TWI816426B - 音頻系統、d類驅動電路及其控制方法 - Google Patents

音頻系統、d類驅動電路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

一種D類驅動電路包含反饋迴路，該反饋迴路包含輸入積分器級、開關調變器和輸出驅動級。反饋電阻器連接輸出驅動級的輸出端與輸入積分器級的輸入節點，以提供反饋電流。D類驅動電路還包含補償電路，該補償電路向輸入積分器級的輸出節點提供補償電流以減輕反饋迴路的壓擺率限制，補償電流的幅度係基於反饋電流的幅度。

Description

音頻系統、D類驅動電路及其控制方法
本發明涉及音頻系統中的電子電路領域。特別是，本發明涉及用於音頻應用的高效開關驅動器。本發明的實施例還可以應用於其他電路，例如高效開關功率轉換電路(efficient switched power conversion circuits)。
D類(CLASS-D)放大器，也稱為開關放大器，是一種電子放大器，其中電晶體作為二元開關元件，用於全關或全開。D類放大器採用軌到軌(rail-to-rail)輸出開關，在理想情況下，其輸出電晶體幾乎總是承載零電流或零電壓。因此，D類放大器的功耗最小，並且在很寬的功率水平範圍內提供高效能。D類放大器具的高效能優勢有利於在各種音頻應用中的使用，從手機到平板電視和家庭影院接收器。D類音頻功率放大器比AB類音頻功率放大器效率更高。由於具有更高的效率，D類放大器僅需要小電源且不用散熱器，從而顯著降低整體系統成本、尺寸和重量。
D類音頻功率放大器可將音頻信號轉換為根據音頻輸入信號切換輸出的高頻脈衝。一些D類放大器使用脈衝寬度調製器(PWM)來生成一連續寬度隨音頻信號幅度變化的調節脈衝(conditioning pulse)。可變寬度脈衝用以固定頻 率切換功率輸出晶體管。其他D類放大器可能依賴於其他類型的脈沖調制器。其他D類放大器可使用其他類型之脈衝調變器。以下討論將主要涉及脈寬調製器，但本領域技術人員知道D類放大器可以配置有其他類型的調製器。
第1A圖是說明傳統D類放大器的簡化示意圖。如第1A圖所示，D類放大器100是一差分放大器。輸入信號INP和INM(例如差分輸入音頻信號)被輸入到比較器101和102，其中輸入信號INP和INM與一振盪器103產生的三角波VREF相互比較以產生PWM信號106和107。PWM信號106和107被耦接到電晶體M1、M2、M3和M4的閘極。D類放大器的輸出信號OUTM和OUTP分別提供給輸出端。如第1A圖所示，輸出信號OUTM和OUTP連接到揚聲器負載110，揚聲器負載110由電感器L1和電阻器R1表示。
第1B圖是說明第1A圖的D類放大器中的信號調製的波形圖。如第1B圖所示，通過第1A圖描述的兩個比較器將差分輸入信號，例如輸入信號INM和INP，與三角參考波形進行比較。比較器的輸出信號是固定頻率的脈衝信號，其脈衝寬度與輸入信號成正比。兩個PWM信號如第1B圖所示之輸出信號OUTP和OUTM。
開關驅動器或D類驅動器通常包含用於降噪和提高穩定性的反饋迴路。如下文更詳細的解釋，這些D類放大器往往在高頻開關應用的壓擺率方面存在限制。
本發明之發明人已經觀察到具有反饋迴路的D類放大器通常包含濾波器，並且濾波器的第一級通常是用於接收來自驅動級的反饋信號的積分 器。為了在高開關速度下運行，積分器需要滿足高速穩定時間要求。但是高速積分器的設計會很複雜。本發明的實施例通過在積分器的輸出端提供補償電流來解決習知開關驅動器的第一積分器有壓擺率限制的問題，而不必修改積分器的設計，藉以提供更高的壓擺率。
本發明的實施例通過在積分器的輸出端提供補償電流來解決習知開關驅動器的第一積分器有壓擺率限制的問題，而不必修改積分器的設計，藉以提供更高的壓擺率。
根據本發明的一些實施例，D類驅動電路包含一輸入端；一輸出端；一輸入積分器級，具有一放大器，該放大器具有輸入節點和輸出節點，該輸入節點通過一輸入電阻耦接到該輸入端以接收一輸入信號；反饋路徑，通過一反饋電阻器和一積分電容器將該輸入節點耦接到該輸出端，以接收反饋電流，其中該積分電容器耦合在該放大器的該輸入節點和該輸出節點之間，該輸入積分器級用以在該輸出節點產生一經濾波的輸入信號；開關調變級，耦接到該輸入積分器級，並用以從該輸入積分器級接收該經濾波的輸入信號，並產生一控制信號；輸出驅動級，耦接到開關調變級並用以接收用於驅動一輸出電晶體的該控制信號，並在該輸出端提供一輸出信號；補償電路，包含一反相器以及一開關電阻器，其中該開關電阻器耦接在該D類驅動電路的該輸出端和該輸入積分器級的該輸出節點之間，該補償電路用以提供一補償電流，該補償電流的幅度匹配該反饋電流的幅度。
在上述D類驅動電路的一些實施例中，補償電流由Vref/Rsw決定，其中Vref為補償電路中該反相器的電源電壓，Rsw為開關電阻器的阻值；反饋電流由Vdd/Rfb決定，其中Vdd為D類驅動電路的電源電壓，Rfb為反饋電阻器的阻值，且Vref/Rsw=Vdd/Rfb；電流值為+Vdd/Rfb的反饋電流與 電流值為-Vref/Rsw或-Vdd/Rfb的補償電流相關聯；電流值為-Vdd/Rfb的反饋電流與電流值為+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb的補償電流相關聯。
在一些實施例中，當D類驅動電路以比預設壓擺率更高的速度操作時，補償電路用以降低總諧波失真(THD)。
在一些實施例中，開關調變級包含D類脈衝寬度調變(PWM)調變級。
在一些實施例中，開關調變級包含D類脈衝頻率調變(PFM)調變級。
根據本發明的一些實施例，一種D類驅動電路包含一反饋迴路，包含一輸入積分器級、一開關調變器和一輸出驅動級，其中反饋電阻器連接該輸出驅動級的一輸出端與該輸入積分器級的一輸入節點，以提供一反饋電流；一補償電路，用以向該輸入積分器級的一輸出節點提供補償電流以減少該反饋迴路的壓擺率限制，該補償電流的幅度係基於該反饋電流的幅度。
在上述D類驅動電路的一些實施例中，補償電流由Vref/Rsw決定，其中Vref為補償電路中該反相器的電源電壓，Rsw為開關電阻器的阻值；反饋電流由Vdd/Rfb決定，其中Vdd為D類驅動電路的電源電壓，Rfb為反饋電阻器的阻值，且Vref/Rsw=Vdd/Rfb；電流值為+Vdd/Rfb的反饋電流與電流值為-Vref/Rsw或-Vdd/Rfb的補償電流相關聯；電流值為-Vdd/Rfb的反饋電流與電流值為+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb的補償電流相關聯。
在一些實施例中，當D類驅動電路以比預設壓擺率更高的速度運行時，補償電路用以降低總諧波失真(THD)。
在一些實施例中，輸入積分器級還包含耦接在該輸入積分器級的該輸入節點和該輸出節點之間的積分電容器。
在一些實施例中，D類驅動電路為單端驅動電路。在其他實施例中，D類驅動電路為差分驅動電路。
在一些實施例中，D類驅動電路是差分D類驅動電路，包含用於接收差分輸入信號的差分輸入端、用於提供連接到負載設備的差分輸出信號的差分輸出端、一差分輸入積分器級、一差分PWM調變級以及一差分輸出驅動級。
在上述差分D類驅動電路的一些實施例中，反饋迴路包含分別用於提供第一反饋電流和第二反饋電流的第一反饋迴路和第二反饋迴路。此外，補償電路包含第一補償電路和第二補償電路，第一補償電路和第二補償電路用以向差分輸入積分器級的差分輸出節點提供第一補償電流和第二補償電流。
在一些實施例中，音頻系統包含上述D類驅動電路以及一揚聲器，揚聲器耦接到D類驅動電路以接收來自輸出驅動級的輸出信號。
根據本發明的一些實施例，一種方法包含：提供一D類驅動電路，該D類驅動電路包含一反饋迴路，該反饋迴路包含一輸入積分器級、一開關調變器和一輸出驅動器，其中一反饋電阻器連接該輸出驅動器的輸出端與該輸入積分器級的輸入節點，以提供反饋電流；向該輸入積分器級的輸出節點提供補償電流，以減少該反饋迴路的壓擺率限制，該補償電流的幅度係基於該反饋電流的幅度。
在上述方法的一些實施例中，其進一步包含提供反相器和開關電阻器，其中該開關電阻器連接該輸出驅動器的輸出端與該輸入積分器級的輸出節點。
在上述方法的一些實施例中，補償電流由Vref/Rsw決定，其中Vref為補償電路中該反相器的電源電壓，Rsw為開關電阻器的阻值；反饋電流由Vdd/Rfb決定，其中Vdd為D類驅動電路的電源電壓，Rfb為反饋電阻器的阻值，且Vref/Rsw=Vdd/Rfb；電流值為+Vdd/Rfb的反饋電流與電流值為-Vref/Rsw或 -Vdd/Rfb的補償電流相關聯；電流值為-Vdd/Rfb的反饋電流與電流值為+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb的補償電流相關聯。
在上述方法的一些實施例中，當D類驅動電路以比預設壓擺率更高的速度操作時，補償電流用以降低總諧波失真(THD)。
在上述方法的一些實施例中，其進一步包含使用D類PWM調變級。
在上述方法的一些實施例中，其進一步包含使用D類PFM調變級。
在上述方法的一些實施例中，輸入積分器級還包含積分電容器，該積分電容器耦接在該輸入積分器級的該輸入節點和該輸出節點之間。
100、200:D類放大器
102、101、432-1、432-2:比較器
103、431:振盪器
106、107、233-1、233-2:PWM信號
110、270:揚聲器負載
200、400、500:D類驅動電路
206-1、206-2、406-1、406-2:反饋路徑
210、410:輸入積分器級
211、300、411:放大器
212-1、212-2、412-1、412-2:輸入節點
213-1、213-2、413-1、413-2、OUT+:輸出節點
215-1、215-2:反饋信號
217-1、217-2、417-1、417-2:經濾波的輸入信號
INP、INM、IN:輸入信號
220:調變積分器級
230:PWM調變級
240、440:輸出驅動級
310:共模反饋電路
414-1、414-2、Rfb:反饋電阻器
415-1、415-2:反饋電流
420:調變積分器級
430:開關調變級
433-1、433-2:差分開關驅動信號
460-2、460-1:補償電路
461-2、461-1:反相器
462-1、462-2、Rsw:開關電阻器
464-1、464-2:補償電流
470:負載裝置
810、820:曲線
900:方法
910、920:步驟
Cint:積分電容器
Cm:米勒電容
Ib1、Ib2:電流源
IN+、IN-:差分輸入端
L1:電感器
M1~M4、Mn0、Mn1、Mn2、Mn3、Mp0、Mp1:電晶體
OUTM、OUTP、OUT:輸出信號
Rfb、R1:電阻器
Rin:輸入電阻器
TIN、TINP、TINM:輸入端
TOUTM、TOUTP、OUT+、OUT-、TOUT:輸出端
Vdd:電源電壓
Vg2、Vg3:閘極電壓
VREF:三角波
Vref:電壓
第1A圖是說明習知D類放大器的簡化示意圖。
第1B圖是說明第1A圖的習知D類放大器中的信號調變的波形圖。
第2圖是說明具有反饋迴路的習知D類放大器的簡化示意圖。
第3圖是說明本發明一些實施例的示例性積分放大器的簡化示意圖。
第4圖是說明本發明的一些實施例的具有反饋迴路和補償電路的D類驅動電路的簡化示意圖。
第5圖是說明本發明的一些實施例的具有反饋迴路和補償電路的D類驅動電路的簡化示意圖。
第6圖是沒有上述補償電路的習知D類驅動電路的模擬瞬態響應波形的波形圖。
第7圖是說明本發明實施例的具有補償電路的D類驅動電路的模擬瞬態響應波形的波形圖。
第8圖是總諧波失真(THD)對功率的曲線圖，其說明了本發明實施例的補償電路提供的性能改善。
第9圖是說明本發明一些實施例的方法的簡化流程圖。
習知的D類放大器，例如第1A圖中所示的D類放大器，容易受到來自電路元件和下游元件的失真和雜訊的影響。此外，偏壓下游開關級的電源電壓的雜訊、紋波和變化也會在輸出信號中引入誤差。因此，反饋控制可用於補償許多這些非理想效應。
第2圖是說明具有反饋迴路的習知D類放大器的簡化示意圖。如第2圖所示，D類驅動電路200具有差分輸入積分器級210、可選的調變積分器級220、PWM調變級230、以及輸出驅動級240。D類驅動電路200係以一差分放大器作為舉例說明。如第2圖所示，輸出信號OUTM和OUTP連接到揚聲器負載270，揚聲器負載270由電感器L1和電阻器R1表示。
如第2圖所示，D類驅動電路200還包含輸入端TINP和TINM、以及輸出端TOUTP和TOUTM。輸入積分器級210包含具有輸入節點212-1和212-2以及輸出節點213-1和213-2的放大器211，輸入節點212-1和212-2通過輸入電阻器Rin耦接到輸入端TINP和TINM，以接收輸入信號INP和INM。反饋路徑206-1和206-2通過反饋電阻器Rfb將輸入節點212-1和212-2耦接到輸出端TOUTP和TOUTM，以接收反饋信號215-1和215-2。輸入積分器級210用以在輸出節點213-1和213-2產生經濾波的輸入信號217-1和217-2。
在D類驅動電路200中，D類脈衝寬度調變(PWM)調變級230耦接到輸入積分器級210，並從輸入積分器級210接收經濾波的輸入信號217-1和217-2，並產生PWM信號233-1和233-2。輸出驅動級240耦接到D類PWM調變級230並且用以接收用於驅動金屬氧化物半導體(CMOS)輸出電晶體的PWM信號233-1和233-2，並且在輸出端TOUTM和TOUTP提供輸出信號OUTM和OUTP。
差分輸入積分器級210通過輸入電阻器Rin接收輸入信號INP和INM，並且還通過反饋電阻器Rfb接收來自輸出信號OUTM和OUTP的反饋信號。由於輸出信號OUTP和OUTM在電源電壓Vdd和Vss之間以快速切換速率進行切換，因此需要通過放大器211和積分電容器Cint的輸出來提供通過反饋電阻器Rfb的快速切換電流。這是為了使放大器輸入端保持相同的電壓，並保持輸出端的電壓接近Vdd/2。由於放大器是反饋迴路的一部分並且後續級提供有限的信號增益，因此放大器211的輸出信號在操作期間保持相對較小並且接近共模電壓Vdd/2。調變器會設計成使得反饋迴路的主極點由第一級積分器決定，並且時間常數tc為：tc
Figure 111121279-A0305-02-0011-11
Rfb x Cint。
同時，由於來自後續級的雜訊被迴路增益抑制，所以調變器帶內輸出雜訊很大程度上由輸入放大器和電阻器Rfb和Rin所決定。Rfb的雜訊功率貢獻為：4kT x Rfb，其中k是玻爾茲曼常數(Boltzmann constant)，T是溫度。為了降低調變器輸出雜訊，可以降低Rfb的值。然而，為了保持相同的時間常數，積分電容器Cint的電容值需要增加。對於較低的Rfb值，放大器輸出端的快速電流轉態將更大，因此需要更高的放大器直流(DC)偏壓。此要求需要更大的輸出裝置，因此也會影響放大器米勒電容和輸入級的設計，這是此產業非常不希望的。因此，需要改進的解決方案。
第3圖說明本發明一些實施例的示例性積分放大器的簡化示意圖。如第3圖所示，積分放大器300可作為第2圖的D類放大器200中的放大器211 的示例。差分輸入端IN+和IN-連接到由電流源Ib1偏壓的差分對電晶體Mp0和Mp1。電晶體Mp0和Mp1具有相同的尺寸，因此它們的偏壓電流為(Ib1)/2。電晶體Mp0和Mp1與電晶體Mn0和Mn1一起是放大器第一級的一部分。電晶體Mn0和Mn1的閘極由共模反饋電路310偏壓，這迫使輸出端OUT+和OUT-上的共模輸出為Vdd/2。電晶體Mn0和Mn1具有相同的尺寸，因此每個電晶體的偏壓電流為(Ib1)/2。第一級的輸出連接到電晶體Mn2和Mn3的閘極，其為放大器的第二級。電晶體Mn2和Mn3皆以Ib2偏壓。兩級放大器包含一個米勒電容Cm，以保持放大器在反饋迴路中的穩定。
如第2圖所示，當調變器輸出切換時，反饋電阻器Rfb會將增量(delta)電流Vdd/Rfb注入放大器輸入節點。考慮到輸入和輸出電壓保持恆定使得調變器迴路不會發生錯誤，該電流由電流源Ib2和電晶體Mn2和Mn3提供。以輸出節點OUT+為例，電流將導致電晶體Mn2閘極電壓的變化，計算如下：△I=gm×△Vg=Vdd/Rfb；△Vg=Vdd/((gm×Rfb))。
由於輸出電壓被認為保持恆定並且Cm>>Cg，因此電晶體Mn2的閘極上的電容由米勒電容Cm支配。最大電流擺幅約為(Ib1)/2。因此，在擺幅期間電流和電壓之間的差異關係為：Ib1/2=Cm×(△Vg/△t)；△t=(2×Cm×Vdd)/(Ib1×gm×Rfb)。
因此，當反饋電阻器Rfb變小時，△t變大，使得放大器穩定時間變長，導致調變器迴路的誤差變大。可以通過增加gm及/或Ib1來補償上述問題，但這會增加偏壓電流並且還影響迴路穩定性(因為更大增益的影響)，這將需要更大的電容Cm，從而使這種補償失效。
本發明的一些實施例通過注入放大器輸入的增量電流為+/-Vdd/Rfb，提供了一種不涉及改變給定放大器設計的更好的解決方案。通過向放大器的輸出節點注入相反的電流，這些電流不再需要由放大器提供，並且放寬了放大器反饋控制和穩定要求。
例如，如果輸出信號OUTM從0切換到Vdd，則進入輸入放大器的負輸入端的增量電流是電源電壓Vdd除以反饋電阻器Rfb(即是Vdd/Rfb)。一些實施例通過將輸出信號OUTM耦合到具有與開關電阻器Rsw串聯的電壓Vref的電源的逆變器，並且將-Vref/Rsw的相反增量電流注入積分放大器的輸出端，來引入補償電流。在此，Vref/Rsw的大小與Vdd/Rfb的大小基本相同。在一些實施例中，Vref的大小與Vdd相同，開關電阻器Rsw的大小與反饋電阻器Rfb的大小相同，使得兩個電流具有相同的絕對大小。然而，補償網絡可以靈活地使用不同的Vref和Rfb值來實現相同的目標。
第4圖是說明本發明的一些實施例的具有反饋迴路和補償電路的D類驅動電路的簡化示意圖。如第4圖所示，D類驅動電路400包含用於接收差分輸入信號INP和INM的輸入端TINP和TINM。D類驅動電路的差分輸出信號OUTM和OUTP分別提供在輸出端TOUTM和TOUTP上。如第4圖所示，輸出信號OUTM和OUTP連接到負載裝置470。如第4圖所示，負載裝置470為揚聲器負載，由電感器L1和電阻器R1表示。如第4圖所示，D類驅動電路400具有差分輸入積分器級410、可選的調變積分器級420、開關調變級430(例如PWM調變級)和輸出驅動級440。可選的調變積分器級420可以是一個或多個級，取決於調變器迴路的順序。
在另一實施例中，D類驅動電路可以是單端電路，其中輸入端TIN接收輸入信號IN，輸出端TOUT提供輸出信號OUT(圖中未顯示)。以下描述是基於差分驅動電路。然而，應當理解，該描述也適用於單端電路。
如第4圖所示，D類驅動電路400包含具有放大器411的輸入積分器級410，放大器411具有輸入節點412-1和412-2以及輸出節點413-1和413-2。輸入節點412-1和412-2通過輸入電阻器Rin連接到輸入端TINP和TINM，以分別接收輸入信號INP和INM。D類驅動電路400還包含反饋路徑406-1和406-2，其通過反饋電阻器Rfb(414-1和414-2)將輸出端TOUTP和TOUTM耦合到輸入節點412-1和412-2，以提供反饋電流415-1和415-2。輸入積分器級410用以在輸入積分器級410的輸出節點413-1和413-2產生經濾波的輸入信號417-1和417-2。
通常，反饋路徑可以包含濾波器電路，以接收反饋信號。輸入積分器級410是一階低通濾波器的形式，包含放大器411(例如運算放大器)以及一RC電路，其由反饋電阻器Rfb和積分電容器Cint形成。根據實施方式，輸入積分器級410可以有額外的可選的濾波器級。
D類驅動電路400包含開關調變級430，其耦合到輸入積分器級410且用以從輸入積分器級410接收經濾波的輸入信號417-1和417-2並產生差分開關驅動信號433-1和433-2。在一個示例中，開關調變級430是D類PWM調變級，其耦合到輸入積分器級410且用以接收來自2輸入積分器級410的經濾波的輸入信號417-1和417-2，並產生差分開關驅動信號433-1和433-2。D類PWM調變級的示例在第1圖中說明，其中差分輸入信號INP和INM輸入到比較器101和102，輸入信號INP和INM與從振盪器103產生的三角波VREF進行比較，以產生PWM信號106和107。在其他示例中，開關調變級430可以是脈衝頻率調變(PFM)調變級，或另一個合適的開關調變級。
D類驅動電路400還包含輸出驅動級440，其耦合到開關調變級430並用以接收差分開關驅動信號433-1和433-2，以驅動輸出裝置在輸出端TOUTM和TOUTP提供輸出信號OUTM和OUTP。輸出級的示例在第1圖中示出。如第1 圖所示，金屬氧化物半導體(MOS)輸出電晶體M1、M2、M3和M4係為CMOS差分輸出驅動器，以在輸出端TOUTM和TOUTP提供輸出信號OUTM和OUTP。
如第4圖所示，D類驅動電路400還包含補償電路，該補償電路包含一反相器和一耦合在D類驅動電路的輸出端和輸入積分器級的輸出節點之間的開關電阻器。如第4圖所示，補償電路460-1包含一反相器461-1和一開關電阻器Rsw(462-1)，其耦合在D類驅動電路400的輸出端TOUTM和輸入積分器級410的輸出節點413-1之間。類似地，補償電路460-2包含一反相器461-2和一開關電阻器Rsw(462-2)，其耦合在D類驅動電路400的輸出端TOUTP和輸入積分器級410的輸出節點413-2之間。補償電路460-1用以提供補償電流464-1，其幅度等於反饋電流415-1。類似地，補償電路460-2用以提供補償電流464-2，其幅度等於反饋電流415-2。
在第4圖的D類驅動電路400中，補償電流464-1和464-2由Vref/Rsw決定，其中Vref是補償電路中反相器的電源電壓，Rsw是開關電阻器Rsw和462-1的阻值。反饋電流415-1和415-2由Vdd/Rfb決定，其中Vdd是D類驅動電路的電源電壓，Rfb是反饋電阻器414-1和414-2的阻值。在一些實施例中，可選擇Vref和Rsw使得Vref/Rsw=Vdd/Rfb。在一些實施例中，反饋電流(+Vdd/Rfb)與補償電流(-Vref/Rsw或-Vdd/Rfb)相關聯。反饋電流(-Vdd/Rfb)與補償電流(+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb)相關。在一些實施例中，D類驅動電路400可用集成電路(IC)晶片實現。在這種情況下，開關電阻器和反饋電阻器可用IC晶片的集成電阻來實現。例如，多晶矽電阻器可以在具有良好控制匹配特性的IC晶片中實現。
如上所述，開關電阻器Rsw提供源極電流，而不需要修改放大器以在更高的壓擺率下操作。在一些實施例中，由Vref/Rsw確定的補償電流的幅度與反饋電流Vdd/Rfb的幅度相匹配。匹配精度由集成製程決定，並受制於製程中 的製造公差。例如，在先進的工藝技術中，電阻值可以匹配到大約1%以內。在一些實施例中，D類驅動電路的電源電壓是12V，Vref可以是5V。
第5圖是說明本發明的一些實施例的具有反饋迴路和補償電路的D類驅動電路的簡化示意圖。如第5圖所示，D類驅動電路500類似於第4圖的D類驅動電路400，而D類驅動電路500為PWM開關調變級430和CMOS輸出驅動級440提供了更詳細的實現方式。輸入信號INP和INM輸入到比較器432-1和432-2，在比較器432-1和432-2中，輸入信號INP和INM與由振盪器431產生的三角波VREF相比較，以產生差分開關驅動信號433-1和433-2。差分開關驅動信號433-1和433-2分別耦接到電晶體M1、M2、M3和M4的閘極。D類放大器的差分輸出信號OUTM和OUTP分別提供在輸出端TOUTM和TOUTP。
為了說明以上結合第4圖與第5圖描述的補償電路的好處，進行模擬研究以比較沒有上述補償電路的習知D類驅動電路與結合第4圖與第5圖描述的具有補償電路的D類驅動電路。第6圖和第7圖繪示出了閘極電壓切換波形，第8圖說明了通過總諧波失真測量的性能改善。
第6圖說明沒有補償的習知D類驅動電路的模擬瞬態響應波形的波形圖。第5圖的D類驅動電路類似於第2圖的D類驅動電路200，並且包含積分放大器，其類似第3圖的放大器300。在第5圖中，縱軸是第3圖所示放大器300的電晶體Mn2和Mn3的閘極電壓Vg2和Vg3，在開關操作期間，小輸入信號約為300kHz。可以看出，閘極電壓大致在0.85V和1V之間擺動，相差0.15V。此外，每個週期都有急劇的電壓轉態(voltage transition)。大的電壓擺幅和急劇的電壓轉態會降低性能，例如可用信號雜訊和總諧波失真(THD)來判斷性能。
第7圖是示出本發明實施例的包含補償電路的D類驅動電路的模擬瞬態響應波形的波形圖。第6圖的D類驅動電路類似於第4圖的D類驅動電路400，且包含一積分放大器，其與第3圖的放大器300類似，在第6圖，縱軸分別 表示開關操作時的放大器300的電晶體Mn2、Mn3的閘極電壓Vg2、Vg3。從第6圖可以看出，閘極電壓大致在0.93V和0.97V之間擺動，相差0.04V。與第5圖中的波形相比，第6圖所示的結果表示電壓幅度減少了約3.5倍。另請注意，閘極電壓的斜坡速率(ramp rate)也較不陡峭。此外，僅偶爾可見輕微的急劇電壓轉態，這表明放大器輸出更接近理想目標，並且放大器仍在反饋迴路的控制中。
第8圖是總諧波失真(THD)對功率的曲線圖，其說明了本發明實施例的補償電路提供的性能改善。在第8圖，縱軸為總諧波失真，橫軸為功率。如第8圖所示，曲線810繪示了沒有上述開關電阻器補償電路的D類驅動電路的THD對功率曲線，而曲線820繪示了具有上述開關電阻器補償電路的D類驅動電路的THD對功率曲線。上述模擬使用6kHz輸入音(input tone)進行。可以看出，在低於0.1瓦時，曲線820的總諧波失真更低，具有開關電阻器之補償電路的D類驅動電路可提供高達10dB的改善。
第9圖說明本發明一些實施例的方法的簡化流程圖。如第9圖所示，方法900包含以下步驟。在步驟910，提供具有反饋迴路的D類驅動電路，該反饋迴路包含輸入積分器級、開關調變器和輸出驅動器，其中反饋電阻器將輸出驅動器的輸出端與輸入端連接輸入積分器級的節點以提供反饋電流。D類驅動電路的示例可參考第4-8圖。例如，在第4圖，反饋電阻器Rfb將輸出驅動級440的輸出端與輸入積分器級410的輸入節點412-1相連接，以提供反饋電流415-1。在步驟920，向輸入積分器級的輸出節點提供補償電流以減少反饋迴路的壓擺率限制，補償電流的幅度是基於反饋電流的幅度。例如，如第4圖所示，補償電流464-1饋入輸入積分器級410的輸出節點413-1。
在上述方法的一些實施例中，補償電路包含一反相器和一開關電阻器，開關電阻器連接輸出驅動器的輸出端與輸入積分器級的輸出節點。
在上述方法的一些實施例中，補償電流由Vref/Rsw確定，其中Vref為補償電路中的反相器的電源電壓，Rsw為開關電阻器的阻值。反饋電流由Vdd/Rfb決定，其中Vdd為D類驅動電路的電源電壓，Rfb為反饋電阻器的阻值，Vref/Rsw=Vdd/Rfb。反饋電流(+Vdd/Rfb)與補償電流(-Vref/Rsw或-Vdd/Rfb)相關。反饋電流(Vdd/Rfb)與補償電流(+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb)相關。
在上述方法的一些實施例中，當D類驅動電路以比其預設壓擺率更高的速度操作時，補償電路用以減少總諧波失真(THD)。
在上述方法的一些實施例中，開關調變級包含D類脈衝頻率調變(PFM)調變級。
在上述方法之一些實施例中，開關調變級包含D類PFM調變級。
在上述方法的一些實施例中，輸入積分器級還包含積分電容器，其耦合在輸入積分器級的輸入節點和輸出節點之間。
儘管已經使用用於音頻驅動電路元件組描述了上述實施例，但是可以存在許多替代、修改和變化。例如，第4-5圖所示的驅動電路可利用差分電路設計。然而，可以理解，單端驅動電路可以使用具有相應電晶體以及訊號極性調整的類似電路結構來實現。此外，儘管在上述示例中調變數位脈衝信號以脈寬調變(PWM)信號進行說明，但可以理解，也可以使用其他形式的調變數位脈衝信號，例如，PFM信號。
431:振盪器
400:D類驅動電路
406-1、406-2:反饋路徑
410:輸入積分器級
411:放大器
412-1、412-2:輸入節點
413-1、413-2:輸出節點
417-1、417-2:經濾波的輸入信號
INP、INM:輸入信號
440:輸出驅動級
414-1、414-2、Rfb:反饋電阻器
415-1、415-2:反饋電流
420:調變積分器級
430:開關調變級
433-1、433-2:差分開關驅動信號
460-2、460-1:補償電路
461-2、461-1:反相器
462-1、462-2、Rsw:開關電阻器
464-1、464-2:補償電流
470:負載裝置
Cint:積分電容器
L1:電感器
M1~M4、Mn0、Mn1、Mn2、Mn3、Mp0、Mp1:電晶體
OUTM、OUTP:輸出信號
R1:電阻器
Rin:輸入電阻器
TINP、TINM:輸入端
TOUTM、TOUTP:輸出端
Vref:電壓

Claims (20)

  1. 一種D類驅動電路，包含：一輸入端；一輸出端；一輸入積分器級，具有一放大器，該放大器具有輸入節點和輸出節點，該輸入節點通過一輸入電阻耦接到該輸入端以接收一輸入信號；一反饋路徑，通過一反饋電阻器和一積分電容器將該輸入節點耦接到該輸出端，以接收反饋電流，其中該積分電容器耦合在該放大器的該輸入節點和該輸出節點之間，該輸入積分器級用以在該輸出節點產生一經濾波的輸入信號；一開關調變級，耦接到該輸入積分器級，並用以從該輸入積分器級接收該經濾波的輸入信號，並產生一控制信號；一輸出驅動級，耦接到該開關調變級並用以接收用於驅動一輸出電晶體的該控制信號，並在該輸出端提供一輸出信號；以及一補償電路，包含一反相器以及一開關電阻器，其中該開關電阻器耦接在該D類驅動電路的該輸出端和該輸入積分器級的該輸出節點之間，該補償電路用以提供一補償電流，該補償電流的幅度匹配該反饋電流的幅度。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之D類驅動電路，其中：該補償電流由Vref/Rsw決定，其中Vref為該補償電路中該反相器的電源電壓，Rsw為該開關電阻器的阻值；該反饋電流由Vdd/Rfb決定，其中Vdd為該D類驅動電路的 電源電壓，Rfb為該反饋電阻器的阻值；以及Vref/Rsw=Vdd/Rfb；其中：電流值為+Vdd/Rfb的該反饋電流與電流值為-Vref/Rsw或-Vdd/Rfb的該補償電流相關聯；以及電流值為-Vdd/Rfb的該反饋電流與電流值為+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb的該補償電流相關聯。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之D類驅動電路，其中該開關調變級包含D類脈衝寬度調變(PWM)調變級。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之D類驅動電路，其中該開關調變級包含D類脈衝頻率調變(PFM)調變級。
  5. 一種D類驅動電路，包含：一反饋迴路，包含一輸入積分器級、一開關調變器和一輸出驅動級，其中反饋電阻器連接該輸出驅動級的一輸出端與該輸入積分器級的一輸入節點，以提供一反饋電流；以及一補償電路，用以向該輸入積分器級的一輸出節點提供補償電流以減少該反饋迴路的壓擺率限制，該補償電流的幅度係基於該反饋電流的幅度。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之D類驅動電路，其中所述補償電路包含一反相器和一開關電阻器，該開關電阻器連接該輸出驅動級的該輸出端與該輸入積分器級的一輸出節點。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之D類驅動電路，其中：該補償電流由Vref/Rsw決定，其中Vref為該補償電路中該反 相器的電源電壓，Rsw為該開關電阻器的阻值；該反饋電流由Vdd/Rfb決定，其中Vdd為該D類驅動電路的電源電壓，Rfb為該反饋電阻器的阻值；以及Vref/Rsw=Vdd/Rfb；其中：電流值為+Vdd/Rfb的該反饋電流與電流值為-Vref/Rsw或-Vdd/Rfb的該補償電流相關聯；以及電流值為-Vdd/Rfb的該反饋電流與電流值為+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb的該補償電流相關聯。
  8. 如申請專利範圍第5項所述之D類驅動電路，其中該輸入積分器級還包含耦接在該輸入積分器級的該輸入節點和該輸出節點之間的積分電容器。
  9. 如申請專利範圍第5項所述之D類驅動電路，其中該D類驅動電路係作為一差分驅動電路。
  10. 如申請專利範圍第5項所述之D類驅動電路，其進一步包含一D類PWM調變級。
  11. 如申請專利範圍第5項所述之D類驅動電路，其中該D類驅動電路是一差分D類驅動電路，包含：一差分輸入端，用於接收差分輸入信號；一差分輸出端，用於提供差分輸出信號，該差分輸出信號係傳送到一負載裝置；一差分輸入積分器級；一差分PWM調變級；以及 一差分輸出驅動級。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之D類驅動電路，其進一步包含：該反饋迴路包含第一反饋迴路和第二反饋迴路，該第一反饋迴路和該第二反饋迴路分別用於提供第一反饋電流和第二反饋電流；以及該補償電路包含第一補償電路和第二補償電路，該第一補償電路和該第二補償電路用以向該差分輸入積分器級的差分輸出節點提供第一補償電流和第二補償電流。
  13. 一種音頻系統，包含如申請專利範圍第5項所述之該D類驅動電路，以及一揚聲器，其中該揚聲器耦接到該D類驅動電路以接收來自該輸出驅動級的輸出信號。
  14. 一種D類驅動電路之控制方法，包含：提供一D類驅動電路，該D類驅動電路包含一反饋迴路，該反饋迴路包含一輸入積分器級、一開關調變器和一輸出驅動器，其中一反饋電阻器連接該輸出驅動器的輸出端與該輸入積分器級的輸入節點，以提供反饋電流；向該輸入積分器級的輸出節點提供補償電流，以減少該反饋迴路的壓擺率限制，該補償電流的幅度係基於該反饋電流的幅度。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之D類驅動電路之控制方法，其進一步包含：提供一反相器和一開關電阻器，其中該開關電阻器連接該輸出 驅動器的輸出端與該輸入積分器級的輸出節點。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之D類驅動電路之控制方法，其中：該補償電流由Vref/Rsw決定，其中Vref為該反相器的電源電壓，Rsw為該開關電阻器的阻值；該反饋電流由Vdd/Rfb決定，其中Vdd為該D類驅動電路的電源電壓，Rfb為該反饋電阻器的阻值；以及Vref/Rsw=Vdd/Rfb；其中：電流值為+Vdd/Rfb的該反饋電流與電流值為-Vref/Rsw或-Vdd/Rfb的該補償電流相關聯；和電流值為-Vdd/Rfb的該反饋電流與電流值為+Vref/Rsw或+Vdd/Rfb的該補償電流相關聯。
  17. 如申請專利範圍第14項所述之D類驅動電路之控制方法，其中當該D類驅動電路以比預設壓擺率更高的速度操作時，該補償電流用以降低總諧波失真(THD)。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之D類驅動電路之控制方法，其進一步包含使用D類PWM調變級。
  19. 如申請專利範圍第14項所述之D類驅動電路之控制方法，其進一步包含使用D類PFM調變級。
  20. 如申請專利範圍第14項所述之D類驅動電路之控制方法，其中該輸入積分器級還包含一積分電容器，該積分電容器耦接在該輸入積分器級的該輸入節點和該輸出節點之間。
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