WO1990013857A1 - Procede de commande de mode de glissement - Google Patents

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WO1990013857A1
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switch
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Nobutoshi Torii
Ryo Nihei
Tetsuaki Kato
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Fanuc Ltd
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Definitions

  • the present invention relates to a sliding mode control method, and more particularly, to a sliding mode control method capable of reducing a steady-state error and improving control stability.
  • a sliding mode control method comprises: a step (a) of setting a switching surface including an integral element; (B) for calculating a control output sufficient to converge.
  • the control output that converges the characteristics of the control system to the switching surface corresponding to the switching surface including the integral element is calculated.
  • the operation stops no steady-state deviation from the control target occurs, and even if the system parameters fluctuate unpredictably greatly, the characteristics of the control system are changed to parameters. Adaptation is possible, and thus control stability is improved. As a result, practical sliding mode control can be achieved.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a servomotor control system to which a sliding mode control method according to an embodiment of the present invention is applied, and FIG. 2 is a sliding mode according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram illustrating a digital servo control system for implementing the control method, and FIG. 3 is a block diagram of a digital servo circuit executed by a processor of the digital servo circuit shown in FIG. This is a flow chart showing the idling mode control processing.
  • a servo control system for a mouth port to which the sliding mode control method of the present invention is applied is a proportional gain related to a position control loop.
  • the integral and the proportional gain correspond to the difference (speed deviation) between the ⁇
  • a torque command (control output) is obtained, and a drive current corresponding to the torque command is supplied to the servomotor represented by the third transmission element 14, and the servomotor rotates at zero speed.
  • the symbol J represents sabomo-evening energy.
  • Equation (1) the relationship shown in Eq. (1) is established between the input side and the output side of the servomotor.
  • the symbol T represents a torque command.
  • the motor control system shown in Fig. 1 is expressed by equation (2) using the position deviation ⁇ .
  • V (1/2)-s 2 ⁇ (6)
  • C, D, and ⁇ ⁇ represent constants
  • J 0 is the controlled object, for example, the robot movable part.
  • the predicted minimum inertia, and T 1 represents the switching amount (non-linear input) described in detail later.
  • equation (8) By substituting s obtained from equations (3) and (5) into equation (7) obtained by differentiating both sides of equation (4), equation (8) "" r1 ⁇ 4o
  • V s ⁇ s ⁇ ⁇ ⁇ (10)
  • V (C + D - ⁇ ⁇ - JO / J) ⁇ s 2 - [c 2 ⁇ ⁇
  • the switching amount T 1 satisfying the expression (14) is calculated, and based on the calculated switching amount T 1 and the above (5) It suffices if the torque-command T is calculated according to the equation, and the servomotor is controlled using the calculated torque command T.
  • Equation (15) when determining the switching amount T 1 that satisfies the condition (Equation (14)) for satisfying V ⁇ 0, the function of the position deviation ⁇ is determined as shown in Equation (15).
  • the switching amount ⁇ 1 is divided into the first term K 1 ( ⁇ ) represented by, and the second term 2 ((+ '£)) represented by the function of the integral (+ C ⁇ ⁇ ).
  • the first term (1 ( ⁇ ) is calculated according to the corresponding calculation formula determined according to the sign of the switching surface s and the sign of the position deviation s, and the sign of the switching surface s and the integral value /
  • the second term ⁇ 2 (S ( ⁇ + C ⁇ ⁇ )) is calculated according to the corresponding calculation formula determined according to the sign of ( ⁇ + C ⁇ ⁇ ).
  • ⁇ 1 ⁇ 1 ( ⁇ ) + ⁇ 2 (J ( ⁇ + C. E))
  • K l ( £ ) -C 2 -J 0-e '--— (18)
  • K 1 ( ⁇ ) -C 2 ⁇ J max ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (19)
  • S ⁇ 0 and ⁇ 0 use equation (20), and when S ⁇ 0 and e 0 0, or when s 0 0 and e ⁇ 0 Using the formula (21), the second term K 2 ((I ⁇ C ⁇ ⁇ )) of the switching amount T 1 is calculated.
  • inertia of the robot movable part The control system stability is maintained even when fluctuates greatly. Furthermore, since the switching surface s includes the integral element J "(+ C ⁇ ⁇ ), the steady-state deviation from the control target can be reduced to zero.
  • FIG. 2 a digital servo (software your servo) control system corresponding to the servo motor control system of FIG. 1 for implementing the above-mentioned sliding mode control method. Will be described.
  • the servo control system controls the position, speed and current of each axis servo motor (not shown) of the robot 5 (corresponding to the third transmission element 14 in FIG. 1) by software processing.
  • the servo control system includes a digital servo circuit 3 that can execute the control, in other words, the servo control system includes a position control loop, a speed control loop, and a current control loop.
  • the digital robot circuit 3 has a digital signal processor (not shown) and a memory for storing set values of various constants described later.
  • the servo control system includes a processor (hereinafter referred to as a first processor) of a digital servo circuit 3 and a host computer, for example, a numerical controller I for distributing movement commands (not shown).
  • a shared memory (RA ⁇ ) 2 that is accessible from both processors (hereinafter referred to as the second processor) and a current for detecting the actual drive current flowing through the servomotor Detector (not shown) and digital servo circuit
  • control system A pulse coder (not shown) attached to the servomotor corresponding to 16 and feedback for storing the detection results by the pulse coder and the current detector under the control of the first processor It has a signal register 4 and a manual data input device (not shown) for inputting various constants.
  • the respective set values of the shear J 0 are set to the manual data input device. These setting values are stored in a memory built in the digital servo circuit 3 of the servo control system. Instead of the manual input, for example, the set value may be programmed in advance in a robot control program.
  • the first processor executes the sliding mode control processing shown in Fig. 3 in the same cycle as the execution cycle of the movement command distribution by the second processor. Execute.
  • the first processor first reads from the shared RAM the command position 0r written from the second processor to the shared RAM 2 in the movement command distribution cycle, and also returns the feedback signal level.
  • the first processor calculates the value of the switching surface s according to the equation (4) (step 102), and determines whether the calculated value s is positive or “0”. It is determined whether or not there is (step 103).
  • the first processor determines whether the position deviation ⁇ is “0” or positive (step 104), and if s ⁇ 0, the first processor The first term ⁇ 1 ( ⁇ ) of the switching amount ⁇ 1 is calculated according to the equation (18), and the calculated value is stored in the register R1 built in the processor (step 105). On the other hand, if the determination result in step 104 is negative ( ⁇ ⁇ 0), the value K 1 ( ⁇ ) is calculated using equation (19) instead of equation (18). Then, the result is stored in the register R1 (step 106).
  • Step 105 followed by Step 105 or Step 106
  • the first processor calculates the integral value J * (+ C'e) related to the switching amount T1, and determines whether the calculated value is "0" or positive. I do. If the judgment result in step 107 is affirmative (J "( ⁇ + C ⁇ ⁇ ) ⁇ 0), the second term ⁇ 2 (X (+ C ⁇ ⁇ )) of the switching amount T1 is satisfied. The value is calculated according to the formula (20), and the calculated value is stored in the register R2 built in the first processor (step 108), and the determination result in step 107 If is not, the value of the second term ⁇ 2 (; (b 4 ⁇ C ⁇ )) is calculated using equation (21) instead of equation (20), and the value of register R 2 (Step 109).
  • step 103 determines the position deviation ⁇ of step 110 corresponding to step 104.
  • Step 1 1 1 or step 10 corresponding to step 106 depending on the positive / negative judgment result Calculate the value ⁇ 1 ( ⁇ ) in one of the steps 1 and 2 corresponding to 5 and store it in the register R1.
  • step 109 the process corresponds to step 109.
  • the value (2 (( ⁇ + C ⁇ ⁇ )) is calculated in either step 111 or step 115 corresponding to step 108, and the register R Stored in 2.
  • step 116 the first processor switches to read from each of registers R1 and R2.
  • the servo amplifier provides a drive current corresponding to the current command from the digital servo circuit 3 and the current detector output representing the actual servo motor drive current, for each axis servo robot 5.
  • the corresponding motor of the motor is supplied to drive the motor.

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Description

明 細 書
ス ラ イ ディ ン グモ — ド制御方法
背 景 技 術
本発明は、 ス ラ イ ディ ン グモー ド制御方法に関し、 特 に、 定常偏差を低減可能かつ制御安定性を向上可能なス ラ イ ディ ングモ ー ド制御方法に関する。
従 来 技 術
一般に、 ロボ ッ ト， 工作機械な どを駆動制御するため の従来の制御系は、 固定の制御ゲイ ンで比例積分制御を 行う よ う にな っ ている。 こ の場合、 シ ス テ ム ノ、0ラ メ 一 夕
(例」え ( 口:ボッ 卜 における イ ナ— シ ャ， 動摩擦力， 静摩 擦力， 童力項） が大き く 変動した と きに制御系の応答性 が不¾台にな り、 従って、 制御安定性が損なわれる。 斯 かる :不具合を解消するため、 最近、 ス ラ イ デ ィ ングモー ド制御， 適応制御などが提案されている。 しか しながら、 従来のス ラ イ ディ ングモー ド制御によれば、 制御対象の 運転 及び運転停止時に制御目標か らの定常偏差が生じ 易く 又、 非予測的な大幅なパラ メ 一夕変動が発生した と き ΰ制御系が暴走状態に陥り易い。 このため、 従来の ス ラ^ デ ィ グモー ド制御は実用性に乏 しい。
： 発 明 の 開 示
本 明の目:的は、 j御目標からの定常偏差を低減可能 かつ制御系 ¾ シ ス テ—'ムパラ メ ー タ の変動に適合させて制 御安定性を向上可能なス ラ イ ディ ン グモー ド制御方法を 提供する こ とにあ る。 上述の目的を達成するため、 本発明によれば、 ス ラ イ デ イ ン グモー ド制御方法は、 積分要素を含む切換面を設 定する工程 （ a ) と、 前記切換面に制御系の特性を収束 させるに足る制御出力を算出する工程 （ b ) と備えてい る。
上述のよ う に、 本発明は、 積分要素を含む切換面に対 応する切換面に制御系の特性を収束させるよ うな制御出 力を算出するよ う にしたので、 制御対象の運転中及び運 転停止時において制御目標からの定常偏差が発生せず、 また、 シ ス テ ム パ ラ メ 一夕 が非予測的に大き く変動した 場合にも制御系の特性をパラ メ ータ変動に適応させる こ とが可能で、 従って、 制御安定性が向上する。 結果と し て、 実用的なス ラ イ ディ ン グモー ド制御を達成できる。
図 面 の 簡 単 な 説 明
第 1 図は本発明の一実施例による スライ ディ ングモー ド制御方法が適用されるサーボモータ制御系を示すプロ ッ ク線図、 第 2図は同実施例による ス ラ イ デ ィ ン グモ ー ド制御方法を実施するためのデジタ ルサ— ボ制御系を例 示する概略ブロ ッ ク図、 及び、 第 3 図は第 2 図のデジタ ルサ—ボ回路のプ ロ セ ッ サにより実行される ス ラ イ ディ ン グモ ー ド制御処理を示すフ ロ ー チ ヤ — ト であ る。
発明を実施するための最良の形態
第 1 図を参照する と、 本発明のス ラ イ ディ ン グモー ド 制御方法が適甩される 口 ボ ッ ト のサ 一 ボモ — タ制御系は、 位置制御ルー プに関連し比例ゲイ ン が K p の第 1 伝達要 素 1 0 を備え、 こ の伝達要素において指令位置 r と第 4伝達要素 1 6 か ら送出される実際位置 0 と の差 （位置 偏差） s に比例ゲイ ン K p が乗じ られて指令速度が生成 される。 次いで、 速度制御ループに関連し積分， 比例ゲ イ ンが夫々 K s， K p ' の第 2伝達要素 1 2 において ί| 令速度と実際速度 0 との差 （速度偏差） に対応する ト ル ク指令 （制御出力） が求め られ、 こ の ト ルク指令に対応 する駆動電流が第 3 伝達要素 1 4 で表されるサーボモー 夕 に供給され、 サ―ボモー タが速度 0 で回転する。 記号 J はサー ボモ— 夕 のイ ナ一 シャ を表す。
以下、 本発明の一実施例による ス ラ イ ディ ングモ— ド 制御方法を説明する。
第 1 図において、 サ一ボモー夕 の入力側と 出力側との 間に第 （ 1 ) 式で示す関係が成立する。 第 （ 1 ) 式中、 符号 Tは ト ルク指令を表す。 また、 第 1 図のモータ制御 系は、 位置偏差 ε を用いて第 （ 2 ) 式で表される。
J · 0 = Τ · · · ( 1 ) ε = Θ r - θ
ε = - θ · · · ( 2 ) 'ε = - θ
こ こで、 及び は 0 の 1 階微分及び 2 階微分を、 k 及び 'ε' は ε の 1 階微分及び 2階微分を夫々表す。
第 （ 1 ) 式に第 （ 2 ) 式を代入して第 （ 3 ) 式を得る。 J · ε = - Τ · · · ( 3 ) そ して、 第 1 図のサー ボモ—夕制御系における切換面 s及び切換入力 （ ト ルク指令） Tを第 （ 4 ) 式および第 ( 5 ) 式で夫々表すと、 切換面 s に関連し第 （ 6 ) 式で 表される リ アプノ フ関数 V (常に正でかつ最小値が 0 ) の微分 Vが負であ る と きに関数 Vが一様に 0 に収束する。 換言すれば、 V < 0 が成立する と きにサー ボモ —夕制御 系の特性が切換面 （ s = 0 ) に収束する。
s = e + C - ε + D · ； ( ε + C - ε ) · · · ( 4 ) Τ = J 0 · ω c · ε + J 0 · ω c · C - ε + T 1
. · . ( 5 ) V = ( 1 / 2 ) - s 2 · · · ( 6 ) こ こで、 C , D, ω ο は定数を夫々表し、 J 0は制御 対象例えばロボ ッ ト可動部の予測最小イ ナ— シャを、 又、 T 1 は後で詳述する切換量 （非線形入力） を表す。
第 （ 4 ) 式の両辺を微分 して求めた第 （ 7 ) 式に、 第 ( 3 ) 式及び第 （ 5 ) 式から求めた s を代入して第 （ 8 ) 式" ¾r ¼ o
s = ε + ( C + D ) · ε + C · D · ε · · · ( 7 ) ε = ( C + D - w c ' J O/ J ) · ε - ( C · D
- C · ω c · J 0/ J ) - ε - T 1 / J
· · · ( 8 ) そ して、 第 （ 6 ) 式の両辺を微分して得た第 （ 1 0 ) 式に、 第 （ 4 ) 式及び第 （ 8 ) 式から得た第 （ 9 ) 式を 代入して リ アブノ フ関数の微分 Vを表す第 （ 1 1 ) 式を
½る o
s = ( C + D - ω ο - J 0/ J ) - s - [ C 2 · ε + ( C - D + D 2 - D - w c • J 0/ J )
• ( ε + C · ε ) + T 1 , ' J ] · · · ( 9 )
V = s · s ■ · · ( 1 0 )
V = ( C + D - ω ο - J O/ J ) · s 2 - [ c 2 · ε
+ ( C - D + D 2 - D - £ C - J 0/ J ) - ； ( ε
+ C · ε ) + T 1 / J ] - s • • • ( 1 1 ) 次に、 V < 0 が成立するための条件を求める。
こ こ で、 第 （ 1 2 ) 式を満たすよ う に定数 c c を決定 する と、 第 （ 1 3 ) 式に示すよ う に第 （ 1 1 ) 式の右辺 第 1 項は負になる。 第 （ 1 2 ) 式中、 記号 J maxは制御 対象の予測最大ィ ナ 一 シ ャ を表し、 J maxZ J > 1 であ る 0
ω c = ( C + D ) · J max/ J O · · · ( 1 2 〉 第 （ 1 1 ) 式右辺第 1 項 =
C + D · ( 1 - J max/ J O) · s 2< 0 · · · ( 1 3 ) この場合、 第 （ 1 1 ) 式の第 2項が負である と き、 即ち、 第 （ 1 4 ) 式が成立する と きに V < 0 が成立する。
- [ C 2 · ε + ( C - D + D 2- D - £ c · J O/ J ) • J ( e + C - £ ) + T l // J ] · s < 0
· · · ( 1 4 ) 結局、 サ―ボモータ制御系の特性をス ラ イ デ ィ ン グモ ー ド制御での切換面 （ s == 0 ) に収束させる には、 即ち、 サーボモータ制御系の特性をシ ス テ ムパラ メ — タの変動 に適合させるには、 第 （ 1 4 ) 式に満たす切換量 T 1 を 算出し、 この算出切換量 T 1 に基づいてかつ上記第 （ 5 ) 式に従って ト ルク-指令 Tを算出し、 さ らに、 算出 ト ルク 指令 Tを用いてサ―ボモー タを制御すれば足り る。
本実施例では Vく 0 を成立させるための条件 （第 （ 1 4 ) 式） を満たす切換量 T 1 の決定にあた り、 第 （ 1 5 ) 式に示すよう に、 位置偏差 ε の関数で表される第 1 項 K 1 ( ε ) と積分値 ( + C · ε ) の関数で表される第 2項 2 ( ( + じ ' £ ) ) とに切換量 Τ 1 を区分す る と共に、 切換面 s の符号および位置偏差 s の符号に応 じて夫々定ま る算出式の対応する ものに従って第 1 項 Κ 1 ( ε ) を算出 し、 また、 切換面 s の符号及び積分値 / ( ε + C · ε ) の符号に応じて夫々定ま る算出式の対応 する ものに従って第 2項 Κ 2 ( S ( ε + C · ε ) ) を算 出する よ う にしている。
Τ 1 = Κ 1 ( ε ) + Κ 2 ( J ( ε + C . e ) )
· · · ( 1 5 ) 詳し く は、 s ≥ 0 のと き に第 （ 1 6 ) 式が成立すれば 第 （ 1 4 ) 式が成立し、 s く 0 のと きには第 （ 1 7 ) 式 が成立すれば第 （ 1 4 ) 式が成立する。
T l > - C 2 - J - ε - [ J - ( C · D + D 2) - D · w c - J O] · Χ ( έ + 0 · ε ) - - - ( 1 6 )
Τ 1 < - C 2 · J · ε - [ J · ( C - D + D 2) - D - ω c - J - J ( l + C - ε ) - - - ( 1 7 ) そこで、 S ^ O かつ ε ≥ 0 のと き又は s く 0 かつ ε < 0 のと き は第 （ 1 8 ) 式を用い、 S ≥ 0 かつ s く 0 のと き又は s く 0 かつ ε > 0 のときは第 （ 1 9 ) 式を用いて、 切換量 T 1 の第 1 項 K ( ε ) を算出する。
K l ( £ ) = - C 2 - J 0 - e ' —— （ 1 8 ) K 1 ( ε ) = - C 2■ J max · ε · · · ( 1 9 ) そ して、 S ≥ 0 かつ ε ≥ 0 のと き又は s く 0 かつ ε く 0 のと き は第 （ 2 0 〉 式を用い、 S ≥ 0 かつ e く 0 のと き又は s く 0 かつ e ≥ 0 の と きには第 （ 2 1 ) 式を用い て、 切換量 T 1 の第 2項 K 2 ( ( I - C · ε ) ) を算 出一 9 る 0
Κ 2 ( ； ( έ + C · £ ) )
=一 { ( C ' D + D 2) — D . w c } . J O
( 2 0 )
K 2 ( J ( ε + C - ε ) )
= — { ( C - D + D 2) · J max- D · ω c J 0}
• • • ( 2 1 〉 更に、 上述のよ う に して夫々算出 した第 1 項 K 1 ( ε ) と第 2項 Κ ( S ( ε + C · ε ) ) との和を算出する こ と によ り V く 0 を成立させるための条件を満たす切換量 Τ 1 を求め、 こ の算出切換量 Τ 1 を用いて第 （ 5 ) 式に従 つてサー ボモ一夕制御系の特性をシ ス テ ムパラ メ 一夕の 変動に適合させる に足る ト ルク指令 Τを算出 し、 算出 ト ルク指令 Τに従っ てモー タ を運転する。 この場合、 リ ア プノ フ の安定条件 （ V < 0 ) が満たされ、 従って、 第 1 図のモー タ制御系の特性が切換面 （ s = 0 ) に収束し、 制御系の応答特性は切換面に応じて定ま る。 換言すれば、 シ ス テ ムパラ メ 一 夕例えばロボッ ト可動部のイ ナー シ ャ が大き く 変動した場合にも制御系の安定性が維持される。 更に、 切換面 s が積分要素 J" ( + C · ε ) を含むので、 制御目標からの定常偏差を 0 にでき る。
以下、 第 2図を参照して、 上記ス ラ イ ディ ングモー ド 制御方法を実施するための、 第 1 図のサーボモータ制御 系に対応するデジタ ルサー ボ （ソ フ ト ウ ユ アサーボ） 制 御系を説明する。
この制御系は、 ロボッ ト 5 の図示 しない各軸サ—ボモ ータ （第 1 図の第 3伝達要素 1 4 に夫々対応） の位置， 速度及び電流制御をソ フ ト ウ ェア処理によ り実行可能な デジタ ルサーボ回路 3 を備え、 換言すれば、 サーボ制御 系は、 位置制御ル -プ， 速度制御ループ及び電流制御ル ープを備えている。 そ して、 デジタ ルサ一ボ回路 3 は、 デジタ ルシグナルプロセ ッ サ （図示略） と後述の各種定 数の設定値を格納するためのメ モ リ とを内蔵 している。
また、 サーボ制御系は、 デジタ ルサー ボ回路 3 のプロ セ ッ サ （以下、 第 1 プロセ ッ サとい う） 及びホス ト コ ン ピュー夕例えば移動指令を分配するための数値制御装置 I の図示しないプロセ ッ サ （以下、 第 2 プロ セ ッ サとい う） の双方からア ク セス可能に設けた共有メ モ リ （ R A Μ ) 2 と、 サーボモータ に流れる実際駆動電流を検出す るための電流検出器 （図示略） と、 デジタ ルサーボ回路
3 からの電流指令及び電流検出器出力に応動 して各軸サ ーボモー タを駆動するためのサ― ボア ンプ （図示略） と を備えている。 更に、 制御系は、 第 1 図の第 4伝達要素 1 6 に対応しサー ボモー タ に夫々装着されたパルス コ ー ダ （図示略） と、 第 1 プロ セ ッ サの制御下でパルス コ — ダ及び電流検出器による検出結果を格納するための帰還 信号レ ジ ス タ 4 と、 各種定数を入力するための手動デー タ入力装置 （図示略） とを備えている。
以下、 第 3 図を参照して、 第 2 図のサー ボ制御系の作 動を説明する。
ロ ボ ッ ト運転前、 上記定数 C， D及び ω c な らびに予 測最大イ ナ ー シ ャ J max及び予測最小イ ナ — シ ャ J 0の夫 々 の設定値が手動デー タ入力装置を介して入力され、 こ れら設定値はサー ボ制御系のデジ夕 ルサー ボ回路 3 に内 蔵のメ モ リ に格納される。 上記手動入力に代えて、 例え ばロボ ッ ト制御用プロ グラ ム中に設定値を予めプロ グラ 厶する よ う に して も良い。
ロ ボ ッ ト運転中、 第 1 プロ セ ッ サは、 第 2 プロ セ ッ サ によ る移動指令分配の実行周期と同一周期で、 第 3 図に 示すス ラ イ ディ ン グモー ド制御処理を実行する。
すなわち、 第 1 プロセ ッ サは、 各々の制御周期におい て、 先ず、 第 2 プロセ ッ サから共有 R A M 2 に移動指令 分配周期で書込まれる指令位置 0 r を共有 R A Mから読 出すと共に帰還信号レ ジス タ 4 から実際位置 0 を読出し (ス テ ッ プ 1 0 0 ) 、 位置偏差 s ( = 0 r — 0 ) 及び速 度偏差 ε の夫々 を算出する （ス テ ッ プ 1 0 1 ) 。 次に、 第 1 プロ セ ッ サは、 第 （ 4 ) 式に従って切換面 s の値を 算出し （ ス テ ッ プ 1 0 2 ) 、 算出値 s が正又は 「 0 」 で あるか否かを判別する （ス テ ッ プ 1 0 3 ) 。 s ≥ 0 と判 別する と、 第 1 プロセ ッ サは位置偏差 ε が 「 0 」 又は正 であるか否かを判別し （ス テ ッ プ 1 0 4 ) 、 s ≥ 0 であ れば第 （ 1 8 ) 式に従って切換量 Τ 1 の第 1 項 Κ 1 ( ε ) を算出し、 この算出値をプロセ ッ サに内蔵の レジス タ R 1 に格納する （ス テ ッ プ 1 0 5 ) 。 一方、 ス テ ッ プ 1 0 4での判別結果が否定 （ ε < 0 ) であれば、 第 （ 1 8 ) 式に代えて第 （ 1 9 ) 式を用いて値 K 1 ( ε ) を算出し て レジス タ R 1 に格納する （ステ ッ プ 1 0 6 ) 。
ステ ッ プ 1 0 5 又はス テ ッ プ 1 0 6 に続く ス テ ッ プ 1
0 7 において、 第 1 プロ セ ッ サは、 切換量 T 1 に関連す る積分値 J* ( + C ' e ) を算出し、 この算出値が 「 0」 又は正であるか否かを判別する。 ステ ッ プ 1 0 7 での判 別結果が肯定 （ J" ( ε + C · ε ) ≥ 0 ) であれば、 切換 量 T 1 の第 2項 Κ 2 ( X ( + C · ε ) ) の値を第 （ 2 0 ) 式に従って算出し、 これを第 1 プロセ ッ サに内蔵の レジス タ R 2 に格納する （ステ ッ プ 1 0 8 ) 。 また、 ス テツ プ 1 0 7 での判別結果が否定であれば、 第 （ 2 0 ) 式に代えて第 （ 2 1 ) 式を用いて第 2項 Κ 2 ( ； ( b 4- C · ε ) ) の値を算出して レジス タ R 2 に格納する （ス テ ツ プ 1 0 9 ) 。
ステ ッ プ 1 0 3 での判別結果が否定 （ s ぐ 0 ) であれ ば、 第 1 プロセ ッ サはス テ ッ プ 1 0 4 に対応する ス テ ツ プ 1 1 0 での位置偏差 ε の正負判別結果に応 じて、 ステ ッ プ 1 0 6 に対応する ス テ ッ プ 1 1 1又はス テ ッ プ 1 0 5 に対応する ス テ ッ プ 1 1 2 のいずれかで値 Κ 1 ( ε ) を算出 してレ ジス 夕 R 1 に格納する。 次に、 ステ ッ プ 1 0 7 に対応する ス テ ッ プ 1 1 3 での積分値 J* ( ε + C · ε ) の正負判別結果に応じて、 ス テ ッ プ 1 0 9 に対応す る ス テ ッ プ 1 1 4 又はス テ ッ プ 1 0 8 に対応する ス テ ツ プ 1 1 5 のいずれかで値 Κ 2 ( ( ε + C · ε ) ) を算 出して レ ジス タ R 2 に格納する。
ステ ッ プ 1 0 8， 1 0 9 , 1 1 4 又は 1 1 5 に続く ス テ ツ プ 1 1 6 において、 第 1 プロ セ ッ サは レ ジス タ R 1， R 2 の夫々から読出 した切換量 Τ 1 の第 1 項及び第 2項 の値を加えて切換量 T 1 ( = Κ 1 ( ε ) + Κ 2 ( S ( e + C · ε ) ) ) を求め、 更に、 第 （ 5 ) 式に従って ト ル ク指令 （切換入力） Τを算出する （ ス テ ッ プ 1 1 7 ) 。 そ して、 算出 ト ルク指令 Τ に基づいて電流制御ルー プ処 理を実行 し、 こ の結果得た電流指令をサ― ボア ンプへ送 出する （ ス テ ッ プ 1 1 8 ) 。 サー ボア ンプは、 デジタ ル サ― ボ回路 3 か ら の電流指令と実際サ― ボモ ー タ駆動電 流を表す電流検出器出力と に応じた駆動電流をロ ボッ ト 5 の各軸サー ボモ ー タ の対応する も のに供給 して当該モ 一夕を駆動する。 上述の理由によ り、 ロボ ッ ト運転中、 デジタ ルサーボ系には定常偏差が発生せず、 また、 例え ばロボッ ト可動部のイ ナ — シャが大き く変動 した場合に もデジタ ルサ— ボ制御系の安定性は維持される。

Claims

請 求 の 範 囲
1. 積分要素を含む切換面を設定する工程 （ a ) と、 前 記切換面に制御系の特性を収束させるに足る制御出力 を算出する工程 （ b ) と を備える ス ラ イ デ ィ ングモー ド制御方法。
2. 比例積分制御を行い ト ルク指令を算出するための速 度制御ループを含む制御系に適用され、 前記工程 （ b ) において前記 ト ルク指令を前記制御出力と して算出す る請求の範囲第 1 項記載のス ラ イ ディ ン グモー ド制御 方法。
3. 前記工程 （ b ) は、 指令位置及び実際位置の夫々を 周期的に検出する工程 （ b l ) と、 斯く 検出した指令 位置及び実際位置に基づいて位置偏差及び速度偏差を 夫々算出する工程 （ b 2 ) と、 斯 く算出した位置偏差 及び速度偏差に基づいて前記制御出力を算出する工程 ( b 3 ) とを含む請求の範囲第 1 項記載のス ライ ディ ングモ ー ド制御方法。
4. 前記工程 （ b 3 ) は、 前記算出位置偏差及び前記算 出速度偏差に基づいて、 前記切換面の値と前記切換面 の積分要素の値とを算出する工程 （ b 4 ) と、 斯く算 出した前記切換面の値及び前記積分要素の値の夫々の 正負に応じて前記制御出力を算出する工程 （ b 5 ) と を含む請求の範囲第 3 項記載のス ラ イ ディ ングモー ド 制御方法。
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