WO1986007514A1 - Digital communication equipment - Google Patents

Description

明 細 書

発明の名称

ディ ジタ ル通信装置

技術分野

この発明は多重波干渉に強いディ ジタ ル通信装置に関 する ものである。

背景技術

移動無線のよ う に、 異なる経路を経て到着する多重波 がある場合には符号誤り率が悪く なるためディ ジタ ル通 信によ る回線構成はきわめて困難と考えられていた。

この解決策の一つ と して、 Double Phase Shift Keying 方式'（以下 D S K方式と呼ぶ ） や Binary Phase Shift Keying— Return to Zero 方式 （ 以下 BPSK-RZ方式と呼 ぶ ） が考案されている。 まず D S K方式について説明す る。 D S K方式は第 3 図に示すよ う に 2値情報シ ンボル の 「 0」 ， 「 1」 に対し搬送波の位相を" ^タ イ ムス ロ ッ ト毎 ずつ 2 回シフ ト させる ものである。 例えば、 2値 情報シンボル 「 1」 に対し + ^"ずつ 2 回シフ ト させ、 「 0」 に対し一†ずつ 2 回シフ ト させる （第 3 図 (A) ) 。

このよ う な位相シ フ トを行う D S K方式における 2値 情報信号 「 1 ， 0 , 1」 に対する D S K信号の位相シフ 卜の関係を第 3 図 (B)に示す。

その復調器は第 5 図に示す。 受信信号は 遅延 （ T ： タ ィ ム スロッ トの長さ ） した信号と遅延のかからない信 号にわけられ乗算後低域フィ ルタ （ L P F ) を通すこ と によ り元の変調信号に対応する信号 e (t)が得られる。

と ころで、 移動無線における伝搬路では送信点からの 信号は色々なものの反射を経て受信点に到着する。 今第 4図に D波と U波で示されるよ う な受信点に到着する時 間がてだけちがう同一送信点からの二つの信号をと り あ げてみると、 このよ うな二つの信号の合成信号が第 5図 に示される復調器で復調されるとその誤り特性は第 6 図 (A)に示すよ う になるこ とが理論的に確認されている。 図 において、 縦軸はビッ トエラーレイ トで示される符号誤 り率、 横軸は r / T ( T ： タ イ ムス ロ ッ ト の幅、 τ ： D 波と U波の時間差） 、 ¾ ： 1 ビッ ト当 り の信号'エネルギ 一 、 - Ν₀ ： 1 ヘルツ当 り の雑音電力、 Pd ZPu ： D波と U波 の平均電力比、 f _D ： フ ェージングの周波数である。

この特性力 >らわかるよ うに、 てノ T力 S 0. 1 〜 0. 3 5 の間 に符号誤り率の極めて良い所がある。

また、 今までは 「 1 」 又は 「 0 」 の 2値情報シ ンボル に対し、 搬送波の位相を" ^タ イ ムス ロ ッ ト毎に ずつ 2 回シフ ト させる^ v D S K方式について説明してきたが、 タ イ ムスロッ ト毎に ^ ( 0ぐ Qぐ it ) だけ位相シフ ト させる S K方式の場合についても、 - D S K方式と 同じよ う なこ とが成り立つこ とが確認されている。

第 ⁶図 (B)は を と した D S K方式の場合の符号誤

り率を示す図である。 - この第 6 図 (B)の特性から分るよ う に、 " " D S Kの場合 も て /^が 0.1〜 0.3の間に符号誤り率の良い所がある。

なお、 以上の説明では第 3 図、 第 4図に示すよ う にタ ィ ム ス ロ ッ ト の前半と後半とで位相がステッ，プ状にシ フ トする場合を示しているが、 滑らかにシ フ トする場合 (例えば Raised Cosine 曲線で立上げる ） でも 同様のこ とカ 言える。

以上のよ う に、 D S K方式においては、 τΖΤが 0. 1〜 0. 3 5 又は 0.1〜 0.3の間に符号誤り率が良い所があ り、 従って、 この範囲を使えば正確な通信が可能となる。

しかしながら、 通常の移動無線において音声帯域を利 用するデータ伝送程度 （数千ボー以下） のも ので試算し てみると遅延時間差 てが小さ く 、 このため rZTは 0. 1 よ り も十分小さ く な り、 D S K方式の特性を生かした符号 誤り率のよい領域での運用ができない、 とい 'う問題があ つた。

次に、 BPSK— RZ方式について説明する。

BPSK-RZ信号は、 第 7図（a)に示す通常の B P S K信 号と、 第 7 図（b)に示すタ イ ム ス ロ ッ ト Tの任意の^ "の区 間のみ 「 1」 である ON - O F F信号との乗算によって 得られる。 すなわち BPSK— RZ 信号は各タ イ ム ス ロ ッ ト の前半あるいは後半の の区間は通常の B P S K信号と 同じ振幅と位相を も ち、 残り の の区間は搬送波振幅が 実効的にゼロ となる信号である。 この BPSK- RZ信号の多重波は第 · 8 図の遅延復調器で 再生する。 第 8図において、 （1)は I N端子、 （²)は乗算回 路、 （³)は単位タ イ ムス ロ ッ ト Tの遅延時間を も つ遅延回 路、 （⁴)は低域フ ィ ルタ、 （⁵)は 0 U T端子である。

と こ ろで、 I N端子（1)に供給される BPSK— RZ信号は 同一のディ ジタル情報によって生成された第 1 の BPSK 一 R Z信号波 〔以下これを D波とよぶ ） と、 この D波よ り到着時間がて だけ遅れている第 2 の BPSK— RZ信号波 ( 以下これを U波とよぶ） の重なつた信号（ すなわち多 重波） となる。 第 9 図は D波と U波の時間的関係を説明 する図である。 こ 、で、 ' Tはディ ジタル情報の 1 デジタ ソレ シ ンポルを送信するタ イ ムス ロ ッ トの長さである。 区 間 a は D波の立上りから U波の立上 り までの区間、 区間 b は U波の立上りから D波の 経過時点までの区間、 区 間 c は D波の 経過時点から U波の "^経過時点までの区 間、 区間 d は U波の ^経過時点から D波の T経過時点ま での区間である。 各区間における 0 U T端子（S)に得られる信号 e (t)は次 式のよ うになる。

0 くて ,τく 0. 5 に対し ；

区間 a では ；

1 シ ン ポル 「1」

2e(t)= {

一 1 シ ン ボジレ 「0」 区間 bでは ； + p²+ 2p cos φ シ ンボル 「 1」

2e(t)= {

·( l+p²+2p cos シ ンボル 「0 I 区間 c では ；

シ ン ポル 「1」

2e(t) =

■9 シ ン ボフレ 「0 I 区間 d では ； 2e(t)= 0 > r/Ύ〉 0. 5 に対し ；

区間 a では ；

シンボル変化「0」 →「1」 シンボル変化「1」 → 「1」 - シンボル変化「1」 →「0」

φ ) シンボル変化「0」 → 「0」 区間 b では ；

シ ンボル Γι」

2e(t)= {

シ ンボフレ 「0」 区間 c では ； e(t) = 0

区間 d では ；

シ ンボル 「1」

2e(t)=

- ' シ ンボル 「0」 こ こで、 ： U波の D波に対する相対振幅比

： D波と U波の搬送波位相差 以上の計算からかかるよ う に 0く τΖΤく 0.5 において は、 区間 a と区間 c 、 また 1 >て ZTX3.5においては区間 b と区間 d において D波と U波の位相差の如何にか、わ らず常に有効な出力が得られるので、 通常の B P S K変 調方式で問題となっていたいわゆるアイパタ ー ンのアイ が消滅した り横ゆ ら ぎが大き く なる という問題はなく な る o

第 10-図 (A)、 （E ま BPSK— RZ変調方式の特性の一例を示 す図である。 第 10図 (A)は S N比を変えた場合のビッ トェ ラーレイ トの変化を示し、 第 10図（B)は一定の S N比にお ける D波と U波の遅延時間差の変化に対する ビッ トエラ 一レイ トの変化を示す。

なお、 各諸元等の内容は次の通り である。 D波、 U波 と も レー レー （ Rayleigh ) 分布で変化させ Pd、 Puは各々 D波、 U波の平均電力、 Ebは 1 ビッ ト当 り の信号エネル ギー、 Noは単位周波数当りの雑音電力、 f_Dは フ ェー ジ ン グの最大 ドップラー周波数である。

比較のため通常の B P S Kの特性を第 10図 (A)中に破線 B P S Kで示している。 図に示される通り、 BPSK— RZ 方式が通常の B P S K方式に比べかな り改善されている。

また、 第 10図（B)に示すよ う に、 rZT 0.1〜 0.75の間 で符号誤り率が極めてよ く なる。 これまで、 B P S K ( 2相変調 ） について説明して来たが、 2 ビッ トの 2値 情報シ ンポル 「00」 「01」 「11」 「10」が例えば位相変化 0 , ， π , 一 にそれぞれ割り 当てられる Q P S K ( 4相 変調 ） に対しても 同様に 1 タ イ ムス ロ ッ トの後半あるい は前半の振幅をゼロ とする QPSK— RZ ( Quadr i-Phase Shift Keying— Return to Zero ) 変調方式とするこ と によ り 同様の改善が得られる。 第 11図は BPSK— RZ変調 方式と QPSK- RZ変調方式の特性比較を行った も のであ る力 同じ傾向の改善特性となっている。

なお、 ON— OFF信号にベース ノ ン ドフ ィ フレタ （ バン ド 幅 Bd ) 帯域制限をした場合は特性の劣化はあるが、 第 12 図 (A) (B)に示すよ う に特性の劣化は極めて小さいこ とが確 認されている。 従って、 帯域制限をしても充分実用に供 し う る。

同様の考え方は二値情報シ ンボルばかりでなく さ らに 多値情報シ ン ボル対応の多相変調の場合にも拡張適用で き るこ とが確認されている。

このよ う に、 D S K方式、 BPSK— RZ方式又は QPSK — R Z方式等においては、 ^ΖΤが特定の領域 （ D S K方 式では 0.：!〜 0.35、 BPSK— RZ 方式、 QPSK— RZ方式では 0.1〜0.75) で符号誤り率が良く なる。

しかしながら、 通常の移動無線において音声帯域を利 用するデータ伝送程度の伝送速度 （ 数千ボー以下 ） のも ので試算してみる と下記のよ う に、 遅延時間差 て が小さ く て Z Tは 0.1 よ り十分小さ く なるため、 D S K方式、 BPSK-RZ方式等の特性を生かした符号誤り率のよい領 域での運用ができない、 という問麁があった。 移動無線における低速データ伝送の例と して、 伝送速 度 6000 ポー、 D波と U波との伝搬時間差 て を lO^sec とすると、 タ イ ムス ロ ッ ト Tは

T = 1/ 6000 (sec) = 167 sec

従って、

* 0.06 とな り、 0.1 よ り小さい。

発明の開示

この発明に係るディ ジタ ル通信装置は、 基地局送信装 置及び基地局受信装置を各々 2系統準備し、 各 1 系統の 送信装置、 受信装置の各々に、 あるいは各 1 系統のう ち の送信装置又は受信装置のいずれか一方に D S K方式、 BPSK-RZ方式、 Q'PSK - RZ方式等が最良'動作をするに 必要と される' D波と U波の間の遅延時間差を確保する遅 延回路を挿入する こ と によ り 、 通常の移動無線における データ伝送においても、 D S K方式や BPSK— RZ方式、 QPSK-RZ方式等の符号誤り率改善特性を充分に発揮で き るよ う にした も のである。

図面の簡単な説明

第 1 図、 第 2 図は こ の発明の一実施例を示すブロック 構成図、 第 3 図 (A)(B)は D S K方式の説明図、 第 4図は遅 延時間差のある二つの信号を説明する図、 第 5 図は DSK 方式の復調回路の構成を示す図、 第 6 図 (A) , (B)は D S K 方式における遅延時間差に対する符号誤り率の関係を示 す特性図、 第 7 図は BPSK— RZ方式の説明図、 第 8 図は BPSK - PZ方式の復調回路の構成を示す図、 第 9 図は遅 延時間差のある二つの信号を説明する図、 第 10図 (A) , (B) は BPSK—RZ方式における遅延時間差に対する符号誤り 率の関係を示す特性図、 第 11図は BPSK - RZ方式と Q P S K方式の特性比較図、 第 12図 (A) , (B)はベー ス バ ン ド フ ィ ルタで帯域制限した場合の特性比較図、 第 13図はこの 発明に係る送信側遅延付与方式の他の洌を示すブロッ ク 図、 第 14図はこの発明に係る受信側遅延付与方式の他の 例を示すブロ ック図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、 この発明の一実施例を図に.ついて説明する。 ま ず、 この発明を D S K方式に適角した場合について説明 する。 第 1 図において（1)は基地局で、 基地局送信装置 CU) と基地局受信装置^及び基地局ア ンテナ部 よ り構成さ れる。 基地局送信装置 (Π)は 2系統の送信回路から構成さ れている。 すなわち、 データ入力端子 （111) からの信号 は 2系統にわけ られ第 1 の系統を構成する遅延回路（112) ( 以下、 D L C112) という ） 、 D S K変調を行う変調器 (113) ( 以下、 M O D (113) という ：） 、 電力増幅器 ( 以 下、 P A (115) という ） 、 及び第 2 の系統を構成する D S K変調を行う M O D (114) 、 P A (116) よ り構成さ れる。

基地局の受信装置は、 第 1 の系統を構成する高周波増 幅器 （121) ( 以下 P F A (121) という ） 、 ミ キサ （123) (以下 M I X (123) という ） 、 I F増幅器 （125) (以下 I F A (125) という ） 、 遅延回路 （127) (以下 D L (127) という ：） 、 及び第 2 の系統を構成する R F A (122) 、 M I X (124) 、 I F A (126) 並びにこの二系統の出力信 号を合成後^ ·遅延回路を もって復調する復調器 （128) ( 以下、 D E M (128) という ：） 、 及び出力端子 （129) よ り構成される。

また基地ア ンテナ部（^はダイ プレ クサー （131) ( 以下 D U P (131) とい う ） 、 D U P (132) 、 水平偏波ア ンテ ナ （1 ） 、 垂直偏波ナ ンテナ （134) よ り構成される。

移動局（2)は第 1 のア ンテナ ^、 これと直交偏波の第 2 の ' ンテナ ®、 ハイ ブリ ッ ド回路 、 受信機^、' 送信機 、 受信出力端子^、 送信入力端子 よ り構成される。 次に動作について説明する。

基地局送信装置 (U)ではデータ入力端子 （111) からの信 号は二つに分け られ一方は D L (112) 、 M O D (113) 、 P A (115) 、 D U P (131) 並びに水平偏波ア ンテナ（133) を経て送信される。 他方はそのまま M O D (114) 、 P A (ll⁶) 、 D U P (I³²) 並びに垂直偏波ア ンテナ （13⁴) を 経て送信される。 移動局では送信装置 (Π)内の D L (112) で遅延時間差をつけた二つの信号を受信検出する こ と に なる。

と ころで、 伝送速度が低い場合移動無線における空間 伝搬路での遅延時間差はタ イ ム ス ロ ッ トの幅に比して極 めて小さいので、 D S K方式で最良の符号誤り率を得る に必要な遅延時間差は D L (112) によ り与えるよ う D L

(112) の遅延量て dを設定する。

例えば、 前述のよ う に、 伝送速度 60 00 ボー、 D波と U波との遅延時間差 て を 10 ^ sec とする と、 （て +て d)ZT を好ま しい値である 0.1〜 0.3 にするためには、 前述のよ う に T= 167 sec であ るか ら、

( て十 て d )/1 67 s ec = 0·1〜0·3

r + rd = 1 6.7-^ 50.1 (^360 )

こ こ に、 て = 1 0 sec で あるカ ら

て d = 6.7〜 40.1 ( isec )

に選定すれば良い。 '

ただし、 上述では D波と U波の時間差 r は lO sec と したが、 0 になる場合も あ り う るので、 て = 0 となった 場合でも （ て +rd)Z T力 S 0. 1 よ り大き く なるよ う にて _dは 1 6.7 ^sec よ り大き く した方が良い。

このよ うにして基地局送信装置から送り 出された信号 を移動局は受信検出するので符号誤り率は極めてよいも のが得られる。 他方、 移動局からは、 一つの T X ^3から の信号が交差する第 1 のア ンテナ^及び第 2 のァ ンテナ ^から送信され基地局ア ンテ ナ部^で受信される。 基地 局ア ンテ ナ部^は水平偏波ア ンテナ （133) 及び垂直偏波 ア ンテナ （134) で 1 つの移動局送信機^から送信される 信号を受信し水平偏波、 垂直偏波の信号に対応した二系 統の受信系で中間周波まで変換され、 水平偏波の受信系 のみ D L C 127) で遅延を与えたのち合成して D E M (128) へ導びく 。 前記と同様に D L ( 127) は D S K方式の最良 の符号誤り率を得るに必要な遅延量に設定さ.れているの で、 基地局受信装置での符号誤り率は非常によいデータ が得られることになる。 - なお、 以上の説明からわかるよ う に、 移動無線におけ る水平偏波信号と垂直偏波信号のよ う に無相関 （又は相 関性の非常に少ない ） の伝送系路を経て伝送される二つ の D S K信号の間の遅延時間差を所要の大き さ （ D S K 方式における符号誤り改善機能が発'揮でき.る遅延時間 ） に設定された信号-を D E M ( 128) で遅延検波すれば目的 は達せられるわけであるから、 遅延回路の挿入個所は前 記実施例のよ うに、 D S K変調を行う前の信号を二分割 して一方を遅延させて所要の遅延時間差を与え、 各々 D S K変調を行ったのち二つの無相関の伝送系路へ送り込 み （水平偏波と垂直偏波を利用 ） 、 受信側ではこの二つ の系路を経て受信された信号を合成し、 遅延検波する方 式 （送信側遅延付与方式） 、 及び一つの D S K信号を二 つの無相関の伝送路へ送込み、 第 1 の伝送路と第 2 の伝 送路を経て受信された信号の一方を遅延させ所要の遅延 時間差を与えたのち合成して遅延検波する方式（受信側 遅延付与方式 ） 等の他に次の変形例が考え られる。 まず、 送信側遅延付与方式の他の方式と しては、 第 1 3図に示す よ うに、 M O D (103) で D S K変調した一つの D S K信 号を二分割して遅延時間差を与えたのち無相関の伝送経 路へ送り込む方式であっても良い。 また、 受信側遅延付 与方式の他の方式と しては一つの D S K信号を二つの無 相関伝送路へ送り込み第 1 4図に示すよ うに二つの無相関 伝送経路の各出力の間に所要遅延時間差を与えたのち合 成し遅延検波する方式等であっても よい。

以上の説明は基地局側にのみ遅延回路を挿入する場合 をのべたが、 移動局側にのみ、 又は基地局側と移動局側 とに分けて挿入する こ とでも よい。 また、 以上の説明は 無相関伝送系路と して水平偏波信号と垂直偏波信号を利 用する場合について説明したが、 .設置位置をずらせた . 組のァンテナを利用する方式 （ いわゆるスペースダイ バ シティ 一の概念利用 ） 、 指向性の異なる二つのア ンテナ を利用する方式 （ いわゆる指向性ダイ バシティ 一の概念 利用 ） あるいは偏波 ·設置場所 · 指向性のいずれか二つ又 は三つの異なる'組合せを用いた二組のア ンテ ナを利用す る方式 （ 偏波 ' 空間 ' 指向性ダイ バシティ 一の組合せを 利用 ） でも よい。

また以上は基地局、 移動局共に水平偏波と垂直偏波の ア ンテ ナを備えた場合についてのベたが、 移動無線にお ける伝搬路では多重反射のため偏波面は非常に乱れてし まい、 かつその水平偏波成分と垂直偏波成分の相関性は 非常に弱く なる。 つま り一方の偏波成分が低下しても他 方の偏波成分は低下しないので、 移動局のア ンテナの偏 波面は一種類のも のであっても よい。 移動局からの送信 波は水平偏波と垂直偏波の成分を も つた信号となって基 地局ア ンテナ部の水平偏波ア ンテナ （133) と垂直ィ！!波ァ ンテナ （1³4)-にて抽出され二系統の受信部で所定の遅延 時間を もつた信号にされた上で合成されるので D S K方 式での最適動作特性を得る こ とができ る。 さ らに各信号 は円偏波で放射しても 同様な効果が得られる。

さ らにまた、 以上の説明は D S K方式について行なつ たが、 遅延時間差を大き く とるこ と によって符号誤り率 の改善が得られる方式、 例えば BPSK— RZ方式や QPSK 一' R Z方式に も .この発明は適用でき る。

以下 BPSK— RZ方式の場合について第 2 図によ り説明 する。 構成は D S K方式を示した第 1 図の場合とほぼ同 様であるが、 変調器 （ M O D ) の構成が D S K方式を示 す第 1 図では M 0 D (113) 、 M O D (114) は D S K変調 を行なう変調器であるのに対し、 BPSK— RZ方式を示す 第 2図の場合には、 M O D (113 、 M 0 D C114" ) は BPSK — R Z変調を行なう変調器である点、 第 1 図の D E M (1²8) は T/2遅延回路を有する復調器であるのに対し、 第 2 図の D E M C128 では T遅延回路を有する遅延復調 器である点、 及び遅延回路 （ D L ) (112) 、 遅延回路 ( D L ) (127) の遅延時間が D S K方式を示す第 1 図で は D S K方式で最良の符号誤り率を得るに必要な遅延時 間と してあったのに対し、 BPSK— RZ方式を示す第 2 図 の場合は、 遅延回路 （ D L ) (1120 、 遅延回路 （ D L ) (127 の遅延時間が BPSK - RZ方式で最良の符号誤り率 を得るに必要な遅延時間となっている点で相違している。

動作は第 1 図の場合と同様であるため説明は省略する。 なお、 以上の説明は基地局送信装置から移動局への上 り系統、 及び移動局から基地局受信装置への下り系統の 双方に対し D S K方式、 BPSK— RZ方式等の改善効果の ある変調方式を適用する場合を説明したが、 一方の系統 - にのみ本発明の方式を適用し他方 ^別の改善方式を適用 するこ と も でき る。

-以上のよ う に'、 この発明に係るディ ジタル通信装置は 伝送特性の相関性がない （少ない ） 二つの伝送路を経て 伝送する D S K信号又は BPSK- RZ信号等の間に D S K 方式、 又は BPSK- RZ方式等が所要の符号誤り改善動作 を行う に必要な遅延時間差を確保するに必要な遅延回路 を前記二つの信号経路の一部に縦続挿入するよ う にした ので、 前記空間伝搬路そのも のの遅延時間が D S K方式 又は BPSK-RZ方式等が所要の改善動作をするに必要な 遅延時間差よ り小さい場合でも、 前記遅延回路によ り所 要遅延時間差を与えることができ、 D S K方式又は B P S K - R Z方式等がもつ最適動作点で動作させる こ とが でき る効果を有する。

産業上の利用可能性 この発明は、 自動車無線装置などの移動無線通信装置 に使用される。

Claims

請 求 の 範 囲

(1) 相関性の少ない二つの信号経路と、 この二つの信号 経路を通して送られて る一つの信号源から所定の変調 方式によ り生成された二つの変調信号を合成し、 遅延検 · 波によって前記所定の変調信号を復調する復調回路と、 前記二つの信号経路の一方に縦続挿入'される と と もに、 この二つの信号経路を経て前記復調回路に到着する二つ の信号の間に前記所定の変調方式が符号誤り改善動作を するに必要な所要の遅延時間差を与える遅延回路とを備 えたこ と を特徴とするディ ジタル通信装置。

(2) —つの信号源からの唇号を二分割し、 一方の分割信 号に所要の遅延を与えたのちそれぞれに所定の変調を行 い、 その信号を二つの相関性の少ない経路を含む二つの 信号経路を経て復調回路に導びく よ うにしたこ とを特徴 とする請求の範囲第（1)項記載のディ ジタル通信装置。

(3) —つの信号源からの信号に所定の変調を行い、 その 信号を二分割し一方の分割信号に所定の遅延をかけそれ ぞれを二つの相関性の少ない経路を含む二つの信号経路 を経て復調回路に導びく よ う.にしたこ とを特徴とする請 求の範囲第（1)項記載のディ ジタ ル通信装置。

(4) 一つの信号源からの信号に所定の変調を行い、 その 信号を二分割しそれぞれを二つの相関性の少ない経路を 含む二つの信号経路を経て導びき、 一方の信号に所定の 遅延をかけたのち両者を合成し復調回路へ導びく よ う に したことを特徴とする請求の範囲第 ω項記載のディ ジタ フレ通信装置。

(5) 二つの相関性の少ない経路と して、 互に直交する偏 波による経路を利用することを特徴とする請求の範囲第 (1)項記載のディ ジタ ル通信装置。

(6) 二つの相関性の少ない経路と して、 ア ンテ ナ位置を ずらせた二つのア ンテナを経由する経路を利用するこ と を特徴とする請'求の範囲第（1)項記載のディ ジタ ル通信装 ¾。

(7) 二つの相関性の少ない経路と して、 ア ンテナ指向性 の異なる二つのアンテナ.を経由する経路を利用すること を特徴とす'る請求の範'囲 （1)項記載のディ ジタ ル通信装 ft. 。

(8) 二つの相関性の少ない経路と して、 互に直交する偏 波による経路、 ア ンテナ位置をずらせた二つのア ンテ ナ を経由する経路、 ア ンテナ指向性の異なる二つのア ンテ ナを経由する経路の二つ又は三つを組合せて構成した経 路を利用するこ とを特徴とする請求の範囲第（1)項記載の ディ ジタ ル通信装置。

0) 基地局と移動局の間で相互にディ ジタ ル信号のや り ― と り を行う も のにおいて、 基地局から移動局ルー ト及び 移動局から基地局ルー 卜 にそれぞれ設けられた所定の変 調器と、 各ルー ト毎に形成された二つの相関の少ない経 路を含む二つの独立の信号経路と、 各々のルー トの前記 二つの信号経路の一方に縦続揷入され、 各々のルー ト の 二つの信号経路の所定の信号の遅延時間差が所定の変調 式の符号誤り改善動作に要する所要値に設定された遅延 回路と、 各々のルー ト における二つの信号経路を経て到 着した信号を合成し、 遅延検波によって所定の変調をか けた信号を復調する復調回路とを備えたこ とを特徴とす る ディ ジタ ル通信装置。

α 基地局は二分された入力信号の一方を所要の遅延時 間を有する遅延回路を経て所定の変調を行い高周波増幅 後第 1 のァ ンテ ナで送出する第 1 の送信系統と二分され た入力信号の他方を所定の変調を行い高周波増幅後第 2 のア ンテ ナで送出する第 2 の送信系'統とよ り構成される 二つの送信系統と、 第 1 の受信ア ンテ ナで受信した信号 を中間周波に変換したのち所要の遅延を与え、 第 2 の受 信ア ンテ ナで受信した信号を中間周波に変換した も のと 合成し遅延検波によ り所定の信号を復調する復調回路と よ り構成し、 移動局は上記所定の変調を行う単一の送信 機及び遅延検波器によ り上記所定の信号を復調する単一 の復調回路と よ り構成されている こ とを特徴とする請求 の範囲第 9項記載のディ ジタ ル通信装置。

¾ 送信系統を構成する二つのア ンテ ナ及び受信系統を 構成する二つのァ ンテナは互に直交する二つの偏波ァ ン テナで構成されるこ とを特徴とする請求の範囲第 (L0項記 載のディ ジタル通信装置。 送信系統を構成する二つのア ンテナ及び受信系統を 構成する二つのアンテナは互にその設置位置が異なるス ペースダイバシテ ィ ー効果を もつア ンテ ナで構成される こ とを特徴とする請求の範囲第 ω項記載のディ ジタ ル通 送信系統を構成するア ンテナ及び受信系統を構成す るア ンテナは、 その指向性が異なる指向性ダイ バシテ ィ 一効果をもつア ンテナで構成されるこ とを特徴とする請 求の範囲第 w項記載のディ ジタル通信装置。

送信系統を構成するア ンテナ及び受信系統を構成す るア ンテナは、 互に直交する偏波面を もつア ンテナ と、 互に'ア ンテナ位置をず らせた ア ンテナと 、 互に指向性の 異なるア ンテ ナの二つ又は三つの異なる組合せによ り搆 成されたダイ ノ シティ一効果を もつア ンテ ナであるこ と を特徴とする請求の範囲第 ω項記載のディ ジタ ル通信装 置。

s 送信系統における第 1 の信号経路のア ンテナと受信 系統における第 1 の信号経路のア ンテ ナ と を共用する こ とを特徵とする請求の範囲第 ω項乃至第 項のいずれか に記載のディ ジタ ル通信装置。

変調方式は、 2値情報シ ンポルに対し、 搬送波の位 相を" ·タ イ ムス ロ ッ ト毎に ^ ( 0 < < ） ずつ 2 回 シフ ト させる D S K方式である こ と を特徴とする請求の範 囲第（1)項記載のディ ジタ ル通信装置。 変調方式は、 2値情報シ ンポルに対し、 搬送波の位 相を ^"タ イ ムスロ ッ ト毎に！"ずつ 2 回シフ ト させる

D S K方式である こ とを特徴とする請求の範囲第（1)項記 載のディ ジタル通信装置。

08) 変調方式は、 2値情報シ ンボルに対し、 搬送波の位 相を ^"ずつ 2.回シフ ト させる! "D S K方式である こ とを ' 特徴とする請求の ¾囲第（1)項記載のディ ジタ ル通信装置。

変調方式は、 各タ イ ムス ロ ッ ト τの前半の の区間 は B P S κ信号と同一の振幅、 位相を有し、 後半の ·の 区間は振幅が実効的に零となる BPSK— RZ信号を用いる BPSK-RZ方式であるこ と を特徴とする請求の範囲第（1) .項記載のディ ジタ ル通信装置。

m 変調方式は、 各タ イ ムス ロ ッ ト τの前半の fの区間

T

は Q P S K信号と同一の振幅、 位相を有し、 後半の† 2 の 区間は振幅が実効的に零となる QPSK- RZ信号を用いる QPSK-RZ方式であるこ とを特徴とする請求の範囲第（1) 項記載のディ ジタ ル通信装置。