WO1997010643A1

WO1997010643A1 - Procede de regulation du courant d'un servomoteur

Info

Publication number: WO1997010643A1
Application number: PCT/JP1996/002661
Authority: WO
Inventors: Hiroyuki Uchida; Yasusuke Iwashita; Yuichi Endo; Takashi Okamoto
Original assignee: Fanuc Ltd
Priority date: 1995-09-14
Filing date: 1996-09-17
Publication date: 1997-03-20
Also published as: EP0793338A1; US5877603A; EP0793338A4; DE69630667D1; JPH0984400A; EP0793338B1; DE69630667T2

Description

明細書

サーボモ一夕の電流制御方法

技術分野

本発明は、工作機械や産業用機械等の機械装置やロボッ卜の駆動源として使用される A C サ一ボモ一夕の電流制御方法に関する。

背景技術

図 7 は、従来の A C サ一ボモータの制御系を示すプロック線図である。この制御系に於いて、位置指令からェンコーダ等で検出される位置フィ一ドバック値を減じて位置偏差が求められ、位置偏差に項 1 でポジションゲインを乗じて位置ループ処理により速度指令が求められる。速度指令から速度フィ一ドバック値を減じて速度偏差が求められ、項 2 で比例積分制御の速度ループ処理を行ないトルク指令（電流指令）が求められる。更に、トルク指令から電流フィードバック値を減じ、项 3 で電流ル一ブ処理を行ない各相の電圧指令を求めて P W M制御等を行ない A C サ一ボモ一夕 Mが制御される。

上記の制御系において、 3 相 A C サーボモータを制御する場合には、電流ループに於いて 3 相電流を別々に制御する交流電流制御方法が知られている。この電流制御方法では、速度ループ処理で求められたトルク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボモータの口 — 夕位置 ^ より u、 V、 W相に対して電気角でそれぞれ 2 π Z 3 ずれた正弦波を乗じて各相の電流指令を求め、求められた電流指令から各電流検出器で検出さる各相の実電流 I u、 I v、 I wを減じて電流偏差を求め、各相電流制御器で比例積分（ P I ) 制御等を行なって各相指令電圧 E u、 E v、 E wを電力増幅器に出力する。電力増幅器では、インバータ等で P W M制御を行なって各相の電流 I u、 I v、 I wをサーボモータ Mに流して駆動を行なう。これによつて、位置及び速度ループの最も内側のマイナーループに電流ループが形成され、この電流ループは A C サ一ボモータの各相に流す電流を制御する。

上記 3 相電流を別々に制御する方法では、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分が多くなり、トルクを効率よく発生することができなくなるとい ό問題点がある。また、制御量として交流を扱っているため、定速度回転かつ定負荷時における定常状態においてさえも、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク制御を実現することが困難である。

上記の問題点を改善する方法として、 3 相電流を D Q 変換して d 相及び q 相の 2 相の直流座標系に変換した後、各相を直流成分で制御する D Q制御方法が知られている。

図 8 は、 A C サーボモータを D Q変換により制御する制御系を示す。 d 相の電流指令を「 0 」とし、 q相の電流指令を速度ループが出力されるトルク指令とする。 3 相電流から 2 相電流へ変換する変換器 9 において、モー夕の各 u、 v、 w相の実電流およびロータ位置検出器 7 で検出されたロータの位相を用いて d 相、 q相の電流 I d、 I q を求め、この電流を各相指令値から減じて d相、 q 相の電流偏差を求める。電流制御器 5 d、 5 q において、この電流偏差を比例及び積分制御して d 相指令電圧 V d及び q 相指令電圧 V Q を求める。 2相電圧から 3 相電圧に変換する変換器 8 は、 2 相の指令電圧 V d、 V q 力、ら u、 v、 w相の指令電圧 V u 、 V v、 V wを求め、電力増幅器 6 に出力してィンバータ等でサーボモータの各相に対して電流 I u、 I V、 I wを流してサ一ボモータ Mの制御を行なう。

上記従来の電流制御方法では、逆起電力によって電流制御系が不安定となるという問題点がある。

図 9 は、従来の A C サーボモータの制御系を d 相と q 相の制御系に分けて線図で示したものである。 d 相コントロ一ラ及び q 相コントロ一ラは夫々、積分項 1 1 、 1 2 ( K 1 は積分ゲイン）と比例項 1 3、 1 4 ( K 2 は比例ゲイン）を備え、モータは抵抗 R とイングクタンス L とで表わされる。また、 d 相及び q 相は、互いに他の相からの干渉項 1 5、 1 6 を備える。 d 相コントローラはモータが発生するトルクに寄与しない電流成分を制御し、 q 相コントローラはモータが発生するトルクに寄与しない電流成分を制御する。

図 9 において、 d 相コントローラへの d 相電流指令 I d * を零とし、 q 相コントローラへの q 相電流指令 I q * にトルク指令を印加する制御方法では、 d 相方向の無効電流は流れずモータ駆動に寄与しない電流分は除去できるものの、 q 相にはモータ回転数 ω eに比例した逆起電力 E ( = ω e · Φ ) が発生する。図 1 0 は、 d 相電流指令 I d * を零とした場合の加速中の d相及び q 相の電圧状態を示す。図 1 0 に於いて円は D C リンク電圧を表わす。図 9 に示した q 相巻線の抵抗 R による q 相電圧 R · I q はモータを制御する有効電圧であり、干渉項 1 5 によって d 相に現われる電圧 w e . L · I q は、モ — タ駆動に寄与しない無効電圧である。 E は逆起電力である。モータの端子電圧は逆起電力 E と R * I q との禾ロとなる。モータ制御は、端子電圧が D C リンク電圧以下の場合に可能であり、端子電圧が D C リンク電圧を超えると制御が困難となる。

図 1 1 は逆起電力 E と D C リンク電圧が一致した場合の d 相及び q 相の電圧状態を示す。高速まで加速を行なうと、増加する逆起電力 E によって加速電流を生成するための電圧が減少し、加速電流が減少して最終的に逆起電力と D C リンク電圧が一致し、加速が終了することになる。この状態から減速を行なう場合には、減速電流を流すに要する電圧が不足して電流制御が困難となり、異常電流が流れる場合がある。

そこで、高速域でのモータの端子電圧を下げるために、電流位相を高速域の大電流時において d 相方向にずらす方法が知られている。図 1 2 は、電流位相を d 相方向にずらした場合の d 相及び q 相の電圧状態を示す。この場合、 q 相電流 I q の d相方向成分 I q d 力く d 相方向に流れ、これによつて q 相に発生する電圧 co e * L · I q d は端子電圧に表れる逆起電力を '减少させる。しかしな力ら、この方法においては、小電流の場合には d 相方向の電流も小さいため、逆起電力を弱める効果は少ないという問題点がある。

発明の開示

本発明は、電圧飽和が発生しない低速領域に於いて無効電流による発熱を抑制すると共に、高速領域に於いて安定した回転を実現するサーボモー夕の電流制御方法を提供する。

本発明は、サーボモータの D Q変換による電流制御において、高速回転域までは d 相には電流を流さず q 相にのみ電流を流し、高速回転時にのみ d 相に無効電流を流し、この無効電流によってモ一夕の端子電圧を下げることによって、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、高速域においても安定した回転を行なう。

モータの回転速度が高速回転域に達するまでの間は、モータに発生する逆起電力はサーボアンプの D C リンク電圧より十分に小さく、モータの制御電流を生成するに十分な電圧を得ることができる。この領域では、サーボモータの D Q変換による電流制御において、 d 相電流指令を零として d 相に電流を流さず、 q 相にのみ電流を流す電流制御を行なう。これによつて、モ一夕の駆動制御に寄与する q相にのみ有効電圧を発生させ、モータの駆動制御に寄与しない d 相については無効電流を流さないよう制御して、無効電流による発熱を防止する。

モータの回転速度が高速回転域に達して逆起電力が増大し、この逆起電力がサーボアンプの D C リンク電圧に近い値となって電圧飽和が起こると、モータの制御電流を生成するに十分な電圧を得ることができなくなる。この高速回転時に d 相に無効電流を流すと、無効電流によつて d 相巻線の電圧が発生する。 d 相巻線のイングクタンスによって発生する電圧は逆起電力と逆方向であるため、逆起電力はこれによって減少し、モ一夕に発生する端子電圧は下降する。これによつて、端子電圧はサーボアンプの D C リンク電圧より小さくなり、モー夕の制御電流を生成するに十分な電圧を得ることができる。

したがって、電圧飽和が生じないような回転速度領域では、 q 相にのみの電流供給によって発熱を最小限に抑えたモータ制御を行ない、電圧飽和が生じるような高速回転領域では、 d 相への電流供給によって逆起電力を減少させて安定した回転制御を行なう。

無効電流の供給を、電圧飽和が発生する速度の近傍の設定速度から開始し、速度に応じて増加するよう行なうことができる。これによつて、設定速度までは q 相の有効電流のみで制御を行ない、設定速度以上では速度に応じて無効電流の供給量を増大して、速度に応じて增加する逆起電力の増加を抑える。

無効電流の供給は、速度に対して一次の増加関数に従つて増加し、第 2 の設定速度以上で一定値に固定するよう設定することができる。これにより、無効電流の増加の割合を増加関数の係数で設定することが出来、第 2 の設定速度以上の速度において、無効電流による発熱の增大が抑制される。

図面の単な説明

図 1 は、本発明の方法を実施するための A C サーボモ一夕の制御系を d 相と q 相の制御系に分けて示したブロック線図、

図 2 は、本発明の一実施例による d 相電流指令の特性を示すグラフ、

図 3 は、高速領域に於ける d 相及び q 相の電圧状態を示す図、

図 4 は、速度ループ及び電流ループの処理のフローチヤート、

図 5 は、本発明の方法を実施するサーボモータ制御系のブロック図、

図 6 a は、従来の制御方法によるサーボモータのトルクカーブを示すグラフ、図 6 b は、本発明の制御方法によるサーボモータのトルクカーブを示すグラフ、

図 7 は、位置ル —ブ、速度ルーブ及び電流ルーブを備えた従来の A C サーボモータの制御系のプロック線図、図 8 は、 A C サ— ボモータを D Q変換により制御する制御系のプロック線図、

図 9 は、 A C サ一ボモータの制御系を d 相と q 相の制御系に分けて示したブロック線図、

図 1 0 は、従来の方法により q 相電流指令 I q * を零とした場合の加速中の d 相及び q 相の電圧状態を示す図、図 1 1 は、従来の方法により逆起電力と D C リンク電圧が一致した場合の d 相及び q 相の電圧伏態を示す図、図 1 2 は、従来の方法により電流位相を d相方向にずらした場合の d 相及び q 相の電圧伏態を示す図である。

発明を実施するための最良の形態図 1 に示すプロック線図に於いて、 d相の制御系に対する電流指令をモータの速度に応じて設定し、これによつて、逆起電力 E ( = ω e · Φ ) と逆方向の電圧を実質的に発生し、逆起電力 Ε を減少させる。

図 1 のブロック線図において、 d 相コントローラ及び q 相コントローラは夫々、積分項 1 1 、 1 2 ( K 1 は積分ゲイン）と比例項 1 3、 1 4 ( K 2 は比例ゲイン）を備え、モータは抵抗 R とイングクタンス分とで表わされている。また、 d 相及び q 相は、互いに他の相からの干渉項 1 5 及び 1 6 を備える。この構成は、図 9 に示した従来のプロック線図と共通している。

本発明では、 d 相コントローラに対してモータの回転速度に応じた d 相電流指令 I d * を供給し、 q 相コントローラに対してトルク指令 I q * を供給する。モ一夕の回転速度に応じた d 相電流指令 I d * として、例えば、図 2 に示されるような特性の d 相電流指令を用いる。図 2 に示す d 相電流指令は、モータの回転速度 V が 0 からベース速度 v b までの速度領域では零であり、回転速度 V がベース速度 V b を超える高速領域では速度 V に比例して増加し、回転速度 V がクランプ速度 V c を超える高速領域では一定値に固定される。

なお、ベース速度 v b は、逆起電力が D C リンク電圧に接近して電圧飽和が始まる付近の速度として設定することができ、また、クランプ速度 V c は d 相電流の增カ□ によって発生する発熱等の障害が許容できる境界の速度として設定することができる。

モータの回転速度がベース速度 V b 以下の低い速度領域では、 d 相コントローラに入力される d 相電流指令は零であつて図 9 を用いて説明した従来の制御方法と同様であり、加速時における d 相及び q 相の電圧状態は図 1 0 に示された如くなる。ベース速度 V b 以下の低い速度領域では、 D C リンク電圧から逆起電力 E を差し引いた電圧分によって、モータを制御する電流を生成することができる。

次に、モータの回云速度が増大してベース速度 v b を超えると、逆起電力が増大して D C リンク電圧に接近し、電圧飽和が始まる。このとき、 d 相コントローラに対して d 相電流の入力を始める。図 3 はベース速度 v b を超えた高速領域において q 相電流指令 I q * を入力した場合の d 相及び q 相の電圧状態を示す。図 3 において、 d 相電流指令 I d * によって d 相巻線に d 相電流 I d が流れると、 d 相巻線の抵抗 R によって無効電圧 R · I d が発生し、 d 相巻線のイングクタンス分 L によって干渉項 1 6 によりに有効電圧 ω β · L · I d が発生する（図 3 中の破線）。この有効電圧 j · ω e ♦ L · I d の方向は逆起電力 E と逆方向であるため、逆起電力は減少して図中の一点鎖線で示される柿償逆起電力 E ' となる。したがって、 q 相方向の電圧について見ると、補償逆起電力 E ' は D C リンク電圧内に収まり、制御電流を流すために十分な電圧が確保される。図 1 中の逆起電力 E と逆方向の電圧は d 相巻線のィンダクタンス L による有効電圧 ω e - L · I d であり、 d 相への電流の供給は逆起電力 E ( = ω e · Φ ) と逆方向の電圧を q 相コントローラに入力することと実質的に一致し、これによつて、端子電圧が減少する。

モータの回転速度がさらに增大すると、逆起電力 E ( = ω e · Φ ) は回転速度にしたがって増大する。このとき、 d 相コントローラに対する d 相電流指令 I d * を回転速度に応じて増加させることによって、 d 相巻線のイングクタンス分 L に発生する有効電圧 ω θ · L · I d を增加して逆起電力 E を打ち消す方向の電圧を増やし、逆起電力 E の増大を抑制する。

図 1 に示す d 相電流指令では、クランプ速度 V c を超えた回転速度 V に対して d 相電流がクランプされるよう d相電流指令値を固定する。これは、 d相電流の無制限の増大によつて発生する過剰電流や過熱等の障害を防止するためである。

次に、図 4 のフローチヤ一卜を用いて、速度ルーブ及び電流ループの処理を説明する。

はじめに、図 7 に示した速度制御の項 2 を含む速度ルーブ処理によってトルク指令を計算し（ステップ S 1 ) 、求めたトルク指令を q 相電流指令 I q * とする（ステツプ S 2 ) 。

次に、エンコーダからモー夕の実速度 V を求め、この実速度 V とベース速度 v b との比較を行なう。なお、ここでは、モータの回 Φ云方向を考慮してモータの実速度 V の絶対値とベース速度 v b との差（ I V I — v b ) をとり、速度差の正負を判定する（ステップ S 3 ) 。ここで、ベース速度 v b は、逆起電力が D C リンク電圧に接近して電圧飽和が始まる付近の速度である。このベース速度 V b は、使用するモ一夕特性に応じて任意に定めることができる。例えば、モータの定格速度、モータの定格電圧を印加したときのモータ速度、及びそれらに所定倍率を乗じた値を用いたりすることができる。

モータの回転速度がベース速度 V b を超えていない場合には、前記速度差は負又は零となる。この速度領域は図 2 中の a で示される範囲であり、この場合には d 相電流指令 I d * を零に設定する（ステップ S 4 ) 。なお、このとき、 q 相電流指令 I q * は前記ステップ S 2 で設定したトルク指令である。 —方、モータの回転速度がベース速度 v b を超えた場合には、前記速度差は正となる。この速度領域は図 2 中の b あるいは c で示される範囲であり、この場合には d 相電流指令 I d * をステップ S 5 で設定する。なお、このとき、 q 相電流指令 1 q * は前記ステップ S 2 で設定したトノレク指令である。

以下、 d 相電流指令 I d * を設定するステップ S 5 — 1 〜ステップ S 5 - 3 を説明する。

ステップ S 5 一 1 において、エンコーダから求めたモ — 夕の実速度 V をクランプ速度 V c と比較する。ここでは、モ一夕の回 ^方向を考慮してモー夕の実速度 V の絶対値とクランプ速度 v c との差（ | V I - V c ) をとり、この速度差の正負を判定する（ステップ S 5 — 1 ) 。クランプ速度 V c は、 d 相電流の増加によって発生する発熱等の障害が許容できる境界の速度に設定することができる。

モー夕の回転速度がクランプ速度 V c を超えていない場合には、前記速度差は負又は零となる。この速度領域は図 2 中の b の範囲であり、この場合には、（ I 実速度 V I — クランプ速度 V c ) に係数ひを乗じた値に設定する（ステップ S 5 — 2 ) 。この係数 α は、回転速度 V に応じて d 相電流指令 I d * を一次関数で增加させるときの係数であり、この係数に応じて d 相電流指令 I d * の増加の割合を調節することができる。なお、このとき、 q 相電流指令 I q * は前記ステップ S 2 で設定したトルク指令である。

—方、モータの回転速度がクランブ速度 v c を超えた場合には、前記速度差は正となる。この速度領域は図 1 の矩形中の c で示される範囲であり、この場合には d相電流指令 I d * をクランプ q 相電流指令 I d q * に設定する（ステップ S 5 — 3 ) 。このクランプ q相電流指令

_

s

I d q * は、回転速度 V の1 •増大にかかわらず固定値とす n

5

る。なお、このとき、 q 相電流指令 I q * は前言己ステツ θ

プ S 2 で設定したトルク指令であ 0 ο

次に、電流フィードバックによつてサーボモータの d 相、 q 相の電流フィードバック I d f I q f の取込みを行なう。この d 相、 q 相の電流フィード 'ック I d f 、 I q f の取込みは、サ一ボモ一夕の u 相及び v 相の実電流 I u I v を取込み、 I u + I v + l w = 0 の関係を用いて、 I w = — ( I u + I v ) の演算によって w相の実電流 I wを求め、また、ロー夕位置検出器の出力からロータの電気角 0 e を求め、次に、次式（ 1 ) で示されるような、 3 相交流電流から 2 相直流電流を求める D Q 変換により行なうことができる（ステップ S 6 ) I d r cos Θ e s i n ^ e

= ^2/ 3

に I q J cos Θ e-

( 1 ) 次に、 d 相、 q 相の電流 I d f 、 I q f を d 相、 P 相の各相指令値から減じて d 相、 q 相の電流偏差を求め、この電流偏差を電流制御ブロックでの電流ル一ブで比例及び積分制御を行なって、 d 相指令電圧 V d、 q 相指令電圧 V q を求める（ステップ S 7 ) 。さりにヽ 2 相電圧から 3 相電圧に変換する変換 ¾5 (こおいて、次式 ( 2 ) で示されるような、 2 相直流電圧から 3 相父流 ¾圧を求める D Q変換によつて、 U、 V、 W相の指令電圧 V u、 V V、 V wを求め (ステップ S 8 ) 、この指令電圧を電力増幅器に出力してィンバ一タ等でサ一ボモータの各相に対して電流 I u «. I V、 I wを流してサーボモ一夕の制御を行なう。

( 2 ) 図 5 は、本発明の実施例を適用したサーボモー夕制御系のブロック図である。この構成は従来のデジタルサ一ボ制御を行なう装置と同一であるため、概略的に示している。図 5 において、 2 0 はコンビュ一タを内蔵した数値制御装置（ C N C ) 、 2 1 は共有 R A M、 2 2 はプロセッサ（ C P U ) 、 R O , R A M等を有するデジタルサ一ボ回路、 2 3 はトランジスタインバー夕等の電力增幅器、 Mは A C サーボモ一夕、 2 4 は A C サーボモータ Mの回転とともにパルスを発生するエンコーダ、 2 5 は口一夕位相を検出するためのロータ位置検出器である。

図 6 a は、従来の制御方法によるサ一ボモータのトルクカーブを示し、図 6 b は、本発明の制御方法によるサ — ボモ一夕のトルクカーブを示す。これらのトルク力一ブは、回転数（ r . p . m ) に対する発生トルク（ k g • c m ) により表わされている。

図 6 a 及び 6 b において、回転数力 4 0 0 0 r p m付近のトルク特性を比較すると、本発明による制御方法によって 4 0 0 0 r p m付近におけるトルクの低下が '减少し、高速トルクでの仲びが得られることが分かる。

以上説明したように、本発明によれば、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱が抑制され、かつ高速域まで安定した回転が得られ

Claims

虫 ά冃

1 . 速度ループ処理を行なうと共に、交流 3 相電流をモ一夕が発生するトルクに寄与しない d 相電流及びモータが発生するトルクに寄与する q相電流の直流 2 相電流に、又、直流 2 相電圧を交流 3 相電圧に変換する D Q変換を行なってサ一ボモ一夕求に供給する電流を制御する方法であって、

( a ) サーボモータの低速回転時に於いて前記 q 相に前記速度ループ処理で求められたトルク指令を供給すると共に、前記 d 相には電流を供袷し 0ないステップと、

( b ) 高速回転時に於いて前記 q 相に前記トルク指令を供給すると共に、前記 d 相に無効電流を流し、該無効電流によって前記 q 相に発生する逆起電力と逆方向の電圧を発生させ、モータの端子電圧を下げるステップとを備えた、サーボモー夕の電流制御方法。

2 . 前記ステップ（ b ) は、前記逆起電力が増加して電圧飽和が発生する速度の近傍に設定された第 1 の設定速度から前記無効電流の供給を開始し、モータ速度に応じて增加させるステップを含む、請求の範囲第 1 項に記載のサ一ボモー夕の電流制御方法。

3 . 前記ステップ（ b ) は、モータ速度に対して一次の增加関数に従って增加する無効電流を供袷し、モータ速度が前記第 1 の設定速度よりも大きい第 2 の設定速度以上となったときに一定値に固定する、請求の範囲第 2 項に記載のサーボモータの電流制御方法。