JPS6239930A - デイジタル通信装置 - Google Patents
デイジタル通信装置Info
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- JPS6239930A JPS6239930A JP17988485A JP17988485A JPS6239930A JP S6239930 A JPS6239930 A JP S6239930A JP 17988485 A JP17988485 A JP 17988485A JP 17988485 A JP17988485 A JP 17988485A JP S6239930 A JPS6239930 A JP S6239930A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- antennas
- digital communication
- communication device
- paths
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は多重波干渉に強いディジタル通信装置Ｃと関
するものである。
するものである。
移動無線のように、異なる経路を経て到着する多重波が
ある場合コζは符号誤り率が悪くなるためディジタル通
信による回線構成はきわめて困難と考えられていた。
ある場合コζは符号誤り率が悪くなるためディジタル通
信による回線構成はきわめて困難と考えられていた。
この解決策の一つとして、ＢＰＳＫ−ＲＺ方式（％式％
） 考案されているＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号、第２図（ａ）
ｔζ示す通常のＢ Ｐ Ｓ Ｋ信号と、第２図（ｂ）に
示すタイムスロットの任意の１の区間のみ「１」である
ＯＮ−ＯＦＦ信号との乗算によって得られる。すなわち
ＢＰＳＫ−ＲＺ 信号は各タイムスロットの前半の７の
区間は通常のＢＰＳＫ信号と同じ振幅と位相をもち、残
りの７の区間は搬送波振幅が実効的にゼロとなる信号で
ある。
） 考案されているＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号、第２図（ａ）
ｔζ示す通常のＢ Ｐ Ｓ Ｋ信号と、第２図（ｂ）に
示すタイムスロットの任意の１の区間のみ「１」である
ＯＮ−ＯＦＦ信号との乗算によって得られる。すなわち
ＢＰＳＫ−ＲＺ 信号は各タイムスロットの前半の７の
区間は通常のＢＰＳＫ信号と同じ振幅と位相をもち、残
りの７の区間は搬送波振幅が実効的にゼロとなる信号で
ある。
このＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号多重波は第８図の遅延復調器
で再生する。第８図において、（１）はＩＮ端子、（２
）は乗算回路、（３）は単位タイムスロット１゛の遅延
時間をもつ遅延回路、＋４１は低域フィルタ、｛５）は
ＯＵＴ ＠子、である。
で再生する。第８図において、（１）はＩＮ端子、（２
）は乗算回路、（３）は単位タイムスロット１゛の遅延
時間をもつ遅延回路、＋４１は低域フィルタ、｛５）は
ＯＵＴ ＠子、である。
所でＩＮ端子（１）に供給されるＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号
同一のディジタル情報によって生成された第１のＢＰＳ
Ｋ−ＲＺ信号波（以下これをＤ波とよぶ）と、このＤ波
より到着時間が７だけ遅れている第２のＢＰＳＫ−ＲＺ
信号波（以下これをＵ波とよぶ）の重さなった信号（す
なわち多重波）となる。第４図はＤ波とＵ波の時間的関
係を説明する図である。こ＼で、Ｔはディジタル情報の
１デジタルシンボルを送信するタイムスロットの長さで
ある。区間ａはＤ波の立上りからＵ波の立上りまでの区
間、ａからＤ波のＴ経過時点までの区間、である。
同一のディジタル情報によって生成された第１のＢＰＳ
Ｋ−ＲＺ信号波（以下これをＤ波とよぶ）と、このＤ波
より到着時間が７だけ遅れている第２のＢＰＳＫ−ＲＺ
信号波（以下これをＵ波とよぶ）の重さなった信号（す
なわち多重波）となる。第４図はＤ波とＵ波の時間的関
係を説明する図である。こ＼で、Ｔはディジタル情報の
１デジタルシンボルを送信するタイムスロットの長さで
ある。区間ａはＤ波の立上りからＵ波の立上りまでの区
間、ａからＤ波のＴ経過時点までの区間、である。
各区間におけるＯＴＪＴ端子（５）Ｉと得られる信号ｅ
（ｔ）は次式のようになる。
（ｔ）は次式のようになる。
０＜２／Ｔ ＜ ｏ． ５ｔこ対し；
区間ｄでは；
２ｅ（ｔ）＝０
１ ） ２／Ｔ）０．５に対し；
区間ａでは；
区間Ｃでは；
ｅ （ｔ） −〇
以上の計算かられかるように、区ηＴ（０，５において
は、区間ａと区間Ｃ１また１ ） 、’２７／Ｔ） ０
．５においては区間すと区間ｄにおいてＤ波とＵ波の位
相差の如何にか−わらず常に有効な出力が得られるので
、通常のＢＰＳＫ変調方式で問題となっていたいわゆる
アイパターンのアイが消滅したり横ゆらぎが大きくなる
という問題はなくなる。
は、区間ａと区間Ｃ１また１ ） 、’２７／Ｔ） ０
．５においては区間すと区間ｄにおいてＤ波とＵ波の位
相差の如何にか−わらず常に有効な出力が得られるので
、通常のＢＰＳＫ変調方式で問題となっていたいわゆる
アイパターンのアイが消滅したり横ゆらぎが大きくなる
という問題はなくなる。
第５図（６）、（ハ）はＢＰＳＫ−ＲＺ変調方式の特性
の一例を示す図である。第５図（ハ）はＳＮ比を変えた
場合のピットエラーレイトの変化を示し、第５図（ハ）
は、一定のＳＮ比におけるＤ波とＵ波の遅延時間差の変
化に対するピットエラーレイトの変化を示す。
の一例を示す図である。第５図（ハ）はＳＮ比を変えた
場合のピットエラーレイトの変化を示し、第５図（ハ）
は、一定のＳＮ比におけるＤ波とＵ波の遅延時間差の変
化に対するピットエラーレイトの変化を示す。
なお、各諸元等の内容は次の通りである。Ｄ波、Ｕ波共
し−レ分布で変化させＰＤｌＰＬＩ は各々Ｄ波Ｕ波
の平均電力、Ｅｏ は１ビット当りの信号エネルギー
、Ｎｏは単位周波数当りの雑音電力、ｆｐはフェージン
グの落ちこみの最大周波数である。
し−レ分布で変化させＰＤｌＰＬＩ は各々Ｄ波Ｕ波
の平均電力、Ｅｏ は１ビット当りの信号エネルギー
、Ｎｏは単位周波数当りの雑音電力、ｆｐはフェージン
グの落ちこみの最大周波数である。
比較のため通常のＢＰＳＫ の特性を第５図（６）の曲
線ＢＰＳＫ で示している。図に示される通り、ＢＰＳ
Ｋ−ｎ方式かつ通常のＢＰＳＫ 方式に比べかなり改善
されている。
線ＢＰＳＫ で示している。図に示される通り、ＢＰＳ
Ｋ−ｎ方式かつ通常のＢＰＳＫ 方式に比べかなり改善
されている。
また、第５図（ハ）に示すように、τ／Ｔが０．１〜０
．７５の間で符号誤り率の極めてよくなる。これまで、
ＢＰＳＫ （２相変調）について説明して来たがＱＰ
ＳＫ（４相変調）に対しても同様に１タイムスロツトの
後半の振幅をゼロとするＱＰＳＫ−ＲＺ変調方式とする
ことｉζより同様の改善が得られられる。第６図はＢＰ
ＳＫ−ＲＺ変調方式とＱＰＳＫ−ＲＺ変調方式の特性比
較を行ったものであるが、同じ傾向の改善特性となって
いる。
．７５の間で符号誤り率の極めてよくなる。これまで、
ＢＰＳＫ （２相変調）について説明して来たがＱＰ
ＳＫ（４相変調）に対しても同様に１タイムスロツトの
後半の振幅をゼロとするＱＰＳＫ−ＲＺ変調方式とする
ことｉζより同様の改善が得られられる。第６図はＢＰ
ＳＫ−ＲＺ変調方式とＱＰＳＫ−ＲＺ変調方式の特性比
較を行ったものであるが、同じ傾向の改善特性となって
いる。
なお、０Ｎ−ＯＦＦ 信号ｆこベースバンドフィルタ（
ベンド幅Ｂｂ）で帯域制限をした場合は第７図に示すよ
うに特性の変化は極めて小さいことが確認されている。
ベンド幅Ｂｂ）で帯域制限をした場合は第７図に示すよ
うに特性の変化は極めて小さいことが確認されている。
同様の考え方は二値情報シンボルばかりでなくさらに多
値情報シンボル対応の多相変調の場合にも拡張適用でき
ることが確認されている。
値情報シンボル対応の多相変調の場合にも拡張適用でき
ることが確認されている。
しかしながら、通常の移動無線において音声帯域を利用
するデータ伝送程度の伝送速度（数千ボー以下）もので
試算してみると遅延時間差τが小さくで／Ｔは０．１よ
り十分小さくなるため、ＢＰＳＫ−ＲＺ 方式等の特性
を生かした符号誤り率のよい領域での運用ができない、
という問題があった。
するデータ伝送程度の伝送速度（数千ボー以下）もので
試算してみると遅延時間差τが小さくで／Ｔは０．１よ
り十分小さくなるため、ＢＰＳＫ−ＲＺ 方式等の特性
を生かした符号誤り率のよい領域での運用ができない、
という問題があった。
この発明は上記のような問題を解決し、通常の移動無線
におけるデータ伝送においてもＢＰＳＫ−ＲＺ方式ＱＰ
ＳＫ−ＲＺ方式等の符号誤り率改善特性をフルに発揮で
きるようにしたディジタル通信装置を得ることを目的と
する。
におけるデータ伝送においてもＢＰＳＫ−ＲＺ方式ＱＰ
ＳＫ−ＲＺ方式等の符号誤り率改善特性をフルに発揮で
きるようにしたディジタル通信装置を得ることを目的と
する。
この発明に係るディジタル通信装置は、基地局送信装置
及び基地局受信装置を各々２系統準備し、各１系統にＢ
ＰＳＫ−ＲＺ方式、ＱＰＳＫ−ＲＺ方式等が最良動作を
するに必要とされるＤ波とＵ波の間の遅延時間差を確保
する遅延回路を挿入している。これによって基地局送信
装置では所要遅延を与えた信号を各々水平偏波と垂直偏
波にて別々に送信できるようにする一方、基地局受信装
置では水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナで受信し
た受信信号に対し所要遅延時間差を与えたのち合成して
検波するようにしている。
及び基地局受信装置を各々２系統準備し、各１系統にＢ
ＰＳＫ−ＲＺ方式、ＱＰＳＫ−ＲＺ方式等が最良動作を
するに必要とされるＤ波とＵ波の間の遅延時間差を確保
する遅延回路を挿入している。これによって基地局送信
装置では所要遅延を与えた信号を各々水平偏波と垂直偏
波にて別々に送信できるようにする一方、基地局受信装
置では水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナで受信し
た受信信号に対し所要遅延時間差を与えたのち合成して
検波するようにしている。
〔作用〕
以上のように構成されているので、移動局受信ではＢＰ
ＳＫ−ＲＺ方式、ＱＰＳＫ−ＲＺ方式として最良の動作
をする遅延時間差をもった無相関のＤ波とＵ波が受信さ
れて復調され、又、同一移動送信機から発射された信号
はＰＢＳＫ、−ＲＺ方式、ＱＰＳＫ−ＲＺ方式として最
良の動作をする遅延時間差をもった二つの信号の合成さ
れた信号となって基地局受信装置の復調器に加わり復調
される。この結果、符号誤り率はＢＰＳＫ−ＲＺ方式、
ＱＰＳＫ−ＲＺ方式における最良の値を確保した移動無
線のディジタル伝送システムを構築できる。
ＳＫ−ＲＺ方式、ＱＰＳＫ−ＲＺ方式として最良の動作
をする遅延時間差をもった無相関のＤ波とＵ波が受信さ
れて復調され、又、同一移動送信機から発射された信号
はＰＢＳＫ、−ＲＺ方式、ＱＰＳＫ−ＲＺ方式として最
良の動作をする遅延時間差をもった二つの信号の合成さ
れた信号となって基地局受信装置の復調器に加わり復調
される。この結果、符号誤り率はＢＰＳＫ−ＲＺ方式、
ＱＰＳＫ−ＲＺ方式における最良の値を確保した移動無
線のディジタル伝送システムを構築できる。
以下、この発明の一実施例を図（ζついて説明する。な
お、説明の都合上ＢＰＳＫ−ＲＺ方式について説明する
が、そのま′＞ＱＰＳＫ−ＲＺ方式にも適用できる。
お、説明の都合上ＢＰＳＫ−ＲＺ方式について説明する
が、そのま′＞ＱＰＳＫ−ＲＺ方式にも適用できる。
第１図（ζおいて（１）は基地局で基地局送信装置（１
１）と基地局受信装置（１２１及び基地局アンテナ部１
１３）より構成される。基地局送信装置０１Ｊは二系統
の送信回路から構成されている。すなわち、データ入力
端子（１１１）からの信号は２系統ｆこわけられ第１の
系統を構成する遅延回路（１１２）（以下、ＤＬ （１
１２）という）、ＢＰＳＫ−ＲＺ変ｉ１１行つ変Ｍ器（
１１８） （以下、Ｍ）Ｄ （１１ｇ）という）、電力
増幅器（以下、ＰＡ （１１５）という）、及び第２の
系統を構成するＤＳＫ変調を行うＬＶｆ）Ｄ（１１４）
、ＰＡ （１１の、より構成される。
１）と基地局受信装置（１２１及び基地局アンテナ部１
１３）より構成される。基地局送信装置０１Ｊは二系統
の送信回路から構成されている。すなわち、データ入力
端子（１１１）からの信号は２系統ｆこわけられ第１の
系統を構成する遅延回路（１１２）（以下、ＤＬ （１
１２）という）、ＢＰＳＫ−ＲＺ変ｉ１１行つ変Ｍ器（
１１８） （以下、Ｍ）Ｄ （１１ｇ）という）、電力
増幅器（以下、ＰＡ （１１５）という）、及び第２の
系統を構成するＤＳＫ変調を行うＬＶｆ）Ｄ（１１４）
、ＰＡ （１１の、より構成される。
基地局の受信装置は、第１の系統を構成する高周波増幅
（１２１） （以下ＲＦＡ （１２１）という）、ミキ
サ（１２８） （以下ＭＩＸ （１２８）という）、工
Ｆ 増幅器（１２５） （以下ＩＦＡ（１２５）という
）、遅延回路（１２７） （以下ＤＬ（１２７）という
）、及び第２の系統を構成するＲＦＡ（１２２） 、Ｍ
ＩＸ Ｑ ２４）、ＩＦＡ（１２６）並びにこの二系統
の出力信号を合成後Ｔ遅延回路をもって復調する復調器
（１２８） （以下、ＤＦＭ （１２８）という）、及
び出力端子（１２９）より構成される。
（１２１） （以下ＲＦＡ （１２１）という）、ミキ
サ（１２８） （以下ＭＩＸ （１２８）という）、工
Ｆ 増幅器（１２５） （以下ＩＦＡ（１２５）という
）、遅延回路（１２７） （以下ＤＬ（１２７）という
）、及び第２の系統を構成するＲＦＡ（１２２） 、Ｍ
ＩＸ Ｑ ２４）、ＩＦＡ（１２６）並びにこの二系統
の出力信号を合成後Ｔ遅延回路をもって復調する復調器
（１２８） （以下、ＤＦＭ （１２８）という）、及
び出力端子（１２９）より構成される。
また基地アンテナ部１１３）はダイプレクサー（１８１
） （以下ＤＵＰ （１ｓ ｔ）という） 、ＤＵＰ（
１３２）、水平偏波アンテナ（１８８） 、垂直偏波ア
ンテナＱ ｇ ４）より構成される。
） （以下ＤＵＰ （１ｓ ｔ）という） 、ＤＵＰ（
１３２）、水平偏波アンテナ（１８８） 、垂直偏波ア
ンテナＱ ｇ ４）より構成される。
移動局（２）は第１のアンテナ（２１）、これと直交偏
波の第２のアンテナ（２４、ハイブリッド回路＋２３１
、受信機は、送信機（ロ）、受信出力端子（２６）、
送信入力端子哨より構成される。
波の第２のアンテナ（２４、ハイブリッド回路＋２３１
、受信機は、送信機（ロ）、受信出力端子（２６）、
送信入力端子哨より構成される。
次に動作について説明する。
基地局送信装ｆｆ１ｆｆｉ （Ｉｌ＋ではデータ入力端
子（１１］−）からの信号は二つＥと分けられ一方はＤ
Ｌ （１１２） 、Ｍ）Ｄ （１１８）、ＰＡ （１１
５） 、ＤＵＰ （１８１）並びに水平側枝゛アンテナ
Ｑ ８８）を経て送信される。他方はそのまま□Ｄ（１
１４）、ＰＡ（１１６）、ＤＵＰ（１８２）並びζζ垂
直偏波アンテナ（１８４）を経て送信される。移動局で
は送信装置（１１）内のＤＬ（１１２）で遅延時間差を
つけた二つの信号を受信検出することになる。
子（１１］−）からの信号は二つＥと分けられ一方はＤ
Ｌ （１１２） 、Ｍ）Ｄ （１１８）、ＰＡ （１１
５） 、ＤＵＰ （１８１）並びに水平側枝゛アンテナ
Ｑ ８８）を経て送信される。他方はそのまま□Ｄ（１
１４）、ＰＡ（１１６）、ＤＵＰ（１８２）並びζζ垂
直偏波アンテナ（１８４）を経て送信される。移動局で
は送信装置（１１）内のＤＬ（１１２）で遅延時間差を
つけた二つの信号を受信検出することになる。
所で、伝送速度が低い場合移動無線における空間伝搬路
での遅延時間差はタイムスロットの幅に比して極めて小
さいので、ＢＰＳＫ−ＲＺ方式で最良の符号誤り率を得
るｌコ必要な遅延時間差はＤＬ （１１２）により与え
るようＤＬ （１１２）の遅延量を設定する。
での遅延時間差はタイムスロットの幅に比して極めて小
さいので、ＢＰＳＫ−ＲＺ方式で最良の符号誤り率を得
るｌコ必要な遅延時間差はＤＬ （１１２）により与え
るようＤＬ （１１２）の遅延量を設定する。
このようにして基地局送信装置から送り出された信号を
移動局は受信検出するので符号誤り率は極めてよいもの
が得られる。他方、移動局からは、一つのＴ′ｘ（２５
）からの信号が交差する第１のアンテナｔ２１）及び第
２のアンテナ（社）から送信され基地局アンテナ部１１
（至）で受信される。基地局アンテナ部＋１３）は水平
偏波アンテナ（１８８）及び垂直偏波アンテナ（１８４
）で１つの移動局送信機圀）から送信される信号を受信
し水平偏波、垂直偏波の信号に対応した２系統の受信系
で中間周波まで変換され、水平偏波の受信系のみＤＬ（
１２７）で遅延を与えたのち合成して肪剥（１２８）へ
導ひく。前記と同様にＤＬ（１２７）はＢＰＳＫ−ＲＺ
方式の最良の符号誤り率を得るに必要な遅延量に設定さ
れているので、基地局受信装置での符号誤り率は非常に
よいデータが得られることになる。
移動局は受信検出するので符号誤り率は極めてよいもの
が得られる。他方、移動局からは、一つのＴ′ｘ（２５
）からの信号が交差する第１のアンテナｔ２１）及び第
２のアンテナ（社）から送信され基地局アンテナ部１１
（至）で受信される。基地局アンテナ部＋１３）は水平
偏波アンテナ（１８８）及び垂直偏波アンテナ（１８４
）で１つの移動局送信機圀）から送信される信号を受信
し水平偏波、垂直偏波の信号に対応した２系統の受信系
で中間周波まで変換され、水平偏波の受信系のみＤＬ（
１２７）で遅延を与えたのち合成して肪剥（１２８）へ
導ひく。前記と同様にＤＬ（１２７）はＢＰＳＫ−ＲＺ
方式の最良の符号誤り率を得るに必要な遅延量に設定さ
れているので、基地局受信装置での符号誤り率は非常に
よいデータが得られることになる。
なお、以上の説明かられかるように、移動無線における
水平偏波信号と垂直偏波信号のように無相関（又は相関
性の非常に少ない）の伝送系路を経て伝送される二つの
ＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号間の遅延時間差を所要の大きさく
ＢＰＳＫ−ＲＺ方式における符号誤り改善機能が発揮
できる遅延時間）ｌζ設定された信号をＤＥＭ （１２
８）で遅延検波すれば目的は達せられるわけであるから
、遅延回路の挿入個所は前記実施例のように、ＢＰＳＫ
−ＲＺ変調を行う前の信号を二分割して一方を遅延させ
て所要の遅延時間差を与え、各々ＢＰＳＫ−ＲＺ変調を
行−〕だのち、二つの無相関の伝送系路へ送り込み（水
平偏波と垂直偏波を利用）、受信側ではこの二つの糸路
を経て受信された信号を合成し遅延検波する方式（送信
側遅延作与万式）及び一つのＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号二つ
の無相関の伝送路へ送込み、第１の伝送路と第２の伝送
路を経て受信された信号の一方を遅延させ所要の遅延時
間差を与えたのち合成して遅延検波する方式（受信側遅
延付与方式）等の他に、送信側遅延付与方式の他の方式
としては−−ＥのＢＰＳＫ−ＲＺ （ｉ号を二分割して
遅延時間差を与えたのち無相関の伝送経路へ送り込む方
式、受信側遅延付与方式の他の方式としては、一つのＢ
ＰＳＫ−ＲＺ倍信号ニ一つの無相関伝送路へ送り込み、
二つの無相関伝送経路の各出力の間に所要遅延時間差を
与えたのち合成し遅延検波する方式、等であってもよい
。
水平偏波信号と垂直偏波信号のように無相関（又は相関
性の非常に少ない）の伝送系路を経て伝送される二つの
ＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号間の遅延時間差を所要の大きさく
ＢＰＳＫ−ＲＺ方式における符号誤り改善機能が発揮
できる遅延時間）ｌζ設定された信号をＤＥＭ （１２
８）で遅延検波すれば目的は達せられるわけであるから
、遅延回路の挿入個所は前記実施例のように、ＢＰＳＫ
−ＲＺ変調を行う前の信号を二分割して一方を遅延させ
て所要の遅延時間差を与え、各々ＢＰＳＫ−ＲＺ変調を
行−〕だのち、二つの無相関の伝送系路へ送り込み（水
平偏波と垂直偏波を利用）、受信側ではこの二つの糸路
を経て受信された信号を合成し遅延検波する方式（送信
側遅延作与万式）及び一つのＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号二つ
の無相関の伝送路へ送込み、第１の伝送路と第２の伝送
路を経て受信された信号の一方を遅延させ所要の遅延時
間差を与えたのち合成して遅延検波する方式（受信側遅
延付与方式）等の他に、送信側遅延付与方式の他の方式
としては−−ＥのＢＰＳＫ−ＲＺ （ｉ号を二分割して
遅延時間差を与えたのち無相関の伝送経路へ送り込む方
式、受信側遅延付与方式の他の方式としては、一つのＢ
ＰＳＫ−ＲＺ倍信号ニ一つの無相関伝送路へ送り込み、
二つの無相関伝送経路の各出力の間に所要遅延時間差を
与えたのち合成し遅延検波する方式、等であってもよい
。
以上の説明は基地局側（このみ遅延回路を挿入する場合
をのべたが、移動局側Ｃこのみ、又は基地局側と移動局
側とに分けて挿入することでもよい。
をのべたが、移動局側Ｃこのみ、又は基地局側と移動局
側とに分けて挿入することでもよい。
また、以上の説明は無相関伝送経路として水平偏波信号
と垂直偏波信号を利用する場合に−〕いて説明したが設
置位置をずらせた二組のアンテナを利用する方式（いわ
ゆるスペースダイバシティーの概念利用）指向性の異な
る二つのアンテナを利用する方式（いわゆる指向性ダイ
バシティーの概念利用）あるいは偏波設置場所、指向性
のいずれか二つ又は三つの異なる組合せを用いた二組の
アンテナを利用する方式（偏波空間は指向性ダイパシテ
イの組合せを利用）でもよい。
と垂直偏波信号を利用する場合に−〕いて説明したが設
置位置をずらせた二組のアンテナを利用する方式（いわ
ゆるスペースダイバシティーの概念利用）指向性の異な
る二つのアンテナを利用する方式（いわゆる指向性ダイ
バシティーの概念利用）あるいは偏波設置場所、指向性
のいずれか二つ又は三つの異なる組合せを用いた二組の
アンテナを利用する方式（偏波空間は指向性ダイパシテ
イの組合せを利用）でもよい。
また、以上は基地局、移動局共をζ水平偏波と垂直偏波
のアンテナを備えた場合についてのべたが、移動無線（
ζおける伝搬路では多重反射のため偏波面は非常に乱れ
てしまい、かつその水平偏波成分と垂直偏波成分の相関
性は非常に弱くなる、−Ｅまり一部の偏波成分が低下し
ても他方の偏波成分は低下しないので、移動局のアンテ
ナの偏波面は一沖類のものであってもよい。移動局から
の送信波は水平偏波と垂直偏波の成分をもった信号とな
−ノて基地局アンテナ部の水平偏波アンテナ（１３３）
と垂直偏波アンテナ（１Ｂのにて抽出され二系統の受信
部で所定の遅延時間をも−った信号にされた上で合成さ
れるのでＤＳＫ方式での最適動作特性を得ることができ
る。さらに各信号は円偏波で放射しても同様な効果が得
られる。
のアンテナを備えた場合についてのべたが、移動無線（
ζおける伝搬路では多重反射のため偏波面は非常に乱れ
てしまい、かつその水平偏波成分と垂直偏波成分の相関
性は非常に弱くなる、−Ｅまり一部の偏波成分が低下し
ても他方の偏波成分は低下しないので、移動局のアンテ
ナの偏波面は一沖類のものであってもよい。移動局から
の送信波は水平偏波と垂直偏波の成分をもった信号とな
−ノて基地局アンテナ部の水平偏波アンテナ（１３３）
と垂直偏波アンテナ（１Ｂのにて抽出され二系統の受信
部で所定の遅延時間をも−った信号にされた上で合成さ
れるのでＤＳＫ方式での最適動作特性を得ることができ
る。さらに各信号は円偏波で放射しても同様な効果が得
られる。
さらにまた以上はＢＰＳＫ−ＲＺ方式Ｅこ一部いて説明
したが、他の変調方式においても遅延時間差を大きくと
ることＥこよって符号誤り率から得られる場合には同様
に適用して効果が得られる。
したが、他の変調方式においても遅延時間差を大きくと
ることＥこよって符号誤り率から得られる場合には同様
に適用して効果が得られる。
なお、以上の説明は上り、下り両系統に対しＢＰＳＫ−
ＲＺ方式等の改善効果のある変調方式を適用する場合を
説明したが一部の系統〔このみ本願方式を適用し他方を
別の改善方式を適用することもできる。
ＲＺ方式等の改善効果のある変調方式を適用する場合を
説明したが一部の系統〔このみ本願方式を適用し他方を
別の改善方式を適用することもできる。
以上のように、この発明をと係るディジタル通信装置は
伝送特性の相関性がない（少ない）二つの伝送路を経て
伝送するＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号の間にＢＰＳＫ−ＲＺ方
式等が所要の符号誤り改善動作を行うに必要な遅延時間
差を確保するに必要な遅延回路を前記二つのＢＰＳＫ−
ＲＺ倍信号の経路の一部に継続挿入するようにしたので
、前記空間伝搬路そのものの遅延時間がＢＰＳＫ−ＲＺ
方式等が所要の改善動作をするに必要な遅延時間差より
小さい場合でも、前記遅延回路の諸元の選定により所要
遅延時間差を与えることができＢＰＳＫ−ＲＺ方式等が
もつ最適動作点で動作させることができる効果を有する
。
伝送特性の相関性がない（少ない）二つの伝送路を経て
伝送するＢＰＳＫ−ＲＺ倍信号の間にＢＰＳＫ−ＲＺ方
式等が所要の符号誤り改善動作を行うに必要な遅延時間
差を確保するに必要な遅延回路を前記二つのＢＰＳＫ−
ＲＺ倍信号の経路の一部に継続挿入するようにしたので
、前記空間伝搬路そのものの遅延時間がＢＰＳＫ−ＲＺ
方式等が所要の改善動作をするに必要な遅延時間差より
小さい場合でも、前記遅延回路の諸元の選定により所要
遅延時間差を与えることができＢＰＳＫ−ＲＺ方式等が
もつ最適動作点で動作させることができる効果を有する
。
第１図はこの発明の実施例擾ζ係る系統図、第２図はＢ
ＰＳＫ−ＲＺ方式の説明図、第８図は遅延時間差のある
二つの信号を説明する図、第４図はＢＰＳＫ−ＲＺ方式
の復調回路の系統図、第５図はＢＰＳＫ−ＲＺ方式にお
ける遅延時間差に対する符号誤り率の関係を示す特性図
第６図はＢＦ２に−ＲＺ変調方式とＱＰ８に−ＲＺ変調
方式の特性比較図、第７図はベースバンドフィルタで帯
域制限した場合の特性比較図である。 （１）・・・基地局、（１１）・・・基地局送信装置、
（１１１）・・・データ入力端子、（１１２）・・・遅
延回路、（１１８）・・・ＢＦ２に一部変調器、（１１
４）・・・ＢＦ２に一部変調器、（１８８）・・・水平
偏波アンテナ、（１１４）・・・垂直偏波アンテナ、θ
カ・・・基地局受信装置、（１２１）・・・高周波増幅
器。 （１２２）・・・高周波増幅器、 （１２７）・・・遅
延回路、（１２８）・・・復調器、（１２９）・・・デ
ータ出力端子、（２）・・・移動局、Ｑの・・・第１の
偏波面をもつアンテナ、（イ）・・・第１の偏波面と直
交する偏波面をもつ第２のアンテナ、（財）・・・受信
機、（ハ）・・・送信機、に）・・・データ出力端子、
＠・・・データ入力端子。
ＰＳＫ−ＲＺ方式の説明図、第８図は遅延時間差のある
二つの信号を説明する図、第４図はＢＰＳＫ−ＲＺ方式
の復調回路の系統図、第５図はＢＰＳＫ−ＲＺ方式にお
ける遅延時間差に対する符号誤り率の関係を示す特性図
第６図はＢＦ２に−ＲＺ変調方式とＱＰ８に−ＲＺ変調
方式の特性比較図、第７図はベースバンドフィルタで帯
域制限した場合の特性比較図である。 （１）・・・基地局、（１１）・・・基地局送信装置、
（１１１）・・・データ入力端子、（１１２）・・・遅
延回路、（１１８）・・・ＢＦ２に一部変調器、（１１
４）・・・ＢＦ２に一部変調器、（１８８）・・・水平
偏波アンテナ、（１１４）・・・垂直偏波アンテナ、θ
カ・・・基地局受信装置、（１２１）・・・高周波増幅
器。 （１２２）・・・高周波増幅器、 （１２７）・・・遅
延回路、（１２８）・・・復調器、（１２９）・・・デ
ータ出力端子、（２）・・・移動局、Ｑの・・・第１の
偏波面をもつアンテナ、（イ）・・・第１の偏波面と直
交する偏波面をもつ第２のアンテナ、（財）・・・受信
機、（ハ）・・・送信機、に）・・・データ出力端子、
＠・・・データ入力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、相関性の少ない二つの伝送系のそれぞれをそれぞれ
の一部に含む二つの独立の信号経路と、この二つの信号
経路を通して送られてくる、一つの信号源から生成され
た二つのＢＰＳＫ−ＲＺ信号（Ｂｉｎａｌｙ Ｐｈａｓ
ｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ−Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏＺ
ｅｒｏ信号）を合成し、遅延検波によってＢＰＳＫ−Ｒ
Ｚ信号を復調する復調回路と、 前記二つの信号経路の一方に縦続挿入され、この二つの
信号経路を経て前記復調回路に到着する二つのＢＰＳＫ
−ＲＺ信号の間にＢＰＳＫ−ＲＺ方式が所定の符号誤り
改善動作をするに必要な所要の遅延時間差を与える遅延
回路、とを備えたことを特徴とするディジタル通信装置
。 ２、一つの信号源からの信号を二分割し、一方の分割信
号に所要の遅延を与えたのちそれぞれにＢＰＳＫ変調を
行い、その信号を二つの相関性の少ない経路を含む二つ
の信号経路を経て復調回路に導びくようにしたことを特
徴とする前記特許請求範囲第１項記載のディジタル通信
装置。 ３、一つの信号源からの信号にＢＰＳＫ−ＲＺ変調を行
い、その信号を二分割し一方の分割信号に所定の遅延を
かけ、それぞれを二つの相関性の少ない経路を含む二つ
の信号経路を経て復調回路に導びくようにしたことを特
徴とする、前記特許請求範囲第１項記載のディジタル通
信装置。 ４、一つの信号源からの信号にＢＰＳＫ−ＲＺ変調を行
い、その信号を二分割し、それぞれを二つの相関性の少
ない経路を含む二つの信号経路を経て導びき、一方の信
号に所定の遅延をかけてのち両者を合成し復調回路へ導
びくようにしたことを特徴とする前記特許請求範囲第１
項記載のディジタル通信装置。 ５、二つの相関性の少ない経路として、互に直交する偏
波による経路を利用することを特徴とする前記特許請求
範囲第１項記載のディジタル通信装置。 ６、二つの相関性の少ない経路として、アンテナ位置を
ずらせた二つのアンテナを経由する経路を利用すること
を特徴とする前記特許請求範囲第１項記載のディジタル
通信装置。 ７、二つの相関性の少ない経路として、アンテナ指向性
の異なる二つのアンテナを経由する経路を利用すること
を特徴とする前記特許請求範囲第１項記載のディジタル
通信装置。 ８、二つの相関性の少ない経路として、互に直交する偏
波による経路、アンテナ位置をずらせた二つのアンテナ
を経由する経路、アンテナ指向性の異なる二つのアンテ
ナを経由する経路、の二つ又は三つを組合せて構成した
経路を利用することを特徴とする前記特許請求範囲第１
項記載のディジタル通信装置。 ９、基地局と移動局の間で相互にディジタル信号のやり
とりを行うものにおいて、基地局から移動局ルート及び
移動局から基地局ルートにそれぞれ設けられたＤＳＫ変
調器と各ルート毎に形成された二つの相関の少ない経路
を含む二つの独立の信号経路と各々のルートの前記二つ
の信号系路の一方に継続挿入され、各々のルートの二つ
の信号経路のＢＰＳＫ−ＲＺ信号の遅延時間差がＢＰＳ
Ｋ−ＲＺ方式の符号誤り改善動作に要する所要値に設定
された遅延回路と、各々のルートにおける二つの信号経
路を経て到着した信号を合成し遅延検波によってＢＰＳ
Ｋ−ＲＺ信号を復調する復調回路とを備えたことを特徴
とするディジタル通信装置。 １０、基地局は二分された入力信号の一方を所要の遅延
時間を有する遅延回路を経てＢＰＳＫ−ＲＺ変調を行い
高周波増幅後第１のアンテナで送出する第１の送信系統
と二分された入力信号の他方をＢＰＳＫ−ＲＺ変調を行
い高周波増幅後第２のアンテナで送出する第２の送信系
統とに構成される二つの送信系統と、第１の受信アンテ
ナで受信した信号を中間周波に変換したのち所要の遅延
を与え第２の受信アンテナで受信した信号を中間周波に
変換したものと合成し遅延検波によりＢＰＳＫ−ＲＺ信
号を復調する復調回路とより構成し、移動局はＢＰＳＫ
−ＲＺ変調する単一の送信機及び遅延検波器によりＢＰ
ＳＫ−ＲＺ信号を復調する単一の復調回路とより構成さ
れていることを特徴とする前記特許範囲第９項記載のデ
ィジタル通信装置。 １１、送信系統を構成する二つのアンテナ及び受信系統
を構成する二つのアンテナは互に直交する二つの偏波ア
ンテナで構成されることを特徴とする前記特許請求範囲
第１０項記載のディジタル通信装置。 １２、送信系統を構成する二つのアンテナ及び受信系統
を構成する二つのアンテナは互にその設置位置が異なる
スペースダイバシティー効果をもつアンテナで構成され
ることを特徴とする前記特許請求範囲第１０項記載のデ
ィジタル通信装置。 １３、送信系統を構成するアンテナ及び受信系統を構成
するアンテナは、その指向性が異なる指向性ダイバシテ
ィー効果をもつアンテナで構成されることを特徴とする
前記特許請求範囲第１０項記載のディジタル通信装置。 １４、送信系統を構成するアンテナ及び受信系統を構成
するアンテナは、互に直交する偏波面をもつアンテナと
、互にアンテナ位置をずらせたアンテナと、互に指向性
の異なるアンテナ、の二つ又は三つの異なる組合せによ
り構成されたダイバシティ効果をもつアンテナであるこ
とを特徴とする前記特許請求範囲第１０項記載のディジ
タル通信装置。 １５、送信系統における第１の信号経路のアンテナと受
信系統における第１の信号経路のアンテナとを共用する
ことを特徴とする前記特許請求範囲第１０項、第１１項
、第１２項、第１３項又は第１４項記載のディジタル通
信装置。 １６、相関性の少ない二つの伝送系のそれぞれをそれぞ
れの一部に含む二つの独立の信号経路と、この二つの信
号経路を通して送られてくる一つの信号源から生成され
た二つのＱＰＳＫ−ＲＺ信号（Ｑｕａｄｎｕｐｌｅ ｐ
ｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ−Ｒｅｔｕｒｎ
ｔｏ ｚｅｒｏ信号）を合成し、遅延検波によってＱＰ
ＳＫ−ＲＺ信号を復調する復調回路と、 前記二つの信号経路の一方に縦続挿入され、この二つの
信号経路を経て前記復調回路に到着する二つのＱＰＳＫ
−ＲＺ信号の間にＱＰＳＫ−ＲＺ方式が所定の符号誤り
改善動作をするに必要な所要の遅延時間差を与える遅延
回路、とを備えたことを特徴とするディジタル通信装置
。 １７、一つの信号源からの信号を二分割し、一方の分割
信号に所要の遅延を与えたのちそれぞれにＱＰＳＫ変調
を行い、その信号を二つの相関性の少ない経路を含む二
つの信号経路を経て復調回路に導びくようにしたことを
特徴とする前記特許請求範囲第１７項記載のディジタル
通信装置。 １８、一つの信号源からの信号にＱＰＳＫ−ＲＺ変調を
行い、その信号を二分割し一方の分割信号に所定の遅延
をかけそれぞれを二つの相関性の少ない経路を含む二つ
の信号経路を経て復調回路に導びくようにしたことを特
徴とする前記特許請求範囲第１７項記載のディジタル通
信装置。 １９、一つの信号源からの信号にＱＰＳＫ−ＲＺ変調を
行い、その信号を二分割しそれぞれを二つの相関性の少
ない経路を含む二つの信号経路を経て導びさ、一方の信
号に所定の遅延をかけてのち両者を合成し復調回路へ導
びくようにしたことを特徴とする前記特許請求範囲第１
７項記載のディジタル通信装置。 ２０、二つの相関性の少ない経路として、互に直交する
偏波による経路を利用することを特徴とする前記特許請
求範囲第１７項記載のディジタル通信装置。 ２１、二つの相関性の少ない経路として、アンテナ位置
をずらせた二つのアンテナ位置をずらせた二つのアンテ
ナを経由する経路を利用することを特徴とする前記特許
請求範囲第１７項記載のディジタル通信装置。 ２２、二つの相関性の少ない経路として、アンテナ指向
性の異なる二つのアンテナを経由する経路を利用するこ
とを特徴とする前記特許請求範囲第１７項記載のディジ
タル通信装置。 ２３、二つの相関性の少ない経路として、互に直交する
偏波による経路、アソテナ位置をずらせた二つのアンテ
ナを経由する経路、アンテナ指向性の異なる二つのアン
テナを経由する経路、の二つ又は三つを組合せて構成し
た経路を利用することを特徴とする前記特許請求範囲第
１７項記載のディジタル通信装置。 ２４、基地局と移動局の間で相互にディジタル信号のや
りとりを行うものにおいて、基地局が移動局ルート及び
移動局から基地局ルートにそれぞれ設けられたＤＳＫ変
調器と各ルート毎に形成された二つの相関の少ない経路
を含む二つの独立の信号経路と、各々ルートの前記二つ
の信号系路の一方に継続挿入され、各々のルートの二つ
の信号経路のＱＰＳＫ−ＲＺ信号の遅延時間差がＱＰＳ
Ｋ−ＲＺ方式の符号誤り改善動作に要する所要値に設定
された遅延回路と、各々のルートにおける二つの信号経
路を経て到着した信号を合成し遅延検波によってＱＰＳ
Ｋ−ＲＺ信号を復調する復調回路とを備えたことを特徴
とするディジタル通信装置。 ２５、基地局は二分された入力信号の一方を所要の遅延
時間を有する遅延回路を経てＱＰＳＫ−ＲＺ変調を行い
高周波増幅後第１のアンテナで送出する第１の送信系統
と二分された入力信号の他方をＱＰＳＫ−ＲＺ変調を行
い高周波増幅後第２のアンテナで送出する第２の送信系
統とより構成される二つの送信系統と、第１の受信アン
テナで受信した信号を中間周波に変換したのち所要の遅
延を与え、第２の受信アンテナで受信した信号を中間周
波に変換したものと合成し遅延検波によりＱＰＳＫ−Ｒ
Ｚ信号を復調する復調回路とより構成し、移動局はＱＰ
ＳＫ−ＲＺ変調する単一の送信機及び遅延検波器により
ＱＰＳＫ−ＲＺ信号を復調する単一の復調回路とより構
成されていることを特徴とする前記特許請求範囲第２４
項記載のディジタル通信装置。 ２６、送信系統を構成する二つのアンテナ及び受信系統
を構成する二つのアンテナは互に直交する二つの偏波ア
ンテナで構成されることを特徴とする前記特許請求範囲
第２５項記載のディジタル通信装置。 ２７、送信系統を構成する二つのアンテナは互にその設
置位置が異なるスペースダイバシティー効果をもつアン
テナで構成されることを特徴とする前記特許請求範囲第
２５項記載のディジタル通信装置。 ２８、送信系統を構成するアンテナ及び受信系統を構成
するアンテナは、その指向性が異なる指向性ダイバシテ
ィー効果をもつアンテナで構成されることを特徴とする
前記特許請求範囲第２５項記載のディジタル通信装置。 ２９、送信系統を構成するアンテナ及び受信系統を構成
するアンテナ及び受信系統を構成するアンテナは、互に
直交する偏波面をもつアンテナと、互にアンテナ位置を
ずらせたアンテナと、互に指向性の異なるアンテナの二
つ又は三つの異なる組合せにより構成されたダイバシテ
ィ効果をもつアンテナであることを特徴とする前記特許
請求範囲第２５項記載のディジタル通信装置。 ３０、送信系統における第１の信号経路のアンテナと受
信系統における第１の信号経路のアンテナとを共用する
ことを特徴とする前記特許請求範囲第２５項、第２６項
、第２７項、第２８項又は第２９項記載のディジタル通
信装置。
Priority Applications (14)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17988485A JPS6239930A (ja) | 1985-08-14 | 1985-08-14 | デイジタル通信装置 |
| DE3587962T DE3587962T2 (de) | 1985-06-05 | 1985-09-13 | Digitales Übertragungssystem mit reduzierter Bitfehlerrate. |
| EP85904672A EP0224586B1 (en) | 1985-06-05 | 1985-09-13 | Digital communication equipment |
| EP89123854A EP0370533B1 (en) | 1985-06-05 | 1985-09-13 | Digital communication system with a reduced bit error rate |
| DE8585904672T DE3581086D1 (de) | 1985-06-05 | 1985-09-13 | Digitalisierte uebertragungsvorrichtung. |
| US07/030,826 US4849990A (en) | 1985-06-05 | 1985-09-13 | Digital communication system |
| PCT/JP1985/000513 WO1986007514A1 (en) | 1985-06-05 | 1985-09-13 | Digital communication equipment |
| CA000501201A CA1277714C (en) | 1985-06-05 | 1986-02-05 | Digital communication device with bit error reduced by using two signal transmission paths |
| FI865278A FI86353C (fi) | 1985-06-05 | 1986-12-22 | Digitalt kommunikationssystem. |
| DK030287A DK167470B1 (da) | 1985-06-05 | 1987-01-20 | Digitalt kommunikationssystem |
| NO870449A NO300400B1 (no) | 1985-06-05 | 1987-02-04 | Digitalt kommunikasjonssystem |
| CA000587811A CA1266705A (en) | 1985-06-05 | 1989-01-09 | Digital communication device |
| FI915117A FI96556C (fi) | 1985-06-05 | 1991-10-30 | Digitaalinen liikennelaite ja -menetelmä |
| DK003892A DK166187C (da) | 1985-06-05 | 1992-01-10 | Digitalt kommunikationssystem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17988485A JPS6239930A (ja) | 1985-08-14 | 1985-08-14 | デイジタル通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6239930A true JPS6239930A (ja) | 1987-02-20 |
| JPH0243385B2 JPH0243385B2 (ja) | 1990-09-28 |
Family
ID=16073582
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17988485A Granted JPS6239930A (ja) | 1985-06-05 | 1985-08-14 | デイジタル通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6239930A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001518737A (ja) * | 1997-09-30 | 2001-10-16 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 偏波により改善されたｃｄｍａ通信システム |
| JP2007502085A (ja) * | 2003-05-06 | 2007-02-01 | 富士通株式会社 | 光パフォーマンス監視方法及びシステム |
-
1985
- 1985-08-14 JP JP17988485A patent/JPS6239930A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001518737A (ja) * | 1997-09-30 | 2001-10-16 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 偏波により改善されたｃｄｍａ通信システム |
| JP2007502085A (ja) * | 2003-05-06 | 2007-02-01 | 富士通株式会社 | 光パフォーマンス監視方法及びシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0243385B2 (ja) | 1990-09-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |