JPS58116002A - 電気車制御装置およびその制御方法 - Google Patents
電気車制御装置およびその制御方法Info
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- JPS58116002A JPS58116002A JP21005481A JP21005481A JPS58116002A JP S58116002 A JPS58116002 A JP S58116002A JP 21005481 A JP21005481 A JP 21005481A JP 21005481 A JP21005481 A JP 21005481A JP S58116002 A JPS58116002 A JP S58116002A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ） 技術分野
本発明は誘導電動機を可変電圧・可変周波数インバータ
（以下ＶＶＶＦインバータと略す、）により制御する電
気車制御装置に関する。
（以下ＶＶＶＦインバータと略す、）により制御する電
気車制御装置に関する。
（′ｂ）従来技術の説明
第１図に従来の電気車駆動用誘導電動機ｔ−ＶＶＶＦイ
ンバータにより制御する電気車制御装置の主回路部を示
した。
ンバータにより制御する電気車制御装置の主回路部を示
した。
第１図で１は主回路を投入・開放および事故時の保護用
の高速度シャ断器である、リアクトル２コンテンサ３は
逆り形に構成した入力フィルタ回路で、三相インバータ
部４で発生する高調波電流を架線側に流出させないため
に設けである、電圧検出器８はコンデンサ３の電圧検出
用として設けてあり、電流検出器５は並列接続した誘導
電動機６の三相各相の電流を検出し、それぞれＣＴＵ
、 ＣＴＶ 。
の高速度シャ断器である、リアクトル２コンテンサ３は
逆り形に構成した入力フィルタ回路で、三相インバータ
部４で発生する高調波電流を架線側に流出させないため
に設けである、電圧検出器８はコンデンサ３の電圧検出
用として設けてあり、電流検出器５は並列接続した誘導
電動機６の三相各相の電流を検出し、それぞれＣＴＵ
、 ＣＴＶ 。
Ｃｆｆを出力する、前記誘導電動６は、電気車駆動用の
主電動機で、三相インバータ部４の可変電圧・可変周波
数出力によりすべり周波数制御をする、７はパルスジェ
ネレータで、前記並列接続し７た誘導電動機６のそれぞ
れの回転数を検出し、各々ＰＣＩ、ＰＧＺを出力する。
主電動機で、三相インバータ部４の可変電圧・可変周波
数出力によりすべり周波数制御をする、７はパルスジェ
ネレータで、前記並列接続し７た誘導電動機６のそれぞ
れの回転数を検出し、各々ＰＣＩ、ＰＧＺを出力する。
三相インバータ部４の主回路は、ＳＵ、ＳＶ、ＳＷ。
ｓｘ、ｓｙ、ｓｚの６組の自己消弧能力を有するゲート
ターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯサイリスタと略す、
）と、そねぞれＧＴＯサイリスタに逆並列に接続したダ
イオードＤＬＩ、Ｄｖ、ＤＷ、ＤＸ、ＤＹ、ＤＺにより
構成し、パルス幅変調制御によるｂ］変電圧・可変周波
数の三相交流を出力１２、パルス幅変調制御は通常正弦
波変調方式を用いている。
ターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯサイリスタと略す、
）と、そねぞれＧＴＯサイリスタに逆並列に接続したダ
イオードＤＬＩ、Ｄｖ、ＤＷ、ＤＸ、ＤＹ、ＤＺにより
構成し、パルス幅変調制御によるｂ］変電圧・可変周波
数の三相交流を出力１２、パルス幅変調制御は通常正弦
波変調方式を用いている。
第２図は正弦波変調の原理を欽明するための図で、第２
図（ｈ）に示【７たように、正弦波と三角波を比較して
得られる三相パルス列信号（ｂ） 、 （ｃｌ 、 （
ｄ）により、三相インバータ４のゲートを駆動する。。
図（ｈ）に示【７たように、正弦波と三角波を比較して
得られる三相パルス列信号（ｂ） 、 （ｃｌ 、 （
ｄ）により、三相インバータ４のゲートを駆動する。。
可変周波数１１ 、正弦波の周波数を制御することによ
って得られ、可変電圧は、三角波に対して、正弦波の波
高値を制御することによって得られる正弦波波高値／三
角波波高値比を変調率αと呼び、変調率を大きくすれば
、出力パルス幅が大きく々って出力電圧が大きくなる。
って得られ、可変電圧は、三角波に対して、正弦波の波
高値を制御することによって得られる正弦波波高値／三
角波波高値比を変調率αと呼び、変調率を大きくすれば
、出力パルス幅が大きく々って出力電圧が大きくなる。
第２図に示した三相パルス列信号Φ） 、 （ｃ） 、
（ｄ）は三相インバータ４のＵ、Ｖ、Ｗ各相の（４）
側ＧＴＯサイリスタのゲート信号で、これらの反転信号
が各相の（→ｌ１１１ ＧＴＯサイリスタのゲート信号
となる４、このゲート信号波形より、インバータの動作
モードは、（→側（−）側を含めて１／６サイクル（第
２図に示したＴ／６）期間をとってみれば、各期間間じ
扱いができる。
（ｄ）は三相インバータ４のＵ、Ｖ、Ｗ各相の（４）
側ＧＴＯサイリスタのゲート信号で、これらの反転信号
が各相の（→ｌ１１１ ＧＴＯサイリスタのゲート信号
となる４、このゲート信号波形より、インバータの動作
モードは、（→側（−）側を含めて１／６サイクル（第
２図に示したＴ／６）期間をとってみれば、各期間間じ
扱いができる。
第３図ＨＶＶＶＦインバータの制御回路部をブロック図
で示したもので、回転周波数演算部１５は、第１図に示
した誘導電動機６の回転数を検出するパルスジェネレー
タ７からの回転数検出信号ＰＧＩ。
で示したもので、回転周波数演算部１５は、第１図に示
した誘導電動機６の回転数を検出するパルスジェネレー
タ７からの回転数検出信号ＰＧＩ。
ＰＯ２によシ、誘導電動機６の回転数に比例した回転周
波数ＦＲを算出する。電動機電流演算部１６は、第１図
に示した電流検知器５からの電流検出信号ＣＴＵ 、
ＣＴＶ 、 Ｃｆｆにより、電動機電流ＩＭを算出する
。すべり周波数演算部１７では電流指令値ＩＣによって
一義的に決定される定数項Ｆ８１と、電流指令値ＩＣと
電動機電流ＩＭの電流偏差値に応じてあたえられる過渡
１ＪＩＦＳＺを加算してすべり周波数ＦＢとして出力す
る。
波数ＦＲを算出する。電動機電流演算部１６は、第１図
に示した電流検知器５からの電流検出信号ＣＴＵ 、
ＣＴＶ 、 Ｃｆｆにより、電動機電流ＩＭを算出する
。すべり周波数演算部１７では電流指令値ＩＣによって
一義的に決定される定数項Ｆ８１と、電流指令値ＩＣと
電動機電流ＩＭの電流偏差値に応じてあたえられる過渡
１ＪＩＦＳＺを加算してすべり周波数ＦＢとして出力す
る。
上記により述べた回転周波数ＦＲとすべり周波数ＦＳよ
り力行時ｉｊ ＦＲ＋Ｆ ｇ ｓ回生制動時はＦＩＬ−
ＦＢとしてインバータ出力周波数Ｆを得る。１８はイン
バータ出力周波数Ｆより変調ノ（ルスモードＮを算出す
る変調パルスモード演算部、１９はインバータ出力周波
数Ｆおよび第１図に示した電圧検出器８を介して検出し
たコンデンサ３の電圧Ｅｃより変調率ＡＬを算出する変
調率演算部である。
り力行時ｉｊ ＦＲ＋Ｆ ｇ ｓ回生制動時はＦＩＬ−
ＦＢとしてインバータ出力周波数Ｆを得る。１８はイン
バータ出力周波数Ｆより変調ノ（ルスモードＮを算出す
る変調パルスモード演算部、１９はインバータ出力周波
数Ｆおよび第１図に示した電圧検出器８を介して検出し
たコンデンサ３の電圧Ｅｃより変調率ＡＬを算出する変
調率演算部である。
上記によ抄算出したインバータ出力周波数Ｆ１変調パル
スモードＮ１変調率ＡＬを）（ルス幅変調制御部２０に
入力し、電気角６０度期間でのＵ相。
スモードＮ１変調率ＡＬを）（ルス幅変調制御部２０に
入力し、電気角６０度期間でのＵ相。
■相、Ｗ相の各相の変調パルス信号Ｕ、Ｖ、Ｗと、電気
角６０度毎の同期パルスａｎを出力し、）（ルス合成回
路２１にて、最終的なＧＴＯサイリスタ８Ｕ。
角６０度毎の同期パルスａｎを出力し、）（ルス合成回
路２１にて、最終的なＧＴＯサイリスタ８Ｕ。
ｓｖ、ｓｗ、ｓｘ、ｓｙ、ｓｚのゲート信号を出力する
。
。
以上説明した従来のＶＶＶＦインバータによるすべり周
波数制御では、回生制動制御時に架線に接続された負荷
が減少し、ちンデンサ電圧が急上昇し、主回路を構成す
る機器の絶縁破壊につながるので所定の値をこえると、
速やかに回生制動制御をオフし、主回路を高速度シャ断
器１により開放し、その後は空気ブレーキによる制動を
掛ける方式がとられており、一旦空気ブレーキを掛ける
と、空気ブレーキが弛るまで継続する。従って架線側の
負荷が減少した状態から、回生制動により発生する電力
を吸収し得る負荷状態に戻っても、車両側のブレーキ制
御は、一旦ブレーキをオフして再度ブレーキを掛は直さ
ない限り、回生制動制御が作用しないため、ブレーキシ
ューの摩耗が大きく、回生率が低く、省エネルギー効果
が少ない欠点があった。
波数制御では、回生制動制御時に架線に接続された負荷
が減少し、ちンデンサ電圧が急上昇し、主回路を構成す
る機器の絶縁破壊につながるので所定の値をこえると、
速やかに回生制動制御をオフし、主回路を高速度シャ断
器１により開放し、その後は空気ブレーキによる制動を
掛ける方式がとられており、一旦空気ブレーキを掛ける
と、空気ブレーキが弛るまで継続する。従って架線側の
負荷が減少した状態から、回生制動により発生する電力
を吸収し得る負荷状態に戻っても、車両側のブレーキ制
御は、一旦ブレーキをオフして再度ブレーキを掛は直さ
ない限り、回生制動制御が作用しないため、ブレーキシ
ューの摩耗が大きく、回生率が低く、省エネルギー効果
が少ない欠点があった。
（Ｃ）発明の目的
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、誘導電動機に
よシミ気車を駆動し、前記誘導電動機をＶＶＶＦ’イン
バータによりすべり周波数制御する電気車の制御装置に
おいて、回生制動制御中に架線側の負荷状態に応じて、
自動的に回生制動制御と発電制動制御を連続かつ可逆に
行ない、ブレーキシューの摩耗を少なくシ、電力回生率
の向上を計った電気車制御装置を提供するものである（
ｄ） 発明の構成 以下本発明について図面を参、、照しながら説明する。
よシミ気車を駆動し、前記誘導電動機をＶＶＶＦ’イン
バータによりすべり周波数制御する電気車の制御装置に
おいて、回生制動制御中に架線側の負荷状態に応じて、
自動的に回生制動制御と発電制動制御を連続かつ可逆に
行ない、ブレーキシューの摩耗を少なくシ、電力回生率
の向上を計った電気車制御装置を提供するものである（
ｄ） 発明の構成 以下本発明について図面を参、、照しながら説明する。
第４図は本発明の電気車駆動用誘導電動機會ＶＶＶＦイ
ンバータによりすべ９周波制御する電気車制御装置の主
回路部の一実施例を示した。
ンバータによりすべ９周波制御する電気車制御装置の主
回路部の一実施例を示した。
第４図で、９は自己消弧機能を有するスイッチング制御
素子で、抵抗器１０と直列に接続し、更に前記抵抗器１
０と直列に前記スイッチング制御素子９に流入する突入
電流を抑制するためのりアクドル１１を、前記抵抗器１
０とリアクトル１１の直列回路と並列にフライホイール
ダイオード１２を接続して発電制動電流制御回路１３１
に構成１２、その一端を高速度シャ断器１とリアクトル
２の中間に接続し、他端を接地した他は、第１図に示し
た従来の回路構成と同じである。
素子で、抵抗器１０と直列に接続し、更に前記抵抗器１
０と直列に前記スイッチング制御素子９に流入する突入
電流を抑制するためのりアクドル１１を、前記抵抗器１
０とリアクトル１１の直列回路と並列にフライホイール
ダイオード１２を接続して発電制動電流制御回路１３１
に構成１２、その一端を高速度シャ断器１とリアクトル
２の中間に接続し、他端を接地した他は、第１図に示し
た従来の回路構成と同じである。
第５図は第４図に示した本発明の電気車制御装置の主回
路部を制御するだめの制御回路部の一実施例をブロック
図で示したもので、第３図に示１７た従来の制御回路部
のブロック図に第４図に示したスイッチング制御素子９
の点・消弧制御回路２２を加え九ものである。
路部を制御するだめの制御回路部の一実施例をブロック
図で示したもので、第３図に示１７た従来の制御回路部
のブロック図に第４図に示したスイッチング制御素子９
の点・消弧制御回路２２を加え九ものである。
点・消弧制御回路２２ｔｉ、第４図に示した電圧検出器
８の出力側に接続し、コンデンサ３の電圧ＥＣが所定の
値以上に達したとき動作出力する電圧レベル比較器２３
、ブレーキ指令および前記電圧レベル比較器２３の出力
の論理和で動作するアンド回路２４、前記アンド回路２
４の出力側に接続した双安定マルチ回路２５およびワン
ショットの遅延回路２６、遅延回路２６の出力を波形整
形する単安定マルチ回路２７、双安定！ルチ回路すおよ
び単安定マルチ回路２７のそれぞれ出力を反転動作する
反転回路ｚ８ｍ、２８ｂおよびＮＯＲ回路２９ａ。
８の出力側に接続し、コンデンサ３の電圧ＥＣが所定の
値以上に達したとき動作出力する電圧レベル比較器２３
、ブレーキ指令および前記電圧レベル比較器２３の出力
の論理和で動作するアンド回路２４、前記アンド回路２
４の出力側に接続した双安定マルチ回路２５およびワン
ショットの遅延回路２６、遅延回路２６の出力を波形整
形する単安定マルチ回路２７、双安定！ルチ回路すおよ
び単安定マルチ回路２７のそれぞれ出力を反転動作する
反転回路ｚ８ｍ、２８ｂおよびＮＯＲ回路２９ａ。
２９ｂで構成し、単安定マルチ回路２７の出力は双安定
マルチ回路２５０反転入力とし、更にＮＯＲ回路２９ｍ
、２９ｂは互に出力管交叉入力している。
マルチ回路２５０反転入力とし、更にＮＯＲ回路２９ｍ
、２９ｂは互に出力管交叉入力している。
向上記説明ではスイッチング制御素子９にはゲートター
ンオフサイリスタで代表される自己消弧機能を有するス
イッチング制御素子で構成を示したが、消弧回路を持つ
サイリスタ回路を使用し、ても作用および効果は全く同
じである。
ンオフサイリスタで代表される自己消弧機能を有するス
イッチング制御素子で構成を示したが、消弧回路を持つ
サイリスタ回路を使用し、ても作用および効果は全く同
じである。
−）発明の作用
以下、上記し九−実施例の作用について、第６ｍｖｃ示
した動作説明図を参照し表カ（ら回生制動制御と発電制
動制御について説明する。
した動作説明図を参照し表カ（ら回生制動制御と発電制
動制御について説明する。
第６図に示した動作説明図の波形は、前述した第２図に
対応して、変調）（ルスモードが３）くルスの場合を示
した。− 架線側に、誘導電動機６が発電機として作用し、三相イ
ンバータ部４を介して直流に変換した電流を消費するだ
けの負荷が十分ある時は、第６図（１）に示したイア″
−ターの直流側電流１目−は７１“ター用のコンデンサ
３およびリアクトル２を介して平滑され、架線側へ第６
図（ｅ）に示した回生電流Ｉｄと１．て流れ、コンデン
サ３の電圧ＥＣは、平均的にはほぼ一定に保たれ、スイ
ッチング制御素子９け点・弧されない。
対応して、変調）（ルスモードが３）くルスの場合を示
した。− 架線側に、誘導電動機６が発電機として作用し、三相イ
ンバータ部４を介して直流に変換した電流を消費するだ
けの負荷が十分ある時は、第６図（１）に示したイア″
−ターの直流側電流１目−は７１“ター用のコンデンサ
３およびリアクトル２を介して平滑され、架線側へ第６
図（ｅ）に示した回生電流Ｉｄと１．て流れ、コンデン
サ３の電圧ＥＣは、平均的にはほぼ一定に保たれ、スイ
ッチング制御素子９け点・弧されない。
この状態の三相インバータ４の直流側電流１１）ＩＶ％
コンデンサ３の電圧ＥＣおよび回生電流１．Ｄの波形は
第６図（１）（ロ）（ｄ） Ｋ回生制動期間として示し
た通りである。
コンデンサ３の電圧ＥＣおよび回生電流１．Ｄの波形は
第６図（１）（ロ）（ｄ） Ｋ回生制動期間として示し
た通りである。
架線側の負荷が減少してくると、架線電圧が上昇してく
るので、コンデン−＋３の電圧ＥＣも架線電圧に応じて
上昇する。このコンデンサ電圧ＥＣ管第４図に示した電
圧検出器８によシ検出し、この電圧が主回路を構成する
機器に悪影響を及ぼさない範囲内の最大値である所定値
ＥＣ（ｍａ ｘ ）に達すると、第５図に示した電圧レ
ベル比較器２３が動作し、その出力を論理ゲートのアン
ド回路２４に入力する。アンド回路２４はブレーキ指令
との論理和で出力し、双安定マルチ回路２５、反転回路
２８１およびＮＯＲ回路２９ｍを介して、点・消弧制御
回路２２０点弧制御信号２２＆を第６図（・）に示した
通り出力して、スイッチング制御素子９を点弧する。上
記によシスイツチング制御素子９が点弧すると、第４図
に示した発電制動電流制御回路１３に三相インバータ部
４の直流側電流ＩＩＮＶが！Ｒとして分流し、誘導電動
機６が発生した電力の一部を抵抗器１０が消費し、コン
デンサ３の電圧の上昇を防止する。
るので、コンデン−＋３の電圧ＥＣも架線電圧に応じて
上昇する。このコンデンサ電圧ＥＣ管第４図に示した電
圧検出器８によシ検出し、この電圧が主回路を構成する
機器に悪影響を及ぼさない範囲内の最大値である所定値
ＥＣ（ｍａ ｘ ）に達すると、第５図に示した電圧レ
ベル比較器２３が動作し、その出力を論理ゲートのアン
ド回路２４に入力する。アンド回路２４はブレーキ指令
との論理和で出力し、双安定マルチ回路２５、反転回路
２８１およびＮＯＲ回路２９ｍを介して、点・消弧制御
回路２２０点弧制御信号２２＆を第６図（・）に示した
通り出力して、スイッチング制御素子９を点弧する。上
記によシスイツチング制御素子９が点弧すると、第４図
に示した発電制動電流制御回路１３に三相インバータ部
４の直流側電流ＩＩＮＶが！Ｒとして分流し、誘導電動
機６が発生した電力の一部を抵抗器１０が消費し、コン
デンサ３の電圧の上昇を防止する。
この状態の三相インバータ４の直流側電流ＩＩＮＶコン
デンサ３の電圧ＥＣ，回生電流Ｉｄ 、抵抗器１０の電
流ＩＲの波形は第６図（１）（ロ）（ｅ） （ｄ） Ｋ
発電制動期間として示し九通９で、スイッチング制御素
子９は、コンデンサ３の電圧ＩＣがＩＣ（ｗａｘ）にて
選定した所定の時間Ｔを経過した１、時点で、第５図に
示した点・消弧制御回路２２の消弧制御信号２２ｂによ
り消弧する。
デンサ３の電圧ＥＣ，回生電流Ｉｄ 、抵抗器１０の電
流ＩＲの波形は第６図（１）（ロ）（ｅ） （ｄ） Ｋ
発電制動期間として示し九通９で、スイッチング制御素
子９は、コンデンサ３の電圧ＩＣがＩＣ（ｗａｘ）にて
選定した所定の時間Ｔを経過した１、時点で、第５図に
示した点・消弧制御回路２２の消弧制御信号２２ｂによ
り消弧する。
１１時点で、回生電流を受は入れるべく、架線側に負荷
が増えていれば、コンデンサ３の電圧ＩＣハＥｃ（ｍａ
ｘ）に達しないので、スイッチング制御素子９は再点弧
することなく回生制動に移行する。
が増えていれば、コンデンサ３の電圧ＩＣハＥｃ（ｍａ
ｘ）に達しないので、スイッチング制御素子９は再点弧
することなく回生制動に移行する。
尚ｔ３時点では、電気車の速度が低下し、電気車のもつ
エネルギー、即ち回生電力もある程度減少しているので
、回生電流は受は入れ易すくなっている。
エネルギー、即ち回生電力もある程度減少しているので
、回生電流は受は入れ易すくなっている。
（ｆ） 発明の詳細
な説明した通り、本発明の電気車制御装置によれば、−
担ブレーキ制御指令を出せば、回生制動制御中に架線側
の負荷状態に応じて自動的に回生制動制御と発電・制動
制御との切替えを自動的に連続かつ可逆に行なうことが
出来るので、主回路を構成する機器の絶縁破壊もなく、
ブレーキシューを摩耗させることなく、電力回生率も向
上することができる。
担ブレーキ制御指令を出せば、回生制動制御中に架線側
の負荷状態に応じて自動的に回生制動制御と発電・制動
制御との切替えを自動的に連続かつ可逆に行なうことが
出来るので、主回路を構成する機器の絶縁破壊もなく、
ブレーキシューを摩耗させることなく、電力回生率も向
上することができる。
第ｉｌｌは従来の電気車制御装置の主回路部、第２図は
第１図の動作原理の説明図、第３図は第１図の制御回路
部のブロック図、第４図は本発明の電気車制御装置の主
回路部、第５図は第４図の制御回路部のブシツク図、館
６図は第４図および第５図の動作説明図。 ９・・・スイッチング制御素子 １０・・・抵抗器 １３・・・発電制動電流制御回路 ２２・・・点・消弧側５ｌｉｌ路
第１図の動作原理の説明図、第３図は第１図の制御回路
部のブロック図、第４図は本発明の電気車制御装置の主
回路部、第５図は第４図の制御回路部のブシツク図、館
６図は第４図および第５図の動作説明図。 ９・・・スイッチング制御素子 １０・・・抵抗器 １３・・・発電制動電流制御回路 ２２・・・点・消弧側５ｌｉｌ路
Claims (3)
- （１）誘導電動機によシミ気車を駆動し、直流を電源と
して前記誘導電動機を、シャ断器と、とのシャ断器に直
列に接続したりアクドルとコンデンサにより逆り形に構
成した入力フィルタ回路を有し、可変電圧・可変周波数
インバータによりすべり周波数制御する電気車制御装置
において、消弧機能を有するスイッチング制御素子と抵
抗器を直列に接続した発電制動電流制御回路の一端を前
記シャ断器とリアクトルの間に、他端を直流電源の接地
側に接続したことを特徴とする電気車制御装置。 - （２） 消弧機能を有するスイッチング制御素子に、
ゲートターンオフサイリスタまたは消弧回路を有するサ
イリ・スを使用したことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の電気車制御装置。 - （３）誘導電動機により電気車を駆動し、直流を電源と
して前記誘導電動機を、シャ断器と、このシャ断器に直
列に接続したりアクドルとコンデンサにより逆り形に構
成した入力フィルタ回路を有し、可変電圧・可変周波数
インバータによりすべり周波数制御する電気車制御装置
において、消弧機訃を有するスイッチング制御素子と抵
抗器を直列に接続した発電制動電流制御回路の一端を前
記シャ断器とリアクトルを間に、他端を直流電源の接地
側に接続して設け、回生制動制御中に、前記コンデンサ
電圧が所定の値を越えた際に、前記スイッチング制御素
子を点弧せしめ、所定の時間経過後に消弧せしめて、回
生制動制御と発電制動制御の切換制御を行なうことを特
徴とする電気車制御装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21005481A JPS58116002A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 電気車制御装置およびその制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21005481A JPS58116002A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 電気車制御装置およびその制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58116002A true JPS58116002A (ja) | 1983-07-11 |
Family
ID=16583042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21005481A Pending JPS58116002A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 電気車制御装置およびその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58116002A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03107304A (ja) * | 1989-09-20 | 1991-05-07 | Hitachi Ltd | 電気車用ブレーキ制御装置 |
| EP0488163A2 (en) * | 1990-11-28 | 1992-06-03 | Hitachi, Ltd. | Electric vehicle control apparatus |
| US5466998A (en) * | 1993-03-19 | 1995-11-14 | Fuji Electric Co., Ltd. | Electric system for an electric vehicle |
-
1981
- 1981-12-28 JP JP21005481A patent/JPS58116002A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03107304A (ja) * | 1989-09-20 | 1991-05-07 | Hitachi Ltd | 電気車用ブレーキ制御装置 |
| EP0488163A2 (en) * | 1990-11-28 | 1992-06-03 | Hitachi, Ltd. | Electric vehicle control apparatus |
| US5466998A (en) * | 1993-03-19 | 1995-11-14 | Fuji Electric Co., Ltd. | Electric system for an electric vehicle |
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