WO1996015578A1 - Circuit convertisseur continu-continu et attaqueur a charge inductive utilisant ce circuit - Google Patents

Circuit convertisseur continu-continu et attaqueur a charge inductive utilisant ce circuit Download PDF

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WO1996015578A1
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Daisuke Yoshida
Masao Hagiwara
Yasushi Kawaji
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Komatsu Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter overnight circuit and an inductive load driving device using the DC-DC converter overnight circuit.
  • the present invention relates to a DC-DC converter circuit and an inductive load driving device using the DC-DC converter circuit, and more particularly to applying a boosted voltage at the start of driving of the inductive load driving device to improve load current.
  • DC-DC converter to ensure a smooth start-up
  • the applied voltage E it is necessary to increase the applied voltage E in order to quickly start the current in the coil whose R and L are fixed and operate it quickly.
  • the steady-state current becomes unnecessarily large, which tends to cause heat generation and burning of the coil.
  • the applied voltage is limited, so that a sufficient voltage cannot be obtained in many cases.
  • a voltage booster circuit for example, a flyback type DC-DC converter etc.
  • a current control circuit for limiting the steady-state current.
  • a high voltage is applied and the current
  • the applied voltage is suppressed by the current control circuit to prevent the current from being increased more than necessary.
  • Figure 31 shows an example of a conventional example of an inductive load driving device that uses a flyback type DC-DC converter as a voltage booster circuit.
  • reference numeral 1 denotes a charger circuit composed of a flyback type DC-DC converter.
  • a semiconductor switch is used as a switch to store energy in the coil.
  • the loss due to the voltage drop when the semiconductor switch means is closed, and the switching loss during the opening / closing process hinder the efficiency of the circuit, and the power loss due to the semiconductor switch means.
  • the overall device tends to become larger and more complex.
  • the present invention uses a coil or a transformer having a magnetic core, applies energy to the magnetic core from a power supply, temporarily stores energy in the magnetic core, and then releases the energy stored in the magnetic core to a load.
  • the magnetic core of the energy storage coil is magnetically biased in a direction opposite to the direction of magnetization when energy is applied, thereby increasing the energy that can be stored in this magnetic core. It is characterized by having
  • the fact that the energy that can be stored in the magnetic core can be increased by this method is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-37705 and Japanese Utility Model Application No. 48-94942. However, these are all related to an ignition device of an internal combustion engine, and cannot solve various problems in applications such as the aforementioned DC-DC converter circuit.
  • biasing the magnetic core of a transformer provided to a DC-DC converter circuit with a DC magnetic field is a powerful technique disclosed in Japanese Utility Model Application Laid-Open No. 57-58986. This is an invention relating to a single-type DC-DC converter and has no effect of increasing the energy stored in a transformer, and therefore does not solve the above-mentioned problem.
  • the present invention solves all of the above problems, and is a compact and lightweight DC-DC converter and circuit having a simple circuit configuration and an inductive load driving device using the DC-DC converter and circuit.
  • the purpose is to provide. Disclosure of the invention
  • a DC-DC converter circuit of the present invention includes a power supply, and a coil or a transformer having a magnetic core connected to the power supply, and applies the power supply voltage to the coil or the transformer. After the energy stored in the magnetic core is stored in the DC-DC converter circuit, the energy stored in the magnetic core is repeatedly discharged to a load. The magnetic energy stored in the coil or the transformer is increased by magnetically biasing in a direction opposite to a magnetization direction induced by a current supplied from a power supply.
  • the power supply a coil having a magnetic core connected to the power supply, switch means for opening and closing a closed circuit including the power supply and the coil, and one end of the switch means for preventing backflow. And a capacitor connected in parallel to the switch means via the rectifier means, and closing the switch means.
  • Energy is accumulated in the coil by applying the power supply voltage to the coil, and the switch means is opened at an arbitrarily determined timing, whereby the energy accumulated in the coil is rectified by the rectifying means.
  • a DC-DC converter circuit that accumulates and outputs to the capacitor via the DC-DC converter, wherein the magnetic core of the coil is magnetically biased in a direction opposite to a magnetic field induced by a current supplied from the power supply. It is characterized by
  • the power supply a first coil having a magnetic core connected to the power supply, switch means for opening and closing a closed circuit including the power supply and the first coil, and the first coil and the magnetic core At least one second coil to be common, rectifying means connected to one end of the second coil for the purpose of preventing backflow, parallel to each of the second coils via the rectifying means
  • a capacitor connected to the first coil and closing the switch means to apply the power supply voltage to the first coil to accumulate energy in the magnetic core of the first coil;
  • the switching means is opened at the determined timing, and the energy accumulated in the magnetic core is accumulated in the respective capacitors by the current induced in the second coil via the rectifying means and output.
  • the power supply a coil having a magnetic core connected to the power supply, switch means for opening and closing a closed circuit including all or partial windings of the power supply and the coil, and for the purpose of preventing backflow
  • a rectifying means connected to one end of all or partial windings of the coil; and a capacitor connected in parallel to all or partial windings of the coil via the rectifying means
  • the switch means is closed, the power supply voltage is applied to all or partial windings of the coil to store energy in the magnetic core of the coil, and the switch means is opened at an arbitrarily determined timing.
  • the energy stored in the magnetic core is converted into at least one electric energy to be induced in the entire winding or at least one partial winding of the coil via the rectifying means.
  • Isseki circuit accumulates and outputs the capacitors, the magnetic core, magnetically to the magnetic field in the opposite direction induced by the current supplied from the power supply by And the magnetic energy accumulated in the coil is increased by the coil.
  • a power supply ; a first coil having a magnetic core connected to the power supply; a switch for opening and closing a closed circuit including the power supply and the first coil; A first rectifier connected to at least one end of the switch, a first capacitor connected in parallel to the switch via the first rectifier, and a first capacitor.
  • a second coil connected to the second coil, a second rectifier for preventing a backflow of a current flowing through the second coil, and a second rectifier connected to the second coil via the second rectifier.
  • a capacitor, closing the switch means, applying a power supply voltage to the first coil to accumulate energy in the magnetic core of the coil, and arbitrarily determining the timing.
  • the first The energy stored in the first capacitor is stored in the first capacitor via the first rectifier, and the second coil includes the charge of the first condenser through the second rectifier.
  • a magnetic core of the first coil is induced by a current supplied from the power supply.
  • the magnetic energy stored in the coil is increased by magnetically biasing the coil in a direction opposite to the magnetic field.
  • a power supply ; a first coil having a magnetic core connected to the power supply; switch means for opening and closing a closed circuit including the power supply and the first coil; At least one second coil having a common core, first rectifying means connected to one end of the second coil for the purpose of preventing backflow, and A first capacitor connected in parallel to each of the second coils, a third coil connected to at least one of the first capacitors, and preventing a backflow of a current flowing through the third coil And a third capacitor connected to the third coil via the second rectifying means.
  • the first rectifying means Applying the power supply voltage to the coil to produce a magnetic core of the first coil Accumulating energy, through the first rectifying means the stored energy to the scan Itchi means in Thailand Mi ring which is arbitrarily determined to open to the magnetic core And accumulates in each of the first capacitors by a current induced in the second coil, and further includes a third coil and electric charges of the first capacitor via a second rectifier.
  • the magnetic core is magnetized in a direction opposite to a magnetic field induced by a current supplied from the power supply. The magnetic energy accumulated in the first coil is increased by biasing the first coil.
  • a power supply ; a first coil having a magnetic core connected to the power supply; switch means for opening and closing a closed circuit including all or a partial winding of the power supply and the first coil; First rectifying means connected to one end of all or partial windings of the coil for the purpose of preventing backflow, and parallel to all or partial windings of the coil via the rectifying means
  • a first capacitor connected to at least one of the first capacitors, a second coil connected to at least one of the first capacitors, and a second rectifier for preventing a reverse current of a current flowing through the second coil.
  • a second capacitor connected to the second coil via the second rectifying means, and closing the switch means so that the power supply voltage is applied to all or partial windings of the coil. To accumulate energy in the core of the coil.
  • the energy stored in the magnetic core is transferred to all the windings of the first coil or at least one point via the first rectifying means.
  • the electric energy induced in the partial winding of the first capacitor is stored in at least one of the first capacitors, and the electric energy of the first capacitor is stored via a second coil and a second rectifier.
  • a magnetic core of the first coil is induced by a current supplied from the power supply.
  • the magnetic energy accumulated in the first coil is increased by magnetically biasing in a direction opposite to a magnetic field.
  • the magnetic bias is performed by a permanent magnet provided on the magnetic core, or by supplying a desired current from a constant current source to a bias coil provided on the magnetic core.
  • An OR circuit capable of driving the high-voltage switch means by any of at least one input high-voltage switch drive signal, and at least one circuit for connecting an output of the high-voltage switch means to at least one inductive load.
  • Two high-voltage distribution switch means a low-voltage power supply connected to the power supply and outputting a variable output voltage equal to or lower than the power supply voltage, a load current detection means for detecting a load current flowing through the inductive load, and a connection to the low-voltage power supply Input the holding current value signal and the load current feedback signal from the load current detecting means, and match the load current with the holding current value signal.
  • At least one analog constant current output circuit that controls the voltage of the low-voltage power supply circuit when the voltage drop amount exceeds a predetermined value.
  • a low-voltage power supply adjusting circuit for generating a signal to reduce the voltage, at least one low-voltage distribution switch means for connecting an output of the analog constant current output circuit to the at least one inductive load, and the at least one At least one surge absorbing means for absorbing the self-induced energy of the load generated when the drive current of the inductive load is reduced, and at least one load drive signal are input, and the load drive is started for each of the load drive signals
  • a drive signal of the high-voltage distribution switch means for connecting an output of the high-voltage switch means to a load to be driven, and a period indicating that the input load drive signal means that load drive is continued.
  • a predetermined holding current value signal is output to the analog constant current output circuit, and at the same time, the output of the analog constant current output circuit is output to a load to be driven determined by the load driving signal.
  • a signal processing circuit for outputting a drive signal of the low-voltage distribution switch means for connecting the low-voltage distribution switch means.
  • the operating point is shifted by applying a bias to the magnetic field of the coil.
  • the energy density per unit area of the magnetic core can be increased, and the energy stored in the coil can be increased. Therefore, use a relatively small coil
  • a small and efficient DC-DC converter can be realized, and an efficient inductive load driving device can be realized using this DC-DC converter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter overnight circuit of the present invention.
  • Fig. 2 is an explanatory diagram that shows that the energy density is improved by applying a bias to the magnetic core.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention shown in FIG.
  • Fig. 4 is a diagram showing BH characteristics and operating current characteristics of a magnetic core of a coil in a conventional example.
  • FIG. 5 is a diagram showing BH characteristics and operating current characteristics of the magnetic core in the embodiment shown in FIG. Fig. 6 shows the BH characteristics and operating current characteristics of the coil core when the number of turns of the coil in the conventional example is reduced by half.
  • FIG. 7 is a diagram showing BH characteristics and operating current characteristics of the magnetic core when the magnetic bias is further deepened in the embodiment shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing operating current characteristics of a coil when the number of turns of the coil in the conventional example is 1 Z4.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing another embodiment of the DC-DC converter overnight circuit of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a modification of the embodiment shown in FIG. 9 of the DC-DC converter overnight circuit of the present invention.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing another modification of the embodiment shown in FIG. 9 of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the DC-DC converter according to the present invention. 3. A circuit diagram showing still another embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a modification of the embodiment shown in FIG. 12 of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • Fig. 15 is a circuit diagram showing a conventional example of a current resonance type DC-DC converter circuit.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • FIG. 18 is a circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of an embodiment of an inductive load driving device using a DC-DC converter overnight circuit of the present invention.
  • FIG. 20 is a configuration diagram of a chubbing signal generation means used in the inductive load driving device shown in FIG.
  • FIG. 21 is a waveform diagram of each part of the inductive load driving device shown in FIG.
  • FIG. 22 is a waveform diagram of each part of the inductive load driving device shown in FIG.
  • FIG. 23 is a circuit diagram of another embodiment of the inductive load driving device using the DC-DC converter overnight circuit of the present invention.
  • FIG. 24 is a configuration diagram of a signal processing circuit used in the inductive load driving device shown in FIG.
  • FIG. 25 is a waveform diagram of each part of the signal processing circuit shown in FIG.
  • FIG. 26 is a waveform diagram of a drive signal input to the signal processing circuit shown in FIG.
  • FIG. 27 is a waveform diagram of a drive signal input to the signal processing circuit shown in FIG.
  • FIG. 28 is a waveform diagram of a drive signal input to the signal processing circuit shown in FIG.
  • FIG. 29 is a configuration diagram of an analog constant current circuit used in the inductive load driving device shown in FIG.
  • FIG. 30 is a configuration diagram of a monitor circuit used in the inductive load driving device shown in FIG. Fig. 31 is a circuit diagram of a conventional example of a DC-DC converter overnight circuit.
  • a DC-DC converter circuit according to the present invention and a circuit
  • FIG. 1 shows a first embodiment of a DC-DC converter circuit according to the present invention.
  • Capacitor C is charged to power supply voltage by power supply E.
  • a closed circuit A is formed by closing the switch Sw.
  • the charge accumulated in the capacitor C is prevented from flowing backward by the rectifier D, and is stored in the capacitor C.
  • the power supply voltage E is applied to the inductance L, and the current of the closed circuit A increases. In the magnetic core with inductance L, this current As energy increases, energy is accumulated.
  • the closed circuit A releases the force ⁇ , and the inductance L tries to maintain the current by self-induction. It flows through the closed circuit B including the inductance, the rectifier D and the capacitor C, and charges the capacitor C with the energy stored in the inductance L.
  • the capacitor C is gradually charged to a high voltage. Since the backflow is prevented by the rectifier D, the voltage stored in the capacitor C keeps rising every time the energy of the inductance L is supplied, and a voltage higher than the power supply voltage can be obtained. .
  • the magnetic core of the inductance L for charging the capacitor C is magnetically biased by the permanent magnet Mg in the direction opposite to the magnetic field generated by the current supplied from the power supply. As a result, more energy can be stored in the inductance L with one energization.
  • FIG. 2 The general BH curve of the coil is shown in Fig. 2 (a).
  • C For simplification, the magnetic hysteresis characteristic of the magnetic core is omitted.
  • Fig. 2 (b) is a simplified version of the figure, focusing on the saturation characteristics of the magnetic core.
  • Figure 2 (c) shows the B-H characteristics of the biased platform.
  • the stored energy Wb is four times the stored energy Wa obtained when the coil core is not biased. become.
  • a real number is used for simplicity of explanation, and the capacity of the energy storage capacitor is made infinite to be regarded as a voltage source. Even if the terminal voltage of the energy storage capacitor fluctuates in an actual DC-DC converter circuit, the effect of the present invention is not impaired.
  • Figure 3 shows the circuit diagram of the DC-DC converter circuit.
  • the capacitor C connected in parallel with the power supply E is a filter capacitor that absorbs the ripple of the power supply current consumed by the circuit.
  • Figure 4 (a) shows the B-H characteristics when the magnetic core of coil L is not magnetically biased.
  • the inductance of the coil L is 1 OmH and the magnetic core of the coil L is magnetically saturated at a current of 1 ° A.
  • Fig. 4 (b) shows the operating current of this DC-DC converter over a magnetic field without magnetic bias.
  • the current increases at a gradient of 1000 A second and reaches the saturation point current 10 A of the coil L at 1.0 ms.
  • the circuit becomes a closed circuit consisting of the power supply E, the coil L, the rectification means D, and the output side voltage source Ce.
  • the voltage of the output side voltage source Ce is 11 ⁇ V and that there is no voltage drop in the rectifier D, a voltage of 100 V is applied to the coil L in a direction opposite to the direction of the current.
  • I L I L (MAX)-100 / Lt
  • the energy directly transmitted from the power supply to the output side is 2 ⁇ (10 A) ⁇ (10 V) ⁇ (lmsec) ⁇ , but here, the energy accumulation by the coil is instructed. Since the term of energy transmitted directly from the output side to the output side does not directly affect the gist of the present invention, the description about this energy is omitted, and the same treatment will be performed hereinafter.
  • Figure 5 (a) shows the characteristics of this coil biased.
  • the value of the inductance and the amount of the saturation magnetic flux are increased by adding the magnetic material of the permanent magnet to the magnetic core of the coil.
  • a magnetic bias is applied by passing a constant current through a second winding (not shown) will be described.
  • the inductance does not change and the saturation characteristics of the magnetic core do not change, and the characteristics of this coil are exactly the same as those in Fig. 4 (a), as shown in Fig. 5 (a). It becomes the moved characteristic.
  • the switch means Sw is closed.
  • the power supply E is applied to the coil L, and the coil current IL increases at 1 000 A second.
  • This coil current IL Is increased to the saturation point of the magnetic core, IL (MAX) at that time is 20 A, and the time required for increasing the current at this time is 2 Om sec. This is shown in Fig. 5 (b).
  • the coil current IL decreases at a rate of 100 00 AZ seconds, and becomes 0 A after 2 msec, as in the case of the above-mentioned base. During this time, the energy emitted by this coil
  • t a 2 ⁇ m sec
  • t b 2m sec
  • 2.0 J of energy can be supplied from the power supply to the output side.
  • Figure 6 (a) shows the inductance characteristics based on this principle.
  • the number of windings of the coil wound around the magnetic core is reduced by half from the previous example.
  • the current that can flow at the saturation point of the magnetic field core and magnetic field is doubled, and the inductance is 14.
  • the switch means Sw used in the circuit of Fig. 3 uses the same maximum current four times as often as when using a biased coil.
  • the switching loss in the switching means Sw cannot be ignored.
  • the method of using the biased coil of the present invention is superior to the method of shifting the inductance value in that the switching loss is small.
  • FIG. 7 shows the platform with this magnetic bias value further deepened.
  • Figure 7 (a) shows the BH characteristics in this case.
  • the coil is 1 OmH, as in the examples in Figs. 4 and 5, and a magnetic bias value that is magnetically saturated in the opposite direction until the coil current flows 1 OA is adopted.
  • the behavior when such a coil is used as the coil L in the circuit in Fig. 3 is described.
  • the switch means S w is closed, the power supply voltage is applied to the coil L.
  • the value of the inductance is extremely small because the magnetic core is saturated in the reverse direction.
  • the coil current increases almost instantaneously and quickly to 1 OA.
  • the current value at this time is defined as a minimum current value I L (M1N) at which the coil L can take a predetermined inductance value. Then the coil current
  • I L I L (MIN) + EZL ⁇ t
  • the coil current at this saturation point is 3 OA.
  • the time from when the switch means Sw closes until the current reaches this saturation point is
  • the reverse voltage applied to the coil L by the output side voltage source Ce is It becomes 100 V, and the coil current reduction rate of this coil L becomes 100 000 AZ seconds.
  • the initial current of 30 A drops to 10 A after 2 ms.
  • the coil core immediately decreases to 0 A because the magnetic core of the coil L is magnetically saturated in the opposite direction as described above.
  • the energy released by coil L to the output side is
  • the DC-DC converter circuit according to the present invention can easily absorb the power supply current generated in the flyback type converter by the filter capacitor disposed at the power input section of the circuit. Ripple can also be reduced.
  • FIG. 9 shows a circuit of a second embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • the basic principle of this embodiment is the same as that of the first embodiment, and a compound winding transformer T is used instead of the single coil of the first embodiment.
  • this transformer T is also biased by the permanent magnet Mg in the direction opposite to the direction of the magnetic flux generated by passing current. As a result, a smaller transformer can be used to realize a charger having the same capability, and a small and lightweight charger can be realized.
  • the switch S w is closed to form a closed circuit A.
  • the energy supplied from the power supply is stored in the primary coil L1 of the compound transformer T.
  • the switch Sw is opened, the energy stored in the primary coil L1 moves to the secondary coil L2, Current flows through the closed circuit B, and the capacitor C is charged. By repeating the switching operation of the switch Sw, more energy can be stored in the capacitor C.
  • the circuit of this embodiment has the following advantages.
  • the impedance can be converted on the primary and secondary sides.
  • the impedance on the secondary side can be increased.
  • the charging voltage of the capacitor is Vc
  • FIG. 11 shows still another embodiment using a transformer.
  • a first winding L1 connected to a power supply and two secondary windings L2-1 and L2-2 sharing a magnetic core with the first winding L1 are arranged.
  • This is a DC-DC converter circuit.
  • the secondary windings L2-1 and L2-2 are provided with rectifiers Dl and D2 for preventing backflow and energy storage capacitors C1 and C2 for output, respectively.
  • the number of turns of the secondary winding L2-1 and L2-2 is proportional to the generated electromotive force, and if the voltage across the output capacitor C1 or C2 is not in this secondary winding L2-1 If it is lower than the electromotive force of L 2-2, current will flow through the circuit with the lower output capacitor.
  • a plurality of power supplies having different voltages can be obtained at the same time. Also, the energy supplied from the power supply is intensively supplied to the circuit that released the energy to the load among the multiple output circuits, and the output voltage balance is automatically maintained.
  • FIG. 12 shows another embodiment of the DC-DC converter circuit according to the present invention.
  • This embodiment also has the same basic principle as the first and second embodiments, and uses a single-turn transformer Ts instead of the single coil of the first embodiment.
  • This transformer T s in order to increase the energy density per unit area of the magnetic core, a permanent magnet M g, biasing in a direction opposite to the direction of magnetic flux generated by passing an electric current.
  • a smaller transformer can be used to realize a charger having the same capacity, and a smaller and lighter charger can be realized.
  • the switch S w is closed to form a closed circuit A.
  • Energy supplied from the power source E is stored in the coil L of the autotransformer Ts.
  • a closed circuit B is formed, the energy stored in the coil L is transferred to a part L2 of the coil, and a current flows through the closed circuit B to charge the capacitor C.
  • this circuit has an advantage that the impedance can be converted on the primary side and the secondary side as shown in FIG. 12, similarly to the circuit of the second embodiment.
  • FIG. 13 shows still another embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention using an autotransformer.
  • a closed circuit is formed by the power supply and the switch means Sw using the portion of the winding L of the single-turn transformer Ts, and energy is stored in the magnetic core of the magnetically biased transformer Ts.
  • the switch means Sw is opened, and the stored energy is transferred from the plurality of partially connected backflow prevention rectifying means D1, D2 of the winding L of the autotransformer Ts to the energy storage capacitor Cw. l, store in C2 and output.
  • a DC-DC converter using a transformer with multiple A plurality of outputs having different voltages can be output simultaneously as in the evening circuit.
  • the permanent magnet Mg is used as a method for applying a bias. It is clear that a similar effect can be obtained by using an electromagnet Me instead.
  • Figure 14 shows such an example.
  • Fig. 14 (a) shows an example using a single coil
  • Fig. 14 (b) shows an example using a multiple winding transformer
  • Fig. 14 (c) shows an example using a single winding transformer.
  • FIG. 16 shows still another embodiment of the DC-DC converter circuit of the present invention.
  • the use of a magnetic bias can greatly reduce the switching frequency of the switch means with the same core volume as compared with a conventional circuit using a coil without a magnetic bias. It is also important for the DC converter circuit to reduce the loss of the switching means at the time of switching.
  • Fig. 15 (a) shows an example of a conventional DC-DC converter circuit that meets this purpose.
  • the energy storage coil L1 is connected to the power source E, and this is closed by the switch means Sw to supply current to the coil L1 and store energy in the magnetic core of the coil L1. Then, the switch means Sw is opened at an arbitrary timing. Thus, the energy stored in the coil L1 charges the capacitor C1 via the rectifier D1. When the switch means Sw is opened, no electric charge is stored in the capacitor C1. Therefore, no voltage is generated at the contact of the switch means Sw even when the switch means Sw is opened. Therefore, the switching loss of the switching means Sw is significantly reduced.
  • the terminal voltage of the capacitor C1 then rises due to charging from the coil L1, and eventually exceeds the terminal voltage of the capacitor C2. Then, the capacitor C2 is charged through a series circuit including the capacitor Cl, the rectifier D2, and the second coil L2.
  • the coil L1 finishes releasing its stored energy, and the current supplied to the capacitor C1 via the rectifier D1 decreases.
  • the current flowing through the coil L2 is designed to be delayed more than this, and the charge of the capacitor C1 is gradually drawn out to the output side by the self-inducing action of the coil L2, and the stored charge is eventually stored in the capacitor C1. Lose.
  • Rectifier D 3 is provided as necessary, and the accumulated charge in capacitor C 1 has been lost. At this time, the current IL2 is bypassed to prevent reverse voltage from being applied to the switch means Sw.
  • Fig. 15 (b) shows the current waveform of each part when this setting is not enough. That is, even when the resonance current I L2 by the coil L 2 and the capacitor C 1 becomes 0, if I L1 still exists, the voltage across the capacitor C 1 rises again, and as a result RV c 1 Voltage may remain. When R vc1 becomes higher than the voltage of capacitor C2, current IL2 is generated again.However, when RVc1 does not reach the voltage of capacitor C2, this voltage remains as it is across capacitor C1. However, this causes switching loss when the switching means Sw is cut off next time.
  • FIG. 16 (a) shows an example of a DC-DC converter circuit having a current-resonant circuit configuration in which a magnetic bias is applied to the coil L1 according to the present invention, and the current waveform at this time is shown in FIG. 16 (b). Shown in
  • FIG. 17 (a) is a circuit diagram of a current resonance type DC-DC converter according to the present invention constituted by a transformer having primary and secondary windings sharing a magnetic core. This basic operation is the same as that of the single coil described above.
  • a plurality of resonance circuits to reduce the switching loss of the switch means Sw. It may be provided in any one of the secondary windings.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of a current resonance type DC-DC converter according to the present invention, which is constituted by an autotransformer.
  • the operation as a DC-DC converter and the operation of resonance are the same as those using multiple winding transformers.
  • FIG. 19 shows an embodiment of a drive device for an inductive load using the DC-DC converter circuit of the present invention as described above.
  • This DC-DC converter circuit C hg is a current detecting means C t connected to a power supply E, an energy storage coil L whose magnetic core is magnetically biased, a power supply E, a current detecting means C t and an energy storing means.
  • First switch means Tr1 which opens and closes a circuit including the coil L, rectifier means D, which connects an anode to a connection point between the first switch means Tr1 and the energy storage coil L, rectifier
  • the output energy storage capacitor C connected to the cathode of the means D and the other end of the first switch means Tr1, voltage detection means HV s for detecting the charging voltage of the output energy storage capacitor C, current It has a shoving signal generation means C hp which receives the output of the detection means C t and the output of the voltage detection means H vs and generates a signal for opening and closing the first switch means Tr 1.
  • This inductive load driving device inputs a drive signal DrV for instructing driving of the inductive load, and is switched by this drive signal DrV to apply the output of the DC-DC converter overnight to the inductive load ZL.
  • a rectifier for circulation connected in parallel with the second switch means Tr 2 and the load ZL, and passing a circulating current generated by the self-inductance of the inductive load ZL when the current of the inductive load ZL is cut off or reduced.
  • Means (flywheel diode) Has FD.
  • FIG. 20 shows the configuration of the shoving signal generating means Chp.
  • the shoving signal generating means C hp is provided with an internal reference voltage E 1, a comparator C omp, an inverter means T having hysteresis characteristics for inputting a signal of the current detecting means C t, an output of the comparator C om p Input the output of Th It has an AND circuit for supplying to the first switch means Tr1.
  • the first switch means Tr 1 is closed and the coil current I 1 is rising.
  • the coil current I1 eventually reaches the cutoff side ⁇ value of the inverter Th, which has hysteresis characteristics. This cutoff ⁇ value is set to the current when sufficient energy is stored in the energy storage coil L.
  • the output of the inverter means Th is cut off, and at the same time, the first switch means Tr1 is also cut off (open).
  • the current I 1 of the energy storage coil L charges the output energy storage capacitor C via the rectifier D.
  • the current I1 of the energy storage coil L reaches the threshold value of the inverter Th for a short time, and then closes the first switch Tr1 again.
  • the voltage Vc across the output energy storage capacitor C gradually increases.
  • the voltage Vc across the capacitor C is kept as it is when unnecessary, and if necessary, the voltage is divided by the voltage detection means H vs so that the subsequent processing can be performed. Compared to E1.
  • the output of the comparator Comp is cut off, and the first switch means Tr1 also maintains the cutoff (open) state.
  • the voltage V c across the capacitor C corresponding to the reference voltage E 1 exceeds the power supply voltage E of the circuit, and this voltage is maintained by the rectifier D for backflow prevention.
  • the second switch means Tr2 When the load drive signal DrV is input in this state, the second switch means Tr2 is closed, and the voltage Vc across the output energy storage capacitor C is applied to the inductive load Z. .
  • the load current Iz1 rapidly rises due to the voltage Vc exceeding the power supply voltage E stored in the capacitor C.
  • the current rise rate and the maximum current value at this time are determined by the impedance of the load ZL, the capacity of the capacitor C, and the voltage Vc between both ends thereof. / P9 / 02309
  • the magnitude of the reference voltage E1 inside the switching signal generation means C hp, the voltage division ratio in the voltage detection means HV s, and the like are set.
  • the second switch means is opened, and the load current I z 1.recirculates through the rectifying means FD for reflux. However, it decreases to 0 A. Then, the voltage exceeding the power supply voltage E is stored in the output energy storage capacitor C again.
  • the inductive load ZL such as a solenoid valve at the beginning of its operation to promote valve opening, and then the solenoid valve is kept open.
  • the load current I z 1 By reducing the value of the load current I z 1 to a value that can be obtained, the heat generation of the load ZL can be suppressed low.
  • the size of the device can be reduced and the efficiency can be improved. Industrial advantages such as reduced manufacturing costs can be obtained.
  • FIG. 23 shows another embodiment of the inductive load driving device according to the present invention.
  • This device is configured to drive four inductive loads Z L1 to Z L4.
  • the device comprises a power supply Vb and a DC-DC converter circuit 1 having an energy storage coil connected to the power supply Vb and having a magnetic core magnetically biased for generating a voltage higher than the power supply Vb.
  • the high-voltage switch means 3 for opening and closing the output of the DC-DC converter circuit 1 and one or more input high-voltage switch driving words can drive the high-voltage switch means 3 OR Circuit 15; one or more high-voltage distribution switch means 8—1 to 8-4 for connecting the output of the high-voltage switch means 3 to one or more inductive loads Z L1 to Z L4; and a power supply V b
  • a low-voltage power supply adjustment circuit 4-1 that generates a signal that lowers the output voltage of the low-voltage power supply circuit 5, and one or more outputs of the analog constant-current output circuits 4-1 and 4-1-2
  • One or more low-pressure distribution switch means 6-1 to 6-4 for connecting to the inductive load Z L1 to Z L4 and the drive current of one or more inductive loads Z Ll to Z L4 are reduced.
  • One or more surge absorbing snubber circuits that absorb the self-induced energy of the inductive loads Z LI to Z L4 1 6—], 16—2, and one or more load drive signals are input to each load.
  • Switch drive signal and load drive ⁇ ⁇ The high voltage distribution switch means 8 for connecting the output of the high voltage switch means 3 to the load Z L1 to Z L4 to be driven determined by the symbol 8-:!
  • a predetermined holding current value signal is supplied to the analog constant current output circuits 4-1 and 4-2 while the drive signal of ⁇ 8-4 and the input load drive signal means that the load drive continues.
  • This drive circuit supplies current to the inductive loads ZL1 to ZL4 based on the drive signal Sig for instructing driving of the inductive loads ZL1 to ZL4. It is sent from an ECU (Electronic Control Unit) (not shown) as needed, and here it is assumed that the hydraulic solenoid valve for controlling the actuators of hydraulic machines and the like is opened and closed. The purpose is to open the solenoid-operated injector that supplies the fuel for the engine unit, or to close the valve, or to open and close the solenoid valve that controls liquid pressure and gas pressure. It is intended to excite or demagnetize the driving phase of the stepping motor device.
  • ECU Electronic Control Unit
  • the characteristics required for control are, for example, when the load is a device such as a solenoid valve, the operation of the load is started by applying a high voltage to the load and increasing the load current quickly in the initial stage of driving the inductive load. In the process of promoting the start and maintaining the valve opening operation after the valve opening operation is completed, the load current is reduced to the current value required to maintain the valve open state, and the heat generation of the load is suppressed. When terminating the driving of the load, the residual energy of the load should be immediately erased and the bubble should be closed immediately.
  • the load is a stepping motor device, such as a stepping motor device
  • a large amount of energy is rapidly applied to the coil forming the phase to promote the operation of the rotor, and the rotor is driven by the magnetic pole.
  • the current is reduced to suppress the heat generation of the coil, and when the excitation is changed from this phase to the next phase, the energy (excitation current) of this phase is immediately reduced to rotate. It is required to suppress the generation of a force contradictory to the suction force of the next phase acting on the child.
  • FIG. 24 shows a more detailed configuration of the signal processing circuit 2
  • FIG. 25 shows the waveform of each part of the signal processing circuit 2.
  • the signal processing circuit 2 receives the drive signal S ig as an input, and activates the monostable multivibrator 21 with the inverted drive signal N S ig.
  • the monostable multivibrator 21 operates at the rising edge of the inversion drive signal NSig, and outputs a high-voltage switch signal Vh ⁇ having a fixed period Tp and a high-voltage distribution switch drive signal Ipse1. Further, it also outputs an analog voltage signal Ilff obtained by dividing the inversion drive signal NSig as necessary.
  • the analog voltage Ilf indicates the holding current value in the steady driving state of the load.
  • a mouth signal corresponding to the inverted drive signal NSig itself is output as the low-voltage distribution switch drive signal Ihse1.
  • the differential signal of the driving signal Sig is also output as the driving end signal Irse1.
  • FIG. 26 to FIG. 28 show examples of drive signals input to this circuit.
  • the drive signals are independently and sequentially input from Sig1 to Sig4. This corresponds to, for example, a drive sequence of an injector device that sequentially supplies fuel to a four-cylinder engine device.
  • the driving signals Sig1 to Sig4 are configured such that the next signal is input simultaneously with the end of the immediately preceding signal. This corresponds to, for example, an excitation sequence of a driving phase in a four-phase steering motor device.
  • each drive signal is inputted with a half-cycle overlap with the immediately preceding signal.
  • Sigl and Sig3 and Sig2 and Sig4 are in opposite phases, respectively.
  • the circuit can be used for a wide range of applications by allowing the mutual relationship between the input signals up to the half cycle of FIG.
  • the high-voltage generating DC-DC converter-evening circuit 1 starts charging the energy storage capacitor with a high voltage exceeding the power supply voltage, Until the voltage is reached, the energy storage capacitor is repeatedly charged and released.
  • the analog constant current circuit 411 cuts off its output, so that the current due to the inductance of the load is supplied to the snubber circuit 6-1 via the selected low-voltage distribution switch means 6-1. Absorbed.
  • the load current of the inductive load Z L1 decreases, and the output of the current detecting means 10-1 also decreases.
  • the analog constant current circuit 4-1 starts supplying current.
  • FIG. 29 shows a more detailed structure of the analog constant current circuit 4.
  • the analog constant current circuit 4 includes an adder 41 that adds the holding current value signal and the output of the current detection means 10 that detects the load current, an inverting amplifier 4 2 that widens the addition result, and An output transistor 45 that outputs a current to the load from the low-voltage power supply 5 by the output of the inverting amplifier 42, and a voltage detection unit 4 that detects that the voltage drop generated across the transistor 45 exceeds a predetermined value. 4 (here, the voltage of the base transistor in the bipolar transistor is set to the predetermined value), and the output of this voltage detecting means 44 is output to the outside only when the output transistor 45 is driven. It has a forbidden switch 43.
  • the voltage detecting means 44 constantly monitors the voltage drop generated across the output transistor 45, and for example, If the load temperature is low and the DC resistance is low, the voltage across the load will be lower than the output voltage of the low-voltage power supply 5, and as a result, if the voltage drop of the output transistor 45 increases, this will be detected and the low voltage will be detected. It outputs a voltage adjustment signal V 1 adj for reducing the output voltage to the power supply 5.
  • the low-voltage power supply 5 When receiving the voltage adjustment signal V1adj, the low-voltage power supply 5 gradually reduces the output voltage.
  • the power supply 5 has a function of gradually increasing the output when the voltage adjustment signal V1adj does not exist. Therefore, the analog constant current circuit 4 is controlled so as to supply a constant current to the load and to reduce the circuit loss by the function of the voltage detecting means 44.
  • the holding current value signal Ilf becomes 0, whereby the output of the analog constant current circuit 4 is cut off.
  • the drive end signal Irse 11 is output by the signal processing circuit 2-1.
  • the surge voltage generated by the inductance component of the load is absorbed by the snubber circuit 16-1.
  • each drive signal Sig :! to Sig4 is temporally different from the other drive signals Sig1 to Sig4.
  • each circuit operates similarly for each of the drive signals Sig1 to Sig4.
  • each drive signal is continuously input as shown in FIG. 27.
  • the DC-DC comparator circuit 1 and the high-voltage switch means 3 are connected to four loads Z L1 as shown in FIG. ⁇ Z L4 is common.
  • the high-voltage switch means 3 and the high-voltage distribution switch means 8-1 to 8-4 are closed during the period of tp in FIG. 25 after the drive signals Sig1 to Sig4 are input.
  • the analog constant current circuits 4-1 and 4-1 and the snubber circuits 16-1 and 16-2 are shared by the loads Z L1 and Z L3 or the loads Z L2 and Z L4, respectively. I have. Therefore, there is no circuit interference between the drive signals Sig1 and Sig2, and each drive signal Sigl to Sig4 operates in the same manner as an independent base. Crop is possible.
  • the DC-DC converter circuit 1 is connected to the output capacitor by the drive start point that requires a high voltage in the adjacent drive timing. As long as the accumulation of the predetermined high voltage is completed, the circuit operates as described above.
  • a large current due to the application of a high voltage flows in the load current detecting means 10-1 and 10-2 in the initial stage of driving in addition to the load holding current.
  • the load current detecting means 10-1 and 10-2 are DC resistance means such as a shunt resistor, a large current instantaneously generates a large amount of heat, increasing the heat generation of the entire circuit. Therefore, the effective use of energy from the DC-DC converter 1 that should be applied to the load will be hindered.
  • the output voltage values of the current detection means 10-1 and 10-2 become effective, and the bypass means 1 1 1 1 1 and 1 1 1 2 are non-conductive during the holding current conduction period. Also, when a high voltage is applied to the load at the start of driving the inductive loads Z Li to Z L4 and a large current is flowing, the bypass means 1 1 1 1 1 and 1 1 1 2 are turned on to reduce the output voltage due to the holding current. The voltage across the current detecting means 10-1 and 10-2 is clamped at a predetermined voltage exceeding the predetermined voltage.
  • the inductive load driving circuit as described in the embodiment, conventionally, a surge voltage caused by self-induction of the load, which is generated when the driving of the load is terminated, is detected, and the normal termination of the operation of the load is determined.
  • a load operation monitoring device for monitoring was used.
  • the monitor circuit 14 shown in FIG. 23 is an improvement of such a load operation monitoring device.
  • Figure 3 ⁇ shows the details of this monitor circuit 14.
  • This circuit operates by applying a higher voltage than the DC-DC converter 1 when driving a load. After the tp time shown in Fig. 25 after the large load current has been supplied, a large negative surge voltage is generated due to the interruption of the large current.
  • the monitor circuit 14 receives the terminal voltage of the load via the pin 14-2-1-1 4 2-4 for selectively detecting the negative voltage, and detects the generation of surge voltage. Then, the one-shot circuit 141 is activated and the monitor output ACK is output.
  • This monitor output ACK is output after a period tp after the input of each drive signal, so that the drive state of the load can be detected earlier than that output at the end of the conventional load drive.
  • the monitor circuit 14 inputs a drive end signal for the purpose of preventing the negative voltage surge generated by the end of the load driving and the surge caused by the interruption of the large current from being erroneously recognized.
  • the tuner element 4 2—1 to 1 4 2—4
  • the switch means that disconnects the output is combined with 1 4 4—1—1 4 4—4 Provided.
  • the monitor circuit 14 can monitor the load driving state at an early stage after the load driving signal is input, prevent erroneous recognition at the end of driving the load, and Even when the drive timing intersects as shown in Fig. 27 and Fig. 28, the monitor can output the symbol correctly.
  • a semiconductor switch is generally used as switch means 3 for switching a high voltage generated by DC-DC converter 1 to and from a load.
  • a semiconductor switch is used for so-called high-side switching as shown in FIG. 23, it is difficult to select a semiconductor switch suitable for this application industrially.
  • a semiconductor switch for example, in a junction transistor switch, a PNP type is suitable for forming a high side switch.For the internal structure of the PNP type, those having the necessary current characteristics and efficiency are large and It tends to be expensive. Many of the NPN types are applicable in terms of current characteristics and efficiency, but require a higher voltage than the high voltage generated by the DC-DC converter to drive the base. In addition, there is a drawback that a predetermined current capacity is required also for the power supply for driving the base.
  • Japanese Patent Application No. Hei 6-0998659 describes a high-voltage switch using a voltage drive element.
  • a switch circuit has been proposed, but the configuration is too complicated to use this circuit for many loads.
  • SCR elements such as an SCR element, which have a characteristic that the trigger signal is input when the element is closed, so that the element itself maintains the closed circuit when the load current is continued. Although it is simplified and the loss during closing is sufficiently small, many additional circuits must be provided to open (turn off) the element o
  • a switch element that can be cut off using a voltage-driven transistor element or the like is used as the high-voltage switch means 3, and a trigger such as an SCR element is used as a means (high-voltage distribution means 8) for distributing this output to a plurality of loads.
  • a drive type both can eliminate the need for an arc-extinguishing circuit for the SCR element, and the switchable switch device can be shared by multiple loads, greatly simplifying the circuit. The cost has been reduced.
  • the distribution switch means 6 for distributing and connecting the output of the analog constant current circuit 4 to each load is connected to the output of the DC-DC converter 1 when the output is applied to the load.
  • the high voltage of the output of the DC-DC converter 1 is applied to the distribution switch means 6 in the opposite direction. Since the analog constant current circuit 4 connected to the input of the distribution switch means 6 is not normally designed to apply a high voltage in the reverse direction like the output of the DC-DC converter 1, the distribution switch means 6 It was necessary to provide backflow prevention means such as a die blade in series.
  • the circuit can be simplified and the loss can be reduced by employing an element having a backflow prevention characteristic, such as an SCR element, as the distribution switch means 6.
  • a magnetized coil whose energy density per unit area is increased by applying a bias to the magnetic core of the coil by using a permanent magnet or an electromagnet is used in the induction load driving device.
  • the DC-DC converter that composes the charger circuit is used as a coil for charging a capacitor in the evening, so this coil can be made smaller and lighter to obtain the same energy. If the same size coil is used, much energy can be obtained by one switching.
  • the charger circuit can be made smaller, lighter, and more efficient, and the inductive load drive itself can be made smaller, lighter, and more efficient.
  • the external current noise can be dramatically reduced because the load current is controlled in analog compared to the conventional PWM method using switching. Not only that, it also controls the low-voltage power supply at the same time, so even with analog control, the heat generated by the device can be kept extremely low.
  • the DC-DC converter, analog constant-current circuit, and high-voltage switch circuit By sharing each of the circuits to a plurality of load circuits as much as possible, it is possible to provide an inductive load drive device that can be applied to various uses without increasing the size of the circuit device S.

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Description

明钿書
D C— D Cコンバ一夕回路およびこの D C— D Cコンバ一夕回路を用いた誘導負 荷駆動装置 技術分野
この発明は、 D C— D Cコンバ一夕回路およびこの D C— D Cコンバ一夕回路 を用いた誘導負荷駆動装置に関し、 特に誘導負荷駆動装置の駆動開始時に昇圧し た電圧を印加して負荷電流の良好な立上がりを確保するための D C - D Cコンバ
—夕回路を用いた誘導負荷駆動装置に関する。 背景技術
一般にソレノィ ドバルブ等の電磁ァクチユエ一夕を高速に動作させるためには、 励磁電流をィンダクタンスに打ち勝って急速に立ち上げる必要がある。
コイルの内部抵抗を R、 インダクタンスを としたときの印加電圧 Eに対する 励磁電流 Iの伝達関数 G ( S ) は
G ( S ) = ( 1 Z R ) · ( 1 / ( 1 + L · S / R ) ) …… （1 ) で知られており、 式から明らかなように I = 0の状態で電圧 Eを印加した直後の 電流 Iの立ち上がり勾配は E Z L、 定常電流は E Z Rであり、 時定数 L Z Rの一 次遅れが生じることが知られている。
従って R、 Lの決まっているコイルに急速に電流を立ち上げ、 素早く動作させ るためには、 印加電圧 Eを大きくする必要がある。 しかし、 印加電圧 Eを大きく するにともない定常電流も必要以上に大きくなってしまいコイルの発熱、 焼損等 を招く ことになり易く、 装置も大型化しエネルギーの無駄でもある。 また移動車 両中のように車載バッテリを電源とする機械では印加電圧が制限されるため、 充 分な電圧が得られない場合が多い。
この問題を解決するために、 コィルへの印加電圧を高めるための電圧昇圧回路 (たとえばフライバック式 D C— D Cコンバ一夕等） と定常電流を制限するため の電流制御回路とを設け、 電流立ち上がり時には高電圧を印加して急速に電流を 増加させると共に、 電流が所定の値になったときには電流制御回路によって印加 電圧を抑制し必要以上に電流が增加するのを防止するようにしていた。
電圧昇圧回路としてフライバック式 D C— D Cコンバ一夕を用いた誘導負荷駆 動装置の従来例の一例を図 3 1に示す。 図中 1がフライバック式 D C— D Cコン バ一夕からなるチャージャ回路である。
電圧昇圧回路としてフライバック式 D C— D Cコンパ一夕を用いたときの問題 の一つは、 装置の大型化と効率の問題である。 従来、 エネルギを蓄積するための チャージャ回路のィンダクタンスとして、 チョークコイルやトランスが用いられ ることが多かったが、 このために装置が大型化し、 回路の効率が低下し複雑化す るといった問題を有していた。
特に、 フライバック式 D C— D Cコンバ一夕ないしは昇圧チョ ッパのごとく、 コィルへのエネルギの蓄積及び放出を高速に繰り返す用途にあっては、 コイルに エネルギを蓄積するスィッチ手段として半導体スィッチが使用されるが、 この半 導体スィツチ手段の閉路時の電圧降下による損失、 並びに開路ノ閉路過程でのス イッチング損失が、 回路の効率を阻害し、 また、 この半導体スィ ッチ手段での電 力損失による装置の発熱を放散させるための付帯装置や放熱構造のためにこのェ ネルギ蓄積用のコイルまたはトランスの体積に加え、 さらに装置全体が大形化、 複雑化する傾向にあった。
また、 近年の電子装置に供される上述のような D C— D Cコンバ一夕回路にお いては、 回路が消費する電源電流のリ ップルが装置全体の信頼性に与える影響も 問題になる。
この発明は、 磁芯を有するコイルまたはトランスを用い、 電源から磁芯にエネ ルギを投入し、 一度磁芯にエネルギを蓄積した後、 磁芯に蓄積されたエネルギを 負荷に対して放出することを繰り返す D C— D Cコンバ一夕回路において、 エネ ルギ蓄積用コイルの磁芯をエネルギ投入時に磁化される方向と逆方向に磁気的に バイアスすることで、 この磁芯に蓄積可能なエネルギを增大させたことを特徴と する。
磁芯を有するコイルにエネルギを蓄積する場台、 この磁芯をエネルギを蓄積さ せる際に通電される電流によって発生する磁界とは逆方向に磁気バイアスするこ とにより、 磁芯に蓄積可能なエネルギを増大できることは、 特開平 2— 3 7 7 0 5、 実開昭 4 8— 4 9 4 2 5等に発表されている。 しかしこれらはいずれも内燃 機関の点火装置に関するものであり、 前述した D C— D Cコンバ一タ回路のごと き用途にあつての種々の問題を解決しうるものではない。
また、 D C— D Cコンパ一夕回路に供される トランスの磁芯を直流磁界により バイアスすることは、 実開昭 5 7— 5 8 9 8 6に開示されている力く、 この用途は いわゆるフォヮ一ド型 D C— D Cコンバ一夕に関する発明であって、 トランスに 蓄積されるエネルギを增大する効果はなく、 従って前述の問題を解決するもので はない。
このように、 従来の誘導負荷駆動装置においては、 誘導性負荷の立ち上がりを 改善するために、 フライバック式 D C— D Cコンバータを用いたとき、 装置が犬 型化、 複雑化してしまうなどの問題点があった。
この発明は、 このような問題をすベて解決して、 小型軽量で回路構成の簡単な 効率の良い D C— D Cコンバ一夕回路およびこの D C— D Cコンバ一夕回路を用 いた誘導負荷駆動装置を提供することを目的とする。 発明の開示
上記目的を達成さるため、 この発明の D C— D Cコンバータ回路は、 電源と、 前記電源に接続される磁芯を有するコイルまたはトランスとを具備し、 前記コ ィルまたはトランスに前記電源電圧を印加することにより前記磁芯にエネルギを 蓄積した後、 前記磁芯に蓄積されたエネルギを負荷に放出することを繰り返して なる D C— D Cコンバ一夕回路において、 前記コィルまたはトランスの磁芯を前 記電源より供給される電流により誘起される磁化方向と逆方向に磁気的にバイァ スすることにより、 前記コイルまたはトランスに蓄積される磁気エネルギを增加 させたことを特徴とする。
また、 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有するコイルと、 前記電源及 び前記コイルを含む閉回路を開閉するスィッチ手段と、 逆流を防止する目的で前 記スィツチ手段の一端に接続された整流手段と、 該整流手段を介して前記スィ ッ チ手段に並列に接続されたコンデンザとを具備し、 前記スィツチ手段を閉路して 前記コイルに前記電源電圧を印加することにより前記コイルにエネルギを蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィツチ手段を開路することにより、 前記コ ィルに蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前記コンデンザに蓄積して出 力する D C - D Cコンバ一夕回路において、 前記コイルの磁芯を前記電源より供 給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴 とする。
また、 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前記 電源及び前記第 1のコィルを含む閉回路を開閉するスィッチ手段と、 前記第 1の コイルと磁芯を共通にする少なく とも 1つの第 2のコイルと、 逆流を防止する目 的で前記第 2のコィルの一端に接続された整流手段と、 該整流手段を介して前記 第 2のコイルのそれぞれに並列に接続されたコンデンザとを具備し、 前記スィ ッ チ手段を閉路することにより、 前記第 1のコィルに前記電源電圧を印加して前記 第 1のコイルの磁芯にエネルギを蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記ス ィツチ手段を開路して前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前 記第 2のコイルに誘起する電流によりそれぞれの前記コンデンザに蓄積して出力 する D C— D Cコンバータ回路において、 前記磁芯を、 前記電源より供給される 電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることにより、 前記第 1のコイルに蓄積される磁気エネルギを增加させたことを特徴とする。
また、 前記電源と、 前記電源に接铳される磁芯を有するコイルと、 前記電源及 び前記コィルの全巻線または部分巻線を含む閉回路を開閉するスィッチ手段と、 逆流を防止する目的で前記コィルの全巻線または部分巻線の一端に接続された整 流手段と、 該整流手段を介して前記コイルの全巻線または部分巻線に並列に接続 されたコンデンサとを具備し、 前記スィ ッチ手段を閉路して、 前記コイルの全巻 線または部分巻線に前記電源電圧を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを蓄積 し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィ ツチ手段を開路することにより前記 磁芯に蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前記コィルの全巻線または少 なく とも 1力所の部分巻線に誘起される電気工ネルギとして少なく とも 1つの前 記コンデンサに蓄積して出力する D C— D Cコンバ一夕回路において、 前記磁芯 を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイ ァスすることにより、 前記コィルに蓄積される磁気エネルギを增加させたことを 特徴とする。
また、 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前記 電源及び前記第 1のコィルを含む閉回路を開閉するスィ ッチ手段と、 逆流を防止 する目的で前記スィッチ手段の少なく とも一端に接続された第 1の整流手段と、 該第 1の整流手段を介して前記スィ ッチ手段に並列に接続された第 1のコンデン ザと、 前記第 1のコンデンサに接続される第 2のコイルと、 前記第 2のコイルを 流れる電流の逆流を防止する第 2の整流手段と、 該第 2の整流手段を介して前記 第 2のコイルに接続される第 2のコンデンサとを具備し、 前記スィ ツチ手段を閉 路して、 前記第 1のコイルに電源電圧を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを 蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィ ツチ手段を開路することにより 前記第 1のコィルに蓄積されたエネルギを前記第 1の整流手段を介して前記第 1 のコンデンサに蓄積するとともに、 第 2のコイル、 第 2の整流手段を介して前記 第 1のコンデンザの電荷を含む前記第 1のコイルより出力されるエネルギを前記 第 2のコンデンザに蓄積して出力する D C— D Cコンバ一夕回路において、 前記 第 1のコイルの磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界と逆 方向に磁気的にバイアスすることにより、 前記コィルに蓄積される磁気エネルギ を增加させたことを特徴とする。
また、 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前記 電源及び前記第 1のコィルを含む閉回路を開閉するスィ ッチ手段と、 前記第 1の コイルと磁芯を共通にする少なく とも 1つの第 2のコイルと、 逆流を防止する目 的で前記第 2のコイルの一端に接続された第 1の整流手段と、 該第 1の整流手段 を介して前記第 2のコイルのそれぞれに並列に接続された第 1のコンデンザと、 前記第 1のコンデンザの少なく とも 1つに接続される第 3のコイルと、 前記第 3 のコィルを流れる電流の逆流を防止する第 2の整流手段と、 該第 2の整流手段を 介して前記第 3のコイルに接続される第 3のコンデンザとを具備し、 前記スィ ッ チ手段を閉路することにより、 前記第 1のコイルに前記電源電圧を印加して前記 第 1のコイルの磁芯にエネルギを蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記ス ィッチ手段を開路して前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記第 1の整流手段を介 して前記第 2のコイルに誘起する電流によりそれぞれの前記第 1のコンデンサに 蓄積するとともにし、 第 3のコイル、 第 2の整流手段を介して前記第 1のコンデ ンサの電荷を含む前記第 2のコイルより出力されるエネルギを前記第 3のコンデ ンサに蓄積して出力する D C— D Cコンバータ回路において、 前記磁芯を、 前記 電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスする ことにより、 前記第 1のコイルに蓄積される磁気エネルギを增加させたことを特 徴とする。
また、 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前記 電源及び前記第 1のコィルの全巻線または部分巻線を含む閉回路を開閉するスィ ッチ手段と、 逆流を防止する目的で前記コィルの全巻線または部分巻線の一端に 接続された第 1の整流手段と、 該第 ] の整流手段を介して前記コィルの全巻線ま たは部分巻線に並列に接続された第 1のコンデンザと、 前記第 1のコンデンサの 少なく とも 1つに接続される第 2のコイルと、 前記第 2のコイルを流れる電流の 逆流を防止する第 2の整流手段と、 該第 2の整流手段を介して前記第 2のコイル に接続される第 2のコンデンサとを具備し、 前記スィ ツチ手段を閉路して、 前記 コィルの全卷線または部分巻線に前記電源電圧を印加して前記コィルの磁芯にェ ネルギを蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィツチ手段を開路するこ とにより前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記第 1の整流手段を介して前記第 1 のコィルの全巻線または少なく とも 1力所の部分巻線に誘起される電気工ネルギ として少なく とも 1つの前記第 1のコンデンサに蓄積するとともに、 第 2のコィ ル、 第 2の整流手段を介して前記第 1のコンデンサの電荷を含む前記第 1のコィ ルより出力されるエネルギを前記第 2のコンデンザに蓄積して出力する D C— D Cコンバータ回路において、 前記第 1のコイルの磁芯を、 前記電源より供給され る電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることにより、 前記 第 1のコィルに蓄積される磁気エネルギを增加させたことを特徴とする。
前記磁気的なバイアスは磁芯に設けた永久磁石によって、 或いは、 磁芯に設け たバイアス用コイルに定電流源から所望の電流を供給することによって行う。 さらに、 電源と、 前記電源に接続され前記電源よりも高い電圧を発生する前記 D C— D Cコンバータ回路と、 前記 D C— D Cコンバー夕回路の出力を誘導性負 荷に印加するための高圧スィツチ手段とを具備することを特徴とする。 前記誘導負荷駆動装置において、 電源と、 前記電源に接続され前記電源電圧よ りも高い電圧を発生する前記 D C— D Cコンバータ回路と、 前記 D C— D Cコン バータ回路の出力を開閉する高圧スィツチ手段と、 入力される少なく とも 1つの 高圧スイツチ駆動信号のいずれによっても前記高圧スィッチ手段を駆動しうる論 理和回路と、 前記高圧スィツチ手段の出力を少なくとも 1つの誘導性負荷に接続 するための少なくとも 1つの高圧分配スィッチ手段と、 前記電源に接続され前記 電源電圧以下の可変出力電圧を出力する低圧電源と、 前記誘導性負荷に流れる負 荷電流を検出する負荷電流検出手段と、 前記低圧電源に接続され、 保持電流値信 号と前記負荷電流検出手段からの負荷電流帰還信号を入力し、 負荷電流を保持電 流値信号に見合う値に制御する少なくとも 1つのアナログ定電流出力回路と、 該 アナログ定電流出力回路の出力手段の電圧降下量を入力し、 該電圧降下量が所定 の値を越える時、 前記低圧電源回路の出力電圧を低下させる信号を発生する低圧 電源調整回路と、 前記アナログ定電流出力回路の出力を前記少なく とも 1つの誘 導性負荷に接続するための少なくとも 1つの低圧分配スィッチ手段と、 前記少な く とも 1つの誘導性負荷の駆動電流を減じる時生じる負荷の自己誘導エネルギを 吸収する少なく とも 1つのサージ吸収手段と、 少なくとも 1つの負荷駆動信号を 入力し、 各々の該負荷駆動信号に対し、 その負荷駆動開始を意味する時点より所 定の一定時間、 前記高圧スィッチ手段を駆動するための高圧スィッチ駆動信号と、 前記負荷駆動信号により確定される駆動すべき負荷に対して前記高圧スィツチ手 段の出力を接続するための前記高圧分配スィッチ手段の駆動信号と、 入力された 前記負荷駆動信号が負荷駆動を続行することを意味する期間、 前記アナログ定電 流出力回路に対して所定の保持電流値信号を.出力すると同時に、 前記負荷駆動信 号によつて確定される駆動すべき負荷に対して前記アナログ定電流出力回路の出 力を接続するための前記低圧分配スィッチ手段の駆動信号を出力する信号処理回 路を有することを特徴とする。
この発明ではコイルの磁界にバイアスを加えて動作点をシフ 卜する。 これによ り、 磁芯コアの単位面積当たりのエネルギ密度を上げる事ができ、 コイルに蓄積 されるエネルギを多くすることができる。 したがって、 比較的小型なコイルを用 いて、 小型で効率の良い D C— D Cコンバータを実現することができ、 この D C 一 D Cコンバータを用いて、 効率のよい誘導負荷駆動装置を実現できる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明の D C - D Cコンバ一夕回路の実施例を示す回路図。
図 2は磁芯にバイアスを掛ける事によってエネルギー密度が向上することの説 明図。
図 3は図 1に示す本発明の D C— D Cコンバータ回路の実施例の具体例を示す 回路図。
図 4は従来例でのコイルの磁芯の B - H特性と動作電流特性を示す図。
図 5は図 3に示す実施例での磁芯の B - H特性と動作電流特性を示す図。 図 6は従来例でのコィルの巻数を半減した場合のコイルの磁芯の B - H特性と 動作電流特性を示す図。
図 7は図 3に示す実施例で磁気バイアスをさらに深めた場合の磁芯の B - H特 性と動作電流特性を示す図。
図 8は従来例でのコィルの巻数を 1 Z 4にした場合のコィルの動作電流特性を 示す図。
図 9は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路の他の実施例を示す回路図。
図 1 0は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路の図 9に示す実施例の変形を示す 回路図。
図 1 1は本発明の D C - D Cコンバ一タ回路の図 9に示す実施例の他の変形を 示す回路図。
図 1 2は本発明の D C— D Cコンバ一夕回 3.各の更に他の実施例を示す回路図。 図 1 3は本発明の D C— D Cコンバー夕回路の図 1 2に示す実施例の変形を示 す回路図。
図 1 4は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路の更に他の実施例を示す回路図。 図 1 5は電流共振型 D C— D Cコンバータ回路の従来例を示す回路図。
図 1 6は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路の更に他の実施例を示す回路図。 図 1 7は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路の更に他の実施例を示す回路図。 図 1 8は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路の更に他の実施例を示す回路図。 図 1 9は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路を用いた誘導負荷駆動装置の実施 例の回路図。
図 2 0は図 1 9に示す誘導負荷駆動装置に用いられるチヨッビング信号発生手 段の構成図。
図 2 1は図 1 9に示す誘導負荷駆動装置の各部の波形図。
図 2 2は図 1 9に示す誘導負荷駆動装置の各部の波形図。
図 2 3は本発明の D C— D Cコンバ一夕回路を用いた誘導負荷駆動装置の他の 実施例の回路図。
図 2 4は図 2 3に示す誘導負荷駆動装置に用いられる信号処理回路の構成図。 図 2 5は図 2 4に示す信号処理回路の各部の波形図。
図 2 6は図 2 5に示す信号処理回路に入力される駆動信号の波形図。
図 2 7は図 2 5に示す信号処理回路に入力される駆動信号の波形図。
図 2 8は図 2 5に示す信号処理回路に入力される駆動信号の波形図。
図 2 9は図 2 3に示す誘導負荷駆動装置に用いられるアナ口グ定電流回路の構 成図。
図 3 0は図 2 3に示す誘導負荷駆動装置に用いられるモニタ回路の構成図。 図 3 1は D C— D Cコンバ一夕回路の従来例の回路図。 発明を実施するための最良の形態
以下、 図面を参照してこの発明にかかる D C— D Cコンバ一夕回路およびこの
D C - D Cコンバ一夕回路を用いた誘導負荷駆動装置の実施例を説明する。 図 1は、 この発明の D C— D Cコンバ一夕.回路の第 1の実施例を示したもので ある。
この回路の動作を図にそって説明する。 コンデンサ Cは電源 Eにより電源電圧 に充電されている。 ここでスィ ッチ S wを閉成することにより閉回路 Aが形成さ れる。 この時、 コンデンサ Cに蓄積された電荷は、 整流手段 Dにより逆流を阻止 され、 コンデンサ Cに保存される。 他方、 インダク夕ンス Lには電源電圧 Eが印 加され、 閉回路 Aの電流が增加する。 インダクタンス Lの磁芯内には、 この電流 の增加にともない、 エネルギが蓄積されて行く。
次に、 任意のタイ ミ ンングでスィ ッチ S wを開路すると、 閉回路 Aは解放され る力 <、 イ ンダク夕 ンス Lは自己誘導により電流を維持しようと働くため、 回路電 流はィンダクタンス 、 整流手段 Dおよびコンデンサ Cを含む閉回路 Bを流れ、 イ ンダク夕 ンス Lに蓄積されたェネルギをコンデンサ Cに充電する。
この動作を繰り返すことにより、 コンデンサ Cは徐々に高電圧に充電されて行 く。 コンデンサ Cに蓄積される電圧は、 整流手段 Dにより逆流を阻止されている ので、 イ ンダク夕ンス Lのエネルギが供給されるごとに上昇を続け、 電源電圧よ り も高い電圧を得ることができる。
コンデンサ Cの電圧が所望する値を超えると、 図示しない電圧検出手段により、 このことを検出して、 スィ ッチ S wの開閉を中止し、 スィ ッチ S wの開閉の中止 中に所望する値を下回った時、 スィツチ S wの開閉を再開する。
この実施例では、 コンデンサ Cを充電するためのィ ンダク 夕 ンス Lの磁芯を永 久磁石 M gによって、 電源から供給される電流によって発生する磁界とは逆方向 に磁気的にバイアスを掛け、 これによつて一回の通電でィ ンダクタンス Lにより 多くのエネルギが蓄積できるようにした。
この原理を図 2で説明する。 コイルの一般的な B— H曲線を図 2 ( a ) に示す c この図は簡略のため、 磁芯の持つ磁気ヒステリ シス特性を省略してある。 さ らに 説明のため、 磁芯の飽和特性に着目して図を簡略化したのが図 2 ( b ) である。 今、 当該コイルに I L ( A ) なる電流を通電した時、 巻線によって aなる起磁 力が与えられ、 磁芯に W aなるエネルギが蓄積される。
この時、 この蓄積エネルギ W aを增大する目的で電流 I L を増加させ、 起磁力 aを増加させると、 磁芯の飽和点 cを越えた.ところからこれ以上の蓄積エネルギ W aの増大は望めなくなるばかりでなく、 これまで、 I し = E Z L » t (ここで Lは図 2 ( b ) に示す磁界 0におけるイ ンダクアンス） の関係で増加していた電 流が、 コイルの磁芯の飽和と共にイ ンダクタンスの急激な減少から、 単位時間当 たりの電流増加率を急激に増大させ、 時としてはスィ ツチ手段等の破壊を招く虞
¾)ある o
次にこのコイルの磁芯を電流 I L で励磁されている方向とは逆方向に磁気的に バイアスした場台の B— H特性を図 2 (c ) に示す。
図 2 ( c ) ではコイルに電流を通電しない時、 バイアス磁界により磁芯は電流 I L で励磁される磁束と逆方向にほぼ飽和した状態である。 この状態でコイルに 電流 I L を通電すると、 図に示す Wbなるエネルギが磁芯に蓄積される。
この状態で電流 I L を磁芯の飽和点 cまで増大させるならば、 図から明らかな ように、 蓄積されるエネルギ Wbはコィルの磁芯をバイアスしない場合に得られ る蓄積エネルギ W aの 4倍になる。
この関係を図 3〜図 6にそって更に詳しく説明する。
図 3〜図 6では説明の簡単のために実数を用いることにし、 またエネルギ蓄積 用コンデンサの容量を無限大にして電圧源と見なすことにする。 実際の D C— D Cコンバータ回路においてエネルギ蓄積用コンデンザの端子電圧が変動すること があっても本発明の効果は損なわれるものではない。
D C— D Cコンバ一タ回路の回路図を図 3に示す。 電源 Eに並列に接続されて いるコンデンサ Cは、 回路の消費する電源電流のリ ップルを吸収するフィルタコ ンデンサである。
今、 コイル Lの磁芯を磁気バイアスしない場合の B - H特性を図 4 (a ) に示 す。 便宜上このコィル Lのインダクタンスは 1 OmHでコィル Lの磁芯は通電電 流 1 ◦ Aで磁気飽和するものと仮定する。
磁気バイアスしない場台のこの D C— D Cコンバ一夕の動作電流を図 4 (b ) に示す。
時刻 t - 0にてスイ ツチ手段 S wを閉成するとコィル電流 I L は
1 L = E/L · t
すなわち 1000Aノ秒の傾きで增加し、 1.0 m s e cでコイル Lの飽和点電流 10 Aに到達する。
この時、 電源よりコイルに供給されるエネルギは
1 /2 · ( 1 0 A) · ( 1 0 V) · (1 0m s e c ) = 0. 5 J である。
次にこの時点でスィ ッチ手段 Swを解放すると、 回路は電源 E、 コイル L、 整 流手段 D、 出力側電圧源 C eからなる閉回路となる。 今、 出力側電圧源 C eの電圧を 1 1 ◦ Vとし、 整流手段 Dでの電圧降下がない ものとすると、 コイル Lにはその電流の方向とは逆極性に 1 00 Vの電圧が印加 されることになり、
I L = I L(MAX)- 1 00 /L · t
すなわち、 1 0◦◦ 0 AZ秒で'减少する。
ここで、 I L(MAX)= 10 Aであるから、 コィル電流は 1 m s e c後に 0 Aとな る。 そう してこの過程で
1 / 2 · ( 1 0 A) · ( 1 00 V) · (l m s e c) = 0. 5 J
のエネルギを出力側に放出する。 実際はこの時電源から直接出力側に伝達される エネルギが 2 · ( 1 0 A) · ( 10 V) · ( l m s e c ) } 存在するが、 ここではコィルによるエネルギの蓄積を諭じており、 この電源から直接出力側に 伝達されるエネルギの項は本発明の主旨に直接関与しないので、 このエネルギに 関する記述は省略し、 以後同様の扱いをすることにする。
このエネルギの蓄積放出に所要な時間は、 コイルへのエネルギ蓄積時間 t a = 10m s e cとコィルからのエネルギ放出時間 t b = 1 m s e cの和、 1 1 m s e cである。 すなわちこの回路は 1 1 m s e c間で 0. 5 Jのエネルギを電源か ら出力に供給し得ることになる。
次に同一のコイルを用いてこの磁芯を磁気的にバイアスした場合について説明 する。
図 5 (a) にバイアスされたこのコイルの特性を示す。
バイアス用に永久磁石を採用した場合には通常、 永久磁石の磁性体がコイルの 磁芯に付加されることによりインダクタンスの値および飽和磁束量が増大するが、 ここではこれらの影響がない力、、 あるいは、 図示しない第 2の巻線に一定の電流 を通じることによつて磁気バイアスがなされる場合として説明する。
すなわちこの場合は、 インダクタンスは変化せず、 磁芯の飽和特性も変化しな いため、 このコイルの特性は図 5 ( a ) に示したように、 丁度図 4 (a ) の特性 を右に平行移動した特性となる。
ここでスィツチ手段 Swを閉路すると。 前述したようにコイル Lには電源 Eが 印加され、 1 000 Aノ秒にてコイル電流 I L は増加する。 このコイル電流 I L を前述の磁芯の飽和点まで增加させたとすると、 その時の I L(MAX)は 20 Aにな り、 このときに電流の增加に要する時間は 2 Om s e cとなる。 この様子を図 5 (b) に示す。
また、 この間にコィルに蓄積されるエネルギは、
1 / 2 · ( 20 A) · ( 1 0 V) · (20m s e c) = 2. 0 J
であり、 前述のバイアスしないコイルに蓄積されるエネルギの 4倍になる。
この時点でスィ ッチ手段 S wを開路すると、 前述した場台と同様にコイル電流 I L は 1 00◦ 0 AZ秒の割合で減少し、 2 m s e c後には 0 Aになる。 この間、 このコィルが放出するエネルギは
1 / 2 · ( 20 A) · ( 1 00 V) · (2m s e c ) = 2. 0 J
となり、 図 5 (b) で t a = 2〇m s e c、 t b 2m s e cとなり、 22m s e cで 2. 0 Jのエネルギを電源より出力側に供給し得ることになる。
これを前述のバイアスしないコイルを使用した場合に比較すると単位時間当り の回路通過ェネルギ量は 2倍になる。
D C— D Cコンバ一夕回路において重要なことは 1回当たりにコイルに蓄積さ れるエネルギ量ではなく、 単位時間に回路が取り扱えるエネルギ量である。 この 点にたって更に説明を加えることにする。
今、 同一体積の磁芯を有するコイルで D C - D Cコンバ一夕回路の単位時間当 たりの通過エネルギ量を増大させることを目的に考える。 この解決方法として古 くから知られている方法は、 ィンダク夕ンスの値を小さくすることである。
図 6 (a) にこの原理に基づいたインダクタンスの特性を示した。 この例では 磁芯に巻回するコイルの巻数を先の例から半減させたコイルを想定する。 こうし た場台、 磁芯の飽和点における通電可能電流は 2倍になり、 そのイ ンダクタンス は 1 4となる。
このようなコイルを用いて図 3の回路を用いた場台の動作を説明すると、 t = 0でスイツチ手段 S wを閉路するとコィル Lに電源電圧 Eが印加されて I L = E /L · tによりコィル電流が增加する。 ここでコイル Lのインダクタンスが上述 の値の 1 /4の 2. 5mHとなっているため、 この電流は 4000 m A /秒にて 增加する。 一方、 このコイルの磁芯の飽和点でのコイル電流は前述の例の 2倍で あり 2 O Aである。 従って、 このコイルを飽和まで励磁するのに要する時間は ( 20 A) / (4000 m AZ秒） = 5 m s e c
である。
またこの間にコィルに蓄積されるエネルギは、
1 /2 · (20 A) · ( 1 0 V) ♦ (5m s e c ) = 0. 5 J
である。 また、 この時点で、 スィッチ手段 Swを開路した時のコイル電流の減少 率は、 インダクタンスの値 2. 5 mHから 40◦ 00 AZ秒となり、 従って 20 Aの電流は◦. 5 m s e c後に 0 Aとなる。 また、 コイル Lがこの間に出力に供 給するエネルギは、
1 /2 · (2 OA) ♦ ( 100 V) · (0. 5m s e c) = 0. 5 J となる。 これはすなわち、 図 6 ( b ) に示すようにこのコイルにエネルギを蓄積 するに要する時間 t a = 5m s e c、 またこれを出力に放出するに要する時間 t b = 0. 5m s e cの合計 5. 5m s e cで回路は 0. 5 Jのエネルギを電源よ り負荷に伝達することになる。 この動作を 4回繰り返すと、 前述のバイアスされ たコイルを使用した場合と同一時間内に同量のエネルギを電源から負荷に供給で きる。
このことはすなわち、 同一の磁芯を用いて単位時間当りのエネルギ伝達量を增 加できたことになる。 D C— D Cコンバ一夕のような用途ではこのような単位時 間当りのエネルギ伝達量が多いほど望ましいことになる。
しかしながら、 このバイアスしないコイルを使用し、 インダクタンスの値を'减 ずる場台には、 図 3の回路で用いるスィッチ手段 S wはバイアスされたコイルを 使用する場合と同じ最大電流を 4倍の頻度で遮断せねばならず、 特に小型化のた めに小さな磁芯を使用する場合には、 このスィツチ手段 Swでのスィ ツチング損 失が無視できなくなる。 このスィ ツチング損失が少ないという点で本発明のバイ ァスされたコィルを使用する方法がィンダクタンスの値を'减ずる方法よりも勝つ ている。
図 5の例ではコィルの磁芯をバイアスする際に、 コィル電流を通伝しない状態 で自身が丁度逆方向に磁気飽和されるバイアス値を採用した。 この磁気バイアス 値をさらに深く した場台について図 7で説明する。 図 7 (a ) はこの場合の B—H特性である。
コイルは図 4、 図 5の例と同じく 1 OmHで、 磁気バイアス値としてコイル電 流を 1 OA流すまでは逆方向に磁気飽和しているような値を採用する。 このよう なコイルを図 3の回路のコイル Lとして採用した場合の挙動に付いて述べる。 今、 スィッチ手段 S wが閉路すると、 コイル Lには電源電圧が印加されるが、 電流が少ない間は磁芯が逆方向に飽和されているためィンダクタンスの値は極め て小さく、 このため、 コイル電流はほぼ瞬時に速やかに増加して 1 OAに達する。 このときの電流値をコイル Lが所定のィンダクタンス値を取り得る最低電流値 I L(M1N)とする。 その後、 コイル電流は
I L = I L(MIN)+ EZL ♦ t
にしたがつて增加して行き、 やがて電流によって生じる磁界方向での飽和点に達 する。
このコイルの磁芯体積およびコィル巻数は図 4、 図 5の例と同じものなので、 この飽和点でのコイル電流は 3 OAになる。 スィツチ手段 Swが閉路してから電 流がこの飽和点に達するまでの時間は、
( 30 A - 10 A) / (1000 AZ秒） = 20 m s e c
である。 さらに、 この間に電源からコイル Lに供給されるエネルギは
1 /2 · ( 1 0 A + 30 A) · ( 10 V) · (20m s e c ) =4. 0 J である。
ここで、 この状態からスィ ッチ手段 S wを開路し、 コイル Lに蓄積されたエネ ルギを出力に放出する過程では、 出力側電圧源 C eによりコィル Lに印加される 逆方向の電圧は 1 00 Vとなり、 またこのコイル Lのコイル電流減少率は 1 00 00AZ秒となる。 したがって、 30 Aの初期電流は 2 m s e c後に 1 0 Aまで 低下する。 10 A以下の電流値になると前述の通りコイル Lの磁芯は逆向きに磁 気飽和しているため、 コイル電流は即座に 0 Aに'减少する。 この過程でコイル L が出力側に放出するェネルギは
1 / 2 · ( 30 A + 10 A) · ( 100 V) · (2m s e c ) =4. 0 J である。 この間での、 電流の変化の様子を図 7 (b) に示す。
t = 0でスィ ッチ手段 s wが閉路した後、 コイル Lに 4. 0 Jのエネルギを蓄 積するまでに要する時間 t a = 20 m s e c、 蓄積したエネルギを放出するのに 要する時間 t b = 2 m s e c となり、 回路は 22 m s e cで 4. 0 Jのエネルギ を電源から出力側に伝達できることになる。
これをバイアスしないコイルを用いて実現しょうとすると同一の磁芯を用いる 場合はコイルの巻数を 1ノ 4にしたコイルを用いることになる。 このインダク夕 ンスの特性を図 8に示した。
この巻数が 1 Z 4であるからその磁芯の飽和点における電流は 4◦ Aとなり、 そのインダクタンスは 1 Z 1 6すなわち〇. 625mHとなる。 このようなコィ ルを図 3の回路に適用した時の動作を説明する。
今、 t = 0でスィ ッチ手段 S wが閉路すると、 コイル電流は
I L = E/L · t
にしたがって 1 6◦ 00 A Z秒の増加率で上昇して行く。 ここでこのコィル飽和 点に置ける電流値は 40 Aであるため、 これに達するまでに必要な時間は 4〇 A / 1 6000 A/ 秒- 2. 5m s e cになる。 この時、 電源からコィルに供袷さ れるエネルギは
1 /2 · (4 OA) · ( 1 0 V) ♦ (2. 5m s e c ) = 0. 5 J である。
またこの時点でスィ ツチ S wを開路してこのコイルに蓄積されたエネルギを出 力側に放出するものとすると、 この間のコイル電流の減少率は 1 6000◦ AZ 秒であり、 放出時間は 0. 25m s e cである。 そうしてこの間に出力側に放出 されるエネルギは
1 /2 · (4 O A) · ( 1 00 V) · (0. 25 m s e c ) = 0. 5 J である。 これにより回路は 2. 75m s e c .の間に◦. 5 Jのエネルギを電源か ら出力側に伝達し得たことになり、 このようなコィルへのエネルギの蓄積と出力 側への放出を 8回繰り返すことによって、 バイアスされたコイルの場台と同一の 磁芯体積で同一時間内に同量のエネルギを出力側に伝達できることになる。 しか しこの磁気バイアスしないコィルの場台では、 同様の単位時間当たりのエネルギ 伝達量を得るためにスィッチ手段 S wは 40 Aの電流を 8回遮断しなくてはなら ない。 このように、 コイルの磁芯をバイアスすることによって、 スィ ッチ手段の容量 を 3 Z 4に低減すると共に、 その開閉頻度を 1 8にする効果があることが分か る 0
以上簡単のために多くの構成要素に付いて理想化もしくは模式化して記述した が、 実際の応用回路においても、 このようなコイルの磁芯を電源から供給される 電流による磁化方向と逆方向に磁気的にバイアスし、 これにエネルギを蓄積する D C— D Cコンバータ回路では、 そのバイアス量を大きくすればするほど、 同一 の磁芯体積に対してスィツチ手段の開閉頻度の低減とスィツチ手段自身の容量の 低減が可能になる。
したがって、 これらからの総合的な効果として、 スィッチ手段を流れる通過電 流の低減およびスィ ッチングによるエネルギ損失の低減とこれらによる効率の向 上、 放熱構造の簡単化、 スィ ッチ手段の長寿命化と装置の飛躍的な小形化が実現 できる。
また、 図 7 ( b ) に示すようにコイルの磁芯の逆バイアスを深く した場合、 こ のコイルに流れる電流のうちの I L(MI N)以下の部分は、 極めて速やかに'减少ノ增 加を行うため、 回路の電源入力部に配設したフィルタ用コンデンサにて容易に吸 収可能であり、 本発明の D C— D Cコンバータ回路では、 フライバック式コンパ 一夕において必然的に発生する電源電流リ ップルをも低減する事ができる。
図 9に、 本発明の D C - D Cコンバー夕回路の第 2の実施例の回路を示す。 この実施例も基本的な原理は第 1の実施例と同じで、 第 1の実施例の単一コィ ルの変わりに複巻トランス Tを用いたものである。 この トランス Tにも、 磁芯の 単位面積当たりのエネルギー密度を上げるために、 永久磁石 M gにより、 電流を 通じることによって発生する磁束方向とは逆.方向にバイアスを掛ける。 これによ り同等の能力のチャージャを実現するのに、 より小型の トランスを使用すること ができ、 小型軽量のチャージャ部を実現することができる。
この回路の動作を、 図 9に添って説明する。
スィ ツチ S wを閉路して閉回路 Aを形成する。 電源から供袷されるエネルギー は複巻トランス Tの 1次側コィル L 1に蓄積される。 スィ ッチ S wを開路すると 1次側コイル L 1に蓄積されていたエネルギーが 2次側のコイル L 2に移動し、 閉回路 Bに電流が流れてコンデンサ Cに充電される。 このスィッチ S wの開閉動 作が繰り返されることにより、 より多くのエネルギーをコンデンサ Cに蓄積する ことができる。
この実施例の回路には更に次のような利点がある。
1 ) 1次側、 2次側でイ ンピーダンスを変換できる。
すなわち、 図 1 0 ( a ) のように トランス Tの 1次側の巻数を多く し、 2次側 の巻数を少なくすると、 2次側のイ ンピーダンスを低くする事ができる。 これに より 2次側に設けたコンデンサ Cを低圧で充電する事ができる。
また、 図 1 0 (b) のように、 1次側の巻数を少なく し、 2次側の巻数を多く すると、 2次側のイ ンピーダンスを高くする事ができる。 これにより 2次側に設 けたコンデンサ Cを高圧で充電する事ができる。 またこの場台、 コンデンサじの 充電電圧を V cとし、 トランスの巻数比を r == n 2 n 1 (n l、 n 2はそれぞ れ 1次側コイル L l、 2次側のコイル L 2の巻数） とすると、 スィ ッチ Swの耐 圧を V c Z rと低くする事ができる。
2) 1次側と 2次側の間で電気的に分離 （アイソレーショ ン） が可能である。 すなわち、 図 1 0 (c ) のように 1次側と 2次側の接地を分けることができ、 電気的に分離できる。
図 1 1にトラ ンスを用いたさらに他の実施例を示す。
この実施例では電源に接铳された第 1の巻線 L 1とこの第 1の巻線 L 1と磁芯 を共用する 2回路の 2次巻線 L 2— 1および L 2— 2を配設した D C— D Cコン バー夕回路である。 2次巻線 L 2 - 1および L 2 - 2にはそれぞれ逆流防止のた めの整流手段 D l、 D 2および出力用エネルギ蓄積コンデンサ C 1、 C 2が設け られている。
スィツチ手段 Swを閉路して巻線 L 1に電流を通じることにより、 磁気的にバ ィァスされた磁芯内にエネルギを蓄積した後、 スィツチ手段 S wを開路すると、 磁芯内に蓄積されたエネルギによって 2次巻線 L 2― 1および L 2 - 2にそれぞ れ起電力を生じる。
この時、 2次巻線 L 2— 1および L 2 - 2の巻数と発生する起電力は比例し、 もし出力用コンデンサ C 1ないしは C 2の両端電圧がこの 2次巻線 L 2— 1ない しは L 2 - 2の起電力より も低ければ、 低い出力用コンデンサを有する回路に電 流が流れる。 これにより、 複数の 2次巻線を用い、 その巻数比を設定することで、 電圧のことなる複数の電源が同時に得られる。 また電源から供給されるエネルギ は、 複数の出力回路のうち、 エネルギーを負荷に放出した回路に集中的に供給さ れ、 出力電圧のバランスは自動的に保たれる。
図 1 2に、 本発明の D C— D Cコンバ一夕回路の他のの実施例の回路を示す。 この実施例も基本的な原理は第 1、 第 2の実施例と同じで、 第 1の実施例の単 —コィルの変わりに単巻トランス T sを用いたものである。 このトランス T sに、 磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げるために、 永久磁石 M gにより、 電流を通じることによって発生する磁束方向とは逆方向にバイアスを掛ける。 こ れにより同等の能力のチャージャを実現するのに、 より小型のトランスを使用す ることができ、 小型軽量のチヤ一ジャ部を実現することができる。
この回路の動作を図 1 2に添って説明する。
スィッチ S wを閉路して閉回路 Aを形成する。 電源 Eから供給されるエネルギ 一は単巻トランス T sのコイル Lに蓄積される。 スィッチ S wを開路すると、 閉 回路 Bが構成され、 コィル Lに蓄積されていたエネルギーがコィルの一部 L 2に 移動し、 閉回路 Bに電流が流れてコンデンサ Cが充電される。 このスィッチ S w の開閉動作が繰り返されることにより、 より多くのエネルギーをコンデンサじに 蓄積することができる。
またこの回路では、 図 1 2に示したようにして、 第 2の実施例の回路と同様に、 1次側、 2次側でィンピーダンスを変換することができる利点がある。
図 1 3は単巻トランスを用いた本発明の D C - D Cコンバータ回路のさらに他 の実施例である。
この実施例では、 単巻トランス T sの巻線 Lの部分を用いて、 電源およびスィ ツチ手段 S wにより閉回路を形成し、 磁気的にバイアスされた トランス T sの磁 芯にエネルギを蓄積した後、 スィ ッチ手段 S wを開路し、 蓄積されたエネルギを 単巻トランス T sの巻線 Lの複数の部分接続された逆流防止用の整流手段 D 1、 D 2よりエネルギ蓄積コンデンサ C l、 C 2に蓄積して出力する。
この例では前述の複数 2次巻線を有する トランスを用いた D C— D Cコンパ'一 夕回路と同様に電圧のことなる複数の出力を同時に出力できる。
以上、 上述の実施例では、 バイアスを与える方法として永久磁石 M gを用いて きた。 これに代えて電磁石 M eを使っても同様の効果があげられることは明らか である。 このような例を図 1 4に示す。 図 1 4 ( a ) は単一コイル、 図 1 4 ( b ) は複巻トランス、 図 1 4 ( c ) は単巻トランスを用いた例である。
図 1 6に本発明の D C— D Cコンバ一タ回路のさらに他の実施例を示す。
磁気バイアスを用いることで、 磁気バイアスを用いないコイルを用いた従来の 回路よりも同一の磁芯体積でスィッチ手段の開閉頻度を大巾に'减少できることを 前述の説明で述べたが、 D C— D Cコンバータ回路として、 スイ ッチング時のス ィッチ手段の損失を低減することも重要である。
この様な目的を適える D C— D Cコンバータ回路の従来例の一例を図 1 5 ( a ) に示した。 電源 Eにエネルギ蓄積用コイル L 1を接続し、 これをスィ ッチ手段 S wで閉路してコイル L 1に電流を供給し、 コイル L 1の磁芯にエネルギを蓄積す る。 そう して、 任意のタイ ミ ングでスィ ツチ手段 S wを開路する。 これにより、 コイル L 1に蓄積されたエネルギは整流手段 D 1を介してコンデンサ C 1を充電 する。 このスィ ッチ手段 S wを開路する時には、 コンデンサ C 1には電荷が蓄積 されておらず、 このため、 スィッチ手段 S wを開路した時もスィッチ手段 S wの 接点に電圧は発生しない。 従ってスィ ッチ手段 S wのスィツチング損失は大幅に 少なくなる。
コンデンサ C 1の端子電圧はその後、 コイル L 1からの充電によって上昇し、 やがてコンデンサ C 2の端子電圧を上回る。 するとコンデンサ C l、 整流手段 D 2および第 2のコイル L 2からなる直列回路を介して、 コンデンサ C 2を充電す
^ 77ヽ流れる o
やがて、 コイル L 1はその蓄積したエネルギの放出を終了し、 整流手段 D 1を 介してコンデンサ C 1に供給される電流は減少する。 一方、 コイル L 2を流れる 電流の減少はこれより遅れるように設計され、 コイル L 2の自己誘導作用により コンデンサ C 1の電荷は次第に出力側に吸い出され、 やがてコンデンサ C 1はそ の蓄積電荷を失う。
整流手段 D 3は必要に応じて設けられ、 コンデンサ C 1の蓄積電荷が消失した とき、 電流 I L2をバイパスしてスイツチ手段 S wに逆電圧が印加されるのを防止 する。
この様な回路は、 コンデンサ C 1とコイル L 2を直列共振回路として動作させ ているので、 一般に電流共振型回路と呼ばれる。 コンデンサ C 2とコイル L 2か らなる共振回路の共振周期はコイル L 1から供給される電流が無くなった後にコ ンデンサ C 1の電荷を 0とするように設定しなくてはならない。
図 1 5 ( b ) はこの設定が十分でない場合の各部の電流波形を示す。 すなわち コイル L 2とコンデンサ C 1による共振電流 I L2が 0になった時においても、 未 だに I L1が存在しているとするとコンデンサ C 1の両端電圧は再び上昇してその 結果 R V c 1なる電圧が残留することがある。 この R v c 1がコンデンサ C 2の 電圧よりも高く なれば再び電流 I L2が発生するが、 R V c 1がコンデンサ C 2の 電圧に達しない場合はこの電圧はそのままコンデンサ C 1の両端に残留し、 次回 のスィツチ手段 S wの遮断時にスィツチング損失の発生の原因になる。
本発明により磁気バイアスをコィル L 1に加えた場台の電流共振型の回路構成 の D C— D Cコンバータ回路の一例を図 1 6 ( a ) に、 このときの電流波形を図 1 6 ( b ) に示す。
この場合、 エネルギ蓄積用コイル L 1の磁気バイアスを深くすることによって、 コイル L 1からコンデンサ C 1に供給される電流を充分大きな値から急激に 0 A に移行させることができる。 これによりコイル L 2にまだ充分な電流が存在して いる間にコイル L 1の電流を 0に出来るので、 図 1 6 ( b ) に示す t mなる時間 余裕を生じせしめ、 R V c 1の発生を抑制する効果を生じる。 勿論、 本発明の、 スィ ッチ手段の容量の低減、 入力電流のリ ップルの低'减、 スイ ッチング頻度の低 減、 コィルの小形化等の効果が失われないこ は言うまでもない。
図 1 7 ( a ) は、 磁芯を共有する 1次及び 2次巻線を有する トランスによって 構成された本発明による電流共振型 D C— D Cコンバ一夕の回路図である。 この 基本的な動作は上述の単一コイルの場合と同じである。 し力、し、 図 1 7 ( b ) に 示すように複数の 2次巻線によって複数の電圧を得ようとする時には、 スィ ッチ 手段 S wのスィッチング損失を低減するための共振回路は複数 2次巻線のうちの いずれか 1つに設ければ良い。 但し、 設計に当たり、 共振に供するコンデンサ C 9 /1
1の電荷がスィ ッチ手段 S wの開路時に必ず消滅していることが条件になり、 同 時に設けられた他の出力は、 コンデンサ C 1の最高充電電圧を各 2次巻線の巻数 比に換算した値になることに注意が必要である。
図 1 8は単巻トランスによって構成された本発明による電流共振型 D C - D C コンバータの回路図である。 D C— D Cコンバータとしての動作、 共振の動作は 複巻トラ ンスを用いたものと同じである。
図 1 9に以上のベたような本発明の D C— D Cコンバ一夕回路を用いた誘導性 負荷の駆動装置の一実施例を示す。
この回路図の内、 C h gで示された点線で囲まれた部分が本発明の D C— D C コンバ一夕回路である。 この D C— D Cコンバー夕回路 C h gは電源 Eに接続さ れた電流検出手段 C t、 磁芯を磁気的にバイアスされたエネルギ蓄積用コイル L、 電源 E、 電流検出手段 C tおよびエネルギ蓄積用コイル Lを含む回路を開閉する 第 1のスイ ツチ手段 T r 1、 この第 1のスイ ツチ手段 T r 1 とエネルギ蓄積用コ ィル Lの接続点にァノー ドを接続する整流手段 D、 整流手段 Dのカソー ドと第 1 のスィ ツチ手段 T r 1の他端に接続された出力エネルギ蓄積用コンデンサ C、 こ の出力エネルギ蓄積用コンデンサ Cの充電電圧を検出する電圧検出手段 H V s、 電流検出手段 C t と電圧検出手段 H v sの出力を入力して、 第 1のスィ ツチ手段 T r 1を開閉させる信号を発生するチヨ ッ ビング信号発生手段 C h pを有してな つている。
この誘導性負荷駆動装置は誘導性負荷の駆動を指示する駆動信号 D r Vを入力 し、 この駆動信号 D r Vによりスィ ツチされ D C— D Cコンバ一夕の出力を誘導 性負荷 Z L に印加する第 2のスィッチ手段 T r 2および負荷 Z L に並列に接続さ れ、 誘導性負荷 Z L の電流を遮断または減少させたときにこの負荷 Z L の自己ィ ンダクタンスによって発生する環流電流を通過させる環流用整流手段 （フライホ ィールダイオー ド） F Dを有している。
図 2 0にチヨ ッビング信号発生手段 C h pの構成を示す。
チヨ ッビング信号発生手段 C h pは内部基準電圧 E 1 と、 比較器 C o m pと、 電流検出手段 C t の信号を入力するヒステリ シス特性を有するィンバ一夕手段 T と、 比較器 C o m pの出力とィンバ一夕手段 T hの出力を入力しその論理積を 第 1 のスイツチ手段 T r 1に供給する A N D回路を有している。
次にこの D C— D Cコンバ一夕の動作を図 2 1および図 2 2に示した各部波形 にそって説明する。
ここでは比較器 C o m pの出力は常に " 1 " (作動状態） であるとする。
t = 0において第 1のスイツチ手段 T r 1は閉成しており、 コイル電流 I 1は 上昇中である。 コイル電流 I 1はやがてヒステリシス特性を有するインバー夕手 段 T hの遮断側闞値に達する。 この遮断側闞値はエネルギ蓄積用コィル Lに充分 なエネルギが蓄積されたときの電流に設定されている。
コィル電流 I 1がこの閾値を超えるとィンバータ手段 T hの出力は遮断され、 同時に第 1のスイツチ手段 T r 1も遮断 （開路） される。 これにより、 エネルギ 蓄積用コイル Lの電流 I 1は整流手段 Dを介して出力エネルギ蓄積用コンデンサ Cを充電する。 エネルギ蓄積用コイル Lの電流 I 1はエネルギをコンデンサ Cに 放出することにより'减少し、 やがて、 インバータ手段 T hの投入側閾値に達し、 再度第 1のスィッチ手段 T r 1を閉路する。 これらの動作を繰り返すことにより、 出力エネルギ蓄積用コンデンサ Cの両端電圧 V cは徐々に増加する。
コンデンサ Cの両端電圧 V cは必要のないときはそのまま、 必要があれば電圧 検出手段 H v sで以後の処理が可能なように分圧され、 チヨッビング信号発生手 段 C h ρは内部で基準電圧 E 1と比較される。 コンデンサ Cの両端電圧 V cまた はそのの分圧値が基準電圧 E 1を超えると比較器 C o m pの出力は遮断され、 第 1 のスィツチ手段 T r 1 も遮断 （開路） 状態を維持する。
図 2 2に示したように、 基準電圧 E 1に相当するコンデンサ Cの両端電圧 V c は回路の電源電圧 Eを超えているため逆流防止用整流手段 Dによってこの電圧は 維持される。
この状態で負荷駆動信号 D r Vが入力されると、 第 2のスィツチ手段 T r 2が 閉成されて、 出力エネルギ蓄積用コンデンサ Cの両端電圧 V cは誘導性負荷 Zし に印加される。 このコンデンサ Cに蓄積されている電源電圧 Eを超える電圧 V c により負荷電流 I z 1は急激に立ち上がる。 このときの電流上昇速度および最大 電流値は負荷 Z L のインピーダンスと、 コンデンサ Cの容量およびその両端電圧 V cによって決定され、 所要の負荷電流を得るように回路の定数およびチョッピ / P9 /02309 ング信号発生手段 C h pの内部の基準電圧 E 1の大きさ、 電圧検出手段 H V sで の分圧比などが設定される。
コンデンサ Cは負荷 Z L に対してその蓄積エネルギを放出すると、 その両端電 圧 V cを減じていく。 この過程はコンデンサ Cと負荷 Z L のインダクタンス成分 との共振回路の挙動として観測され、 やがてはコンデンサ Cの電荷が消滅してそ の両端電圧 V cは 0 Vになる。 また負荷電流 I z 1 は負荷 Z L の自己インダク夕 ンスの効果により維持されるが、 この過程では環流用整流手段 F Dが導通される ので、 負荷電流 I z 1 は負荷 Z L と環流用整流手段 F Dで構成される環流路を環 流し、 負荷 Z L の抵抗成分でそのエネルギを熱として放散させながら次第に减少 する。
他方、 コンデンサ Cの両端電圧 V cが低下することにより、 チヨ ッ ビング信号 発生手段 C h pの内部の比較器 C o m pはその出力が活性化され、 その結果、 再 び第 1のスイツチ手段 T r 1が閉路してエネルギ蓄積用コィル Lに通電が開始さ れ、 コイル通電電流 Iし の増加し、 これによつてヒステリ シス特性を有するイン バータ手段 T hが働いて第 1のスィ ツチ手段 T r 1が開路しコイルに蓄積された エネルギがコンデンサ Cに放出される過程が繰り返される。 しかしこの時点では 第 2のスィツチ手段 T r 2は閉成しているので、 コイルから放出されたエネルギ はコンデンサ Cに一時蓄積された後、 平均化されて負荷 Z L に供給される。 この一連の動作によって、 負荷 Z L には、 コイルより供給されたエネルギに見 台う一定電流が供給される。 この過程は急速に立ち上がった負荷電流 I z 1がそ の環流を終了した時点から観測され、 図 2 2での区間 Aに当たる。
次に、 所望の負荷駆動時間を経過し、 負荷駆動信号 D r Vが終了すると、 第 2 のスィ ッチ手段は開放され、 負荷電流 I z 1.は環流用整流手段 F Dを介して環流 しながら減少して 0 Aとなる。 そうして再び出力エネルギ蓄積用コンデンサ Cに は電源電圧 Eを超える電圧が蓄積される。
このように、 本回路を用いることにより、 例えば電磁弁のような誘導性負荷 Z L に、 その動作の初期に多量のエネルギを注入して開弁を促進し、 その後電磁弁 の開弁状態を維持し得る値に負荷電流 I z 1の値を低減して負荷 Z L の発熱を低 く押さえることが出来るようになる。 また、 この回路で用いる D C— D Cコンバー夕回路に本発明のエネルギ蓄積用 コイルの磁芯を磁気的にバイアスした D C— D Cコンバ一夕を用いることによつ て装置の小形化、 効率の向上、 製造コストの低減といった産業上の利点を得るこ とができる。
図 2 3に本発明による誘導性負荷駆動装置の他の実施例を示す。
この装置は 4つの誘導性負荷 Z L1〜Z L4を駆動できるように構成されている。 装置は電源 V bと、 電源 V bに接铳され電源 V bよりも高い電圧を発生するため の磁芯が磁気的にバイアスされたエネルギ蓄積用コイルを有する D C— D Cコン バー夕回路 1と、 この D C— D Cコンバー夕回路 1の出力を開閉する高圧スィッ チ手段 3と、 入力される 1つ以上の高圧スィッチ駆動 ί言号のいずれによっても高 圧スィツチ手段 3を駆動することができる O R回路 1 5と、 高圧スィツチ手段 3 の出力を 1つ以上の誘導性負荷 Z L1〜Z L4に接铳するための 1つ以上の高圧分配 スイツチ手段 8— 1〜8 - 4と、 電源 V bに接続され電源電圧以下の可変出力電 圧を有する低圧電源回路 5と、 この低圧電源回路 5に接続され、 保持電流信号と 負荷電流検出手段 1 0 - 1、 1 ◦一 2からの負荷電流帰還信号とを入力し、 負荷 電流を保持電流に見合う値に制御する 1つ以上のアナログ定電流出力回路 4一 1、 4一 2と、 このアナログ定電流出力回路 4一 1、 4一 2の出力手段の電圧降下量 を入力し、 電圧降下量が所定の値を超える時、 低圧電源回路 5の出力電圧を低下 させる信号を発生させる低圧電源調整回路 4— 1— 1、 4一 2— 1 と、 アナログ 定電流出力回路 4一 1、 4一 2の出力を 1つ以上の誘導性負荷 Z L1〜Z L4に接続 するための 1つ以上の低圧分配スィツチ手段 6 - 1〜6— 4と、 1つ以上の誘導 性負荷 Z Ll〜 Z L4の駆動電流を減じるとき生じる誘導性負荷 Z LI ~ Z L4の自己誘 導エネルギを吸収する 1つ以上のサージ吸収用スナバ回路 1 6— ]、 1 6— 2と、 1つ以上の負荷駆動信号を入力し、 各々の負荷駆動信号に対しその負荷駆動信号 を意味する時点から所定の一定時間高圧スィッチ手段 3を駆動するための高圧ス ィッチ駆動信号と、 負荷駆動 ί言号により確定される駆動すべき負荷 Z L1 ~ Z L4に 対して高圧スィツチ手段 3の出力を接続するための高圧分配スィツチ手段 8 -：！ ~ 8 - 4の駆動信号と、 入力された負荷駆動信号が負荷駆動を続行する事を意味 する期間、 アナログ定電流出力回路 4 - 1、 4— 2に対し所定の保持電流値信号 96/1 8 PC /JP95/02309 を出力すると同時に負荷駆動信号によって確定された駆動すべき負荷に対してァ ナログ定電流出力回路 4 一 1、 4 一 2の出力を接続するための低圧分配スィツチ 手段 6— 1〜6— 4の駆動信号を出力し、 入力される負荷駆動信号が負荷 Z L1 ~ Z L4の駆動終了を意味するとき、 駆動終了信号を出力するための信号処理回路 2 一 1〜2— 4を有している。
以後、 図 2 3にそって本回路の動作を説明する。
本駆動回路は、 誘導性負荷 Z L1〜Zし 4の駆動を指示する駆動信号 S i gに基づ いて誘導性負荷 Z L1〜Z L4に電流を供給するものであるが、 駆動信号 S i gはそ の必要に応じて図示しない E C U (電子制御ユニッ ト） から送出されるものであ つて、 ここでは油圧機械等のァクチユエ一夕を制御するための油圧電磁弁を開弁 Z閉弁することを目的としたもの、 または、 エンジン装置の燃料を供給する電磁 式インジュクタを開弁 Z閉弁することを目的としたもの、 または、 液体圧力や気 体圧力をを制御する電磁弁の開弁 閉弁を目的としたもの、 あるいは、 ステツピ ングモータ装置の駆動相を励磁/解磁することを目的としたものである。
制御に要求される特性は、 例えば負荷が電磁弁のような装置の場合、 誘導性負 荷の駆動開始初期には負荷に高電圧を印加して負荷電流を速やかに増大させて負 荷の動作開始を促進させ、 また、 バルブの開弁動作が終了してこれを保持する過 程では、 負荷電流を開弁状態を保持するに必要な電流値に低減して負荷の発熱を 抑制すると共に、 負荷の駆動を終了させるときには、 速やかに負荷の残留エネル ギを消去し、 バブルを速やかに閉弁させるようにする。
また負荷がステツビングモータ装置のような場台は、 駆動相の励磁開始時にお いて、 相を形成するコィルに急速に大きなエネルギを投入して回転子の作動を促 進し、 回転子が磁極に対して定位したときには、 電流を'减じてコイルの発熱を抑 制し、 また、 この相から次相に励磁を変更する際には速やかにこの相のエネルギ (励磁電流） を減じて回転子に及ぼす次相の吸引力に相反する力の発生を抑える ことが要求される。
図 2 4に信号処理回路 2のさらに詳細な構成と、 図 2 5には信号処理回路 2の 各部の波形を示す。
図 2 3ではこの信号処理回路 2は各負荷 Z LI ~ Z L4に対応して 4回路設けられ ている。
信号処理回路 2は、 駆動信号 S i gを入力とし、 この反転駆動信号 N S i gに より単安定マルチバイブレータ 2 1を起動する。 単安定マルチバイブレー夕 2 1 は反転駆動信号 N S i gの立上がりエッ ジにて作動し、 一定期間 T pを有する高 圧スイツチ信号 V h ο ηおよび高圧分配スィッチ駆動信号 I p s e 1を出力する。 また、 反転駆動信号 N S i gを必要により分圧したアナログ電圧信号 I h r e f をも出力する。 アナログ電圧 I h r e f は負荷の定常的な駆動状態における保持 電流値を指示するものである。 また、 反転駆動信号 N S i gそのものに相当する 口ジック信号を低圧分配スィッチ駆動信号 I h s e 1 として出力する。 さらに駆 動信号 S i gの微分信号も駆動終了信号 I r s e 1 として出力する。
図 2 6〜図 2 8は本回路に入力される駆動信号の例を示す。 図 2 6では駆動信 号は S i g 1から S i g 4までそれぞれ独立して逐次人力されている。 これは例 えば、 4気筒のエンジン装置に対して逐次燃料を供給するィンジュクタ装置の駆 動シーケンスに相当する。 また図 2 8では駆動信号は S i g 1から S i g 4は、 それぞれ直前の信号の終了と同時に次信号が入力される仕組みになっている。 こ れは例えば、 4相ステツビングモータ装置における駆動相の励磁シーケンスに相 当する。 さらに、 図 2 8では、 各駆動信号はそれぞれ直前の信号に半周期オーバ ラップして入力されている。 この場合、 S i g lと S i g 3、 S i g 2と S i g 4はそれぞれ逆位相になっており、 例えば、 出力チャネルの 1と 3、 2と 4をそ れぞれ 1対とする 2軸の油圧回路用電磁弁の交互開閉弁における動作シーケンス に相当する。 本回路はこのようにそれぞれの入力信号の相互関係を図 2 8の半周 期ォ一バラップまで許容する事で広い用途に用いることができ、 その効果を発揮 できる。
図 2 3で回路に電源 V bが供給されると、 高圧発生用 D C— D Cコ ンパ—夕回 路 1は、 そのエネルギ蓄積用コンデンサに電源電圧を上回る高圧の充電を開始し、 これが所定の電圧に達するまで、 このエネルギ蓄積用コンデンサに対するェネル ギの蓄積と放出を繰り返す。
ここで駆動信号 S i g 1が入力されると、 信号処理回路 2— 1から前述の高圧 スィツチ駆動信号 V h o n 1が出力され、 これにより、 高圧スィツチ手段 3が閉
- 1 - 路する。 これと同時に、 前述の高圧分配信号駆動信号 I p s e 1 1 も出力され、 高圧分配手段 8— 1 も選択的に閉路される。 これにより D C— D Cコンバ一夕回 路 1で得られた高電圧は、 誘導性負荷 Z L1に印加され、 誘導性負荷 Z L1の負荷電 流は急速に增加する。 このとき、 信号処理回路 2 - 1からは、 同時に保持電流値 信号 I h r e ί 1がアナログ定電流回路 4 - 1に入力され、 また、 低圧分配スィ ッチ駆動信号 I h s e 1 1 も出力されている。 しかし、 負荷 Z Uの駆動側端子に は高圧電源からの高電圧も印加されており、 保持電流は負荷側に流出できず、 ま た、 高電圧印加による大きな負荷電流は、 電流検出手段 1 0— 1を流れるため、 アナログ定電流回路 4 - 1の入力部に配設された加算回路の出力は、 アナログ定 電流回路 4 一 1の出力を遮断する方向に働き、 この出力は発生しない。
期間 T pを経過すると、 高圧スィツチ駆動信号および高圧分配スィツチ駆動信 号は消滅する。 これにより、 D C— D Cコンバータ回路 1は負荷から切り離され る。 このとき、 負荷には依然として前述の大きな負荷電流が存在しており、 負荷 の有する自己ィンダクタンス特性によって、 負荷電流はその値を維持しょうとす る。 しかるに、 アナログ定電流回路 4 一 1はその出力を遮断しており、 したがつ て負荷のィンダクタンスによる電流は選択されている低圧分配スィッチ手段 6— 1を介してスナバ回路 1 6— 1で吸収される。 スナバ回路 1 6— 1にエネルギを 放出する事で誘導性負荷 Z L1の負荷電流は減少し、 これにともない電流検出手段 1 0 - 1の出力も減少する。 ここで誘導性負荷 Z L1の負荷電流が保持電流値信号 I h r e f に見台う値を割り込むとアナログ定電流回路 4 - 1は電流の供給を開 始する。
図 2 9にアナログ定電流回路 4のさらに詳細な構造を示した。
アナログ定電流回路 4は保持電流値信号と.負荷の電流を検出する電流検出手段 1 0の出力を加'减算する加算器 4 1と、 その加算結果を增幅する反転増幅器 4 2 と、 および反転増幅器 4 2の出力により低圧電源 5より負荷に電流を出力する出 カトランジス夕 4 5と、 このトランジスタ 4 5の両端に発生する電圧降下が所定 の値を超えたことを検出する電圧検出手段 4 4 (ここではバイポーラ トランジス 夕のベースーェミ ツ夕間の電圧をその所定の値とする） と、 この電圧検出手段 4 4の出力を出力トランジスタ 4 5が駆動されているときのみ外部に出力する出力 禁止スィッチ 4 3を有している。
今、 アナログ出力回路より保持電流値信号 I h r e f に見合う出力電流が負荷 に供給されているとき、 電圧検出手段 4 4は常に出力トランジスタ 4 5の両端に 発生する電圧降下を監視しており、 例えば負荷の温度が低く直流抵抗が小さい場 合、 低圧電源 5の出力電圧に比して負荷の両端電圧が小さくなり、 結果として出 カトランジス夕 4 5の電圧降下が大きくなると、 これを検出して低圧電源 5に対 してその出力電圧を低減させる電圧調整信号 V 1 a d jを出力する。
低圧電源 5はこの電圧調整信号 V 1 a d jを受けると出力電圧を徐々に低減さ せる。 また電源 5は電圧調整信号 V 1 a d jが存在しない時は、 その出力を徐々 に増加させる働きを有している。 したがって、 アナログ定電流回路 4は、 負荷に —定の電流を供給し、 しかも電圧検出手段 4 4の働きにより、 回路の損失を少な くするように制御されている。
ここで、 駆動信号 S i gが終了すると、 保持電流値信号 I h r e f は 0になり、 これによりアナログ定電流回路 4の出力は遮断される。 同時に信号処理回路 2 - 1により駆動終了信号 I r s e 1 1が出力される。 この時アナログ定電流回路 4 一 1の出力は遮断されているため、 負荷のィンダクタンス成分によって生じるサ ―ジ電圧は、 前記スナバ回路 1 6— 1によって吸収される。
以上、 駆動信号 S i g 1に対する本回路の動作を説明したが、 図 2 6ではそれ ぞれの駆動信号 S i g：!〜 S i g 4は時間的に他の駆動信号 S i g 1 ~ S i g 4 と独立に入力されており、 各回路は各駆動信号 S i g 1 ~ S i g 4に対して同様 に動作する。
次に、 図 2 7のように各駆動信号が連続して入力される場合について説明する c D C— D Cコンパ一夕回路 1と高圧スイツチ手段 3は図 2 3で示すように 4つの 負荷 Z L1〜Z L4に対して共通になっている。 し力、し、 高圧スィッチ手段 3と高圧 分配スィツチ手段 8— 1〜8— 4が閉路するのは各駆動信号 S i g 1〜S i g 4 が入力された後の図 2 5の t pの期間に限られ、 また、 アナログ定電流回路 4 - 1、 4一 2およびスナバ回路 1 6— 1、 1 6— 2はそれぞれ、 負荷 Z L1、 Z L3ま たは負荷 Z L2、 Z L4に共用されている。 このため、 駆動信号 S i g 1 と S i g 2 間の回路の干渉はなく、 各駆動信号 S i g l〜S i g 4が独立の場台と同様な動 作が可能である。
また、 図 2 8のように互いに交錯する入力に対しても、 隣接する駆動タイ ミ ン グの中で高圧を必要とするそれぞれの駆動開始点までに D C— D Cコンバーク回 路 1がその出力コンデンサに所定の高電圧の蓄積を完了している限り、 本回路は 前述の説明通りの動作を行う。
以上の実施例で説明したような誘導負荷駆動回路においては負荷電流検出手段 1 0 - 1 , 1 0 - 2には、 負荷の保持電流の他に駆動初期には高電圧印加による 大きな電流が流れる。 例えば、 この負荷電流検出手段 1 0 - 1、 1 0 - 2がシャ ント抵抗のような直流抵抗手段であった場合、 大きな電流によって瞬時に大きな 発熱を来し、 回路全体の発熱を増やすばかりでなく、 負荷に投入すべき D C - D Cコンバー夕 1からのエネルギの有効利用を妨げる事になる。 これを改善する目 的で、 電流検出手段 1 0 - 1、 1 0 - 2に並列に、 その両端電圧が所定の電圧以 下では非導通になり、 所定の電圧を超えるとその両端電圧を維持しつつ導通する ような定電圧特性を有するバイパス手段 1 1— 1、 1 1— 2を設ける。
これによつて、 電流検出手段 1 0 - 1、 1 0— 2の出力電圧の値が有効となる 保持電流通電期間にはバイパス手段 1 1 一 1、 1 1 一 2は非導通になっており、 また、 誘導性負荷 Z Li〜Z L4の駆動開始時に高電圧が負荷に印加され大きな電流 が通電中はバイパス手段 1 1 一 1、 1 1 一 2は導通されて保持電流による出力電 圧を超える所定の電圧にて電流検出手段 1 0 - 1、 1 0— 2の両端電圧がクラン プされる。
したがって、 アナログ定電流回路 4の出力を遮断する機能を維持しながら、 電 流検出手段による余剰な熱エネルギの発生を防止でき、 D C - D Cコンパ'一夕 1 からのエネルギを有効に負荷に投入することができる。
さらに、 実施例で説明したような誘導性負荷駆動回路においては、 従来、 負荷 の駆動を終了する際に発生する、 負荷の自己誘導によって生じるサージ電圧を検 出して、 負荷の正常な動作終了をモニタする負荷動作モニタ装置が用いられてい た。 図 2 3に示すモニタ回路 1 4はこのような負荷動作モニタ装置を改良したも のである。 図 3◦にこのモニタ回路 1 4の詳細を示す。
この回路の動作は、 負荷の駆動時に D C— D Cコンバータ 1より高電圧が印加 され、 大きな負荷電流が供袷された以後の図 2 5に示した t p時間後、 大電流の 遮断により大きな負のサージ電圧を発生する。 モニタ回路 1 4は負電圧を選択的 に検出するためのッニナ ¾子 1 4 2 - 1 - 1 4 2— 4を介して負荷の端子電圧を 入力しており、 サ一ジ電圧の発生を検出するとワンショッ ト回路 1 4 1を起動し てモニタ出力 A C Kを出力する。
このモニタ出力 A C Kは、 各駆動信号の入力後、 期間 t pをおいて出力される もので、 従来の負荷駆動終了時点で出力されるものに比して、 より早期に負荷の 駆動状態を検出できる利点を有する。
また、 図 2 3に示した駆動回路ではモニタ回路 1 4は負荷の駆動終了によって 発生する負電圧のサージと大電流の遮断によるサージとの誤認を防止する目的で、 駆動終了信号を入力し、 駆動終了信号が入力されてから一定期間、 ツユナ素子 ] 4 2— 1 〜 1 4 2— 4の出力を切り離すスィ ッチ手段 （マスクスィ ッチ） 1 4 4 - 1 - 1 4 4 - 4を合わせて設けた。
このような構成によって、 このモニタ回路 1 4は、 負荷の駆動信号が入力され てから早期に負荷の駆動状況をモニタでき、 負荷の駆動終了時点での誤認を防止 することができ、 各負荷の駆動タイ ミ ングが図 2 7、 図 2 8のように交錯する場 合でも正確にモニタ ί言号を出力できる。
図 2 3に示す構成において、 D C— D Cコンバータ 1によって発生される高電 圧を負荷に対して開閉するスィツチ手段 3として一般に半導体スィッチが使用さ れる。 し力、し、 図 2 3に示したようないわゆるハイサイ ドスィツチングに半導体 スィツチを用いた場合には、 工業的にこの用途に適した半導体スィツチを選択す る時に困難が伴う。 例えば、 ジャ ンク ショ ントランジスタスィツチではハイサイ ドスィツチを構成するのには適しているのは P N Pタイプである力 <、 P N Pタイ プの内部構造上、 必要な電流特性と効率を有するものは大型でかつ高価なものと なる傾向がある。 また N P Nタイプのものには電流特性と効率の面では適用可能 なものが多いが、 ベースを駆動するために D C— D Cコンパ一夕 1によつて発生 される高電圧よりも高い電圧が必要である上に、 このベース駆動用電源としても 所定の電流容量が必要であるという欠点がある。
この点に鑑み、 特願平 6 - 0 9 8 6 5 9には電圧駆動素子を用いた高圧スィッ チ回路が提唱されているが、 この回路を多数の負荷に対して用いるには構成が複 雑すぎる。 一方、 S C R素子のようにその閉路時にトリガ信号を入力することに よって、 以後負荷電流を継続する場合に素子自身が閉路を維持する特性を有する ものがあるが、 このような素子では閉路回路が簡単化され閉路中の損失も充分小 さい反面、 素子を開路 （消弧） するためには多くの付帯回路を配設する必要があ る o
本発明では、 高圧スィツチ手段 3として電圧駆動トランジスタ素子などを用い た遮断可能なスィッチ素子を用い、 また、 この出力を複数の負荷に分配する手段 (高圧分配手段 8 ) として S C R素子のような トリガ駆動タイプのものを用い、 両者を併用する事で S C R素子の消弧回路を不要にすると共に、 遮断可能なスィ ッチ装置を複数の負荷で共用できるようにして大幅な回路の簡素化と、 コス トの 低'减を可能にした。
また、 図 2 3の回路において、 アナログ定電流回路 4の出力を各負荷に分配接 铳するための分配スィ ツチ手段 6には、 D C— D Cコンバ一夕 1の出力が負荷に 印加されるとき、 この D C— D Cコンバータ 1の出力の高電圧が分配スィツチ手 段 6に逆向きに印加されることになる。 分配スィツチ手段 6の入力に接铳される アナログ定電流回路 4は通常 D C - D Cコンバー夕 1の出力のような高電圧を逆 向きに印加するようには設計されていないため、 分配スィッチ手段 6には直列に ダイ才ー ド等の逆流防止手段を設ける必要があった。 本発明では分配スィ ツチ手 段 6として S C R素子のように逆流阻止特性を本来持っている素子を採用する事 で回路の簡単化と損失の低減が図れる。 産業上の利用可能性
以上説明したように、 この発明では、 コイルの磁芯に、 永久磁石や電磁石を使 つてバイアスを掛け、 磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げた磁化され たコイルを、 誘導負荷駆動装置のチャージャ回路を構成する D C - D Cコンバ— 夕でコンデンサを充電するためのコイルに使用して構成したので、 同じエネルギ 一を得るために、 このコイルを小型軽量にすることができる。 また同じ大きさの コィルを使用したとすると、 一回のスィ ッチングで得られるエネルギーを多く と
― つ 一 ることができる。 したがって、 チャージャ回路を小型、 軽量、 高能率にすること ができ、 ひいては、 誘導負荷駆動装置そのものの小型化、 軽量化、 高能率化を図 る事ができる。
また、 誘導性負荷の動作保持期間においては、 従来のスイ ッチングによる P W M方式に比べて、 負荷電流をアナログ制御しているために、 飛躍的に外部幅射雑 音を低'减する事が可能になるばかりでなく、 同時に低電圧の電源も合わせて制御 するのでアナログ制御であっても装置の発熱を極めて低く押さえることができる また、 D C— D Cコンバータ、 アナログ定電流回路、 高圧スィッチ回路に関す る回路をそれぞれ可能なかぎり複数の負荷回路に共用することによって、 回路装 Sを增やすこと無く多様な用途に適用できる誘導負荷駆動装置を提供できる。

Claims

請求の範囲
1 . 電源と、 前記電源に接続される磁芯を有するコイルとを具備し、 前記コ ィルに前記電源電圧を印加することにより前記磁芯にエネルギを蓄積した後、 前 記磁芯に蓄積されたエネルギを負荷に放出することを繰り返してなる D C— D C コンバ一夕回路において、
前記コイルの磁芯を前記電源より供給される電流により誘起される磁化方向と 逆方向に磁気的にバイアスすることにより、 前記コイルに蓄積される磁気エネル ギを增加させたことを特徴とする D C— D Cコンバー夕回路。
2 . 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有するコイルと、 前記電源及 び前記コィルを aむ閉回路を開閉するスィ ッチ手段と、 逆流を防止する目的で前 記スィ ツチ手段の一端に接続された整流手段と、 該整流手段を介して前記スィ ッ チ手段に並列に接続されたコンデンザとを具備し、 前記スィ ツチ手段を閉路して, 前記コイルに前記電源電圧を印加することにより前記コイルにエネルギを蓄積し, 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィ ツチ手段を開路することにより、 前記コ ィルに蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前記コンデンサに蓄積して出 力する D C— D Cコンバ一夕回路において、
前記コイルの磁芯を前記電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方 向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 1記載の D C— D Cコンパ一 タ回路。
3 . 前記磁芯は、 永久磁石を含んで構成され、 前記永久磁石の発生する磁界 により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁束方向と 逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴と.する請求項 2記載の D C— D Cコン バー夕回路。
4 . 前記磁芯は、 バイアス用巻線を含んで構成され、 前記バイアス用卷線に 定電流源から所望の電流を供給することにより、 前記磁芯を、 前記電源より供給 される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴と する請求項 2記載の D C— D Cコンバータ回路。
5 . 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前記 電源及び前記第 1のコイルを含む閉回路を開閉するスィツチ手段と、 前記第 1の コイルと磁芯を共通にする少なく とも 1つの第 2のコイルと、 逆流を防止する目 的で前記第 2のコイルの一端に接続された整流手段と、 該整流手段を介して前記 第 2のコイルのそれぞれに並列に接続されたコンデンサとを具備し、 前記スィッ チ手段を閉路することにより、 前記第 1のコィルに前記電源電圧を印加して前記 第 1のコイルの磁芯にエネルギを蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記ス ィッチ手段を開路して前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前 記第 2のコイルに誘起する電流によりそれぞれの前記コンデンザに蓄積して出力 する D C— D Cコンバ一夕回路において、
前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁 気的にバイアスすることにより、 前記第 1のコィルに蓄積される磁気エネルギを 增加させたことを特徴とする請求項 1記載の D C— D Cコンバータ回路。
6 . 前記磁芯は、 永久磁石を含んで構成され、 前記永久磁石の発生する磁界 により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方 向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 5記載の D C— D Cコンバー 夕回路。
7 . 前記磁芯は、 バイアス用卷線を含んで構成され、 前記バイアス用巻線に 定電流源から所望の電流を供給することにより、 前記磁芯を、 前記電源より供給 される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴と する請求項 5記載の D C— D Cコンバ一夕回路。
8. 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有するコイルと、 前記電源及 び前記コィルの全巻線または部分巻線を含む閉回路を開閉するスィツチ手段と、 逆流を防止する目的で前記コイルの全巻線または部分巻線の—端に接続された整 流手段と、 該整流手段を介して前記コイルの全巻線または部分巻線に並列に接铙 されたコンデンサとを具備し、 前記スィ ッチ手段を閉路して、 前記コイルの全巻 線または部分巻線に前記電源電圧を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを蓄積 し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィツチ手段を開路することにより前記 磁芯に蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前記コィルの全巻線または少 なくとも 1力所の部分卷線に誘起される電気工ネルギとして少なくとも 1つの前 記コンテンザに蓄積して出力する D C— D Cコンバ一夕回路において、
前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁 気的にバイアスすることにより、 前記コイルに蓄積される磁気エネルギを増加さ せたことを特徴とする請求項 1記載の D C— D Cコンバ一夕回路。
9 . 前記磁芯は、 永久磁石を含んで構成され、 前記永久磁石により、 前記磁 芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁束方向と逆方向に磁気的 にバイアスすることを特徴とする請求項 8記載の D C—D Cコンバータ回路。
1 0 . 前記磁芯は、 バイアス用巻線を含んで構成され、 前記バイアス用巻線 に定電流源から所望の電流を供給することにより、 前記磁芯を、 前記電源より供 袷される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴 とする請求項 8記載の D C— D Cコンバ一夕回路。
1 1 . 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前 記電源及び前記第 1のコィルを含む閉回路を開閉するスィツチ手段と、 逆流を防 止する目的で前記スィ ツチ手段の少なく とも一端に接続された第 1の整流手段と、 該第 1の整流手段を介して前記スィツチ手段に並列に接続された第 1のコンデン ザと、 前記第 1のコンデンサに接続される第 2のコイルと、 前記第 2のコイルを 流れる電流の逆流を防止する第 2の整流手段と、 該第 2の整流手段を介して前記 第 2のコイルに接続される第 2のコンデンザとを具備し、 前記スィ ツチ手段を閉 路して、 前記第 1のコィルに電源電圧を印加して前記コィルの磁芯にエネルギを 蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィ ツチ手段を開路することにより 前記第 1のコイルに蓄積されたエネルギを前記第 1の整流手段を介して前記第 1 のコンデンサに蓄積するとともに、 第 2のコイル、 第 2の整流手段を介して前記 第 1のコンデンザの電荷を含む前記第 1のコイルより出力されるエネルギを前記 第 2のコンデンザに蓄積して出力する D C— D Cコンバータ回路において、 前記第 1のコイルの磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁 界と逆方向に磁気的にバイアスすることにより、 前記コィルに蓄積される磁気ェ ネルギを增加させたことを特徴とする請求項 1記載の D C— D Cコンバーク回路 c
1 2 . 前記第 1のコイルの磁芯は、 永久磁石を含んで構成され、 前記永久磁 石の発生する磁界により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起 される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 1 1記載の D C— D Cコンバータ回路。
1 3 . 前記第 1のコイルの磁芯は、 バイアス用巻線を含んで構成され、 前記バイアス用巻線に定電流源から所望の電流を供給することにより、 卷線の 発生する磁界により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起され る磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 1 1記載の D C — D Cコンバ一タ回路。
1 4 . 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前 記電源及び前記第 1のコイルを含む閉回路を開閉するスィ ツチ手段と、 前記第 1 のコイルと磁芯を共通にする少なく とも 1つの第 2のコイルと、 逆流を防止する 目的で前記第 2のコイルの一端に接続された第 1の整流手段と、 該第 1の整流手 段を介して前記第 2のコイルのそれぞれに並列に接続された第 1のコンデンサと、 前記第 1のコンデンザの少なく とも 1つに接続される第 3のコイルと、 前記第 3 のコィルを流れる電流の逆流を防止する第 2の整流手段と、 該第 2の整流手段を 介して前記第 3のコイルに接続される第 3のコンデンザとを具備し、 前記スィッ チ手段を閉路することにより、 前記第 1のコィルに前記電源電圧を印加して前記 第 1のコイルの磁芯にエネルギを蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記ス ィッチ手段を開路して前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記第 1の整流手段を介 して前記第 2のコイルに誘起する電流によりそれぞれの前記第 1のコンデンザに 蓄積するとともにし、 第 3のコイル、 第 2の整流手段を介して前記第 1のコンデ ンサの電荷を含む前記第 2のコイルより出力されるエネルギを前記第 3のコンデ ンサに蓄積して出力する D C— D Cコンバ一夕回路において、
前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁 気的にバイアスすることにより、 前記第 1 のコイルに蓄積される磁気エネルギを 増加させたことを特徴とする請求項 1記載の D C— D Cコンバータ回路。
1 5 . 前記第 1のコイルの磁芯は、 永久磁石を含んで構成され、 前記永久磁 石の発生する磁界により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起 される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 1 4記載の D C— D Cコンバータ回路。
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1 6 . 前記第 1のコイルの磁芯は、 バイアス用巻線を含んで構成され、 前記 バイアス用巻線に定電流源から所望の電流を供給することにより、 巻線の発生す る磁界により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界 と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 1 4記載の D C - D C コンバ一夕回路。
1 7 . 前記電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第 1のコイルと、 前 記電源及び前記第 1のコイルの全巻線または部分巻線を含む閉回路を開閉するス イ ッチ手段と、 逆流を防止する目的で前記コィルの全巻線または部分巻線の一端 に接続された第 1の整流手段と、 該第 1の整流手段を介して前記コイルの全巻線 または部分巻線に並列に接続された第 1のコンデンサと、 前記第 1のコンデンサ の少なく とも 1つに接続される第 2のコイルと、 前記第 2のコイルを流れる電流 の逆流を防止する第 2の整流手段と、 該第 2の整流手段を介して前記第 2のコィ ルに接続される第 2のコンデンサとを具備し、 前記スィッチ手段を閉路して、 前 記コィルの全巻線または部分巻線に前記電源電圧を印加して前記コィルの磁芯に エネルギを蓄積し、 任意に決定されたタイ ミ ングで前記スィツチ手段を開路する ことにより前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記第 1の整流手段を介して前記第 1のコイルの全巻線または少なく とも 1力所の部分巻線に誘起される電気工ネル ギとして少なく とも 1つの前記第 1のコンデンサに蓄積するとともに、 第 2のコ ィル、 第 2の整流手段を介して前記第 1のコンデンサの電荷を含む前記第 1のコ ィルより出力されるエネルギを前記第 2のコンデンザに蓄積して出力する D C— D Cコンバ一夕回路において、
前記第 1のコイルの磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁 界と逆方向に磁気的にバイアスすることにより、 前記第 1のコイルに蓄積される 磁気エネルギを増加させたことを特徴とする請求項 1記載の D C— D Cコンバー 夕回路。
1 8. 前記第 1のコイルの磁芯は、 永久磁石を含んで構成され、 前記永久磁 石の発生する磁界により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起 される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 1 7記載の D C— D Cコンバータ回路。
1 9 . 前記第 1のコイルの磁芯は、 バイアス用巻線を含んで構成され、 前記 バイアス用巻線に定電流源から所望の電流を供給することにより、 巻線の発生す る磁界により、 前記磁芯を、 前記電源より供給される電流により誘起される磁界 と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項 1 7記載の D C - D C コンバ一タ回路。
2 0 . 電源と、 前記電源に接続され前記電源よりも高い電圧を発生する請求 項 1記載の D C— D Cコンバータ回路と、 前記 D C— D Cコンバ一夕回路の出力 を誘導性負荷に印加するための高圧スィッチ手段とを具備することを特徴とする 誘導負荷駆動装置。
2 1 . 電源と、 前記電源に接続され前記電源電圧よりも高い電圧を発生する 請求項 1記載の D C— D Cコンバ一夕回路と、 前記 D C— D Cコンバ一夕回路の 出力を開閉する高圧スィツチ手段と、 入力される少なくとも 1つの高圧スィッチ 駆動信号のいずれによっても前記高圧スィッチ手段を駆動しうる論理和回路と、 前記高圧スィッチ手段の出力を少なく とも 1つの誘導性負荷に接続するための少 なく とも 1つの高圧分配スィツチ手段と、 前記電源に接続され前記電源電圧以下 の可変出力電圧を出力する低圧電源と、 前記誘導性負荷に流れる負荷電流を検出 する負荷電流検出手段と、 前記低圧電源に接続され、 保持電流値信号と前記負荷 電流検出手段からの負荷電流帰還信号を入力し、 負荷電流を保持電流値信号に見 合う値に制御する少なくとも 1つのアナログ定電流出力回路と、 該アナログ定電 流出力回路の出力手段の電圧降下量を入力し、 該電圧降下量が所定の値を越える 時、 前記低圧電源回路の出力電圧を低下させる信号を発生する低圧電源調整回路 と、 前記アナログ定電流出力回路の出力を前記少なくとも 1つの誘導性負荷に接 铳するための少なくとも 1つの低圧分配スイツチ手段と、 前記少なくとも 1つの 誘導性負荷の駆動電流を'减じる時生じる負荷の自己誘導エネルギを吸収する少な く とも 1つのサージ吸収手段と、 少なくとも 1つの負荷駆動信号を入力し、 各々 の該負荷駆動信号に対し、 その負荷駆動開始を意味する時点より所定の一定時間- 前記高圧スィ ツチ手段を駆動するための高圧スィ ツチ駆動信号と、 前記負荷駆動 信号により確定される駆動すべき負荷に対して前記高圧スィッチ手段の出力を接 続するための前記高圧分配スィツチ手段の駆動信号と、 入力された前記負荷駆動 信号が負荷駆動を続行することを意味する期間、 前記アナログ定電流出力回路に 対して所定の保持電流値信号を出力すると同時に、 前記負荷駆動信号によって確 定される駆動すべき負荷に対して前記アナログ定電流出力回路の出力を接続する ための前記低圧分配スィッチ手段の駆動信号を出力する信号処理回路を有するこ とを特徴とする誘導負荷駆動装置。
2 2 . 前記負荷電流検出手段は電流検出抵抗であり、 該電流検出抵抗には並 列に該電流検出抵抗の両端電圧が所定の電圧以下では非導通となり、 該電流検出 抵抗の両端電圧が該所定の電圧を超えると導通する定電圧特性を有するバイパス 手段を設け、 前記高圧スィッチ手段および前記高圧分配スィッチ手段により前記 電流検出抵抗が接続されている負荷に前記保持電流値信号に見合う電流値を超え る所定の電流値以上の電流が流れた場台、 該電流によって前記電流検出抵抗両端 に発生する電圧が前記バイパス手段の所定の電圧を超えることにより、 負荷電流 は前記バイパス手段に分流され、 前記電流検出抵抗の発熱を低減することを特徴 とする請求項 2 1または請求項 2 2記載の誘導負荷駆動装置。
2 3 . 前記誘導性負荷の駆動順序によって、 前記高圧スィ ッチ手段の駆動時 期が重ならないものに関して、 前記 D C— D Cコンバ一夕回路及び前記高圧スィ ッチ手段を共用にするとともに、 前記当該負荷の駆動を続行する期間が重ならな いものに関して、 前記アナログ定電流出力回路と前記負荷電流検出手段を共用す ることを特徴とする請求項 2 1記載の誘導負荷駆動装置。
2 4 . 誘導性負荷の駆動側端子電圧を入力し、 当該誘導性負荷の駆動電流が 遮断ないしは急激に減じられた場合、 前記誘導性負荷の自己誘導によって生じる サージ電圧を検出して動作確認信号を出力するモニタ回路において、 負荷の駆動 初期に印加される高電圧によって負荷に流れる大きな電流を急速に'减ずるときに 生じるサージを検出して確認信号を出力するものであつて負荷の駆動を終了した とき生じるサージとの誤認を防止するため、 前記誘導性負荷の駆動を終了したこ とを意味する制御信号を用いて前記動作確認信号をマスクしたモニタ回路を具備 することを特徴とする誘導負荷駆動装置。
2 5 . 前記高圧スィッチ手段としてトランジスタのような制御入力によって 遮断可能な素子を使用するとともに、 前記高圧分配スィツチ手段として S C Rの ような導通の自己保持機能を有する素子を使用することを特徴とする請求項 21 記載の誘導負荷駆動装置。
26. 前記低圧分配スィ ツチ手段として S C Rのような導通の自己保持機能 を有する素子を使用することを特徴とする請求項 21記載の誘導負荷駆動装置。
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Families Citing this family (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5986436A (en) * 1997-10-10 1999-11-16 Liu; Ping Yin Electric power recovering system
EP0951133A3 (de) * 1998-04-15 2000-04-12 HILTI Aktiengesellschaft Verfahren und aktives Filter zur Reduzierung der Restwelligkeit des einem Netz durch eine Last entnommenen Stroms
IT1308364B1 (it) * 1999-02-12 2001-12-17 Gate Spa Circuito di pilotaggio per carichi induttivi.
DE10019847A1 (de) * 2000-04-13 2001-10-25 Volkswagen Ag Bordnetz mit Spannungsstabilisierung
US7178513B2 (en) * 2002-04-19 2007-02-20 Ward Michael A V MCU based high energy ignition
WO2004055963A1 (ja) * 2002-12-16 2004-07-01 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 自動車用電力装置
FR2865164B1 (fr) * 2004-01-15 2006-04-07 Teleflex Automotive France Sa Dispositif de commande d'une boite de vitesses, en particulier pour vehicule automobile
CN1684348B (zh) * 2004-04-16 2010-10-20 深圳赛意法微电子有限公司 具有便于驱动器与变换器电路配合使用的控制接口的驱动器
TW200640120A (en) * 2005-05-04 2006-11-16 Richtek Techohnology Corp Control circuit and corresponding control method of flyback voltage converter
JP4942754B2 (ja) * 2006-09-22 2012-05-30 パナソニック株式会社 空気調和機
DE102006056095A1 (de) * 2006-11-28 2008-05-29 Robert Bosch Gmbh Schaltungsanordnung zur Auswertung und/oder zur Ansteuerung von Schallwandlern
CN101247088B (zh) * 2007-02-16 2010-12-01 台达电子工业股份有限公司 电源转换器及磁偏调节方法
US7782007B2 (en) * 2007-05-22 2010-08-24 Hamilton Sundstrand Corporation Electrodynamic machine control
JP4776651B2 (ja) * 2008-03-28 2011-09-21 日立オートモティブシステムズ株式会社 内燃機関制御装置
US9281757B2 (en) * 2008-12-18 2016-03-08 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Voltage conversion device and electrical load driving device
US7948222B2 (en) 2009-02-05 2011-05-24 Advanced Micro Devices, Inc. Asymmetric topology to boost low load efficiency in multi-phase switch-mode power conversion
FR2942555B1 (fr) * 2009-02-20 2011-02-18 Continental Automotive France Calculateur de vehicule automobile comportant un dispositif elevateur de tension et procede de commande
JP4815502B2 (ja) * 2009-03-26 2011-11-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 内燃機関の制御装置
JP5081202B2 (ja) * 2009-07-17 2012-11-28 トヨタ自動車株式会社 スイッチング装置
JP4963505B2 (ja) * 2009-08-03 2012-06-27 トヨタ自動車株式会社 電圧変換装置及び電気負荷駆動装置
DE102011000980B9 (de) * 2011-02-28 2014-12-31 Sma Solar Technology Ag Drossel mit dynamischer Vormagnetisierung
US9752990B2 (en) 2013-09-30 2017-09-05 Honeywell International Inc. Low-powered system for driving a fuel control mechanism
EP2546499B1 (en) * 2011-07-14 2020-04-15 Delphi Automotive Systems Luxembourg S.A. Electrical drive arrangement for a fuel injection system
US10817043B2 (en) * 2011-07-26 2020-10-27 Nvidia Corporation System and method for entering and exiting sleep mode in a graphics subsystem
WO2013088359A2 (en) * 2011-12-15 2013-06-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Driver device and driving method for driving a capacitive load, in particular an ultrasound transducer
CN103257297B (zh) * 2013-05-10 2015-06-10 电子科技大学 用于电力储能装置动态能量交换性能测试的系统及方法
WO2014191017A1 (en) 2013-05-27 2014-12-04 Electrolux Appliances Aktiebolag Driver circuit for electromagnetic dispenser
CN103456315B (zh) * 2013-09-27 2017-02-08 北京方德信安科技有限公司 一种程控恒流源消磁装置及消磁方法
JP6240511B2 (ja) * 2014-01-09 2017-11-29 日立オートモティブシステムズ株式会社 電子制御ユニット
FR3018866B1 (fr) 2014-03-19 2016-04-15 Continental Automotive France Dispositif et procede de controle d'un module de chauffage d'une pluralite d'injecteurs
JP2016149891A (ja) * 2015-02-13 2016-08-18 徐 夫子ＨＳＵ Ｆｕ−Ｔｚｕ 磁電気装置
CN107681891A (zh) * 2017-09-26 2018-02-09 普天智能照明研究院有限公司 一种电源及无源信号收发设备
DE102019124212A1 (de) * 2019-09-10 2021-03-11 Audi Ag Entmagnetisierung des Rotors einer fremderregten Synchronmaschine
EP4009522A1 (en) * 2020-12-01 2022-06-08 Base Field Power Limited Pulse control device for electromagnetic devices based on inductance
DE102021201403A1 (de) 2021-02-15 2022-08-18 Vitesco Technologies GmbH Fahrzeugseitiger Lade-Gleichspannungswandler mit Arbeitsdiode und ausgangsseitiger weiterer Diode
DE102021201401B4 (de) 2021-02-15 2022-12-29 Vitesco Technologies GmbH Fahrzeugseitiger Lade-Spannungswandler mit Rückstromsperre

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4849425U (ja) * 1971-10-11 1973-06-28
JPS5149584Y1 (ja) * 1976-03-10 1976-11-30
JPS5758986U (ja) * 1980-09-19 1982-04-07
US4720667A (en) * 1986-06-20 1988-01-19 Lee Fred C Zero-current switching quasi-resonant converters operating in a full-wave mode
JPH06327238A (ja) * 1993-05-12 1994-11-25 Komatsu Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路およびこのｄｃ−ｄｃコンバータ回路を用いた誘導負荷駆動装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3771040A (en) * 1972-04-18 1973-11-06 Nasa Regulated dc-to-dc converter for voltage step-up or step-down with input-output isolation
JPS6056948B2 (ja) * 1977-02-08 1985-12-12 株式会社日本自動車部品総合研究所 電磁弁駆動装置
US4346340A (en) * 1980-04-30 1982-08-24 Hackett Jones Francis C Method and means for controlling the flux density in the core of an inductor
US4675797A (en) * 1985-11-06 1987-06-23 Vicor Corporation Current-fed, forward converter switching at zero current
DE3614492A1 (de) * 1986-04-29 1987-11-05 Electronic Werke Deutschland Elektrischer wandler
FI881690A (fi) * 1988-04-12 1989-10-13 Ins Tsto Pentti Tamminen Ky Foerfarande och anordning foer utnyttjande av laegspaenningsstroemkaellor.
JPH03207262A (ja) * 1990-01-10 1991-09-10 Fujitsu Ltd 昇圧コンバータ
JP3254639B2 (ja) * 1993-02-05 2002-02-12 株式会社小松製作所 誘導負荷駆動装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4849425U (ja) * 1971-10-11 1973-06-28
JPS5149584Y1 (ja) * 1976-03-10 1976-11-30
JPS5758986U (ja) * 1980-09-19 1982-04-07
US4720667A (en) * 1986-06-20 1988-01-19 Lee Fred C Zero-current switching quasi-resonant converters operating in a full-wave mode
JPH06327238A (ja) * 1993-05-12 1994-11-25 Komatsu Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路およびこのｄｃ−ｄｃコンバータ回路を用いた誘導負荷駆動装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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