CN1447527A - 模/数转换器 - Google Patents

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CN1447527A
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桥本安行
冈田博之
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Abstract

一个低功耗、高转换精度和高速操作的模/数转换器，即一个闪速型模/数转换器，具有上限电压比较器TC、最低电压比较器BC、开关电路Si(1≤i≤M)，计时器TM、扫描发生器SG、以及控制器CO。在开始校准时，在这些开关电路当中的一个预先确定的开关被接通，以向比较器Ci的另一端子加以预先确定的参考电压并向比较器Ci的一个端子加以来自扫描发生器的以斜坡形变化的校准电压。此外，由计时器TM计算比较器Ci的反转时间，并根据计算结果重新选择参考电压和确定要接通的开关。

Description

模/数转换器
技术领域
本发明涉及一种模/数转换器，更具体地说，涉及一种低功耗、高转换精度和高速操作的模/数转换器。
背景技术
模/数转换器广泛应用于各种领域，用于把模拟信号转换成数字信号。
有各种形式的模/数转换器。作为高速操作型，通常使用一种闪速(flash)型模/数转换器。
闪速型模/数转换器把上限电压VT和下限电压VB之间的一个输入电压Vi转换成N位(bit)数字信号并使用一个参考电压输出电路，该电路包含M个串联的分割电阻R1至RM把上限电压VT和下限电压VB之间的电压范围分割成M＝2N份。
(M-1)个电压分割点连接到(M-1)个比较器C1至CM-1的一侧端子(例如负输入端子)上。比较器C1至CM-1的其他端子(例如正输入端子)连接到公共端。输入电压Vi加到该公共端子上。
就是说，当输入电压Vi大于VB+(VT-VB)/M并小于VB+2(VT-VB)/M时，只有安排在下限电压VB一侧的比较器C1被反转。其他比较器C2至CM-1保持它们的未反转状态。
一般地说，当输入电压Vi大于VB+(VT-VB)·(m-1)/M并小于VB+(VT-VB)·m/M时，在下限电压VB一侧的比较器C1至Cm-1被反转，而其余的比较器Cm至CM-1保持它们的未反转状态(m＝1，2，...M)。
再有，比较器C1至CM-1的输出连接到编码器EN。(M-1)个比较器的输出是编码为N位数字信号的输出。
闪速型模/数转换器的部件被安装在一个集成电路中，但M个分割电阻的电阻值以及(M-1)个比较器的偏移值变化，因此转换精度降低是不可避免的。
图2解释一个比较器的操作特性。横轴代表加到正输入端的输入电压Vi与加到负输入端的被分割电压之间的差值电压，而纵轴代表比较器的输出。
所生产的比较器被设计成在0V差值电压的情况下输出时反转，但有时反转电压偏离0V，这是由于在制造集成电路时出现的变化。这一偏差被称作“偏移”。
为了防止由于偏移值的变化造成的转换精度降低，提出了一种技术在比较器C1至CM-1的每一个当中构成多个(例如3个)比较器，并在检测或校准过程中选择给出最小偏移的比较器用于转换。
即使构成多个比较器，也不能保证会有偏移为0V的比较器。所以存在对改善转换精度的限制。
所以，为改善转换精度，提出把M个分割电阻R1至MM当中的每一个分割成多个电阻，并在检测或校准过程中选择向比较器提供参考电压的分割位置，以使那个比较器的偏移达到最小(见日本未审查专利出版物(KoKai)10-65542号。)
图3显示应用上述技术的一个相关技术模/数转换器的构成。分割电阻R1和RM各被分割成两个电阻，而分割电阻R2至RM-1各被分割成3个电阻。再有，3个邻接电阻通过一个开关连接到比较器C1至CM-1每一个的一个端子。
另一方面，包括上限电压VT和下限电压VB在内的M+1个参考电压通过开关反馈到输入电压端子。再有，编码器的输出被引向开关控制电路SC。开关控制电路SC控制分割电阻和比较器之间安排的开关以及把分割电阻反馈到输入电压端子的开关的操作。
再有，在校准模式下，该电路把被分割的电压之一反馈到输入电压端子并选择用于连接到比较器的分割电阻从而使相应的比较器在预先确定的标准参考电压处反转。
在上述结构的模/数转换器中发生下列问题：
(1)必须对每个比较器选择连接点，于是当模/数转换器的位数增加时，为选择连接点需要费时间。
再有，必须考虑从切换这些开关之时到比较器输出稳定之时的时间，所以为选择连接点所用的时间变得更长。
(2)如果为了降低模/数转换器的功耗而降低供电电源电压，则有时不能确定连接点。
就是说，当降低电压时，上限电压VT和下限电压VB之间的电压差值变小，于是输入电压的动态范围也变小。与此相对，比较器的偏移是由集成电路的产生方法确定的，于是偏移相对变大。
然而，在上述结构的模/数转换器中，由于连接点要从标准连接点为中心的有限范围内确定(在这一实施例中，是标准连接分割点以及两个在此标准连接分割点之上和之下的分割点)，当偏移大时，有时即使改变连接点也不能校正这些偏移。
例如，如果上限电压VT和下限电压VB之间的电压差是Vd，而数字输出的位数是N，则对应于最低有效位(LSB)的电压是Vd/2N。
当在集成电路中形成比较器时，偏移可能会变为40mV高。然而，在上述结构的模/数转换器中，偏移的可调节范围是1LSB，即40mV，于是供电电压必须大于40·2NmV。
例如，当N＝6时，供电电压必须得高于40.64＝2560mV＝2.56V。不能做出供电电压为1V的模/数转换器。
(3)再有，由于上述结构的模/数转换器根据编码器EN对比较器输出进行编码的结果来控制连接和分割点，所以不可能检测出比较器操作顺序的扰乱(scrambling)。
就是说，在一个相关技术的闪速型模/数转换器中，比较器要随着输入电压的变化顺序地反转，但有时由于偏移的存在使反转序列被扰乱。例如，当输入电压逐渐上升时，比较器应按Cm-1→Cm→Cm+1的顺序反转，但当比较器Cm的偏移大时，有时比较器Cm将不反转，而其他比较器将按Cm-1→Cm+1的顺序反转。
然而，在上述结构的模/数转换器中，由于比较器的输出被编码，而连接和分割点被切换，所以有时不可能正确地识别反转顺序中的扰乱。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种低功耗、高转换精度和高速操作的模/数转换器。
根据本发明，提供了一种模/数转换器用于把模拟电压转换成N位数字信号，该模/数转换器包含：(2N-1)个比较装置；参考电压输出装置，用于把上限电压和下限电压的电压差分割成至少(2N)份并输出包括所述上限电压和下限电压在内的至少(2N+1)个参考电压；校准电压输出装置，用于在校准模式下向所述(2N-1)个比较装置的一侧输入端子输出斜坡状电压；校准装置，用于在校准模式下，当所述校准电压输出装置的输出电压达到设计中所设(2N-1)个参考反转电压的每一个时，从所述参考电压输出装置输出的至少(2N+1)个参考电压中选择一个电压提供给一个预先确定的比较装置的其他输入端，该电压可使该比较装置反转；以及参考电压供给装置，用于向上述(2N-1)个比较装置其他端子供给由所述校准装置选择的参考电压。
在本发明中，由于向比较装置供给斜坡状校准电压，所选择的参考电压使得校准装置的偏移小于一个预先确定的阈值。
优选的作法是，所述校准装置包含：一个参考电压选择装置，用于从所述参考电压输出装置输出的至少(2N+1)个参考电压中选出一个预先确定的电压并把它加到所述(2N-1)个比较装置的其他端子；校准电压范围检测装置，用于检测所述校准电压输出装置的输出电压是否处在从所述下限电压到所述上限电压的一个预先确定的范围内；反转时间计算装置，用于在所述校准电压范围检测装置检测到所述(2N-1)个比较装置的反转，而同时所述校准电压检测装置的输出电压处在所述预定范围内的时候，计算从所述校准电压输出装置的输出电压变为大于所述下限电压之时到所述(2N-1)个比较装置的输出反转之时的时间(反转时间)；转换装置，用于在所述校准电压范围检测装置检测到所述校准电压输出装置的输出电压已经变得大于所述上限电压之后，把所述反转时间计算装置计算出的反转时间转换成反转电压；以及参考电压再选择装置，用于在所述转换装置计算出的反转电压和由所述参考电压选择装置选定并加到所述(2N-1)个比较装置的其他端子上的参考电压二者之差为预先确定的阈值电压或更大时，从所述参考电压输出装置的至少(2N+1)个参考电压中重新选出一个电压加到所述(2N-1)个比较装置的其他端子。
在本发明中，在以一个预先确定的参考电压加到比较装置的其他端子的状态下，加上斜坡状校准电压，计算比较装置的反转时间，并根据计算结果重新选择要加到比较装置其他端子上的参考电压。
更优选的作法是，所述参考电压输出装置输出一个电压，该电压是把所述上限电压和所述下限电压之间的电压差按预先确定的至少为(2N)的因子进行分割得到的。
在本发明中，参考电压输出装置的输出电压的设定使得模/数转换器的转换特性成为预先确定的特性。
另一种作法是，所述参考电压输出装置把所述最高参考电压和所述最低参考电压的电压差均等地分成至少(2N)份。
在本发明中，参考电压输出装置的输出电压的设定使得模/数转换器的转换特性成为线性的。
更优选的作法是，在集成电路中所述校准电压范围检测装置的构成在物理尺度上大于所述(2N-1)个比较装置的物理尺度。
在本发明中，用于校准电压范围检测装置的比较器大于比较装置的那些比较器。
另一种作法是，所述校准电压范围检测装置包含多个二级比较装置形成于一个集成电路中，这些二级比较装置的物理尺度与所述(2N-1)个比较装置的物理尺度相同并接收相同的输入信号作为输入，还包含“多数决定”值计算装置，用于计算该多个二级比较装置输出的“多数决定”值。
在本发明中，校准电压范围检测装置由多个比较器的“多数决定”值确定，这些比较器与比较装置的比较器的大小相同。
附图说明
由下文中参考附图给出的对最佳实施例的描述，本发明的这些目的以及其他目的和优点将会更加清楚，其中，
图1显示闪速型模/数转换器的基本结构；
图2用于解释比较器的操作特性；
图3是相关技术的模/数转换器的结构图；
图4显示根据本发明的模/数转换器的基本结构；
图5是参考电压输出电路的详细电路图；
图6是开关电路的详细电路图；
图7是校准模式控制例程的流程图；
图8是校准电路形成例程的详细流程图；
图9是比较器反转时间计算例程的流程图；以及
图10是参考电压再选择例程的流程图。
最佳实施例描述
下面将参考附图详细描述本发明的最佳实施例。
图4显示根据本发明的模/数转换器的基本构成。该模/数转换器具有上限电压比较器TC，下限电压比较器BC，(M-1)个比较器C1、C2、...Cm-1，此时模/数转换器的输出位数是N，而且M＝2N，提供给相应比较器的开关电路S1、S2、...SM-1，参考电压输出电路R，扫描发生器(sweepgenerator)SG，控制器CO，计时器TM，编码器EN以及模式开关MS。
首先，模式开关MS具有在电压测量模式和校准模式之间变化的功能。它在外部施加的输入电压Vi和从扫描发生器SG输出的校准电压VR之间切换要加到(M-1)个比较器C1、C2、...CM-1的一侧输入端子的电压。
就是说，模式开关MS的公共端连到(M-1)个比较器C1、C2、...CM-1的一侧输入端以及上限电压比较器TC和下限电压比较器BC的一侧输入端。
当要从模式开关MS的公共端输出的电压变为高于上限电压产生电路(未画出)产生的上限电压VT时，上限电压比较器TC反转其输出。请注意，上限电压转换器TC是在校准模式下由控制器CO启动的。
当模式开关MS公共端输出的电压变成高于下限电压产生电路(未画出)产生的下限电压VB时，下限电压比较器BC反转其输出。请注意，下限电压转换器BC是在校准模式下由控制器CO启动的。
比较器C1、C2、...CM-1的其他端子通过相应的开关电路S1、S2、...SM-1与参考电压输出电路R相连。
上限电压比较器TC和下限电压比较器BC的输出以及比较器C1、C2、...CM-1的输出与计时器TM相连。
比较器C1、C2、...CM-1的输出与编码器EN相连。
图5是参考电压输出电路R的详细电路图。K(K≥M)个参考电阻R1、R2、...Rk串联在上限电压VT和下限电压VB之间。再有，(K-1)个分割点的电压以及上限电压VT和下限电压VB总共(K+1)个电压作为参考电压加到开关电路S1、S2、...SM-1。
图6是对应于比较器C1、C2、...CM-1提供的开关电路S1、S2、...SM-1当中的一个开关电路Sm的详细电路图。对于每个开关电路Sm并联安排(K+1)个开关SW1、SW2、...SWk+1。开关SW1、SW2、...SWk+1的一侧端子共同与比较器C1、C2、...CM-1的其他输入端相连。
再有，开关SW1、SW2、...SWk+1的其他输入端与(K+1)个参考电压相连。再有，在校准模式下由控制器CO控制开关SW1、SW2、...SWk+1的操作。
编码器EN把(M-1)个比较器C1、C2、...CM-1的输出编码成N位信号，并把该信号作为模/数转换器的输出信号输出。
当下限电压比较器BC的输出反转时计时器TM开始计时，然后它计算(M-1)个比较器C1、C2、...CM-1的输出反转的时间，并在上限电压比较器TC的输出反转时结束计时。请注意，计时器TM使用来自时钟脉冲产生电路(未画出)的时钟信号CLK计时。
再有，在校准模式下的操作由控制器CO控制。
图7是由控制器CO执行的校准模式控制例程的流程图。在步骤70，执行校准电路形成例程，在步骤72执行比较器反转时间计算例程，在步骤74执行连接和分割点确定例程。
图8是在校准模式控制例程的步骤70执行的校准电路形成例程的详细流程图。首先，在步骤700，模式开关MS被改变为校准模式位置。
接下来，在步骤701，上限电压比较器TC和下限电压比较器BC被启动，然后在步骤702，开关电路S1、S2、...Sk+1的标准开关被置为“通(CON)”。
这里，开关电路Sk(K＝1，2，...K+1)的“标准开关”是指比较器Cm(m＝1，2，...M-1)中相对于比较器Cm的另一端子不存在偏移时向比较器Cm的另一端子供给一参考电压以使比较器Cm的输出反转所用的开关。特别是，当K＝M时，与比较器Cm对应的开关电路Sm的开关SWm+1成为标准开关。
图9是在校准模式控制例程的步骤72执行的比较器反转时间计算例程的流程图。在步骤720，启动产生校准电压VR，它是由扫描发生器SG产生的斜坡形变化的电压。
在步骤721，等待直至上限电压比较器TC、下限电压比较器BC以及比较器Cm的任何一个反转时为止。
当在步骤721检测到任何比较器的输出反转时，在步骤722存储从最高低电压比较器BC的输出反转之时到比较器Cm的输出反转之时的时间tm。
在步骤723，检测是否上限电压比较器TC的输出已经反转而且扫描发生器SG的输出电压VR已变得高于上限电压VT。重复步骤721直至是这样时为止。
当在步骤723确认上限电压比较器TC、下限电压比较器BC以及比较器Cm已经全部反转时，在步骤724停止由扫描发生器SG产生校准电压VR，于是该例程结束。
请注意，上述中假定扫描发生器SG的输出电压以斜坡状从低电压到高电压改变，但扫描发生器SG的输出电压也可以从高电压到低电压变化。在这种情况中，步骤721和723的处理得要反序。
图10是在校准模式控制例程的步骤74执行的参考电压再选择例程的流程图。在步骤740，至比较器Cm的输出反转的时间tm被按下式转换成反转电压Vcm，在这一电压处，比较器Cm的输出反转：
Vcm＝(VT-VB)tm/tB+VB
这里，tB是从扫描发生器SG输出的校准电压VR变得高于下限电压VB之时到它变为上限电压VT之时的时间。
接下来，在步骤741，按下式转换出比较器Cm的偏移电压ΔVm：
ΔVm＝Vrm-Vcm
这里，Vrm是标准参考电压，当比较器Cm无偏移时，在这一电压其比较器Cm输出应被反转。
在步骤742，判断偏移电压ΔVm的绝对值是否变得大于预先确定的阈值δ。
当在步骤742的判断为“是”时，即当偏移电压ΔVm的绝对值已变得大于预先确定的阈值δ时，在步骤743重新选择参考电压。
就是说，确定要接通的代替标准开关SWm+1的开关SWj，以把偏移电压ΔVm校正到阈值δ范围之内。
“j”由下式确定：
j＝(m+1)+[ΔVm/ΔV]
这里，ΔV是当把连接和分割点位置向上限电压比较器一侧移动一个点时的标准电压改变量，而[X]是一个运算符，用于计算不超过X的最大整数。例如，如果X是“2.3”，则[X]＝2，如果X是“-1.7”，则[X]＝-2。
当在步骤743的处理结束且当步骤742的判断为“否”时，即当偏移电压ΔVm的绝对值小于预先确定的阈值δ时，该例程进入步骤744，在那里判断是否已对所有比较器重新选择了参考电压。
当在步骤744的判断为“否”时，即当尚未对所有比较器确定连接和分割点位置时，重复步骤740至743的处理。反之，当在步骤744的判断为“是”时，即当对所有比较器已经确定了连接和分割点位置时，这一例程结束。
这里，在校准模式下确定的比较器的连接和分割点位置被存储在比较器CO中包括的存储器中。注意，存储器通常是RAM，但它也可以是熔丝ROM。
就是说，在RAM的情况中，当断开电源时，所存储的内容最终丢失，所以在每次电源接通时必须进行校准，但其优点是校准有可能附合于电源接通时的周围环境。在熔丝ROM的情况中，如果在发货时进行了校准便不需要其后进行校准，这便是它所产生的优点。
就是说，根据本发明的模/数转换器，只要由扫描发生器产生校准电压VR一次，便可能确定连接和分割点位置使所有比较器的偏移小于阈值，而且缩短了标定时间。
再有，根据本发明的模/数转换器，可能对每个比较器Cm从(K+1)个参考电压中选出一个使偏移最小的参考电压，于是，即使降低供电电压并使比较器Cm的偏移变得较大，也能把偏移调节成小于阈值。
再有，根据按本发明的模/数转换器，反转电压不是像相关技术中那样基于模/数转换器的输出(即编码器输出)确定的。反转电压的确定是基于计时器TM计算出的比较器Cm的反转时间，于是，即使当把有大偏移的比较器和有小偏移的比较器混合在一起时，也可能对每个比较器Cm把偏移校正到小于阈值。
请注意，如从上文的解释中看清楚的那样，由于比较器Cm的反转时间tm的计算是基于上限电压比较器TC和下限电压比较器BC的反转计时，所以需要上限电压比较器TC和下限电压比较器BC精确地在上限电压VT和下限电压VB处反转它们的输出，就是说，上限电压比较器TC和下限电压比较器BC的偏移需要小。
上限电压比较器TC和下限电压比较器BC二者与比较器Cm装在同一集成电路中，但至少采取下述两项措施之一对减小上限电压比较器TC和下限电压比较器BC的偏移是有好处的：
(1)使上限电压比较器TC和下限电压比较器BC的物理尺寸大于比较器Cm。这是因为如果使集成电路中的物理尺寸大，则放在比较器输入端的互补晶体管的尺寸也变大，从而使晶体管中的变化变得较小。
(2)使上限电压比较器TC和下限电压比较器BC的物理尺寸与比较器Cm的物理尺寸相同。上限电压比较器TC和下限电压比较器BC以多个比较器并联而构成“多数决定”电路。通过把多个比较器输出的“多数决定”操作结果作为输出，可使偏移变小。
上文中的解释是对K＝M的具体情况做出的。在这种情况中，安排在(M-1)个比较器内部中心位置的比较器能在一个宽的范围上调节偏移，但在邻近上限电压比较器TC的比较器处，有一个可变的分割位置处在上限电压比较器TC一侧，而在邻近下限电压比较器BC的比较器处，有一个可变的分割位置处在下限电压比较器BC一侧。就是说，在正侧和负侧的可选择的分割点减小为更接近于上限电压比较器TC和下限电压比较器BC。
为解决这一问题，通过使K＞M并在邻近上限电压总线(bus)的比较器和上限电压比较器TC之间以及邻近下限电压总线的比较器和下限电压比较器BC之间安排多个电阻，有可能增加可选择的参考电压的个数。
例如，有可能使K＝M+4并在上限电压总线和邻近上限电压比较器TC的比较器之间以及在下限电压总线和下限电压比较器BC之间各增加1个电阻。邻近上限电压比较器TC的比较器能向上限电压比较器TC一侧增添2个可选择的分割点，而邻近下限电压比较器BC的比较器能向下限电压比较器BC一侧增添2个可选择的分割点。
在上述解释中，假定模/数转换器是与输入电压Vi成正比关系输出数字信号的模/数转换器，而串联电阻R的电阻值都是相同的。在调整偏移之前的分割点都设成相等间隔。
在本发明中，通过在调整偏移之前把分割点设置成不等间隔，有可能以与输入电压Vi成预先确定的函数关系输出数字信号。
概括本发明的效果，根据本发明的模/数转换器，不仅有可能通过由扫描发生器输出单个斜坡状电压来完成校准，而且即使当使用低供电电压时也有可能通过放大参考电压的选择范围来校正比较装置的偏移。
尽管通过参考为演示目的而选择的最佳实施例描述了本发明，显然本领域技术人员能对其进行大量修改而不离开本发明的基本概念和范围。

Claims (6)

1.用于把模拟电压转换成N位数字信号的模/数转换器，包含：(2N-1)个比较装置；
参考电压输出装置，用于把上限电压和下限电压的电压差分割成至少(2N)份并输出包括所述上限电压和下限电压在内的至少(2N+1)个参考电压；
校准电压输出装置，用于在校准模式下向所述(2N-1)个比较装置的一侧输入端子输出斜坡状电压；
校准装置，用于在校准模式下，当所述校准电压输出装置的输出电压达到设计中所设(2N-1)个参考反转电压的每一个时，从所述参考电压输出装置输出的至少(2N+1)个参考电压中选择一个电压提供给一个预先确定的比较装置的另一输入端，该电压能够使该比较装置反转；以及
参考电压供给装置，用于向上述(2N-1)个比较装置提供由所述校准装置选择的参考电压。
2.如权利要求1中提出的模/数转换器，这里所述校准装置包含：
参考电压选择装置，用于从所述参考电压输出装置输出的至少(2N+1)个参考电压中选出一个预先确定的电压并把它加到所述(2N-1)个比较装置的其他端子；
校准电压范围检测装置，用于检测所述校准电压输出装置的输出电压是否处在从所述下限电压到所述上限电压的一个预先确定的范围内；
反转时间计算装置，用于在所述校准电压范围检测装置检测到所述(2N-1)个比较装置的反转，而同时所述校准电压检测装置的输出电压处在所述预定范围内的时候，计算从所述校准电压输出装置的输出电压变为大于所述下限电压之时到所述(2N-1)个比较装置的输出反转之时的时间(反转时间)；
转换装置，用于在所述校准电压范围检测装置检测到所述校准电压输出装置的输出电压已经变得大于所述上限电压之后，把所述反转时间计算装置计算出的反转时间转换成反转电压；以及
参考电压再选择装置，用于在所述转换装置计算出的反转电压和由所述参考电压选择装置选定并加到所述(2N-1)个比较装置的其他端子上的参考电压二者之差大于预先确定的阈值电压时，从所述参考电压输出装置的至少(2N+1)个参考电压中重新选出一个电压加到所述(2N-1)个比较装置的其他端子。
3.如权利要求1或2中提出的模/数转换器，这里所述参考电压输出装置输出一个电压，该电压是对所述上限电压和所述下限电压之间的电压差按预先确定的至少为(2N)的因子进行分割得到的。
4.如权利要求1或2中提出的模/数转换器，这里所述参考电压输出装置把所述最高参考电压和所述最低参考电压的电压差均等地分成至少(2N)份。
5.如权利要求2中提出的模/数转换器，这里在集成电路中所述校准电压范围检测装置的物理尺度大于所述(2N-1)个比较装置的物理尺度。
6.如权利要求2中提出的模/数转换器，这里所述校准电压范围检测装置包含：
形成于一个集成电路中的多个二级比较装置，这些二级比较装置的物理尺度与所述(2N-1)个比较装置的物理尺度相同并接收相同的输入信号作为输入；以及
“多数决定”值计算装置，用于计算该多个二级比较装置输出的“多数决定”值。
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