CN101917195B - 一种高精度低失调电荷比较器电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种应用于电荷耦合流水线模数转换器中各级电荷耦合子级流水电路的高精度低失调电荷比较器，该比较器电路包括4个电荷检测开关、一个共模不敏感信号检测电路、一个斩波稳定放大电路和一个电压比较器。该比较器电路在普通电压比较器的基础上加入了电荷检测开关和斩波稳定放大电路使得比较器特别适合于高精度电荷比较量化工作。

Description

一种高精度低失调电荷比较器电路

技术领域

本发明涉及一种比较器电路，尤其涉及一种运用于电荷耦合流水线模数转换器的一种高精度低失调电荷比较器电路。

背景技术

随着数字信号处理技术的不断发展，电子系统的数字化和集成化是必然趋势。然而现实中的信号大都是连续变化的模拟量，需经过模数转换变成数字信号方可输入到数字系统中进行处理和控制，因而模数转换器在未来的数字系统设计中是不可或缺的组成部分。在宽带通信、数字高清电视和雷达等应用领域，系统要求模数转换器同时具有非常高的采样速率和分辨率。这些应用领域的便携式终端产品对于模数转换器的要求不仅要高采样速率和高分辨率，其功耗还应该最小化。

目前，能够同时实现高采样速率和高分辨率的模数转换器结构为流水线结构模数转换器。流水线结构是一种多级的转换结构，每一级使用低精度的基本结构的模数转换器，输入信号经过逐级的处理，最后由每级的结果组合生成高精度的输出。其基本思想就是把总体上要求的转换精度平均分配到每一级，每一级的转换结果合并在一起可以得到最终的转换结果。由于流水线结构模数转换器可以在速度、功耗和芯片面积上实现最好的折中，因此在实现较高精度的模数转换时仍然能保持较高的速度和较低的功耗。

现有比较成熟的实现流水线结构模数转换器的方式是基于开关电容技术的流水线结构。基于该技术的流水线模数转换器中采样保持电路和各个子级电路的工作也都必须使用高增益和宽带宽的运算放大器。模数转换器的速度和处理精度取决于所使用高增益和超宽带宽的运算放大器负反馈的建立速度和精度。因此该类流水线结构模数转换器设计的核心是所使用高增益和超宽带宽的运算放大器的设计。这些高增益和宽带宽运算放大器的使用限制了开关电容流水线模数转换器的速度和精度，成为该类模数转换器性能提高的主要限制瓶颈，并且精度不变的情况下模数转换器功耗水平随速度的提高呈直线上升趋势。要降低基于开关电容电路的流水线模数转换器的功耗水平，最直接的方法就是减少或者消去高增益和超宽带宽的运算放大器的使用。

电荷耦合流水线模数转换器就是一种不使用高增益和超宽带宽的运算放大器的模数转换器，该结构模数转换器具有低功耗特性同时又能实现高速度和高精度。电荷耦合流水线模数转换器采用电荷耦合信号处理技术。电路中，信号以电荷包的形式表示，电荷包的大小代表不同大小的信号量，不同大小的电荷包在不同存储节点间的存储、传输、加/减、比较等处理实现信号处理功能。通过采用周期性的时钟来驱动控制不同大小的电荷包在不同存储节点间的信号处理便可以实现模数转换功能。

一个电荷耦合流水线模数转换器通常包括以下模块：(1)一个电荷耦合采样保持电路，其用于将模拟输入电压转换成对应大小成比例的电荷包，并将电荷包传输给第一级子级电路；(2)N级基于电荷耦合信号处理技术的子级流水线电路，其用于对采样得到的电荷包进行各种处理完成模数转换和余量放大，并将每一个子级电路的输出数字码输入到延时同步寄存器，且每一个子级电路输出的电荷包进入下一级重复上述过程；(3)最后一级(第N+1级)电荷耦合子级流水线电路，其将第N级传输过来的电荷包重新转换成电压信号，并进行最后一级的模数转换工作，并将本级电路的输出数字码输入到延时同步寄存器，该级电路只完成模数转换，不进行余量放大；(4)延时同步寄存器，其用于对每个子流水级输出的数字码进行延时对准，并将对齐的数字码输入到数字校正模块；(5)数字校正电路模块，其用于接收同步寄存器的输出数字码，将接收的数字码进行移位相加，以得到模数转换器数字输出码；(6)时钟信号产生电路，其用于提供前述所有电路模块工作需要的时钟信号；(7)基准信号产生电路，其用于提供前述所有电路模块工作需要的基准信号和偏置信号。

在电荷耦合流水线模数转换器中，各级电荷耦合流水线子级电路由本级电荷传输控制开关、2个电荷物理存储节点、多个连接到电荷存储节点的电荷存储元件、多个比较器、多个受比较器输出结果控制的基准电荷选择电路在控制时钟的控制下构成。各级流水线子级电路的工作过程中，电荷的传输、加/减、比较量化等功能均围绕各子级的电荷物理存储节点进行。

对于采用全差分结构实现的电荷耦合流水线模数转换器来说，信号处理在两个互补的正、负信号处理通路上同步进行，最后以两个信号通道处理结果的差值作为最终处理结果。采用全差分结构进行信号处理具有非常强的抗共模干扰特性，并且可以使输入信号范围扩大为单端形式的两倍。然而要实现全差分结构信号处理电路的高性能，其进行信号处理的正、负信号处理通路必须严格对称。在现有的CMOS工艺条件下，由于工艺波动随机性以及其他各类非理性因素的存在，所实现的正、负信号处理通路不能严格对称，而是存在一定的差模误差。因此，对于全差分结构高精度电荷耦合流水线模数转换器，必须提供一种对其正、负信号处理通路中元器件失配所带来的差模误差进行校准的电路，以克服各种非理想特性所带来的元器件失配差模误差对电荷耦合流水线模数转换器精度的限制。

对全差分结构电荷耦合流水线模数转换器中正、负信号处理通路间元器件失配所带来的差模误差进行校准的电路结构包括：差模误差检测模块、误差量化模块、误差纠正模块和控制器模块。其中误差量化模块的量化精度和电路复杂取决于其内部所使用比较器的个数和精度。为保证整个模数转换器的转换误差小于1LSB，差模误差校准电路的整体精度应高于模数转换器的转换精度，因此其所使用的电荷量化比较器的精度应该尽量高。由于模数转换器在进行误差校准的过程中，一般先进入校准模式，此时模数转换器的正常数据转换工作中断。校准过程中要求最高的是校准精度，而对速度的要求相对较低，因此对误差的校准工作可以使用具有超高精度低速比较器电路以最大化校准精度。因此有必要提供一种高精度低失调电荷比较器电路，以提高电荷比较精度，最终保障误差校准电路的校准精度。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种可运用于全差分结构电荷耦合流水线模数转换器中的一种高精度低失调电荷比较器电路。

按照本发明提供的技术方案，所述高精度低失调电荷比较器电路包括：电荷检测开关、共模不敏感信号检测电路、斩波稳定放大电路和电压比较器；所述电荷检测开关用于对输入电荷包信号进行检测，得到相应的电压信号；共模不敏感信号检测电路用于对所述检测得到的电压信号进行处理，得到差分电压信号；斩波稳定放大电路用于对所述差分电压信号进行低噪声放大，得到被放大的差分电压信号；电压比较器对所述被放大的差分电压信号进行比较得到比较量化结果；

所述电荷检测开关的输出连接到共模不敏感信号检测电路的输入端，共模不敏感信号检测电路的输出端连接到斩波稳定放大电路的输入端，斩波稳定放大电路的输出端连接到电压比较器的输入端。

所述电荷检测开关由一个受采样时钟控制的源跟随器电路完成；源跟随器电路的输入端连接到待检测电荷包物理存储节点；源跟随器的电压输出端为电荷检测开关的电压输出端。

若电荷包以电子负电荷的形式进行传输，则所述电荷检测开关由NMOS管构成；若电荷包以正电荷的形式进行传输，则所述电荷检测开关由PMOS管构成。

所述共模不敏感信号检测电路包括：电荷检测开关检测得到的待比较正输入信号和负输入信号分别通过第一开关和第二开关连接到第一电容的顶极板和第二电容的顶极板；电荷检测开关检测得到的正基准信号和负基准信号分别通过第三开关和第四开关连接到第一电容的顶极板和第二电容的顶极板；复位信号通过第五开关和第六开关连接到第一电容的底极板和第二电容的底极板；第一电容的底极板和第二电容的底极板分别为为共模不敏感信号检测电路的差分正负信号输出端；所述第三开关和第四开关受第一时钟控制，第一、二、五、六开关均受第二时钟控制，第一时钟和第二时钟为两相不交叠时钟；所述第一～第六开关采用MOS开关或CMOS开关实现。

所述共模不敏感信号检测电路的差分输出电压信号Vd满足下式：

Vd＝Vp-Vn-(Vip-Vin)；

其中：

Vp：电荷检测开关检测得到的正基准信号；

Vn：电荷检测开关检测得到的负基准信号；

Vip：电荷检测开关检测得到的待比较正输入信号；

Vin：电荷检测开关检测得到的待比较负输入信号。

所述斩波稳定放大电路包括：斩波调制器、第一级差分运算放大器、斩波解调器、第二级差分运算放大器和低通滤波器；输入差分电压信号首先经过斩波调制器进行调制，调制结果进入第一级差分运算放大器进行放大，放大结果由斩波解调器进行解调，解调结果进入第二级差分运算放大器进行第二次放大，第二次放大结果最后经低通滤波器滤波得到斩波稳定放大电路的输出结果。

所述斩波调制器包括四个开关，输入正信号分别通过第一开关和第二开关连接到斩波调制器的差分正、负输出端，输入负信号分别通过第三开关和第四开关连接到斩波调制器的差分正、负输出端，第一开关和第四开关的控制时钟相同为第一相位时钟，第二开关和第三开关的控制时钟相同为第二相位时钟，所述第一相位时钟和第二相位时钟的相位相反；

所述第一级差分运算放大器包括第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管和第一电流源，斩波调制器的调制差分输出结果分别连接到第一NMOS管、第二NMOS管的栅极，第一PMOS管和第二PMOS管连接成有源负载的形式，第一PMOS管和第二PMOS管栅极分别为第一级差分运算放大器的负、正差分输出端；

所述斩波解调器包括四个开关，第一级差分运算放大器的负输出信号分别通过第五开关和第六开关连接到斩波解调器的差分正、负输出端，第一级差分运算放大器的正输出信号分别通过第六开关和第七开关连接到斩波解调器的差分正、负输出端，第五和第八开关的控制时钟相同为第一相位时钟，第六开关和第七开关的控制时钟相同为第二相位时钟；

第二级差分运算放大器包括第三NMOS管、第四NMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管以及第二电流源，斩波解调器的调制差分输出结果分别连接到第三NMOS管、第四NMOS管的栅极，第三PMOS管、第四PMOS管连接成有源负载的形式，第三PMOS管、第四PMOS管的栅极为第二级差分运算放大器的负、正差分输出端。

所述电压比较器包括：一个前置差分运算放大器、信号传输开关、一个交叉锁存比较器和两个或非门；前置差分运算放大器的输出连接到信号传输开关，信号传输开关的输出连接到交叉锁存比较器的输入端，交叉锁存比较器的差分输出连接到两个或非门得到最后比较结果。

所述前置差分运算放大器包括5个NMOS管，第一NMOS管和第二NMOS管为差分输入对管，第三NMOS管和第四NMOS管采用有源负载形式，第五NMOS管在电流的偏置下构成电流源，差分输入信号分别连接到第一NMOS管和第二NMOS管的栅极，第三NMOS管和第四NMOS管的源极为前置差分运算放大器的负、正差分输出端；信号传输开关包括两个CMOS传输门；交叉锁存比较器包括3个NMOS管和3个PMOS管，第六NMOS管为时钟控制开关，第六NMOS管源端接地、漏端连接到第七NMOS管、第八NMOS管的源端；第一PMOS管为时钟控制开关，第一PMOS管源端接电源、漏端连接到第二PMOS管和第三PMOS管的源端；第七NMOS管、第八NMOS管、第二PMOS管和第三PMOS管连接成交叉耦合的两个反相器形式；所述两个反相器的输入连接到信号传输开关，两个反相器的输出连接或非门得到最后比较结果。

本发明优点是：该比较器电路在普通电压比较器的基础上加入了电荷检测开关和斩波稳定放大电路使得比较器特别适合于高精度电荷比较量化工作。

附图说明

图1为本发明高精度低失调电荷比较器电路结构框图；

图2为本发明电荷检测开关电路原理图；

图3为本发明共模不敏感信号检测电路原理图；

图4为本发明斩波稳定放大电路原理图；

图5为本发明电压比较器电路原理图；

图6为本发明在差模误差校准电路的误差量化模块中的应用图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明优选实施方案进行详细说明。

由于电荷耦合流水线模数转换器中各级电荷耦合子级流水线电路工作时，电荷的传输、加/减、比较量化等功能均围绕各子级流水线电路的电荷物理存储节点进行。对存储在两个差分电荷包进行比较量化的工作，可以通过感应电荷物理存储节点上的由于电荷包大小不同而引起的电压变化来实现。因为电荷物理存储节点的电荷存储电容为固定制，由Q＝C×V知，C不变时电荷Q的变化可以通过电压V变化表现。因此，通过对电荷物理存储节点上的由于电荷包大小不同而引起的电压变化进行量化，可以达到对电荷耦合子级流水线电路中差分电荷信号进行比较量化的目的。

要实现上述对各级电荷耦合子级流水线电路中差分电荷信号的高精度比较量化，首先需要对所述差分电荷信号由于电荷包大小不同而引起的电压变化量进行检测，然后采用现有比较成熟的电压比较器对检测得到的电压变化量进行量化，得到最终的量化结果。

图1所示为本发明高精度低失调电荷比较器电路结构框图。比较器电路000包括4个电荷检测开关100～103、一个共模不敏感信号检测电路110、一个斩波稳定放大电路120和一个电压比较器130。4个电荷检测开关用于对待比较输入电荷包信号进行检测，得到相应的电压信号；共模不敏感信号检测电路110用于对所述检测得到的电压信号共模电压量进行处理，得到差分电压信号；斩波稳定放大电路120用于对所述差分电压信号进行低噪声放大得到被放大的差模电压信号；电压比较器130对所述被放大的差模电压信号进行比较得到比较量化结果。

图1中所示电路工作原理如下：待比较输入电荷信号Qip与Qin分别为电荷检测开关100和102检测，得到对应的电压信号Vip和Vin；用于和输入电荷信号进行比较的基准信号Rp与Rn分别为电荷检测开关101和103检测，得到相应的基准电压信号Vp和Vn；检测得到的电压信号Vip、Vin、Vp和Vn为共模不敏感信号检测电路110处理，得到与输入共模信号大小无关的差分电压信号Vinp和Vinn；差分电压信号Vinp和Vinn被斩波稳定放大电路120放大，得到放大差分信号Vi+和Vi-；最后Vi+和Vi-进入电压比较器130，电压比较器130对所述差分电压信号进行比较得到比较量化结果D和Dn。

图2所示为本发明高精度低失调电荷比较器电路中所使用的电荷检测开关电路原理图。电荷检测开关电路为一个时钟控制的源跟随器电路。MOS管201和203组成一个源跟随器电路，MOS管202为一个由时钟控制的开关。Qip连接到待检测电荷包物理存储节点，为源跟随器的输入信号；cp1为控制时钟；Vb为源跟随器的偏置电压。

图2中所示电路工作原理如下：当时钟cp1为高时，电荷检测开关电路处于导通正常检测状态，NMOS管202导通，由NMOS管201和203组成的源跟随器电路开始正常工作，电荷包物理存储节点上的电荷感应信号Qip的变化将会通过所述源跟随器响应，得到所述源跟随器的输出电压信号Vip；当时钟cp1为低时，电荷检测开关电路处于关断不工作状态，NMOS管202截至，由NMOS管201和203组成的源跟随器电路不能正常工作，所述源跟随器的输出电压信号Vip被NMOS管203拉低到地。

图2所示电路适用于电荷包以电子负电荷的形式进行传输的电荷耦合流水线模数转换器电路中，对于以正电荷形式进行传输的电路中将MOS的属性由N型换为P型便可以实现同样功能。电路中控制开关MOS管202还可以采用互补CMOS开关的形式，以达到更好的电压信号传输特性。

图2所示电路中输入信号Qip将连接到电荷耦合子级流水线电路中两个差分互补电荷包物理存储节点。若采用普通MOS采样开关管的源极或漏极连接到差分互补电荷存储节点，一旦采样开关另外一端存在一个电荷注入和泄放通道，则差分互补电荷包物理存储节点上所存储的电荷会通过MOS采样开关管的源极或漏极和采样开关另外一端的电路发生电荷分享作用，使差分互补电荷存储节点上所存储的电荷发生变化，从而使检测得到的电压信号大小发生误差。而采用时钟控制源跟随器电路对信号进行检测，由于源跟随器电路的输入信号连接到MOS管的栅极，不存在电荷注入和泄放通道，因此不会使差分互补电荷存储节点上所存储的电荷会发生变化，从而可以对共模信号实现准确采样。

图3为本发明共模不敏感信号检测电路原理图。电路基本结构为普通开关电容信号检测电路，时钟cp和cp1为两相不交叠时钟。电荷检测开关检测得到的待比较正输入信号Vip和负输入信号Vin分别通过第一和第二开关连接到第一电容33p的顶极板32p和第二电容33n的顶极板32n；电荷检测开关检测得到的正基准信号Vp和负基准信号Vn分别通过第三和第四开关连接到第一电容33p的顶极板32p和第二电容33n的顶极板32n；复位信号Vset通过第五和第六开关连接到第一电容33p的底极板和第二电容33n的底极板；第一电容33p的底极板和第二电容33n的底极板分别为为共模不敏感信号检测电路的差分正负信号输出端；第三和第四开关受时钟cp控制，其余开关均受时钟cp1控制；电路所使用的开关采用普通MOS开关或CMOS开关即可实现。

上述电路的工作原理为：当时钟处于cp1相时，开关单元电路对输入信号Vip与Vin进行采样，Vip与Vin信号被采样到采样电容33p和33n上；当时钟处于cp相时，存储在采样电容33p和33n之上的采样得到输入信号Vip与Vin将会别被基准信号Vp与Vn迭加并作为Vi+与Vi-的输出，输出到后级电压比较器电路中。

对于图3中电路，当时钟处于cp1相时：

Vi+＝Vi-＝Vset；

当时钟处于cp相时：

Vi+＝Vset-(Vip-Vp)；

Vi-＝Vset-(Vin-Vn)；

Vd＝Vi+-Vi-＝Vp-Vn-(Vip-Vin)；

其中：

Vp：电荷检测开关检测得到的正基准信号；

Vn：电荷检测开关检测得到的负基准信号；

Vip：电荷检测开关检测得到的待比较正输入信号；

Vin：电荷检测开关检测得到的待比较负输入信号。

可以看出本发明共模不敏感信号检测电路的输出差分信号Vd大小为Vp-Vn-(Vip-Vin)，与输入信号共模电平无关。同时后续电压比较器比较的电压量为输入差分信号的差值Vip-Vin与基准信号的差值Vp-Vn。要实现对输入差分信号Vip-Vin的量化比较，只需调整基准信号的差值Vp-Vn，便可以实现不同状态的比较结果。

对于高精度比较器电路的实现，比较器的失调电压是其比较量化误差的产生的重要原因之一，因此输入失调电压等噪声因素的影响应该最小化。由于在电荷耦合流水线模数转换器校准工作模式下，模数转换器的正常数据转换工作中断。对校准比较器电路要求是高精度，而对速度的要求相对较低，因此对误差的校准工作可以使用具有超高精度低速比较器电路以最大化校准精度。本发明高精度电荷比较器电路为降低失调电压等因素对比较器精度的影响，在电压比较器的输入端加入了斩波稳定放大电路。在对共模不敏感信号检测电路所检测得到的差分电压信号进行初步放大的同时，大大降低了失调电压等因素对电压比较器精度的影响。

图4所示为本发明斩波稳定放大电路原理图。该电路由斩波调制器41、第一级差分运算放大器42、斩波解调器43、第二级差分运算放大器44和低通滤波器(LPF)45构成。输入差分电压信号Vinp和Vinn首先经过斩波调制器41进行调制，调制结果进入第一级差分运算放大器42进行放大，放大结果由斩波解调器43进行解调，解调结果进入第二级差分运算放大器44进行第二次放大，第二次放大结果最后经低通滤波器45滤波得到斩波稳定放大电路的输出结果Vi。

其中，斩波调制器41包括第一、第二、第三和第四开关，输入信号Vinp分别通过第一和第二开关连接到斩波调制器41的差分正负输出端，输入信号Vinn分别通过第三和第四开关连接到斩波调制器41的差分正负输出端，第一和第四开关的控制时钟为Φ1，第二和第三开关的控制时钟为Φ2；第一级差分运算放大器42包括NMOS管M1与M2、PMOS管M3与M4、电流源Ibias1，斩波调制器41的调制差分输出结果分别连接到NMOS管M1与M2的栅极，PMOS管M3与M4连接成有源负载的形式，PMOS管M3与M4的栅极为第一级差分运算放大器42的负正差分输出端；斩波解调器43的结构与斩波调制器41完全相同，包括第五、第六、第七和第八开关，第一级差分运算放大器42的负输出信号分别通过第五和第六开关连接到斩波解调器43的差分正负输出端，第一级差分运算放大器42的正输出信号分别通过第六和第七开关连接到斩波解调器43的差分正负输出端，第五和第八开关的控制时钟为Φ1，第六和第七开关的控制时钟为Φ2，Φ1和Φ2相位相反；第二级差分运算放大器44包括NMOS管M5与M6、PMOS管M7与M8、电流源Ibias2，斩波解调器43的调制差分输出结果分别连接到NMOS管M5与M6的栅极，PMOS管M7与M8连接成有源负载的形式，PMOS管M7与M8的栅极为第二级差分运算放大器44的负正差分输出端；低通滤波器(LPF)45由两个由电容和电阻组成的RC低通滤波器构成，滤波器的差分输入端分别连接第二级差分运算放大器44的差分输出信号，滤波器的差分输出端即为斩波稳定放大电路的最终输出结果Vi。

斩波稳定技术通过将输入信号和开关型方波信号耦合，它并没有实质性地消除失调，而是调制到了高频，最后通过同步解调和低通滤波后得到非线性的小信号。采用斩波稳定技术不仅能够减小闪烁噪声，而且还能够减小直流失调。在理想情况下，斩波稳定运放应能完全消除直流失调和低频(主要是1/f)噪声。假设m1(t)是频率为f的方波调制信号；Vin是输入信号，通过调制器，输入信号被调制到f的奇数倍谐波频率上，然后被放大器放大，经过相同频率的方波解调信号m2(t)解调，信号重新载到基带上(输入信号的频率小于载波频率的一半)，最后由低通滤波器(LPF)滤出，放大器的失调和低频噪声只被m2(t)调制过1次，载到f的奇数倍谐波频率上，这样高频热噪声被调制到基带上，经过低通滤波器(LPF)后，包括闪烁噪声和直流失调在内的高频成分可被滤除。

图5所示为一种可以应用于本发明的高速电压比较器电路原理图。该电压比较器电路包括一个前置差分运算放大器51、信号传输开关52、一个交叉锁存比较器53和两个或非门54。前置差分运算放大器51的输出连接到信号传输开关52，信号传输开关52的输出连接到交叉锁存比较器53的输入端，交叉锁存比较器53的差分输出连接两个或非门54得到最后比较结果。

其中，前置差分运算放大器51包括5个NMOS管，第一和第二NMOS管N0和N3为差分输入对管，第三和第四NMOS管N8和N9采用有源负载形式，第五NMOS管N2在vbc的偏置下构成电流源，差分输入信号分别连接到第一和第二NMOS管N0和N3的栅极，第三和第四NMOS管N8和N9的源极为前置差分运算放大器51的负正差分输出端。信号传输开关52由两个CMOS传输门构成。交叉锁存比较器53由3个NMOS管和3个PMOS管构成；第六NMOS管N4为时钟控制开关，其源端接地、漏端连接到第七和第八NMOS管的源端；第一PMOS管P2为时钟控制开关，其源端接电源、漏端连接到第二和第三PMOS管的源端；第七NMOS管N1、第八NMOS管N7、第二PMOS管P0和第三PMOS管P1四个MOS管连接成交叉耦合的两个反相器形式；两个反相器的输入连接到信号传输开关52，两个反相器的输出连接两个或非门54得到最后比较结果。

前置运放将输入信号进行预放大，同时使“回踢”(kickback)效应最小化。前置运放的放大倍数一般小于10，因为高的增益会牺牲比较器的速度。交叉锁存比较器利用正反馈原理对前置运放的输出信号进一步放大，使之变成全摆幅的数字信号。最后两个或非门用于对锁存比较器的输出信号进行整形，使之成为真正的数字信号，同时在cp为高电平时将比较器的输出复位为低电平以减小后续电路的功耗。比较器的工作受时钟cp控制。cp为高电平时，前置运放将输入信号进行预放大，同时将信号传送到锁存比较器两输入端，此时比较器输出为低电平的复位信号；当cp为低电平时，前置运放的预放大信号被断开，锁存比较器将cp高电平时存储的信号进行比较，比较器输出比较结果。

图6所示为本发明在电荷耦合流水线模数转换器差模误差校准电路内误差量化模块中的一种应用。整个误差量化模块电路包括2个电荷传输控制开关(61p和61n)、2个电荷存储节点(64p和64n)、2个连接到电荷存储节点的电荷存储电容、2个对电荷存储节点进行复位的复位开关、N+1个电荷比较器(621、622、…、62n)。电路正常工作时，前级差分电荷包首先通过61p和61n传输并存储在本级电荷存储节点64p和64n，N+1个电荷比较器对差分电荷包输入所引起的节点64p和64n之间的电压差变化量与基准信号Vr0～Vrn进行比较，得到本级N+1位量化输出数字码Dn～D0；数字输出码Dn～D0将输出到图2所示的控制器模块中；最后，复位信号Vset对本级差分电荷存储节点64p和64n进行复位，完成电路一个完整时钟周期的工作。其中，N+1为比较器的个数，N的取值可以是任意非负整数。

实际应用时，图6所示的误差量化模块的量化精度和电路复杂取决于其内部所使用比较器的个数和精度。一般校准模式时电路的速度不是主要限制因素，因此所使用的N个比较器均可使用本发明高精度低失调电荷比较器。为保证整个模数转换器的转换误差小于1LSB，差模误差校准电路的整体精度应高于模数转换器的转换精度，因此差模误差校准电路的误差应小于1/2LSB。在电荷耦合流水线模数转换器中，最后一级电荷耦合子级流水线电路只对前级电路的差分余量电荷包进行比较量化而不进行电荷加减操作，因此传输到误差量化模块的差分余量电荷包与最后一级电荷耦合子级流水线电路中的差分余量电荷包大小相等。要保证差模误差校准电路的误差小于1/2LSB，则误差量化模块所使用比较器的个数应比最后一级电荷耦合子级流水线电路中所使用的比较器个数多。

Claims (7)

1.一种高精度低失调电荷比较器电路，其特征是包括：电荷检测开关、共模不敏感信号检测电路、斩波稳定放大电路和电压比较器；所述电荷检测开关用于对输入电荷包信号进行检测，得到相应的电压信号；共模不敏感信号检测电路用于对所述检测得到的电压信号进行处理，得到差分电压信号；斩波稳定放大电路用于对所述差分电压信号进行低噪声放大，得到被放大的差分电压信号；电压比较器对所述被放大的差分电压信号进行比较得到比较量化结果；

所述电荷检测开关的输出连接到共模不敏感信号检测电路的输入端，共模不敏感信号检测电路的输出端连接到斩波稳定放大电路的输入端，斩波稳定放大电路的输出端连接到电压比较器的输入端；

所述电荷检测开关由一个受采样时钟控制的源跟随器电路完成；源跟随器电路的输入端连接到待检测电荷包物理存储节点；源跟随器的电压输出端为电荷检测开关的电压输出端；

所述共模不敏感信号检测电路包括：电荷检测开关检测得到的待比较正输入信号(Vip)和负输入信号(Vin)分别通过第一开关和第二开关连接到第一电容(33p)的顶极板和第二电容(33n)的顶极板；电荷检测开关检测得到的正基准信号(Vp)和负基准信号(Vn)分别通过第三开关和第四开关连接到第一电容(33p)的顶极板和第二电容(33n)的顶极板；复位信号(Vset)通过第五开关和第六开关连接到第一电容(33p)的底极板和第二电容(33n)的底极板；第一电容(33p)的底极板和第二电容(33n)的底极板分别为为共模不敏感信号检测电路的差分正负信号输出端；所述第三开关和第四开关受第一时钟(cp)控制，第一、二、五、六开关均受第二时钟(cp1)控制，第一时钟(cp)和第二时钟(cp1)为两相不交叠时钟；所述第一～第六开关采用MOS开关或CMOS开关实现。

2.根据权利要求1所述高精度低失调电荷比较器电路，其特征在于：若电荷包以电子负电荷的形式进行传输，则所述电荷检测开关由NMOS管构成；若电荷包以正电荷的形式进行传输，则所述电荷检测开关由PMOS管构成。

3.根据权利要求1所述高精度低失调电荷比较器电路，其特征在于所述共模不敏感信号检测电路的差分输出电压信号Vd满足下式：

Vd＝Vp-Vn-(Vip-Vin)；

其中：

Vp：电荷检测开关检测得到的正基准信号；

Vn：电荷检测开关检测得到的负基准信号；

Vip：电荷检测开关检测得到的待比较正输入信号；

Vin：电荷检测开关检测得到的待比较负输入信号。

4.根据权利要求1所述高精度低失调电荷比较器电路，其特征在于所述斩波稳定放大电路包括：斩波调制器(41)、第一级差分运算放大器(42)、斩波解调器(43)、第二级差分运算放大器(44)和低通滤波器(45)；输入差分电压信号(Vinp，Vinn)首先经过斩波调制器(41)进行调制，调制结果进入第一级差分运算放大器(42)进行放大，放大结果由斩波解调器(43)进行解调，解调结果进入第二级差分运算放大器(44)进行第二次放大，第二次放大结果最后经低通滤波器(45)滤波得到斩波稳定放大电路的输出结果(Vi)。

5.根据权利要求4所述高精度低失调电荷比较器电路，其特征在于所述斩波调制器(41)包括四个开关，输入正信号(Vinp)分别通过第一开关和第二开关连接到斩波调制器(41)的差分正、负输出端，输入负信号(Vinn)分别通过第三开关和第四开关连接到斩波调制器(41)的差分正、负输出端，第一开关和第四开关的控制时钟相同为第一相位时钟(Ф1)，第二开关和第三开关的控制时钟相同为第二相位时钟(Ф2)，所述第一相位时钟(Ф1)和第二相位时钟(Ф2)的相位相反；

所述第一级差分运算放大器(42)包括第一NMOS管(M1)、第二NMOS管(M2)、第一PMOS管(M3)、第二PMOS管(M4)和第一电流源(Ibias1)，斩波调制器(41)的调制差分输出结果分别连接到第一NMOS管(M1)、第二NMOS管(M2)的栅极，第一PMOS管(M3)和第二PMOS管(M4)连接成有源负载的形式，第一PMOS管(M3)和第二PMOS管(M4)栅极分别为第一级差分运算放大器的负、正差分输出端；

所述斩波解调器(43)包括四个开关，第一级差分运算放大器(42)的负输出信号分别通过第五开关和第六开关连接到斩波解调器(43)的差分正、负输出端，第一级差分运算放大器(42)的正输出信号分别通过第六开关和第七开关连接到斩波解调器(43)的差分正、负输出端，第五和第八开关的控制时钟相同为第一相位时钟(Ф1)，第六开关和第七开关的控制时钟相同为第二相位时钟(Ф2)；

第二级差分运算放大器(44)包括第三NMOS管(M5)、第四NMOS管(M6)、第三PMOS管(M7)、第四PMOS管(M8)以及第二电流源(Ibias2)，斩波解调器(43)的调制差分输出结果分别连接到第三NMOS管(M5)、第四NMOS管(M6)的栅极，第三PMOS管(M7)、第四PMOS管(M8)连接成有源负载的形式，第三PMOS管(M7)、第四PMOS管(M8)的栅极为第二级差分运算放大器(44)的负、正差分输出端。

6.根据权利要求1所述高精度低失调电荷比较器电路，其特征在于所述电压比较器包括：一个前置差分运算放大器(51)、信号传输开关(52)、一个交叉锁存比较器(53)和两个或非门(54)；前置差分运算放大器(51)的输出连接到信号传输开关(52)，信号传输开关(52)的输出连接到交叉锁存比较器(53)的输入端，交叉锁存比较器(53)的差分输出连接到两个或非门(54)得到最后比较结果。

7.根据权利要求6所述高精度低失调电荷比较器电路，其特征在于所述前置差分运算放大器(51)包括5个NMOS管，第一NMOS管(N0)和第二NMOS管(N3)为差分输入对管，第三NMOS管(N8)和第四NMOS管(N9)采用有源负载形式，第五NMOS管(N2)在电流(vbc)的偏置下构成电流源，差分输入信号分别连接到第一NMOS管(N0)和第二NMOS管(N3)的栅极，第三NMOS管(N8)和第四NMOS管(N9)的源极为前置差分运算放大器(51)的负、正差分输出端；

信号传输开关(52)包括两个CMOS传输门；

交叉锁存比较器(53)包括3个NMOS管和3个PMOS管，第六NMOS管(N4)为时钟控制开关，第六NMOS管(N4)源端接地、漏端连接到第七NMOS管(N1)、第八NMOS管(N7)的源端；第一PMOS管(P2)为时钟控制开关，第一PMOS管(P2)源端接电源、漏端连接到第二PMOS管(P0)和第三PMOS管(P1)的源端；第七NMOS管(N1)、第八NMOS管(N7)、第二PMOS管(P0)和第三PMOS管(P1)连接成交叉耦合的两个反相器形式；所述两个反相器的输入连接到信号传输开关(52)，两个反相器的输出连接或非门(54)得到最后比较结果。

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