JPH06296375A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH06296375A JPH06296375A JP5082840A JP8284093A JPH06296375A JP H06296375 A JPH06296375 A JP H06296375A JP 5082840 A JP5082840 A JP 5082840A JP 8284093 A JP8284093 A JP 8284093A JP H06296375 A JPH06296375 A JP H06296375A
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- converter
- control
- voltage
- current
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】自己消弧能力を持たない電力変換素子によって
構成されるコンバータと、これに接続されるインバータ
で構成される電力変換器において、回生動作を小電流の
場合でも可能にする。 【構成】サイリスタブリッジ３と、フィルタリアクトル
４とコンデンサ５を介して接続されるインバータ８，モ
ータ９により構成される。回生時において、サイリスタ
ブリッジ３の制御回路６は、サイリスタＴｈ１〜４に与
える制御角αをπ／２≦α≦π＋θe に設定し、かつゲ
ート信号幅を（２π−α−θe ）以下に制御する。 【効果】コンバータによる回生電流の範囲を拡大するこ
とによって、インバータの回生電流の大きさによらずコ
ンデンサの電圧を一定にすることができる。
構成されるコンバータと、これに接続されるインバータ
で構成される電力変換器において、回生動作を小電流の
場合でも可能にする。 【構成】サイリスタブリッジ３と、フィルタリアクトル
４とコンデンサ５を介して接続されるインバータ８，モ
ータ９により構成される。回生時において、サイリスタ
ブリッジ３の制御回路６は、サイリスタＴｈ１〜４に与
える制御角αをπ／２≦α≦π＋θe に設定し、かつゲ
ート信号幅を（２π−α−θe ）以下に制御する。 【効果】コンバータによる回生電流の範囲を拡大するこ
とによって、インバータの回生電流の大きさによらずコ
ンデンサの電圧を一定にすることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング素子によっ
て構成される順変換装置と、リアクトルおよびコンデン
サを介し接続される逆変換器により構成される電力変換
装置に関し、特に回生時の制御に関する。
て構成される順変換装置と、リアクトルおよびコンデン
サを介し接続される逆変換器により構成される電力変換
装置に関し、特に回生時の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、交流電源のもとで直流負荷の電力
を制御する場合、サイリスタ等の自己消弧能力を持たな
い半導体素子を用いた順変換器が多く見られた。例えば
川添雄司著「交流電気車両要論」（電気車研究会）第１
７４頁から第１８４頁には、直流電動機を制御する順変
換器（サイリスタコンバータ）が記載されている。
を制御する場合、サイリスタ等の自己消弧能力を持たな
い半導体素子を用いた順変換器が多く見られた。例えば
川添雄司著「交流電気車両要論」（電気車研究会）第１
７４頁から第１８４頁には、直流電動機を制御する順変
換器（サイリスタコンバータ）が記載されている。
【０００３】図７は、直流電動機を制御するサイリスタ
コンバータの一例を示す回路図であり、交流電圧源１，
交流等価インピーダンス２，サイリスタＴｈ１，Ｔｈ
２，Ｔｈ３，Ｔｈ４から構成されるサイリスタブリッジ
３，フィルタリアクトル４，直流電動機１０からなって
いる。
コンバータの一例を示す回路図であり、交流電圧源１，
交流等価インピーダンス２，サイリスタＴｈ１，Ｔｈ
２，Ｔｈ３，Ｔｈ４から構成されるサイリスタブリッジ
３，フィルタリアクトル４，直流電動機１０からなって
いる。
【０００４】サイリスタコンバータの代表的な制御方式
には、対称制御と非対称制御がある。
には、対称制御と非対称制御がある。
【０００５】対称制御においては、サイリスタＴｈ１お
よびＴｈ３，サイリスタＴｈ２およびＴｈ４を電源周期
の半周期内でそれぞれ同じタイミングでゲート信号を与
え、点弧する。
よびＴｈ３，サイリスタＴｈ２およびＴｈ４を電源周期
の半周期内でそれぞれ同じタイミングでゲート信号を与
え、点弧する。
【０００６】また、非対称制御においては、サイリスタ
Ｔｈ１とＴｈ３，Ｔｈ２とＴｈ４はそれぞれ別のタイミ
ングでゲート信号を点弧する。それぞれゲート信号を点
弧するタイミング（制御角）を操作することで、電流の
制御を行う。従来、直流電流の脈流率が小さい事、交流
側の高調波電流が減少する事、力率が向上する事から、
非対称制御が用いられる場合が多かった。
Ｔｈ１とＴｈ３，Ｔｈ２とＴｈ４はそれぞれ別のタイミ
ングでゲート信号を点弧する。それぞれゲート信号を点
弧するタイミング（制御角）を操作することで、電流の
制御を行う。従来、直流電流の脈流率が小さい事、交流
側の高調波電流が減少する事、力率が向上する事から、
非対称制御が用いられる場合が多かった。
【０００７】非対称制御で回生運転を行う場合、コンバ
ータの制御遅れ角αおよび制御進み角βの設定は、転流
失敗を防ぐため、制御進み角βと転流重なり角ｕによっ
て決まる転流余裕角γ＝β−ｕを確保する必要がある。
すなわち、制御遅れ角αの取り得る範囲はπ／２≦α≦
π−βminである。ただし、βmin＝γmin＋ｕ，γ
ｍｉｎはγの最小値である。直流電動機負荷の場合、小
電力の回生時は直流電動機の電圧が低いため短絡モード
があっても大きな電流にはならないので、制御遅れ角が
上記の範囲内であっても、小電流領域までの回生は可能
である。
ータの制御遅れ角αおよび制御進み角βの設定は、転流
失敗を防ぐため、制御進み角βと転流重なり角ｕによっ
て決まる転流余裕角γ＝β−ｕを確保する必要がある。
すなわち、制御遅れ角αの取り得る範囲はπ／２≦α≦
π−βminである。ただし、βmin＝γmin＋ｕ，γ
ｍｉｎはγの最小値である。直流電動機負荷の場合、小
電力の回生時は直流電動機の電圧が低いため短絡モード
があっても大きな電流にはならないので、制御遅れ角が
上記の範囲内であっても、小電流領域までの回生は可能
である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ここで、図１のよう
に、負荷がインバータ駆動の誘導電動機などの定電圧負
荷である場合の回生運転を考える。この場合、電動機の
安定動作を得るため、コンデンサ電圧を一定に保つ必要
がある。以下、説明を簡単にするために、負荷側を直流
電圧源５′で置換した図２のような回路構成を考える。
に、負荷がインバータ駆動の誘導電動機などの定電圧負
荷である場合の回生運転を考える。この場合、電動機の
安定動作を得るため、コンデンサ電圧を一定に保つ必要
がある。以下、説明を簡単にするために、負荷側を直流
電圧源５′で置換した図２のような回路構成を考える。
【０００９】図９は、図２の回路構成において、従来の
直流電動機と同じ非対称制御を用いて回生制御を行った
場合の動作波形であり、Ｅｃｄはコンバータ出力電圧、
ｉd は直流電流、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４はそれぞれサ
イリスタＴｈ１,Ｔｈ２,Ｔｈ３，Ｔｈ４に与えるゲート
信号である。当然ながら、各サイリスタはゲート信号が
ハイでかつ順電圧が印加されるとオンし、通流電流が０
となるとオフする。
直流電動機と同じ非対称制御を用いて回生制御を行った
場合の動作波形であり、Ｅｃｄはコンバータ出力電圧、
ｉd は直流電流、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４はそれぞれサ
イリスタＴｈ１,Ｔｈ２,Ｔｈ３，Ｔｈ４に与えるゲート
信号である。当然ながら、各サイリスタはゲート信号が
ハイでかつ順電圧が印加されるとオンし、通流電流が０
となるとオフする。
【００１０】制御遅れ角αでゲート信号Ｇ１がハイにな
ると、Ｇ４はすでにハイであり、かつサイリスタＴｈ
１，Ｔｈ４には直流電圧Ｅd に相当する電圧が順方向に
印加されているので、図２における直流電圧源５′−Ｔ
ｈ４−Ｔｈ１−フィルタリアクトル４−直流電圧源５′
の経路に電流Ｉｂが流れる。これがバイパス期間ｂに相
当する。次に、制御進み角βにより定まる位相角(π−
β)でＧ３がハイになるので、前記の経路とは別に交流
電圧源１−等価インピーダンス２−Ｔｈ４−Ｔｈ３−交
流電圧源１に電流Ｉｕが流れる。従ってサイリスタＴｈ
４には、（Ｉｂ−Ｉｕ）だけの電流が流れる。これが重
なり期間ｕに相当する。Ｉｂ＝ＩｕとなるとＴｈ４がオ
フして重なり期間ｕが終了し、交流電圧源１−等価イン
ピーダンス２−Ｔｈ１−フィルタリアクトル４−直流電
圧源５′−Ｔｈ３−交流電圧源１の経路にのみ電流が流
れる。ここで、直流電流ｉd はコンバータ出力電圧Ｅcd
と、直流電圧−Ｅd の差引分の電圧で流れる。すなわ
ち、図９の面積Ｓ１に相当する電圧で直流電圧はそのピ
ーク値Ｉdhに達し、面積Ｓ２に相当する電圧で減少して
位相角θc で０となる。
ると、Ｇ４はすでにハイであり、かつサイリスタＴｈ
１，Ｔｈ４には直流電圧Ｅd に相当する電圧が順方向に
印加されているので、図２における直流電圧源５′−Ｔ
ｈ４−Ｔｈ１−フィルタリアクトル４−直流電圧源５′
の経路に電流Ｉｂが流れる。これがバイパス期間ｂに相
当する。次に、制御進み角βにより定まる位相角(π−
β)でＧ３がハイになるので、前記の経路とは別に交流
電圧源１−等価インピーダンス２−Ｔｈ４−Ｔｈ３−交
流電圧源１に電流Ｉｕが流れる。従ってサイリスタＴｈ
４には、（Ｉｂ−Ｉｕ）だけの電流が流れる。これが重
なり期間ｕに相当する。Ｉｂ＝ＩｕとなるとＴｈ４がオ
フして重なり期間ｕが終了し、交流電圧源１−等価イン
ピーダンス２−Ｔｈ１−フィルタリアクトル４−直流電
圧源５′−Ｔｈ３−交流電圧源１の経路にのみ電流が流
れる。ここで、直流電流ｉd はコンバータ出力電圧Ｅcd
と、直流電圧−Ｅd の差引分の電圧で流れる。すなわ
ち、図９の面積Ｓ１に相当する電圧で直流電圧はそのピ
ーク値Ｉdhに達し、面積Ｓ２に相当する電圧で減少して
位相角θc で０となる。
【００１１】ここで、上記のようにＴｈ４がオフするた
めには、重なり期間ｕにおいて電源電圧Ｅs が正でなく
てはならない。すなわち、制御進み角βは重なり角ｕよ
りも必ず大きくする（図９の余裕角γを正とする）必要
がある。さもなくばバイパス期間ｂが終了せず、過大電
流が流れる。
めには、重なり期間ｕにおいて電源電圧Ｅs が正でなく
てはならない。すなわち、制御進み角βは重なり角ｕよ
りも必ず大きくする（図９の余裕角γを正とする）必要
がある。さもなくばバイパス期間ｂが終了せず、過大電
流が流れる。
【００１２】従って、制御進み角βには、下限値βmin
が存在し、制御遅れ角αの取り得る範囲はπ／２≦α＜
π−βmin である。このため、回生電流を小さくしよう
としても、面積Ｓ１は０にならないので、ある大きさの
直流電流が流れる。図８に最小制御進み角βmin をそれ
ぞれ４５度，４０度，３５度，３０度とした場合の回生
電流の値を示す。ただし、一般性を期すため、定格電流
を１００％としている。
が存在し、制御遅れ角αの取り得る範囲はπ／２≦α＜
π−βmin である。このため、回生電流を小さくしよう
としても、面積Ｓ１は０にならないので、ある大きさの
直流電流が流れる。図８に最小制御進み角βmin をそれ
ぞれ４５度，４０度，３５度，３０度とした場合の回生
電流の値を示す。ただし、一般性を期すため、定格電流
を１００％としている。
【００１３】図８に示されるように、制御遅れ角を最大
限にとっても、直流電流をある程度以上小さくできない
ことがわかる。このことから、インバータからの回生電
流が図８の下限値より小さい場合、コンデンサ５の電圧
Ｅd が低下し、インバータに電力を供給されている電動
機が、安定な動作をできないという問題が生じる。
限にとっても、直流電流をある程度以上小さくできない
ことがわかる。このことから、インバータからの回生電
流が図８の下限値より小さい場合、コンデンサ５の電圧
Ｅd が低下し、インバータに電力を供給されている電動
機が、安定な動作をできないという問題が生じる。
【００１４】一方、図２の回路構成において、バイパス
期間や重なり期間のない対称制御を用いる場合にも、以
下のような問題が発生する。
期間や重なり期間のない対称制御を用いる場合にも、以
下のような問題が発生する。
【００１５】図４はこの場合の動作波形である。ゲート
信号幅は、停電や電圧低下などでサイリスタが一時的に
切れた場合でも、必要な期間内にはもう一度点弧するよ
うに単相電源ではπ（１８０度）だけの幅を出力する。
ここでさらに制御遅れ角αを大きくしていき、α＞π−
θe となると、電気角θ＝２π−θe において、正電圧
がかかり、かつゲート信号が入るので、いったん切れた
サイリスタが再点弧する。ここで、θe は交流電圧と直
流電圧が等しくなる電気角である。このため、重なり期
間が生じる。しかし、制御遅れ角αはπに近いため転流
余裕角を確保できず転流失敗し、過大電流が流れる。つ
まり、定電圧源を持つ負荷に対しては、対称制御を用い
ても制御遅れ角αの範囲がπ／２≦α≦π−θe の範囲
に限られるため、やはり小電流領域の回生ができない。
信号幅は、停電や電圧低下などでサイリスタが一時的に
切れた場合でも、必要な期間内にはもう一度点弧するよ
うに単相電源ではπ（１８０度）だけの幅を出力する。
ここでさらに制御遅れ角αを大きくしていき、α＞π−
θe となると、電気角θ＝２π−θe において、正電圧
がかかり、かつゲート信号が入るので、いったん切れた
サイリスタが再点弧する。ここで、θe は交流電圧と直
流電圧が等しくなる電気角である。このため、重なり期
間が生じる。しかし、制御遅れ角αはπに近いため転流
余裕角を確保できず転流失敗し、過大電流が流れる。つ
まり、定電圧源を持つ負荷に対しては、対称制御を用い
ても制御遅れ角αの範囲がπ／２≦α≦π−θe の範囲
に限られるため、やはり小電流領域の回生ができない。
【００１６】本発明の目的は、直流電圧を一定に保った
ままで、０までの小電流の回生を可能とする制御装置を
提供することにある。
ままで、０までの小電流の回生を可能とする制御装置を
提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的は回生制御時
に、ゲート信号の制御遅れ角を１８０°以上に設置する
ことにより達成される。またゲート信号幅を（２π−α
−θe ）以下とすることで再点弧を防止する。さらに制
御遅れ角αをπ／２≦α≦π＋θe に設定する。
に、ゲート信号の制御遅れ角を１８０°以上に設置する
ことにより達成される。またゲート信号幅を（２π−α
−θe ）以下とすることで再点弧を防止する。さらに制
御遅れ角αをπ／２≦α≦π＋θe に設定する。
【００１８】
【作用】ゲート信号幅を制限することによって、制御遅
れ角の設定範囲が拡大する。これにより回生電流を０ま
で連続に制御できるため、コンデンサ電圧を一定に保つ
ことができる。
れ角の設定範囲が拡大する。これにより回生電流を０ま
で連続に制御できるため、コンデンサ電圧を一定に保つ
ことができる。
【００１９】
【実施例】図１に本発明の一実施例を示す。図１におい
て、１は交流電圧源、２は電源内部インピーダンスや、
配線インピーダンス等の交流側の等価インピーダンス、
３はブリッジ接続されたサイリスタＴｈ１〜４によって
構成されるサイリスタブリッジ、４はフィルタリアクト
ル、５はコンデンサ、６１，６２は電圧検出器、６３は
電流検出器、７は順変換器であるはコンバータ制御回
路、８は逆変換器であるインバータ回路、９は誘導電動
機、１１は力行／回生切り換えスイッチである。
て、１は交流電圧源、２は電源内部インピーダンスや、
配線インピーダンス等の交流側の等価インピーダンス、
３はブリッジ接続されたサイリスタＴｈ１〜４によって
構成されるサイリスタブリッジ、４はフィルタリアクト
ル、５はコンデンサ、６１，６２は電圧検出器、６３は
電流検出器、７は順変換器であるはコンバータ制御回
路、８は逆変換器であるインバータ回路、９は誘導電動
機、１１は力行／回生切り換えスイッチである。
【００２０】また、コンバータ制御回路７中において、
減算器７１および電圧制御器７２により直流電圧設定値
Ｅd*と電圧検出器６２から検出された直流電圧Ｅd か
ら、直流電流指令値ｉd*を発生し、これと直流電流ｉd
を減算器７３で減算し、電流制御器７４により制御遅れ
角αを発生する。
減算器７１および電圧制御器７２により直流電圧設定値
Ｅd*と電圧検出器６２から検出された直流電圧Ｅd か
ら、直流電流指令値ｉd*を発生し、これと直流電流ｉd
を減算器７３で減算し、電流制御器７４により制御遅れ
角αを発生する。
【００２１】また、電源電圧Ｅs を電圧検出器６１で検
出し、実効値算出器７５で実効値Ｖを、位相発生器７８
で位相θを発生する。電源電圧実効値Ｖと直流電圧Ｅd
から、関数発生器７６により、電源電圧Ｅs と直流電圧
Ｅd が一致する位相角θe を求める。
出し、実効値算出器７５で実効値Ｖを、位相発生器７８
で位相θを発生する。電源電圧実効値Ｖと直流電圧Ｅd
から、関数発生器７６により、電源電圧Ｅs と直流電圧
Ｅd が一致する位相角θe を求める。
【００２２】減算器７７で２πからθe と制御遅れ角α
を差し引き、最小値選択器８０で減算器７７の出力とπ
のうち、いずれか小さい方を選択することにより、ゲー
ト信号幅Ｗを得る。ゲート信号発生器７９は、制御遅れ
角αおよびゲート信号幅Ｗ，位相角θと比較する事によ
り、所定のゲート信号を発生する。
を差し引き、最小値選択器８０で減算器７７の出力とπ
のうち、いずれか小さい方を選択することにより、ゲー
ト信号幅Ｗを得る。ゲート信号発生器７９は、制御遅れ
角αおよびゲート信号幅Ｗ，位相角θと比較する事によ
り、所定のゲート信号を発生する。
【００２３】以下、図１のコンバータ主回路の回生動作
時の回路図である図２と、動作波形である図３，図４，
図５を用いて、図１の実施例の動作を説明する。
時の回路図である図２と、動作波形である図３，図４，
図５を用いて、図１の実施例の動作を説明する。
【００２４】まず図３の動作波形を説明する。これは、
回生電流を小さくするために、制御角αがα＞αd（αd
は直流電流ｉd が連続しなくなり、断続し始める限界と
なる場合の制御角）となった場合について説明する。こ
こで、αd は下記の式で表される。
回生電流を小さくするために、制御角αがα＞αd（αd
は直流電流ｉd が連続しなくなり、断続し始める限界と
なる場合の制御角）となった場合について説明する。こ
こで、αd は下記の式で表される。
【００２５】
【数１】
【００２６】制御遅れ角αを大きくし、電流ｉd が小さ
く断続となる場合において、サイリスタＴｈ１、および
Ｔｈ３にゲート信号Ｇ１，Ｇ３を同時に与えると、順方
向電圧が加わっていることからＴｈ１およびＴｈ３がタ
ーンオンし電流が流れはじめ、コンバータ出力電圧Ｅcd
と直流電圧−Ｅd が囲む面積Ｓ１とＳ２が等しくなる電
気角θc まで電流が流れる。以降はＴｈ２、およびＴｈ
４にゲート信号が同時に与えられるまで電流は途切れ
る。交流電圧Ｅs の変化とともにＴｈ２、およびＴｈ４
に順方向電圧が加わり、所定の電気角でゲート信号Ｇ
２，Ｇ４を与え、同様の動作を行う。
く断続となる場合において、サイリスタＴｈ１、および
Ｔｈ３にゲート信号Ｇ１，Ｇ３を同時に与えると、順方
向電圧が加わっていることからＴｈ１およびＴｈ３がタ
ーンオンし電流が流れはじめ、コンバータ出力電圧Ｅcd
と直流電圧−Ｅd が囲む面積Ｓ１とＳ２が等しくなる電
気角θc まで電流が流れる。以降はＴｈ２、およびＴｈ
４にゲート信号が同時に与えられるまで電流は途切れ
る。交流電圧Ｅs の変化とともにＴｈ２、およびＴｈ４
に順方向電圧が加わり、所定の電気角でゲート信号Ｇ
２，Ｇ４を与え、同様の動作を行う。
【００２７】図４に、回生電流を小さくするためさらに
制御遅れ角αをπに近づけていき、α＞π−θe の場合
の動作波形につき説明する。ここで、θe はＥd ＝Ｅs
となるときの電気角で、
制御遅れ角αをπに近づけていき、α＞π−θe の場合
の動作波形につき説明する。ここで、θe はＥd ＝Ｅs
となるときの電気角で、
【００２８】
【数２】
【００２９】で表される。
【００３０】ここで通常の対称制御を用いると、図３の
動作時と同様にＴｈ１、およびＴｈ３がターンオンし、
電流が流れ、θc で０となる。しかし、電気角が２π−
θeとなるとゲート信号が与えられているＴｈ１、およ
びＴｈ３に再び順方向電圧が加わり、これらが再点弧し
電流が流れる。また、位相角（π＋α）において、ゲー
ト信号Ｇ２，Ｇ４がハイになると、Ｔｈ２、およびＴｈ
４がオンし、すべてのサイリスタがオンする電流重なり
が起こる。この時、交流電圧源電圧Ｅs は低いためＴｈ
１、およびＴｈ３が消弧できず過大電流が流れるといっ
た問題が生じる。従って、制御遅れ角αは最大（π−θ
e ）に限定されることになる。
動作時と同様にＴｈ１、およびＴｈ３がターンオンし、
電流が流れ、θc で０となる。しかし、電気角が２π−
θeとなるとゲート信号が与えられているＴｈ１、およ
びＴｈ３に再び順方向電圧が加わり、これらが再点弧し
電流が流れる。また、位相角（π＋α）において、ゲー
ト信号Ｇ２，Ｇ４がハイになると、Ｔｈ２、およびＴｈ
４がオンし、すべてのサイリスタがオンする電流重なり
が起こる。この時、交流電圧源電圧Ｅs は低いためＴｈ
１、およびＴｈ３が消弧できず過大電流が流れるといっ
た問題が生じる。従って、制御遅れ角αは最大（π−θ
e ）に限定されることになる。
【００３１】この時の回生可能領域は図６のようにな
り、ある程度大きな電流の回生は可能であるが、小電流
での回生はできない。
り、ある程度大きな電流の回生は可能であるが、小電流
での回生はできない。
【００３２】そこで、再点呼を防止し制御遅れ角αの取
り得る範囲を拡大するため、ゲート信号幅Ｗを制御す
る。点弧角αがα＞π−θe となった場合に再点弧しな
いためには、α＋Ｗ＜２π−θe であることが要求され
る。つまりゲート信号の最大幅Ｗmax を、
り得る範囲を拡大するため、ゲート信号幅Ｗを制御す
る。点弧角αがα＞π−θe となった場合に再点弧しな
いためには、α＋Ｗ＜２π−θe であることが要求され
る。つまりゲート信号の最大幅Ｗmax を、
【００３３】
【数３】
【００３４】とし、ゲート信号幅を常にこれ以下に設定
することで再点弧を防ぎ、小電流回生を可能とする。同
様にＴｈ２、およびＴｈ４について同様にゲート信号幅
を設定する。
することで再点弧を防ぎ、小電流回生を可能とする。同
様にＴｈ２、およびＴｈ４について同様にゲート信号幅
を設定する。
【００３５】このようにゲート信号の最大幅に制限を設
けることで、制御遅れ角αをπにまで設定することがで
き、回生電流範囲が小電流側に拡大される。
けることで、制御遅れ角αをπにまで設定することがで
き、回生電流範囲が小電流側に拡大される。
【００３６】図５は、回生電流を減少するために、さら
に制御遅れ角を大きく取り、α＞πに設定した場合の動
作波形である。ゲート信号幅の制御により、再点弧は生
じない。また、制御遅れ角αをさらに（π＋θe ）に近
づけることで面積Ｓ１を０まで近づけることができ、回
生電流を連続的に０までにすることができる。
に制御遅れ角を大きく取り、α＞πに設定した場合の動
作波形である。ゲート信号幅の制御により、再点弧は生
じない。また、制御遅れ角αをさらに（π＋θe ）に近
づけることで面積Ｓ１を０まで近づけることができ、回
生電流を連続的に０までにすることができる。
【００３７】以上のようにゲート信号の幅を適切に設定
し、また制御遅れ角αをπ／２≦α≦π＋θe とするこ
とで、最大電流から０までの回生が可能となる。図６
は、この場合の直流電流の特性を示したものであり、回
生電流を定格から０まで連続的に変化させることができ
る。
し、また制御遅れ角αをπ／２≦α≦π＋θe とするこ
とで、最大電流から０までの回生が可能となる。図６
は、この場合の直流電流の特性を示したものであり、回
生電流を定格から０まで連続的に変化させることができ
る。
【００３８】以上、本発明を単相サイリスタコンバータ
・インバータシステムに適用した場合の実施例について
説明した。当然のことながら、この他の自己消弧能力を
持たない電力変換素子によって構成されるコンバータで
あっても使用できる。インバータが２レベルあるいは３
レベルであってもよいし、複数台接続されていても同様
に適用できる。また負荷がチョッパ装置等にも適用でき
る。また、コンバータ１段構成の場合について述べた
が、単一コンバータを複数，直列に接続した縦列接続回
路、三相入力のコンバータにも適用できる。
・インバータシステムに適用した場合の実施例について
説明した。当然のことながら、この他の自己消弧能力を
持たない電力変換素子によって構成されるコンバータで
あっても使用できる。インバータが２レベルあるいは３
レベルであってもよいし、複数台接続されていても同様
に適用できる。また負荷がチョッパ装置等にも適用でき
る。また、コンバータ１段構成の場合について述べた
が、単一コンバータを複数，直列に接続した縦列接続回
路、三相入力のコンバータにも適用できる。
【００３９】また、本発明を交流電気車に適用すると、
回生ブレーキの範囲が拡がるので、ブレーキシューの摩
耗防止，省エネルギー等効果は大きい。
回生ブレーキの範囲が拡がるので、ブレーキシューの摩
耗防止，省エネルギー等効果は大きい。
【００４０】
【発明の効果】本発明によって、サイリスタ，ＵＪＴ，
トライアック等の自己消弧能力を持たない電力変換（ス
イッチング）素子よって構成されるコンバータにおい
て、コンデンサの直流電圧を一定に保ったままで回生電
流を定格から０までの範囲で連続的に変化させることが
可能となった。
トライアック等の自己消弧能力を持たない電力変換（ス
イッチング）素子よって構成されるコンバータにおい
て、コンデンサの直流電圧を一定に保ったままで回生電
流を定格から０までの範囲で連続的に変化させることが
可能となった。
【００４１】これにより、回生電流の値によらずにコン
デンサ電圧を一定に保つことができるので、インバータ
に駆動される誘導電動機は、常に必要なトルクを出すこ
とができる。
デンサ電圧を一定に保つことができるので、インバータ
に駆動される誘導電動機は、常に必要なトルクを出すこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】図１の実施例における回生動作時の等価回路
図。
図。
【図３】図１の実施例において、対称制御を行った場合
の動作波形図。
の動作波形図。
【図４】図１の実施例において、ゲート信号幅制御を説
明する動作波形図。
明する動作波形図。
【図５】図１の実施例において、制御遅れ角をπ以上に
設定した場合の動作波形図。
設定した場合の動作波形図。
【図６】図２の回路構成において、対称制御を用いて制
御遅れ角を変化させた時の直流電流の特性を示すグラ
フ。
御遅れ角を変化させた時の直流電流の特性を示すグラ
フ。
【図７】直流電動機を負荷に持つサイリスタコンバータ
の回路の一例を示す図。
の回路の一例を示す図。
【図８】図２の回路構成において、非対称制御を用いて
回生制御を行った場合の、制御遅れ角αに対する直流電
流の特性を示すグラフ。
回生制御を行った場合の、制御遅れ角αに対する直流電
流の特性を示すグラフ。
【図９】図２の回路構成において、非対称制御を用いて
回生制御を行った場合の動作波形図。
回生制御を行った場合の動作波形図。
１…交流電圧源、２…電源，配線等の等価インピーダン
ス、３…サイリスタブリッジ、４…フィルタリアクト
ル、５…コンデンサ、５′…直流電圧源、７…制御回
路、８…インバータ回路、９…誘導電動機、１０…直流
電動機、１１…力行／回生切り換えスイッチ、６１，６
２…電圧検出器、６３…電流検出器、７１…減算器、７
２…電圧制御器、７３…減算器、７４…電流制御器、７
５…実効値算出器、７６…関数発生器、７７…減算器、
７８…位相発生器、７９…ゲート信号発生器、８０…最
小値選択器。
ス、３…サイリスタブリッジ、４…フィルタリアクト
ル、５…コンデンサ、５′…直流電圧源、７…制御回
路、８…インバータ回路、９…誘導電動機、１０…直流
電動機、１１…力行／回生切り換えスイッチ、６１，６
２…電圧検出器、６３…電流検出器、７１…減算器、７
２…電圧制御器、７３…減算器、７４…電流制御器、７
５…実効値算出器、７６…関数発生器、７７…減算器、
７８…位相発生器、７９…ゲート信号発生器、８０…最
小値選択器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川津 重夫 東京都千代田区神田駿河台四丁目３番地 日立テクノエンジニアリング株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】複数のスイッチング素子によって構成され
る順変換器と、この順変換器に接続されるリアクトルお
よびコンデンサと、このコンデンサに接続される逆変換
器を備えた電力変換装置において、回生制御時に前記順
変換器の電力変換素子に与えるゲート信号の制御遅れ角
を１８０度以上に設定する電力変換装置。 - 【請求項２】複数のスイッチング素子によって構成され
る順変換器と、この順変換器に接続されるリアクトルお
よびコンデンサと、このコンデンサに並列に接続される
逆変換器を備えた電力変換装置において、回生制御時に
前記順変換器のスイッチング素子に与えるゲート信号の
制御遅れ角を１８０度以上に設定し、かつゲート信号幅
を制御する手段を備えた電力変換装置。 - 【請求項３】自己消弧能力を持たない電力変換素子によ
って構成される順変換器と、この順変換器に接続される
リアクトルおよびコンデンサと、このコンデンサに並列
に接続される逆変換器を備えた電力変換装置において、
電源電圧実効値Ｖと直流電圧Ｅd により定まる角度θe
をsinθe＝√２Ｖ／Ｅdとしたとき、回生制御時に前記
順変換器の電力変換素子に与えるゲート信号の制御角α
をπ／２≦α≦π＋θeに設定し、かつゲート信号幅を
（２π−α−θe ）以下に設定する電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5082840A JPH06296375A (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5082840A JPH06296375A (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06296375A true JPH06296375A (ja) | 1994-10-21 |
Family
ID=13785597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5082840A Pending JPH06296375A (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06296375A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998044623A1 (fr) * | 1997-04-03 | 1998-10-08 | Fanuc Ltd | Convertisseur du type a transformateur |
-
1993
- 1993-04-09 JP JP5082840A patent/JPH06296375A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998044623A1 (fr) * | 1997-04-03 | 1998-10-08 | Fanuc Ltd | Convertisseur du type a transformateur |
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