブレーション装置。
1 7 . 前記検出器は、 前記調整器がキヤリブレーション信号を複数の信号レべ ルに変化させた場合、 この複数の信号レベルに対応した複数の測定点に基づい て補間処理を行う補間器を具備する請求項 1 6記載のキヤリブレ一ション装置。 1 8_. 制御信号に基づいて、 前記アレーアンテナからの受信信号又は前記受信 キヤリブレーション信号のいずれか一方を前記無線受信器に入力する切替器を 具備する請求項 1 3記載のキャリブレーション装置。
1 9 . 前記アレーアンテナからの受信信号と前記受信キャリブレーション信号 とを多重して前記無線受信器に入力する多重器を具備する請求項 1 3記载のキ ャリブレーション装置。
2 0 . 前記各無線送信器の送信タイミングから単一の送信タイミングを選択し て前記相関器に出力する送信タイミング切替器を具備する請求項 1 5記載のキ ャリブレーション装置 ϋ
2 1 . 口一カル信号を発生する信号発生器を備え、 前記信号発生器は、 前記口 一カル信号を前記複数の無線送信器及び前記無線受信器に与える請求項 1 3記 載のキヤリブレーション装置。
2 2 . 前記検出器は、 前記相関器が出力する前記無線送信器の相関値を記憶又 δ は出力する請求項 1 5記載のキャリブレーション装置。
2 3 . 前記検出器は、 前記検出した相関に基づいて基準識別点からの位相差及 び振幅比の少なくとも一方を検出する請求項 1 5記載のキヤリブレーション装 置。
2 4 . キ リブレーショ ン装置を備えた通信装置であって、 前記キヤリブレー0 シヨン装置は、 無線通信に使用する帯域と同一又はこれに近似した帯域のキヤ リブレーショ ン信号を受信キヤリァ周波数で送信するキヤリブレーション信号 送信器と、 前記キヤリブレ一ション信号をァレーアンテナに対応して設けられ た複数の無線受信器へ伝送する伝送器と、 前記無線受信器から出力される受信 キヤリブレーション信号を用いて前記無線受信器の遅延特性及び振幅特性の少5 なくとも一方を検出する検出器と、 を具備する
2 5 . キヤリブレーション装置を備えた通信装置であって、 前記キヤリブレー ション装置は、 アレーアンテナに対応して設けられた複数の無線送信器に無線 通信」こ使用する帯域と同一又はそれに近似 tた帯域のキヤリブレーション信号 をそれぞれ入力する複数のキヤリブレ一ション信号生成器と、 前記キヤリブレ0 ーシヨン信号を無線受信器へ伝送する伝送器と、 前記無線受信器から出力され る受信キヤリブレーション信号を用いて前記無線送信器の遅延特性及び振幅特 性の少なくとも一方を検出する検出器と、 を具備する
2 6 . 無線通信に使用する帯域と同一又はそれに近似した帯域のキヤリブレ一 シヨン信号を発生し、 このキャリブレーション信号を無線受信器に送信し、 前5 記無線受信器の遅延特性及び振幅特性の少なくとも一方を検出するキヤリブレ —ション方法。
2 7 . 無線通信に使用する帯域と同一又はそれに近似した帯域のキヤリブレー シヨン信号を発生し、 このキヤリブレーシヨン信号を無線送信器から無線受信 器に送信し、 前記無線送信器の遅延特性及び振幅特性の少なくとも一方を検出 するキヤリブレーション方法。
PCT/JP1999/003196 1998-06-18 1999-06-16 Dispositif d'etalonnage WO1999066685A1 (fr)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AU42889/99A AU4288999A (en) 1998-06-18 1999-06-06 Calibration device
US09/485,822 US6708020B1 (en) 1998-06-18 1999-06-16 Calibration device
EP99957126A EP1003310A4 (en) 1998-06-18 1999-06-16 CALIBRATION DEVICE

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP10/171014 1998-06-18
JP17101498A JP3519276B2 (ja) 1998-06-18 1998-06-18 キャリブレーション装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1999066685A1 true WO1999066685A1 (fr) 1999-12-23

Family

ID=15915508

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP1999/003196 WO1999066685A1 (fr) 1998-06-18 1999-06-16 Dispositif d'etalonnage

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6708020B1 (ja)
EP (1) EP1003310A4 (ja)
JP (1) JP3519276B2 (ja)
CN (1) CN1161939C (ja)
AU (1) AU4288999A (ja)
WO (1) WO1999066685A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1161002A1 (en) * 2000-01-13 2001-12-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Array antenna radio communication apparatus and calibration method

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ID27970A (id) 1998-08-05 2001-05-03 Sanyo Electric Co Radas radio dan metode kalibrasi untuk itu
AU781595B2 (en) * 1999-04-06 2005-06-02 Kyocera Corporation Adaptive array apparatus
JP2001238134A (ja) 2000-02-23 2001-08-31 Sony Corp 固体撮像素子およびその駆動方法並びにカメラシステム
JP2001267990A (ja) * 2000-03-21 2001-09-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd アレイアンテナ基地局装置
JP3444270B2 (ja) * 2000-05-23 2003-09-08 日本電気株式会社 アレーアンテナ受信装置の校正システム
JP4306098B2 (ja) * 2000-06-30 2009-07-29 株式会社デンソー 通信装置
US7072315B1 (en) 2000-10-10 2006-07-04 Adaptix, Inc. Medium access control for orthogonal frequency-division multiple-access (OFDMA) cellular networks
US6947748B2 (en) 2000-12-15 2005-09-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
JP4226442B2 (ja) * 2002-11-14 2009-02-18 パナソニック株式会社 無線通信装置
US7146146B2 (en) * 2003-01-31 2006-12-05 Ditrans Ip, Inc. Systems and methods for coherent adaptive calibration in a receiver
JP4414804B2 (ja) * 2004-03-30 2010-02-10 株式会社光電製作所 受信装置および受信方法
EP1791277A1 (de) * 2005-11-28 2007-05-30 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Anordnung zur Kalibrierung von Sendepfaden eines Antennensystems
JP5170739B2 (ja) * 2007-11-05 2013-03-27 日本無線株式会社 補正手段付時分割２重送受信装置
JP2010177831A (ja) * 2009-01-28 2010-08-12 Nec Corp チャネル間遅延補正回路及びそれに用いるチャネル間遅延補正方法
JP2010258503A (ja) * 2009-04-21 2010-11-11 Nec Engineering Ltd Ｔｄｄ方式無線通信装置
CN103026782B (zh) 2010-06-03 2016-05-04 诺基亚通信公司 基站校准
CN102571170B (zh) * 2011-12-23 2014-11-19 北京遥测技术研究所 一种实时校准上行天线组阵链路变化的方法
FR3012683B1 (fr) * 2013-10-29 2017-03-10 Commissariat Energie Atomique Etalonnage d'un reseau d'antennes
US9531428B2 (en) * 2015-03-03 2016-12-27 Mediatek Inc. Wireless communication calibration system and associated method
WO2018070168A1 (ja) * 2016-10-13 2018-04-19 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 通信装置、および通信システム
CN111077371B (zh) * 2018-10-19 2021-02-05 大唐移动通信设备有限公司 一种提高相位测量精度的方法和装置
US11640004B2 (en) * 2019-09-27 2023-05-02 Orolia Canada Inc. Wavefront global navigation satellite system and interference simulator systems and methods of use thereof
US11411662B2 (en) * 2020-12-18 2022-08-09 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Calibration system

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01149567A (ja) * 1987-12-07 1989-06-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 電波伝搬特性測定装置
JPH0219034A (ja) * 1988-07-07 1990-01-23 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> ダイバーシチ受信法
JPH04261248A (ja) * 1991-01-25 1992-09-17 Mitsubishi Electric Corp 一括復調装置
JPH06201742A (ja) * 1993-01-06 1994-07-22 Fujitsu Ltd 受信信号の周波数識別回路の補正法
JPH0730461A (ja) * 1993-07-14 1995-01-31 Nec Corp 自動車電話システムの試験用送受信機
JPH0879191A (ja) * 1994-08-31 1996-03-22 Fujitsu Ltd 多重伝搬特性測定装置
JPH09266464A (ja) * 1996-03-28 1997-10-07 Anritsu Corp 無線機試験装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4119964A (en) * 1976-10-28 1978-10-10 Nasa Systems and methods for determining radio frequency interference
US4140972A (en) * 1977-04-11 1979-02-20 Nasa System for synchronizing synthesizers of communication systems
JP3097197B2 (ja) 1991-07-26 2000-10-10 ソニー株式会社 無線通信装置
US5248982A (en) * 1991-08-29 1993-09-28 Hughes Aircraft Company Method and apparatus for calibrating phased array receiving antennas
US5995539A (en) * 1993-03-17 1999-11-30 Miller; William J. Method and apparatus for signal transmission and reception
US6101399A (en) * 1995-02-22 2000-08-08 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Jr. University Adaptive beam forming for transmitter operation in a wireless communication system
JPH0918528A (ja) 1995-06-27 1997-01-17 Sony Corp 制御信号検出方法及び無線受信装置
EP0938204A4 (en) * 1997-03-18 2005-01-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd CALIBRATION DEVICE FOR WIRELESS RECEIVER OF NETWORK ANTENNA
JPH10336149A (ja) * 1997-05-28 1998-12-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd アレーアンテナ無線ｃｄｍａ通信装置
FI106669B (fi) * 1997-08-20 2001-03-15 Nokia Networks Oy Lähetysmenetelmä ja radiojärjestelmä
JP3504495B2 (ja) * 1998-04-28 2004-03-08 松下電器産業株式会社 アレーアンテナ無線通信装置
US6449466B1 (en) * 1998-12-30 2002-09-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Adaptive digital pre-distortion correction circuit for use in a transmitter in a digital communication system and method of operation
JP2002261668A (ja) * 2001-03-01 2002-09-13 Hitachi Kokusai Electric Inc 通信機
KR100444822B1 (ko) * 2001-08-07 2004-08-18 한국전자통신연구원 적응 배열 안테나 시스템의 오차 보정 장치 및 그 방법

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01149567A (ja) * 1987-12-07 1989-06-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 電波伝搬特性測定装置
JPH0219034A (ja) * 1988-07-07 1990-01-23 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> ダイバーシチ受信法
JPH04261248A (ja) * 1991-01-25 1992-09-17 Mitsubishi Electric Corp 一括復調装置
JPH06201742A (ja) * 1993-01-06 1994-07-22 Fujitsu Ltd 受信信号の周波数識別回路の補正法
JPH0730461A (ja) * 1993-07-14 1995-01-31 Nec Corp 自動車電話システムの試験用送受信機
JPH0879191A (ja) * 1994-08-31 1996-03-22 Fujitsu Ltd 多重伝搬特性測定装置
JPH09266464A (ja) * 1996-03-28 1997-10-07 Anritsu Corp 無線機試験装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1003310A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1161002A1 (en) * 2000-01-13 2001-12-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Array antenna radio communication apparatus and calibration method
EP1161002A4 (en) * 2000-01-13 2006-06-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd NETWORK ANTENNA RADIO COMMUNICATION APPARATUS AND CALIBRATION METHOD

Also Published As

Publication number Publication date
CN1273729A (zh) 2000-11-15
JP2000013454A (ja) 2000-01-14
EP1003310A1 (en) 2000-05-24
EP1003310A4 (en) 2005-06-01
CN1161939C (zh) 2004-08-11
AU4288999A (en) 2000-01-05
US6708020B1 (en) 2004-03-16
JP3519276B2 (ja) 2004-04-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO1999066685A1 (fr) Dispositif d&#39;etalonnage
KR100336233B1 (ko) 어레이안테나무선수신장치의캘리브레이션장치및방법,지연검출장치,진폭검출장치및기지국장치
JP3369466B2 (ja) アレーアンテナ無線受信装置のキャリブレーション装置
US7043271B1 (en) Radio communication system
US8068874B2 (en) System and method for correcting signal deviations in a radio over fiber network
US20030186725A1 (en) Calibration apparatus for array antenna radio receiving apparatus
EP1120858A2 (en) Adaptive array transceiver apparatus
WO2012147753A1 (ja) 中継衛星および衛星通信システム
US5710977A (en) Apparatus for measuring multipath propagation characteristics
WO2003028153A1 (en) Frequency dependent calibration of a wideband radio system using narrowband channels
JP2006279668A (ja) キャリブレーション装置
US7145508B2 (en) Radio frequency signal receiving apparatus, a radio frequency signal transmitting apparatus, and a calibration method
EP1143559B1 (en) Adaptive array apparatus for correcting phase for forming directional pattern and correction method
EP1093186B1 (en) Radio transmitter and transmission directivity adjusting method
JP4578725B2 (ja) 通信装置およびその送信アレーアンテナ校正方法
KR100777563B1 (ko) 빔조향 및 전파도래각 추정을 위한 기지국의 송/수신 장치
KR100366293B1 (ko) 배열 송수신부의 오차 보정장치 및 방법
JP3813537B2 (ja) Ｃｄｍａ移動通信基地局装置
JPH08265274A (ja) 多重伝搬特性測定装置
JP2003163622A (ja) アダプティブアレーアンテナ装置
JP2021087085A (ja) 無線受信装置
WO2002082679A1 (fr) Recepteur d&#39;antenne reseau
AU2002362566A1 (en) Frequency dependent calibration of a wideband radio system using narrowband channels

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 99801128.2

Country of ref document: CN

AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BY CA CH CN CU CZ DE DK EE ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MD MG MK MN MW MX NO NZ PL PT RO RU SD SE SG SI SK SL TJ TM TR TT UA UG US UZ VN YU ZA ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GH GM KE LS MW SD SL SZ UG ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE BF BJ CF CG CI CM GA GN GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1999957126

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 09485822

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1999957126

Country of ref document: EP

REG Reference to national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: 8642

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 1999957126

Country of ref document: EP