WO1998044623A1

WO1998044623A1 - Convertisseur du type a transformateur

Info

Publication number: WO1998044623A1
Application number: PCT/JP1998/001565
Authority: WO
Inventors: Shinichi Kono; Hajime Makita
Original assignee: Fanuc Ltd
Priority date: 1997-04-03
Filing date: 1998-04-03
Publication date: 1998-10-08
Also published as: JPH10285939A; EP0910162A1; EP0910162A4

Description

明細書

変圧形コンバータ

技術分野

本発明は、 A C — D C変圧形コンバータに関し、詳しくは、回生エネルギーによって出力電圧が設定電圧より高くなつたときに回生動作を行なう変圧形コンバータに関する。

背景技術

工作機械の送り軸モータ等の駆動装置においては、該モータの速度制御を行うためにインバータ装置を備えている。このインバータ装置は交流の三相商用電源を直流に変換するコンバータ部と、この直流電圧を可変電圧、可変周波数の交流に変換するインバータ部を備えている通常コンバータは、 3 相ダイォ一ドブリッジ回路によつて全波整流を行ない直流電圧に変換している。そこでインバータ装置の定格から外れた高い電源電圧によってインバータ装置を作動させる場合には、外部電源にトランスを接続し、該トランスによって電圧を下げ、この下げられた電圧をコンパ一タ部によって直流電圧に変換しインバータ部に入力するようにしてレ、る。

ィンバータ装置の定格から外れた電源電圧でィンバータ装置を作動させようとすると、上述のようにトランスを必要とする。トランスは重量が重く、かつ実装面積が大きくて取扱いに不便である。

発明の開示本発明の目的は、トランスを必要とせずに電源電圧を降圧することが出来る変圧形コンバータを提供することにある。さらに、回生エネルギーによって出力電圧が設定電圧より高くなったときに電源に回生動作を行なう変圧形コンバータを提供することにある。

本発明の一態様によれば、変圧形コンバータは、サイリスタブリッジ回路と、電源電圧がこの電源電圧よりも低い設定値の直流電圧に変換されるようにサイリスタブリッジ回路を位相角制御する制御手段とを備える。制御手段は、回生エネルギーによって直流電圧が設定値を越えたときに、設定値よりも低い交流電源の相間電圧の相に回生エネルギーが順次帰還されるようにサイリスタブリッジ回路を位相角制御する。

本発明の他の態様によれば、変圧形コンバータは、サイリスタブリッジ回路と、サイリスタブリッジ回路の正負の出力端子と夫々順方向に接続された 2 つのダイォードを介して接続された平滑コンデンサと、 2 つのダイォ一ドのカソード間と、アノード間に夫々接続されたスィツチング素子と、サイリスタブリッジ回路とスィッチング素子を制御する制御手段とを備える。制御手段は、力行時にはスイッチング素子をオフにして平滑コンデンサの両端間の電圧が設定値の直流電圧になるようにサイリスタブリッジ回路を位相角制御し、回生時には、スイツチング素子をオンにして設定値よりも低い交流電源の相間電圧の相に平滑コンデンサから順次回生エネルギーが帰還されるようにサイリスタブリッジ回路を位相角制御する。

制御手段は、直流電圧が設定値に保持されるよう、直流電圧の検出値及ぴサイリスタブリッジ回路に流れる電流の検出値を用いて位相角制御の指令電気角を制御するこのとき、直流電圧の設定値と検出値との偏差を求め、比例積分制御を行なって電流指令を求め、求められた電流指令とサイリスタブリッジ回路に流れる電流の検出値との差に基づいて位相角制御の指令電気角が求められる上記の制御手段は、サイリスタブリッジ回路のサイリスタを選択的に点弧するサイリスタ点弧回路と、サイリスタ点弧回路の点呼動作を制御する制御装置とスィツチング素子を制御するスィツチ駆動回路から構成することが出来る。

図面の簡単な説明

図 1 は、本発明の一実施例の変圧形コンバータを用いたモータ制御回路の構成を示すプロック図、

図 2 は、同実施例におけるサイリスタブリッジの位相角制御のブロック図、

図 3 は、同実施例において制御回路が実行する位相角制御の処理フローチャート、

図 4 は、同実施例におけるカ行モードにおける各サイリスタの点弧タイミングと電源相間電圧との関係を示す説明図、

図 5 は、同実施例における回生モードにおける各サイリスタの点弧タイミングと電源相間電圧との関係を示す説明図である。

発明を実施するための最良の形態図 1 は、本発明の一実施例に係る降圧形の変圧形コンバータを用いたモータ駆動制御回路を示す。

コンバータ 1 の入力端子は R ， S , T相の三相交流電源に接続され、出力端子にはインバータ 2 が接続され、インバータ 2 の出力端子には、モータ 3 が接続されている。

コンノータ 1 は、サイリスタ 1 0 R1 、 1 0 R2、 1 0 SI

1 0 S2、 1 0 T1、 1 0 T2で構成されるサイリスタブリツジ回路、ダイオード D l ， D 2 、 I G B T等のスィッチング素子 T l 、 T 2 、平滑コンデンサ C 、コンバータ 1 の出力である直流電圧を検出する電圧検出回路 1 1 、スイッチング素子駆動回路 1 2 、電流検出回路 1 3 、サイリスタ点弧回路 1 4 、入力される交流 3 相電源の位相を検出する入力 3 相位相検出回路 1 5 を備えている。

サイリスタ 1 O R1のアノードにはサイリスタ 1 O R2の力ソードが接続され、このサイリスタ 1 O R1と 1 O R2の直列回路の接続点には 3 相交流電源の R相が接続されてレヽる。同様にサイリスタ 1 O S1と 1 O S2ので構成される同様の直列回路の接続点、サイリスタ 1 O T1と 1 O T2ので構成される同様の直列回路の接続点には、それぞれ 3 相交流電源の S 相、 T相がそれぞれ接続されている。サイリスタ 1 0 R1、 1 0 S1、 1 0 T1の力ソードは順方向に接続されたダイオード D 1 を介して出力端子に出力されサイリスタ 1 0 R2、 1 0 S2、 1 0 T2のアノードは順方向に接続されたダイオード D 2 を介して出力端子に出力されている。又、出力端子間には平滑コンデンサ C が接続されている。

さらに、ダイオード D 1 ， D 2 の力ソード側間にはスイッチング素子 T 1 が、又、アノード側間にはスィッチング素子 T 2 がそれぞれ接続されている。電圧検出回路 1 1 及び電流検出回路 1 3 は夫々、出力電圧（コンデンサ Cの充電電圧）及びコンデンサ C の充放電電流を検出し、制御装置 4 に出力する。又、スイッチング素子駆動回路 1 2 の出力はスイッチング素子 T 1 ， T 2 としての各 I G B T のゲートに接続され、スイッチング素子駆動回路 1 2 は制御装置 4 からの信号によってスイッチング素子 T l , T 2 をオン _ オフさせる。さらに、サイリスタ点弧回路 1 4 と各サイリスタ 1 0 R1、 1 0 R2、 1 0 SI 1 0 S2、 1 0 T1 、 1 0 T2のゲートはそれぞれ接続され、サイリスタ点弧回路 1 4 は制御装置 4 からの指令によつて、後述するパターンで位相角制御を行うことによって各サイリスタをオンさせる。又、入力 3 相位相検出回路 1 5 は、コンバータ 1 に入力される交流 3 相電源の位相を検出し制御装置 4 に入力する。

上述したコンバータ 1 の回路構成は、入力電圧よりも高い電圧を出力する昇圧形コンバータにおいては公知であるが、本発明は、このような回路構成によって、入力電圧を降圧して低い電圧の出力電圧を出力するコンバータを構成すると共に、回生エネルギーを入力電源に回生させることができる降圧形コンバータを提供する。

図 2 は制御装置 4 がコンバータ制御のために行なう制御のブロック図である。指令電圧 V crnd から電圧検出回路 1 1 で検出された直流電圧 V d cを減じて電圧偏差 ν ε を求める。電圧偏差 ν ε に比例ゲイン K 1 を乗じた値と電圧偏差 V ε を積算し積分ゲイン Κ 2 を乗じた値を加算して電流指令 I cmd を求める。すなわち、指令電圧に対する比例積分のフィードバック制御を行ない電流指令 I cmd を求める。電流指令 I cmd カゝら電流検出回路 1 3 で検出された電流 I d cを減じて得られた電流偏差 I ε に比例ゲイン Κ 3 を乗じ、基準となる相に通電する指令電気角 0 を求める。電気角 0 より制御装置 4 はゲートアレー回路によって各相の通電タイミングを制御し、サイリスタ点弧回路 1 4 を制御して各サイリスタを点弧し、位相角制御を行なう。図 2 に示した制御系及び各サイリスタを点弧する位相角制御の方法は、従来と同様であるが、モータ 3 にブレーキがかけられ回生モードになったとき回生エネルギーが電源に帰還するために位相角制御を行う点が相違するものである。

すなわち、電圧検出回路 1 1 で検出される直流電圧 V d cが設定指令電圧 V cmd より上昇したとき、スィッチング駆動回路 1 2 によりスイッチング素子 T 1 ， T 2 がォンにされ、回生エネルギーが電源に帰還するように各サイリスタが点弧される。

図 3 は、モータ 3 を制御する制御装置 4 のプロセッサが実行するコンバータ制御処理のフローチヤ一トである制御装置のプロセッサはこの処理を所定周期毎に実行する。

まず、電源投入時の初期設定に於いて、カ行モード z 回生モードを示すフラグ F は「 0 」にセットされ、カ行モードが設定される。電圧の比例積分フイードバック制御を行なうためのアキュムレータ Aも「 0 」にセットされ、スイッチング駆動回路 1 2 には、スイッチング素子 T 1 , T 2 をオフ状態にする指令が出力される。

プロセッサが処理を開始すると、まず、設定指令電圧 V cmd から、電圧検出回路 1 1 で検出された直流電圧 V d cを減算して電圧偏差 V £ を求める（ステップ S 1 ) 。なお、最初はコンデンサ C に充電されていないカゝら検出電圧 V d cは「 0 」である。

次に、電圧偏差 V ε が「 0 」以上か否かを判断し（ステツプ S 2 ) 、「 0 」以上であれば、フラグ F 力「 0 」か否かを判断し（ステップ S 3 ) 、最初はフラグ F が「 0 」にセットされている力ら、ステップ S 4 に移行して、アキュムレータ Α に電圧偏差 V E を加算して積分処理を行なう。次に、電圧偏差 ν ε に比例ゲイン K 1 を乗じた値に、アキュムレータ Α に記憶された値に積分ゲイン K 2 を乗じた値を加算して電流指令 I cmd を求める ( ステップ S 5 ) 。このステップ S 5 の処理が上述した W

電圧のフィードバック制御処理に該当する。求められた電流指令 I cmd から電流検出回路 1 3 で検出された直流電流 I dcを減じて電流偏差 I ε を求める。電流偏差 I Ε に電流ゲイン Κ 3 を乗じて、基準電気角 0 を求める（ステツプ S 6 ， S 7 ) 。求められた電気角 0 をレジスタ R に格納すると共に出力して（ステップ S 8 ， S 9 ) 当該周期の処理を終了する。

こうして求められた電気角 0 と、位相検出回路 1 5 で検出された電源の位相とに基づいて、従来と同様にゲートアレイ回路によって各相のサイリスタ点弧指令がサイリスタ点弧回路 1 4 に出力され、サイリスタ点弧回路 1 4 は、この点弧指令に基づいて各サイリスタを順次点弧することになる。

以下、電圧偏差 V ε が負にならなければ、ステップ s 1 〜 S 9 の処理を各周期毎実行し、サイリスタ 1 O Rl 、 1 0 R2、 1 0 S1 、 1 0 S2、 1 0 T1、 1 0 T2が指令電気角 Θ に基づいて後述するように点弧されてコンデンサじが充電される。

図 4 は、検出直流電圧 V dcが指令電圧 V cmd以下であつてカ行モードにおけるサイリスタの点弧タイミング、出力直流電圧及び指令電圧 V cmdとの関係を示す。

この実施例では、 R相と S 相間の相間電圧 R — S を基準として、制御装置 4 のプロセッサによって求められた指令電気角 0 は、 R _ S 相に対する指令としている。そして指令電圧 V cmd が 3 0 O V に設定された例を示している。

最初は、コンデンサ C の充電電圧は「 0 」で検出電圧は「 0 」であるから、電圧偏差 V ε は正の大きな値となり、指令電流 I cmd も大きな値となって、指令電気角 0 も大きな値となる。そして、コンデンサ C が充電され出力電圧が指令電圧 V cmd = 3 0 0 V に近付くと電圧偏差 V ε は小さくなり指令電気角 0 も小さい値となる。

図 4 の例では、指令電気角 0 が 4 0 度〜 4 5 度程度であつたときの状態を示している。説明を簡略化するため指令電気角 0 が 4 0 度であるとすると、サイリスタ点弧回路 1 4 は、サイリスタ 1 0 R1、 1 0 S2を電気角 0 = 4 0 度の位置でオンする。そうすると、 R相端子からサイリスタ 1 0 R1、ダイオード D 1 、コンデンサ C 、ダイォード D 2 、サイリスタ 1 0 S2、 S 相端子と電流が流れ、コンデンサ C には R _ S 相間電圧が印加される。電気角 Θ = 4 0 度の位置では、 R — S 相間電圧の方がコンデンサ C の充電電圧より高いので、コンデンサ C は充電されることになる。そして、 R — S 相間電圧がコンデンサ C の充電電圧よりも低下しても、回路中のインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって、図 4 に示すように電流が流れ、その後サイリスタ 1 0 R1、 1 O S2に逆電圧が印カ卩されることになり、サイリスタ 1 0 R1 、 1 0 S2はォフとなる。

そして、 R — S 相に対する指令電気角 4 0 度に対して 6 0 度の位相差を持つ一 2 0 度の位置ではサイリスタ 1 0 Rl 、 1 0 T2が点弧され、 R _ T相間電圧が同様にコンデンサ C に印加され、充電される。さらに 6 0 度遅れた指令電気角 0 より 1 2 0 度位相差のある一 8 0 度の位置ではサイリスタ 1 0 S 1 、 1 0 Τ2が点弧され、 S _ Τ相間電圧がコンデンサ C に印加される。以下 6 0 度遅れる毎に、サイリスタ 1 0 S1 、 1 0 R2の点弧による S — R相間電圧、サイリスタ 1 0 T1 、 1 0 R2の点弧による Τ 一 R相間電圧、サイリスタ 1 0 Τ1 、 1 0 S2の点弧による Τ 一 S 相間電圧、サイリスタ 1 0 R1 、 1 0 S2の点弧による R — S 相間電圧がそれぞれコンデンサ C に印加され充電することになる。

指令電圧 V cmd より検出電圧 V dcが低く、電圧偏差 V ε が大きい正の値であるときには、電気角 0 は大きくなり、図 4 の例では指令電気角 0 は 3 0 度より大きくなりコンデンサ C が指令電圧 V cmd = 3 0 0 V になるように充電する。検出電圧 V dcが指令電圧 V cmdに近付くにつれて電気角 0 は小さくなり、指令電圧 V crad 力 S 3 0 0 V では、電気角 0 は 3 0 度より少し大きな値となる。モータ 3 によって駆動される負荷によって、コンデンサ C の充電電圧が指令電圧 V cmd = 3 0 0 V より低下すれば、その低下分に応じて電圧偏差 V ε が増大し、その増大に応じて電気角が増大して、コンデンサ C を充電することになるカゝら、コンデンサ C の充電電圧 V dcは指令電圧 V cmd に保持されることになる。

一方、モータ Mが減速され回生電流が発生してコンデンサ C がこの回生電流によって充電されて検出電圧 V dcが上昇し指令電圧 V cmd を越えると、ステップ S 1 で算出される電圧偏差 V ε は負となりステップ S 2 力、らステツプ S 1 0 に移行して、フラグ F カ「 1 」か判断する最初は、フラグは「 0 」である力、ら、ステップ S 1 5 に移行してフラグ F を「 1 」にセットして回生モードに切替えると共に、アキュムレータ Αの符号を反転させるそして、回生モードへの切替え指令をスイッチング駆動回路 1 2 に出力してスイッチング素子 T l ， Τ 2 をオンさせ（ステップ S 1 5 〜 1 7 ) 、サイリスタブリッジ回路と平滑コンデンサ C を逆極性に接続する。そして、レジスタ R に記憶された点弧角 0 の符号を反転させ（ステップ S 1 8 ) 、この点弧角 0 を出力する（ステップ S 9 ) 。

例えば、検出電圧 V dcが指令電圧 V cmd より僅かに低く、点弧角 0 が 3 0 度より僅かに大きな値であったときに（以下説明を簡略化するためにこの点弧角を 3 0 度とする）、モータ 4 が減速され回生電流が流れて出力電圧 V dcが指令電圧以上になったとする。そうすると、ステップ S 1 6 で、指令点弧角 0 の符号が反転されるから、一 3 0 度となり、これが出力されて、例えば、サイリスタ 1 0 R1 、 1 O S2は一 3 0 度の位置で点弧されることになる。

図 5 は回生モードにおけるサイリスタの点弧と各相間電圧の関係を表す図である。この図 5 から分かるように — 3 0 度の位置では R — S 相間電圧は— 3 0 0 Vである一方、検出電圧（コンデンサ C の充電電圧） V dcは、指令電圧 V cmd = 3 0 0 V を越えており、この電圧 V dcがスイッチング素子 T l , T 2 のオンにより逆転されて R 相、 S 相端子間に— 3 0 0 V よりも絶対値で大きい電圧が印加されることになる（図 5 におレヽて一 3 0 0 V よりも下側の負の大きい値である）。その結果、電流はコンデンサ C 力、ら、スイッチング素子 T 1 、サイリスタ 1 0 S2、 S 相端子、 R相端子、サイリスタ 1 0 R1 、スィッチング素子 T 2 、コンデンサ C と流れコンデンサ C を放電し充電電圧 V dcを低下させる。

次の周期からは、プロセッサはステップ S 1 で電圧偏差 V ε を求めてこの電圧偏差 V ε が負であれば（ステツプ S 2 ) 、フラグ F 力 S 「 1 j か否かを判断し（ステップ S 1 0 ) 、ステップ S 1 5 でフラグ F は回生モードとして「 1 」にセットされている力ら、ステップ S 1 1 に移行してステップ S 1 で求めた電圧偏差 ν ε の符号を反転させる（この場合、この電圧偏差 ν ε は正の値となる）そしてァクキュムレータ Α にこの符号が反転された速度偏差 ν ε を加算する（ステップ S 4 ) 、アキュムレータ Αの値はステップ S 1 6 で、符号が反転させられ負の値であるから正の電圧偏差が加算されることによって、アキュムレータ Aの値は負で絶対値が小さくなる。そして、このアキュムレータ Aの値に積分ゲイン K 2 を乗じた値に電圧偏差 V ε に比例ゲイン Κ 1 を乗じた値を加算して電流指令 I cmd を求める（ステップ S 5 ) 。アキュムレータ Aの値は負であり、圧力偏差 ν ε は（ステップ S 1 1 の処理で正の値に変換されているから、電流指令 I crad は前周期の電流指令よりもその絶対値が小さい負の値となる。

求められた電流指令 I cmd から検出電流 I dcを滅じて電流偏差 I ε を求める（ステップ S 6 ) 。この電流偏差

I ε も前周期の電流偏差よりもその絶対値が小さい負の値となる。電流偏差 I ε に電流ゲイン Κ 3 を乗じて、基準電気角 0 を求め（ステップ S 7 ) 、この求めた電気角 0 をレジスタ R に格納すると共に出力して（ステップ S 8 ， S 9 ) 当該周期の処理を終了する。求められた電気角 Θ は、電流偏差 I ε が前周期よりもその絶対値が小さい負の値であるから、前周期の電気角よりも絶対値が小さい負の値となる。

こうして求められた電気角 0 と、位相検出回路 1 5 で検出された電源電流の位相に基づいて、従来と同様にゲートアレイ回路によって各相のサイリスタ点弧指令がサイリスタ点弧回路 1 4 に出力され、サイリスタ点弧回路 1 4 は、この点弧指令に基づいて各サイリスタを点弧することになる。

以下、電圧偏差 ν ε が負である限りステップ s 1 、 s

2 、 S 1 0 、 S l l 、 S 4 〜 S 9 の処理を繰り返し実行することになる。

図 5 は、検出直流電圧 V dcが指令電圧 V cmd よりも高い時の上記回生モードにおけるサイリスタの点弧タイミングと出力直流電圧（指令電圧 V cmd ) との関係を示したものである。

スイッチング素子 T l 、 T 2 のオンによってコンデンサ C と電源とはカ行モード時とは逆極性接続されているから、図 4 と比較して、電源の各相間電圧が負電圧の時にサイリスタが点弧されることになる。上述したカ行モードで電気角 0 = 3 0 度よりも僅かに大きい角度でサイリスタの点弧がなされ、出力電圧が指令電圧 V cmd を保持している状態に於いて、検出電圧 V dcが、指令電圧 V cmd ( = 3 0 0 V ) より高くなつた時、電圧偏差 ν ε は負となって、ステップ S 1 7 でスイッチング素子 T 1 ， Τ 2 が切り替えられ、指令電気角 0 は負の値にされ（ Θ = 一 3 0 度より僅かに小さい値）、以後前述した処理でこの指令電気角 0 は絶対値で 3 0 度よりも小さな値の負の値が指令されることになるので、基準の R — S 相間電圧が指令電圧 V cmd ( = - 3 0 0 V ) よりも、絶対値において小さい負の電圧値の時にサイリスタ 1 O Rl 、 1 0 S2が点弧される。その結果、コンデンサ Cの電力はサイリスタ 1 0 R1 , 1 0 s2を介して電源に帰還されることになる。

以下電気角 6 0 度遅れる毎に、サイリスタ 1 O R1及ぴ 1 O T2、サイリスタ 1 O S1及び 1 Ο Τ2、サイリスタ 1 0 S1及び 1 O R2、サイリスタ 1 O T1及び 1 O R2、サイリスタ 1 0 T1及び 1 0 S2、サイリスタ 1 0 R1及び 1 0 S2、 … と順次点弧され、コンデンサ C に蓄積された電力が順次電源に帰還される。

以上のようにして電源回生が行われ、検出電圧 V d cが指令電圧以下となり、ステップ S 2 で電圧偏差 V ε が「 0 」以上と判断されると、ステップ S 3 でフラグ F が「 0 」か判断され、前周期の処理が回生モードであればフラグ F は「 1 」にセットされている力ら、ステップ S 1 2 に移行して、フラグ F を「 0 」にして、アキュムレータ Αの値の符号を反転させ、スイッチング素子 T 1 ， T 2 をオフにしてカ行モードに切り替え（ステップ S 1 3 、 S 1 4 ) 、かつレジスタ R に記憶された指令電気角 0 の符号を反転させて（ステップ S 1 8 ) 、レジスタ R に記憶する指令電気角 0 を出力し（ステップ S 9 ) 、前述したカ行モードの処理を行う。

本発明によれば、交流電源の電圧よりも低い直流電圧をトランスを用レヽることなく得ることができ、し力も、回生エネルギーを電源に帰還することもできる。

Claims

請求の範囲

1 . 交流電源の電源電圧を降圧した直流電圧に変換する変圧形コンバータであって、

サイリスタブリッジ回路と、

前記電源電圧が設定値の直流電圧に変換されるように前記サイリスタブリッジ回路を位相角制御する制御手段とを備え、

前記制御手段は、回生エネルギーによって前記直流電圧が前記設定値を越えたときに、前記交流電源の前記設定値よりも低い相間電圧の相に回生エネルギーが順次帰還されるように前記サイリスタブリッジ回路を位相角制御する、変圧形コンバータ。

2 . 前記制御手段は、前記直流電圧が前記設定値に保持されるよう、前記直流電圧の検出値及び前記サイリスタブリッジ回路に流れる電流の検出値を用いて前記位相角制御の指令電気角を求める、請求の範囲第 1 項に記載の変圧形コンバータ。

3 . 交流電源の電源電圧を降圧した直流電圧に変換する変圧形コンバータであって、

サイリスタブリッジ回路と、

前記サイリスタブリッジ回路の正、負の出力端子と夫々順方向に接続された 2 つのダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、

前記 2 つのダイオードの力ソード間と、アノード間に夫々接続されたスイッチング素子と、前記サイリスタブリッジ回路と前記スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、

前記制御手段は、カ行時には前記スィツチング素子をオフにして前記平滑コンデンサの両端間の電圧が設定値の直流電圧になるように前記サイリスタブリッジ回路を位相角制御し、回生時には、前記スイッチング素子をォンにして前記交流電源の前記設定値よりも低い相間電圧の相に前記平滑コンデンサから順次回生エネルギーが帰還されるように前記サイリスタブリッジ回路を位相角制御する、変圧形コンバータ。

4 . 前記制御手段は、前記直流電圧が前記設定値に保持されるよう、前記平滑コンデンサの両端子間の直流電圧の検出値及び前記サイリスタブリッジ回路と前記平滑コンデンサとの間に流れる電流の検出値を用いて前記位相角制御の指令電気角を制御する、請求の範囲第 3 項に記載の変圧形コンバータ。

5 . 前記制御手段は、設定直流電圧と前記平滑コンデンサの両端子間の直流電圧の検出値との偏差を求め、比例積分制御を行なって電流指令を求め、該電流指令と前記サイリスタブリッジ回路と前記平滑コンデンサ間に流れる電流の検出値との差に基づいて前記位相角制御の指令電気角を求める、請求の範囲第 4 項に記載の変圧形コンノく —タ。

6 . 前記制御手段は、前記サイリスタブリッジ回路のサイリスタを選択的に点弧するサイリスタ点弧回路と、前記サイリスタ点弧回路の点呼動作を制御する制御装置と前記スィツチング素子を制御するスィツチ駆動回路を備える請求の範囲第 3 項乃至第 5 項に記載の変圧形コンバ