TWI783599B - 具有回收能量能力的驅動電路及其方法 - Google Patents

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Abstract

本申請公開了一種方法，用於一驅動電路。驅動電路包括一雙向電路耦接在一電壓源和一負載之間。方法包括從負載和一輸入信號接收一反饋信號；根據輸入信號和反饋信號，產生複數個脈衝寬度調製信號；以及根據複數個脈衝寬度調製信號，通過雙向電路驅動負載，使得輸入信號和反饋信號大致上互相成正比。輸入信號是一時變信號。根據輸入信號和反饋信號，產生複數個脈衝寬度調製信號中一脈衝寬度調製信號的步驟包括根據輸入信號和反饋信號判斷一差值；以及產生具有一脈衝寬度的脈衝寬度調製信號。脈衝寬度根據差值決定。

Description

具有回收能量能力的驅動電路及其方法
本申請係指一種驅動電路及其方法，尤指一種能夠回收能量的驅動電路及其方法。
壓電致動揚聲器(piezoelectric-actuated speakers，piezo-speakers)在近期展露頭角。由於薄膜壓電致動器的電容特性，這些壓電致動揚聲器為放大器帶來高電容性負載(capacitive load)。然而，常規的驅動電路(如AB類、D類、G類、H類放大器)都在假設負載(由非常細的電線製成的線圈)主要是電阻性且稍微帶有電感性的前提下發展，因此在驅動如壓電致動揚聲器之類的高電容性負載時這些放大器效率低弱。
此外，由於負載的電容特性，電流與驅動電壓的相位大約差90°(90° out of phase)。如此一來，壓電致動揚聲器在充電階段(週期)實際上並沒有消耗太多功率。充電階段所汲取的大部分能量被存儲在負載的電容(capacitance)。然而，在回收/放電階段(週期)中，當揚聲器兩端的跨壓降低時，常規的AB類、D類、G類、H類放大器僅會將能量從負載的電容中汲取至接地(ground)(或汲取到負電源供應端)而造成浪費。
因此，有必要改進現有技術。
因此，本申請的主要目的在提供一種具有回收能量能力的驅動電路及其方法，以改善現有技術的缺點。
本申請實施例公開一種方法，用於一驅動電路，該驅動電路包括一雙向電路耦接在一電壓源和一負載之間，該方法包括從該負載和一輸入信號接收一反饋信號；根據該輸入信號和該反饋信號，產生複數個脈衝寬度調製信號；以及根據該複數個脈衝寬度調製信號，通過該雙向電路驅動該負載，使得該輸入信號和該反饋信號大致上互相成正比，該輸入信號是一時變信號；根據該輸入信號和該反饋信號，產生該複數個脈衝寬度調製信號中一脈衝寬度調製信號的步驟包括根據該輸入信號和該反饋信號判斷一差值；以及產生具有一脈衝寬度的該脈衝寬度調製信號，其中該脈衝寬度根據該差值決定。
本申請實施例公開一種驅動電路，其包括一雙向電路，耦接在一電壓源和一負載之間，用於根據複數個脈衝寬度調製信號驅動該負載，使得該輸入信號和該反饋信號大致上互相成正比，其中，該輸入信號和該反饋信號為時變信號；一脈衝寬度調製控制器，耦接到該負載和該雙向電路，用於接收一輸入信號和從該負載接收一反饋信號，並根據該輸入信號和該反饋信號產生該複數個脈衝寬度調製信號；其中，該脈衝寬度調製控制器根據該輸入信號和該反饋信號判斷一差值，並產生該複數個脈衝寬度調製信號中具有一脈衝寬度的一脈衝寬度調製信號，該脈衝寬度根據該差值決定。
10,A0:驅動電路
11:電壓源
12:充電電路
13:負載
14:放電電路
16:脈衝寬度調製控制器
101:上採樣器
102:上採樣濾波器
103:控制電路
104:鎖相回路
105:時脈分頻器
106:濾波器
107:模數轉換器
108:差動放大器
124,A24:雙向電路
151,155:脈衝寬度調製控制電路
201:充電脈衝寬度查找表
202:放電脈衝寬度查找表
203:記憶體
204:鋸齒波形產生器
205:數模轉換器
206:比較器
208:多工器
S1,S2,S3:開關
D1,D2:二極體
L1,L2:電感器
Ich:充電電流
Idis:放電電流
VL,VS:電壓
SU,SD:脈衝寬度調製信號
IN:輸入信號
FB1:反饋信號
CK0:時脈信號
CK1:時脈信號
IN^:上採樣輸入信號
Vp2n:單端反饋信號
STA:狀態控制信號
FB:數位反饋信號
SD*:控制信號
NSTP:步距數值
k:縮放控制信號
a1,a2,b1,b2,b3:係數
z-1:狀態
CYt-2~CYt+2:週期
24:解碼電路
M0~M63:參考模組
SC:預充電開關
CS:輸出電容器
ST:共用開關
SP:放電開關
S0~S63:參考開關
C0~C63:參考電容器
VA:類比電壓
VREF:參考電壓
TC:週期
T0,T1:時間段
SP1~SP4:脈衝寬度調製控制信號
T1~T4:電晶體
B0,C0:流程
B02~B06,C02~C04:步驟
第1圖為本申請實施例一驅動電路的示意圖。
第2圖為一常規雙二階濾波器的示意圖。
第3圖是本申請實施例一脈衝寬度調製控制電路的示意圖。
第4圖為本申請實施例脈衝寬度調製控制電路的操作時序圖。
第5圖是本申請實施例另一脈衝寬度調製控制電路的示意圖。
第6圖為本申請實施例脈衝寬度調製控制電路的另一操作時序圖。
第7圖是本申請實施例脈衝寬度調製控制電路的另一操作示意圖。
第8圖是本申請實施例一數模轉換器的示意圖。
第9圖是本申請實施例第8圖所示的數模轉換器的操作時序圖。
第11、12圖分別是本申請實施例流程的示意圖。
在本申請中，術語「耦接於」可指直接或間接連接。「將元件A耦接於元件B」可表示元件A直接連接到元件B或元件A通過某個元件C連接到元件B。此外，在充電脈衝寬度查找表(charging pulse width look-up table)和放電脈衝寬度查找表的上下文中，術語“脈衝寬度”可以指控制碼，其用於通過具有數模轉換器(digital-to-analog converter，DAC)、鋸齒波形(sawtooth waveform)和類比比較器(analog comparator)的類比方式，或者通過具有計數器(counter)、時脈(clock)和數位比較器的數位方式來控制脈衝的脈衝寬度。
在下面的描述和請求項中，術語“大致上”通常意指可能存在或不存 在的小偏差。舉例來說，術語“大致相同”意指偏差在給定值或範圍的10%之內，或意指偏差在給定值或範圍的5%、3%、2%、1%或0.5%之內。意即，大致相同的兩個量a和b是指｜a-b｜
Figure 110127825-A0305-02-0007-43
ε×｜a｜或｜a-b｜
Figure 110127825-A0305-02-0007-44
ε×｜b｜，其中ε代表一小數量，例如可以是10-1、10-2、10-3或更小，並且｜a｜輸出a的絕對值(absolute value)或大小(magnitude)。舉例來說，一輸出信號VL大致成比於(proportional)(例如正比)輸入信號IN意味著滿足∥IN(t)-c．VL(t)∥2
Figure 110127825-A0305-02-0007-45
ε．∥IN(t)∥2，其中∥s(t)∥2可以表示任意信號s(t)的能量，IN(t)和VL(t)分別表示輸入信號和輸出信號的時變函數(time-varying function)，c表示一常數，其可以是正數或負數，並且ε代表一小數量，其可以是例如10-1、10-2、10-3或更小。
為了回收電容性負載中儲存的能量，申請人在美國申請號17/022,106中提供了一種具有能量回收能力的驅動電路的方法，以利用直流對直流轉換器(DC-DC converter)電路作為充電電路來對電容性負載(capacitive load)進行充電；利用另一直流對直流轉換器電路作為放電電路來回收電容性負載中儲存的能量；並利用脈衝寬度調製(pulse width modulation，PWM)控制器來補償充電電路和放電電路的電荷轉移能力的不平衡。然而，由於採用模擬(即時(real-time))反饋回路(feedback loop)，過沖(overshooting)和閉回路(close-loop)穩定性會使開回路增益(open-loop gain)難以提高，其必須抑制殘差(residual error)以獲得良好總諧波失真(total harmonic distortion，THD)性能。此外，如在美國專利申請號17/022,106的第12圖中所示，充電電路的能力和放電電路的電荷轉移能力相對於輸出電壓電平(voltage level)有截然相反(diametrically opposite)的趨勢，使得類比脈衝寬度調製控制器在設計上需嚴重妥協，從而導致性能欠佳。
為了解決這個問題，在本申請中提出了基於數位n位元(n-bit modulation)調製的一實施例，其使用模數轉換器(analog-to-digital converter，ADC)數位化控制回路，且控制回路是在數字域(digital domain)中執行，用一查找表存儲預先計算的脈衝寬度調製脈衝寬度控制資訊(即脈衝寬度控制碼(PWCC，pulse width control code))；以及脈衝寬度調製脈衝產生器來轉換數位編碼的脈衝寬度調製脈衝寬度(即脈衝寬度控制碼)為實際脈衝寬度調製脈衝。此外，為解決充電電路的能力和放電電路的電荷轉移能力相對於輸出電壓電平有截然相反的趨勢的問題，藉由具有專用於充電操作的一脈衝寬度控制碼表(PWCC table)和專用於放電操作的另一脈衝寬度控制碼表，可分開充電操作的控制與放電操作的控制(在實踐中，分開通常只是概念性的，並且這兩個表脈衝寬度控制碼表可以駐留在一連續記憶體位址空間(memory address space)內)。
在一實施例中，在各直流對直流切換週期(或簡化為“切換週期”)前，根據數位域中預期輸出信號(通常是輸入信號乘以增益)和反饋信號之間的差值，決定各切換週期的狀態為充電、放電或閒置。對於非閒置的切換週期，控制脈衝寬度調製的寬度，以產生電荷轉移，使得在每個週期中，根據查找表產生一單位電壓變化(例如△V)或一單位電壓變化的整數倍(例如±n×△V)，其中電荷轉移依下述因素進行補償，如一供給/源電壓和一負載電壓之間的關係；電流的振幅和如電阻、電感器磁芯飽和(inductor core saturation)等電路參數之間的關係；電流流動的方向(充電或放電)；以及介電常數(permittivity)和負載電壓之間的關係。
請參考第1圖，第1圖為本申請實施例一驅動電路10的示意圖。驅動 電路10耦接於電壓源11與負載13之間，接收一輸入信號IN以根據輸入信號IN驅動負載13。輸入信號IN可以是輸入音訊信號。
電壓源11是可能具有的能量存儲能力的一電力源。例如，電壓源11可以包括一電池(其可以是或可以不是可充電電池)或直流(direct current，DC)電源，例如直流對直流切換電源。在一實施例中，電壓源11(例如，直流對直流切換電源)可以包括電容器或具有電容性。
在一實施例中，負載13可包括一揚聲器，或等價地，一發聲裝置或一聲換能器(acoustic transducer)。在這種情況下，輸入信號IN可以是音訊信號。在一實施例中，負載13內的揚聲器可以包括一壓電致動揚聲器(piezoelectric actuated speaker)。具體地，驅動電路10可以連接到壓電致動揚聲器的壓電致動器。負載13內的壓電致動器可以包括夾在第一/頂部電極和第二/底部電極之間的壓電層。此外，驅動電路10可以連接到致動器的電極。需要注意的是，第一/頂部電極和第二/底部電極之間存在顯著電容性，使得負載13可以作為被稱為電容式負載、揚聲器或電容式揚聲器負載。
驅動電路10不僅用於在充電階段期間形成從電壓源11到負載13的充電電流，也能在放電階段形成從負載13返回到電壓源11的放電電流。在這點上，在充電階段期間存儲到負載13內的電容中的能量將在放電階段期間再回收到電壓源11內(或電壓源11旁)的電容，從而減少總消耗的能量。
具體而言，驅動電路10包括一雙向電路124，其包括一充電電路12、一放電電路14和一脈衝寬度調製控制器16。脈衝寬度調製控制器16可以通過如 專用積體電路來實現(application specific integrated circuit，ASIC)，但不限於此。充電電路12和放電電路14的第一端耦接電壓源11，第二端耦接負載13。充電電路12用以從電壓源11到負載13形成第一/充電電流Ich(或提供第一/充電電流路徑)；放電電路14用於從負載13回到電壓源11形成第二/放電電流Idis(或提供第二/放電電流路徑)。
隨著負載13內的電容，充電電路12在充電階段期間形成從VL到VS的升壓轉換器(boost converter)(一種直流對直流轉換器)，放電電路14在放電階段形成從VS到VL的降壓轉換器(buck converter)(另一種直流對直流轉換器)。換言之，可以視為驅動電路10利用升壓轉換器(充電電路12)向負載13內的電容進行充電操作，以提高負載13兩端的跨壓VL，並利用降壓轉換器(放電電路14)對負載13內的電容進行放電操作，以降低負載13兩端的跨壓VL。
在一實施例中，在充電階段，在電壓VL的上升部分所對應的時間間隔內，充電電路12提供從電壓源11向負載13的充電電流Ich以進行充電操作。在放電階段期間，在電壓VL的下降部分所對應的時間間隔內，放電電路14將放電電流Idis導向而從負載13流回到電壓源11來執行放電操作。
在第1圖所示的實施例中，充電電路12包括開關S1、二極體D1和電感器L1；放電電路14包括開關S2、二極體D2和電感L2。開關S1受第一脈衝寬度調製信號SU控制，而開關S2受第二脈衝寬度調製信號SD控制，脈衝寬度調製信號SU和SD由脈衝寬度調製控制器16產生。脈衝寬度調製控制器16具有第一輸入端以接收輸入信號IN，其第二輸入端耦接負載13以接收反饋信號FB1。脈衝寬度調製控制器16根據輸入信號IN和反饋信號FB1產生脈衝寬度調製信號SU和SD，使 得驅動電路10根據輸入信號IN驅動負載13。二極體D1和D2用作整流元件(rectifying component)，這將在後面詳細闡述。
驅動電路10內各元件之間的連接詳述如下。在充電電路12中，二極體D1的陽極(anode)經由電感器L1耦接至電壓源11，二極體D1的陰極(cathode)耦接到負載13。開關S1的第一端耦接到二極體D1的陽極。意即，電感L1的第一端耦接電壓源11，而電感L1的第二端耦接二極體D1的陽極和開關管S1的第一端。在一實施例中，如第1圖所示，開關S1的第二端可以耦接至接地端，但不限於此。在放電電路14中，開關S2的第一端經由電感器L2耦接到電壓源11，開關S2的第二端耦接到負載13，二極體D2的陰極耦接到開關S2的第一端。意即，電感L2的第一端耦接電壓源11，而電感L2的第二端耦接二極體D2的陰極和開關S2的第一端。在一實施例中，如第1圖所示二極體D2的陽極可以耦接到接地端，但不限於此。
在一實施例中，二極體D1、D2可以由同步整流器(Synchronous Rectifier，SR)代替，包括具有適當(柵極(gate))控制信號的開關/金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)，稍後將詳述。在一實施例中，作為專用電感器L1和L2的代替，這兩個電感器可以合併為一共用電感器。在一實施例中，作為用於充電動作的一專用電路12(升壓轉換器)和用於放電操作的一專用電路14(降壓轉換器)的代替，可以通過一降壓升壓轉換器電路，並利用合適的驅動信號，來一併實現充電和放電。
在一實施例中，如第1圖所示，負載13可直接耦接到接地端。在一替 代實施例中，負載13可以耦接到一直流偏置電壓源(VBIAS)，但不限於此。
電壓源11提供電源/源電壓VS，並且負載13具有負載電壓VL，其中VL也可被視為負載13的輸出電壓。雖然實施例討論的上下文中，電源/源電壓VS沒有高於負載電壓VL，即VS
Figure 110127825-A0305-02-0012-46
VL，但本申請所公開的概念應用不限於此。
僅管電路拓撲是類似於直流對直流切換電源供應器(例如升壓轉換器和/或降壓轉換器)，開關S1/S2的控制機制實際上更接近常規的D類放大器(class D amplifier)的控制機制，其根據反饋信號FB1和輸入信號IN產生的脈衝寬度調製信號以及脈衝寬度調製控制器控制開關S1/S2。脈衝寬度調製控制器將在後面詳述。
與現有技術(如D類放大器或AB類放大器)的驅動電路的不同在於，放電電路14將放電電流Idis轉向而從負載13流回電壓源11，而不是流向接地端或另一電壓源(例如，負電壓源)。它可以被認為是，存儲在負載13內電容中的能量/電荷被回收並存儲回至電壓源11。因此，驅動電路的功耗顯著減少。
如脈衝寬度調製控制器16所示，輸入信號IN(其可以是模數轉換器的輸出，或經由一並行匯流排(parallel bus)或一串列匯流排(serial bus)(諸如Sony/Philips數位介面格式(Sony/Philips Digital Interface Format，S/PDIF)、脈衝分時複用(Pulse Density Modulation，PDM)或集成晶片間音訊(Integrated Interchip Sound，I2S)匯流排)而進入)即將被驅動電路10放大，並且可以在資料速率(data rate)44.1採樣千次每秒(kilo Samples per Second，Ksps)、48Ksps、96Ksps或192Ksps下被編碼成16位元元每秒(Bits Per Second，bps)或24bps脈 衝碼調制(Pulse-code modulation，PCM)格式。鎖相回路(phase-locked loop)104可以將輸入信號IN的時脈提高R倍以產生一時脈信號CK0。一時脈分頻器(clock divider)105可將時脈信號CK0縮小C倍，以產生一時脈信號CK1。時脈信號CK1定義驅動電路10的“切換週期(switching cycle)”，C是時脈信號CK0在每個切換週期的時脈的數量且時脈信號CK0控制每個切換週期中驅動電路10的操作。例如，在輸入信號IN具有資料速率48Ksps且R=1024、C=16、CK0=49.152MHz(百萬赫茲)、CK1=3.072MHz。在另一示例中，輸入信號IN具有資料速率48Ksps且R=336、C=16、CK0=16.128MHz、CK1=1.008MHz。
在這樣的情況，一上採樣器(up-sampler)101可以用時脈信號CK1(即，上採樣速率)對輸入信號IN執行抽取(decimation)操作和內插(interpolation)操作。上採樣濾波器102可以濾波掉或衰減由上採樣器101所引起的更高頻率分量，並且可以是一低通濾波器來平滑上採樣器101的輸出以產生上採樣輸入信號IN^。因此，當時脈信號CK1設置為高速率，對於給定的輸出壓擺率(slew rate)，每直流對直流切換週期中的步距大小(step size)可以減小，這導致更好的解析度和較低的總諧波失真。此外，由於更高的上採樣速率，帶內(<20KHz)量化雜訊(in-band quantization noise)也會降低。然而，由於一模數轉換器107和直流對直流都運行在高速率，驅動電路10的總功率消耗將上升。因此，通過將R設置為不同值，可以在輸出解析度(音訊品質)和內部功耗之間進行權衡。
注意，由上採樣器101和低通濾波器102而來的位元解析度通常高於 IN的位元解析度，並且解析度的增加通常可以計算為
Figure 110127825-A0305-02-0013-1
。例如，如果IN^的採樣速率(sample rate)為768Ksps=16x48Ksps而IN的位元解析度是16bps， 那麼IN^(具有4倍於IN的解析度)應使用18位元每採樣(bit per sample)。在一替代實施例中，上採樣器101和低通濾波器102可以由△Σ編碼器代替，其可以產生一上採樣(即過採樣)IN^(其具有每採樣位元解析度顯著低於輸入IN)。通過△Σ調製的雜訊整形特性和IN到IN^的高過採樣速率(high IN to IN^ over sampling rate)，即使在IN^的每採樣解析度大幅小於IN的每採樣解析度(如8位元每採樣)，IN^的量化雜訊將轉移到聽不見的頻帶(>20KHz)，且非常高的信噪比(Signal-to-Noise-Ratio，SNR)可以實現在可聽頻帶(<20KHz)，而可大大降低放大電路10的複雜性。
反饋信號FB1(即相關於負載13兩端的即時跨壓)是由一差動放大器(differential amplifier)108轉換為一單端(single-ended)反饋信號Vp2n。在時脈信號CK1的每個週期的開始，單端反饋信號Vp2n由模數轉換器107(例如具有採樣保持輸入階段的逐次逼近(Successive-approximation，SAR)模數轉換器)內的採樣保持(sample and hold，S/H)進行採樣，在模數轉換器107進行模數轉換的CK0的k個週期後，對應於單端反饋信號Vp2n的值的數位反饋信號FB的數位值將被鎖存到模數轉換器107的輸出。
值得注意的是，在一些實施例中，模數轉換器107可以包括一差動輸入級。在這種情況下，模數轉換器107和差動放大器108可以是虛線框所指示的一整體，而差動放大器108對應於模數轉換器107的差動輸入級。
控制電路103可以根據輸入信號IN與反饋信號FB1(例如，上採樣輸入信號IN^和數位反饋信號FB)產生一狀態控制信號STA。
詳細地，控制電路103的濾波器106對數位反饋信號FB濾波以產生濾波後數位反饋信號FB*，其具有與上採樣輸入信號IN^匹配的位元每採樣解析度。然後，控制電路103計算上採樣輸入信號IN^和濾波後數位反饋信號FB*之間的實際差值DLTact(即DLTact=IN^-FB*，代表一差值(delta，△)運算)。如果實際差值DLTact是大於一正特定值時，控制電路103產生狀態控制信號STA來指示充電操作(即STA=CHARGE)，使得驅動電路10在充電週期期間形成從電壓源11到負載13的充電電流。如此一來，充電電流在下一個直流對直流切換週期於負載13添加一單位電壓變化(例如△V)或一第一整數倍的單位電壓變化(例如n×△V)。
另一方面，如果差值DLTact小於一負特定值時，控制電路103產生狀態控制信號STA來指示放電操作(即STA=DISCHARGE)，使得驅動電路10在放電週期形成從負載13返回到電壓源11的放電電流。如此一來，放電電流在下一個直流對直流切換週期於負載13減去一單位電壓變化(例如-△V)或一第二整數倍的單位電壓變化(例如-n’×△V)。
否則，如果差值DLTact在正特定值和負特定值之間(例如-MIN_DLT
Figure 110127825-A0305-02-0015-47
DLTact
Figure 110127825-A0305-02-0015-48
MIN_DLT)，控制電路103產生狀態控制信號STA來指示閒置操作(即STA=IDLE)，使得驅動電路10不形成充電電流或放電電流，且在下一個直流對直流切換週期，負載13的電壓VL保持不變。
須注意，差值DLTact為DLTact=IN^-FB*用作本申請的一實施例，但不限於此。一般來說，實際差值DLTact可以表示為DLTact=f 1(IN)-f 2(FB)，其中f 1(．)/f 2(．)表示對應於對信號IN/FB進行信號處理的函數，其中，信號處理可以是 或包括一資料轉換操作(例如，數模轉換或模數轉換)、一濾波操作或一多速率信號處理(例如，下採樣或上採樣操作)。只要DLTact反映IN和FB的差值即可滿足本申請的需求，不論信號IN/FB是否被處理。
因負載13內電容的電荷存儲性質，在每個直流對直流切換週期期間，流入或流出負載13的電荷將和之前直流對直流切換週期在負載13的電荷進行積分(integrated)。換言之，負載13內電容隱含執行加總(sigma，Σ)運算。因此，通過結合負載13的加總(Σ)運算與控制電路103的差值(△)運算，可於驅動電路10和負載13之間產生加總差值(Σ△)系統。由於負載13的Σ運算是一電容的自然行為，此特徵可以被稱為是“自動Σ△”。由於驅動電路10的這種自動Σ△性質，驅動電路10的解析度的有效位元數(number of bits)可以通過適當設計濾波器(例如106)顯著提升。例如，當IN^和模數轉換器的解析度是8位元，並且濾波器對應於一階Σ△系統(L=1)，對CK1=3.072MHz、過採樣相對於48Ksps為64倍，可聽頻帶(<20KHz)內電路10的信噪比可以>110分貝(decibel，dB)，超過一16bps脈衝碼調制、48Ksps資料流(data stream)的信噪比。
此外，當所生成的單位電壓變化(例如△V)或所生成的第一整數倍的單位電壓變化(例如n×△V)的實際值從目標量偏離，此偏差(deviation)或誤差(error)將合併(積分)於負載13的存在的電荷(包含在負載13的目前電流跨壓)，且將在下一CK1週期被模數轉換器107轉換為數位反饋信號FB，然後成為FB*而與上採樣輸入信號IN^比較，以在後續的切換週期生成脈衝寬度調製控制信號SU和/或SD。因此，只要從單位電壓變化的目標量的偏差(即非線性度(nonlinearity))不是很大(例如單位電壓變化的+/-35%)，從單位電壓變化△V的目標量的偏差(或誤差)可在後續的切換週期被自動Σ△運算抑制，而驅動電 路10的線性度將主要由模數轉換器107的線性度來決定。換言之，脈衝寬度調製控制電路151、充電電路12、放電電路14、負載13和模數轉換器107形成一Σ△反饋控制回路，其中單位電壓變化△V由負載13累積、由模數轉換器107重新數位化和並在接下來的直流對直流切換週期中由脈衝寬度調製控制信號SU和/或SD補償。
須注意，除了閒置週期外，反饋控制回路涉及一個固定值的單位電壓變化△V，這與1位元數模轉換器轉換(1-bit DAC conversion)的操作沒有什麼不同。相較1位元數模轉換器的轉換操作，當差值(difference)DLTact位於正特定值和負特定值之間時(例如-MIN_DLT
Figure 110127825-A0305-02-0017-49
DLTact
Figure 110127825-A0305-02-0017-50
MIN_DLT)，閒置週期抑制切換。雖然這種操作有助於避免一些切換活動來降低功耗，但它可能會導致輸出解析度降低。所以，特定值通常較小，且在一些實施例中，控制電路103可以選擇不生成指示閒置操作的狀態控制信號STA=IDLE。
此外，類比放大器需要處理閉回路穩定性和相位裕量(phase margin)，濾波器106可有助於驅動電路10處理相同的考量。濾波器106可以是一縮放器(scaler)、一單一寄存器(register)濾波器、一雙二階(bi-quadratic，BiQuad)濾波器，或當與負載13的自動Σ運算結合時具有適於形成一Σ-△濾波器的一傳遞函數(transfer function)。
請參考第2圖，第2圖為一常規的雙二階濾波器的示意圖。當有更多的硬體資源可用時，對於濾波器106的一般選擇是使用雙二階濾波器實現無限脈衝回應(infinite impulse response，IIR)，其如第2圖所示的直接形式2(direct-form-2)雙二階濾波器。第2圖所示的直接形式2雙二階濾波器能夠進行 比縮放器或單一寄存器濾波器更複雜的控制。這種形式的雙二階濾波器需要7個寄存器：2個用於狀態(例如z-1)、5個用於係數(a1、a2、b1、b2、b3)，且每信號週期有9個計算步驟：5個乘法和4個加法。如此一來，雙二階濾波器的好處以具有比縮放器或單一寄存器濾波器更高的電路複雜性作為代價。
如果濾波器106是雙二階濾波器，則需要在每3.072MHz的切換週期的一小部分內完成5次乘法和4次加法的計算。為了簡化計算需求，可以選擇雙二階濾波器使得對應於係數b1、b2、b3的乘法被減少成由逐位元(bit-wise)移位(shift)操作實現。例如，在具3.072Msps採樣速率的系統中，對於Q=0.707的2次低通濾波器(2nd order low-pass-filter，LPF2)，如果截止頻率fc=196,647.43Hz，b1、b2、b3的值為0.03125、0.0625、0.03125，其分別相當於右移5位元、4位元、5位元；如果fc=131,964.5Hz，則Q=0.841的2次低通濾波器具有b1、b2、b3的值將分別相當於右移6位元、5位元、6位元；如果fc=91,203.5Hz，Q=0.841的2次低通濾波器具有b1、b2、b3的值將分別相當於右移7位元、6位元、7位元；如果fc=63,915.6Hz，Q=0.707的2次低通濾波器具有b1、b2、b3的值將分別相當於右移8位元、7位元、8位元，依此類推。因此，通過適當選擇fc，如上述例子所示，雙二階濾波器的計算可大大簡化。值得注意的是，此技術適用於濾波器106以及上採樣濾波器102。
在上述實施例中，差動放大器108和模數轉換器107的動態範圍匹配於反饋信號FB1的動態範圍(即相關負載13的跨壓)。例如，如果反饋信號FB1的動態範圍是31V，即max(FB1)-min(FB1)=31V，則差動放大器108和模數轉換器107的動態範圍也將是31V。然而，在正常的音樂聆聽中，很可能只會利用整個動態範圍的一小部分。在這種情況下，相應地向下調整差動放大器108和模數轉 換器107的輸入動態範圍及增強整個系統的解析度將是有益。
請繼續參考第1圖，其中一縮放控制信號k是縮放因數(scaling factor)的次方(power)，例如縮放因數是4時k=2，或縮放因數是8時k=3。當k≠0，差動放大器108將增加信號增益2k倍(即動態範圍降低2k倍)。通過如上面所討論調整模數轉換器107的動態範圍，驅動電路10的解析度在k=2時改善(如提高)2位元，或在k=3時改善3位元。
縮放控制信號k可通過控制電路103即時監視上採樣輸入信號IN^的目前值來生成。例如，對於一個k={0,2}的雙狀態(two-state)實施方案中，當上採樣輸入信號IN^的目前值小於上採樣輸入信號IN^的最大值的四分之一時，k=2；否則，k=0。
可替代地，k可以由應用處理器(application processor，AP)通過系統匯流排控制，且應用處理器可由使用者的音量設置、由預掃描音樂檔等決定k的值，來調整模數轉換器107的動態範圍。
在每個非閒置切換週期對施加一個准位(level)的單位電壓變化(例如△V)，單位電壓變化△V取決於反饋信號FB1擺動的電壓範圍(例如31V的峰對峰值或22V的峰對峰值)(即相關於負載13跨壓)、峰對峰值電壓擺幅的頻率上限和模數轉換器107的解析度。例如，請參考以下表1第3欄(column)，其中，峰對峰值擺幅(peak-to-peak swing)Vp-p是31V、目標全擺幅頻率(target full swing frequency)ffull-swing是4.732KHz而直流對直流切換速率fswtching是3.072MHz，在這些需求下，每切換週期最大壓擺率(maximum slew rate)(或△V)可以被計算為 31*4.732K*π/3.072M=150mV。由於31V/150mV=207，所以150mV的步距大小的每切換週期△V對應於7.7bps的每切換週期解析度，在驅動電路10的自動Σ△效果之後，相對於48Ksps採樣速率，7.7bps的每切換週期解析度將增加到13.7位元。
Figure 110127825-A0305-02-0020-2
關於峰對峰值電壓擺幅的頻率上限：人聲的頻譜一般在5KHz以下，而有些樂器的頻譜可以擴展到15KHz。然而，在任一情況下，這些高頻音調(high-pitch tones)總是一些基音(base note)的諧波(harmonics)，這意味著這些高頻音調的振幅(amplitude)低且不需要峰對峰值電壓擺幅來產生。鑒於此背景，從上面的示例的表中，取決於發聲裝置(sound producing device，SPD)的具體目標，對應於第1~3欄(△V=210~150mV)的設計都將是合理的選擇。
完美電容器C中存儲的能量可以表示為
Figure 110127825-A0305-02-0020-3
。因此注入至或 萃取自負載13而在VL產生的△V變化的能量可以表示為：
Figure 110127825-A0305-02-0021-51
其中C13(VL)是負載13在VL的電容值，其包括由於施加電壓引起的介電常數變化。△E(公式1)對充電週期和放電週期兩者分別為真，且代表需在充電週期從電壓源VS轉移到負載13或在放電週期從負載13轉移回到電壓源VS的能量。
另一方面，存儲在電感器中的能量可以表示為：
Figure 110127825-A0305-02-0021-52
。直流對直流切換週期中，在脈衝寬度t PWM 中在電感器產生的電流可以被表達為：
Figure 110127825-A0305-02-0021-53
，其中V m 是在電感器L兩端的跨壓。當在脈衝寬度t PWM 中V m 大約恒定(V m
Figure 110127825-A0305-02-0021-63
 constant)時，可得到
Figure 110127825-A0305-02-0021-54
。將I代入EL並簡化項次可得到
Figure 110127825-A0305-02-0021-9
由於能量守恆原理，儲存在電感器L的能量將等於(在一充電週期)轉入至或(在一放電週期)轉出自電容性負載13的能量。換句話說，E L =△E C13對充電週期和放電週期二者皆有效。因此，可得到
Figure 110127825-A0305-02-0021-10
Figure 110127825-A0305-02-0021-11
，其導出
Figure 110127825-A0305-02-0021-15
。
儘管公式3可用於充電週期和放電週期二者，然而對V m 的表示在充電電路和放電電路是不同的。例如，在電路10中，對充電電路12而言V m =VS，而對放電電路14而言V m
Figure 110127825-A0305-02-0021-56
VL+△V/2-VS，因此，對電路10的實例：t PWM =
Figure 110127825-A0305-02-0021-66
，其可用於電路12。t PWM =
Figure 110127825-A0305-02-0021-17
，其可用於電路14。
脈衝寬度調製控制電路151可基於公式3D決定脈衝寬度調製信號S的脈衝寬度，且基於公式3C決定脈衝寬度調製信號SU的脈衝寬度。
請注意，放電操作中負載電壓VL非常接近電源/源電壓VS時，用於放電電路14的脈衝寬度調製信號SD的脈衝寬度如公式3D所計算可能接近無窮大。換言之，當負載電壓VL非常接近的電源/源電壓VS時，在一切換週期中將VL減少一單位電壓(即減少一固定△V)的目標對電路14是無法實現的。因此，增加包括開關S3的分流電路(shunt circuit)。當通過一控制信號SD*導通時，開關S3從負載13到電壓源11(或在其他實施例中從負載13到接地)創造一低電阻路徑(即，形成另一放電電流)。因此，當如公式3D的t PWM 所計算的脈衝寬度TSW超過預先決定的閾值，產生控制信號SD*的脈衝且控制信號SD*的脈衝寬度隨脈衝寬度TSW增加而增加。當控制信號SD*通過開關S3啟動電流流動路徑，負載13的放電電流流過放電電路14和開關S3兩者，以便在每個切換週期實現一固定△V。
上述實施方式用於在每個切換週期施加固定△V，因此即使在自動Σ△效果後，解析度仍然低(上表中第1-3欄中範圍從13.2位元到13.7位元)。為了改善驅動電路10的解析度，一多准位(multi-level)△V實施方式描述如下。
對於31V的峰對峰值擺幅Vp-p和10bps的模數轉換器107，模數轉換器107的輸出的每一步距對應於31V/(210-1)=30mV的電壓變化。如果各切換週期的固定△V比30mV大得多(例如為120mV)，類似於模擬放大器振鈴(ringing)的現象可能發生，其中驅動電路10的輸出可以在過沖或下沖(undershooting)之間跳動，從而產生鋸齒(jagged)輸出波形。即使這種不平(roughness)大多可通過高信噪比及△Σ操作的雜訊整形特性濾除，總諧波失真可在可聽頻帶達到。 然而，有鑑於此在高頻發生，這樣的現象將引起功率消耗上升。在另一方面，如果固定的△V顯著小於30mV時(如10mV)，如上面表格所示，將變得難以提高全電壓擺動頻率fswing在1KHz以上，這對高保真(HiFi)音響放大器而言是災難。
因此，本實施例包括一多△V系統(multi-△V system)(即VL在每直流對直流切換週期改變一單位電壓變化的整數倍，例如±n×△V)，其中，△V的步長大小是大致與模數轉換器107的解析度電壓電平相同(例如為30mV)。利用這種設置，模數轉換器107、充電電路12和放電電路14的操作變成很好地同步。例如，△V的範圍從-210mV到+210mV的多△V系統(步距30mV)，考慮驅動電路10的自動Σ△效果之後，可以與10bps的模數轉換器107一起運作，以在系統級(system level)產生16bps的等效解析度，同時如表1所示仍滿足31V的峰對峰值擺幅Vp-p的壓擺率需求到6.6KHz，這可滿足多數音響愛好者。
在這樣的多△V系統中，控制電路103可以計算上採樣輸入信號IN^和濾波後數位反饋信號FB*之間差值DLTact，以得到一步距數值(step-size number)NSTP。也就是說，步距數值NSTP根據實際差值DLTact決定。例如，對於30mV的單位步距大小(unit step-size)△V，在每個非閒置切換週期中，差值DLT(例如，實際差值DLTact或預期差值DLTind)可以對應於1到7的步距數值NSTP，以對電壓VL改變±△V到±7×△V，在每個非閒置切換週期，可以設置預期差值DLTind的大小上限不大於210mV。預期差值DLTind可以表示充電電路12在充電切換週期內執行充電操作時電壓VL的增量(increment)，或放電電路14在放電切換週期內執行放電操作時電壓VL的減量(decrement)。電壓VL表示(跨過)負載13的負載電壓或負載13的輸出電壓。
控制電路103可決定預期電壓差值DLTind為DLTind=NTSP×△V。在其他的角度來看，一旦給定單位電壓變化△V固定/恒定，決定預期電壓差值DLTind以及決定步距數值NSTP是等效的，這意味著DLTind和NSTP皆是根據實際差值DLTact來決定。
當第1圖的系統是運作良好時，系統的信噪比一般>50dB，且所測得VL和其理想值之間的偏差是通常<1%。在這種情況下，實際VL的值可以通過G×IN^來估計，其中G是增益，這意味著公式3C和公式3D可以通過更換VL為G×IN^來計算。因此，對充電(公式3C)和放電(公式3D)所需的脈衝寬度調製脈衝寬度t PWM (用於任何IN^和NSTP的組合)可以預先計算、編碼成脈衝寬度控制碼，並使用對應的IN^和NSTP(記為(IN^，NSTP))組合作為位址存儲在一放電脈衝寬度查找表和一充電脈衝寬度查找表。請注意，存儲在查找表中的值不是實際的脈衝寬度調製脈衝寬度，而是用於生成所需的脈衝寬度調製脈衝的控制碼。
當這種表在(使用一組特定(IN^，NSTP)作為位址)查找時，針對IN^和NSTP的特定組合，對應或代表預先計算的一脈衝寬度控制碼的表項(entry)將被取回，並且此脈衝寬度控制碼可以被用來產生脈衝寬度調製脈衝，其脈衝寬度t PWM 將產生正確量的電流Ich(或Idis)，以根據公式3C產生所需的能量注入(或根據公式3D產生所需的能量提取)，使得負載13兩端跨壓VL改變NSTP×△V(或-NSTP×△V)。
因此，在每個切換週期內，對應於時脈信號CK1的一週期，由控制電路103計算的狀態控制信號STA和步距數值NSTP的值，將與上採樣輸入信號 IN^的值結合到一位址(STA，IN^，NSTP)，以選擇和存取放電脈衝寬度查找表和充電脈衝寬度查找表的內容，並取回預先計算的一控制碼，由脈衝寬度調製控制電路151使用據以生成具有相對應脈衝寬度的脈衝寬度調製信號SD、SU。
請參考第3圖，第3圖是本申請實施例脈衝寬度調製控制電路151的示意圖。如第3圖所示，脈衝寬度調製控制電路151(或等效地，脈衝寬度調製控制器16)包括記憶體203、數模轉換器(digital-to-analog converter，DAC)205、比較器206、鋸齒波形產生器204和多工器(multiplexor)208。脈衝寬度調製控制電路151通過充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202生成脈衝寬度調製信號SU和SD，其中充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202存儲在記憶體203中。控制信號SD*產生方式類似，為了簡潔省略。控制電路103計算狀態控制信號STA以用來在充電脈衝寬度查找表201(當STA=CHARGE)和放電脈衝寬度查找表202(當STA=DISCHARGE)選擇一合適者。對應於特定放電脈衝寬度或特定充電脈衝寬度的特定表項可以使用上採樣輸入信號IN^和步距數值NSTP作為位址來進行選擇。所選擇/特定表項(即脈衝寬度控制碼)可能是6位元到10位元寬(6-bit to 10-bit wide)，所選擇/特定表項將被數模轉換器205轉換成一特定類比電壓電平，比較器206可將這特定類比電壓與單觸發(one-shot)鋸齒波形產生器204所輸出的鋸齒脈衝進行比較，以產生一脈衝，此脈衝的寬度將被由鋸齒波形和特定類比電壓之間交點來決定。當狀態控制信號STA未指示閒置操作(即STA≠IDLE)時，鋸齒波形產生器204在每個切換週期期間產生一鋸齒波脈衝。請注意，鋸齒脈衝可以可選地具有平坦的尖端，此尖端的寬度對應於預設的最小脈衝寬度。由比較器206產生的脈衝是根據狀態控制信號STA指示一充電操作或一放電操作(即STA=CHARGE？)，通過多工器208輸出脈衝寬度調製信號SU或脈衝寬度調製信號SD。
在本申請中，具有或不具有平坦尖端的鋸齒形脈衝的波形被命名為鋸齒狀波形(sawtooth-like waveform)。在第4、6、7圖標號204的曲線繪示具有平坦尖端的鋸齒狀波形。本領域技術人員可以進行修改或相應地改變，而不限於此。
須注意，第3圖所示正極性的鋸齒脈衝和脈衝寬度調製脈衝僅用於說明且在其他實施例中可能是負極性的鋸齒脈衝和脈衝寬度調製脈衝。此外，除了第3圖的151使用模數轉換器和比較器外，脈衝SU或SD還可使用數位計數器和數位比較器來產生(僅舉一種產生脈衝SU或SD的替代方案)。因此，本申請公開的概念不限於第3圖所示的細節。
為了儘量減少鎖存(latching)數模轉換器205的輸入和鋸齒波形產生器204的啟始之間的等待時間(latency)，當控制電路103正在計算狀態控制信號STA和步距數值NSTP時，可將數模轉換器205的輸出預置到一特定值，使得數模轉換器205的輸出靠近鋸齒脈衝的起始電壓電平。
例如，請參考第4圖，第4圖為本申請實施例脈衝寬度調製控制電路151的操作時序圖。如第4圖所示，對輸入為0x3f(對6位元輸入(或表項)為最大輸入值，其對應於最大放電脈衝寬度或最大充電脈衝)，數模轉換器205的輸出可以對應於稍微高於0V的電壓電平，同時對輸入為0x00(最小輸入值)，數模轉換器205的輸出可以對應於略低於鋸齒波形產生器204所產生的(鋸齒脈衝的)平坦尖端部分的電壓電平。在第4圖的例子中，每個CK1週期對應於如垂直虛線所示的CK0的16個週期。在時脈信號CK1的一週期CYt的前7個時脈信號CK0週期 中，數模轉換器205可以在一預先設定狀態(將在稍後討論)，使得數模轉換器205的輸出穩定(settle)在0V。然後，在週期CYt的第8個時脈信號CK0(週期)的上升緣(rising edge)，充電脈衝寬度查找表201或放電脈衝寬度查找表202的輸出被數模轉換器205鎖存，在鋸齒波形產生器204所產生的鋸齒脈衝開始上升前，數模轉換器205的輸出將具有1個時脈信號CK0週期來進行穩定。需要注意的是，對於數模轉換器205的大的信號轉變(如輸入至數模轉換器的是0x30時的輸出擺幅)，鋸齒波脈衝的相關電壓電平將在鋸齒脈衝開始後6個時脈信號CK0週期到達，而可用低功率數模轉換器電路作為數模轉換器205。
上採樣輸入信號IN^的解析度明顯過高(在上述實施例中可能高達18位元)。因此，(包括符號位元的)8個最高有效位(Most Significant Bit，MSB)的上採樣輸入信號IN^被用來作為充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202的位址(如第3圖中的IN^[19：12])，其對兩個查找表產生31V/256=121mV的每表項△V解析度，且在大多數情況下應具足夠精細的解析度。
在利用充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202下，驅動電路10可視為由28=256個直流對直流轉換器的集合所組成，其中每個經優化以在VL的嚴格特定範圍內產生對應於步距數值NSTP的所需電壓變化n△V。在本質上，通過以位址(STA，IN^，NSTP)對充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202定址，可(對充電電路12或放電電路14)發展預優化的直流對直流轉換器。此專用直流對直流轉換器的任務是根據公式3C和公式3D生成預先優化的脈衝寬度調製脈衝，並根據步距數值NSTP生成所需VL的電壓變化n△V。
從系統角度看，系統10的元件(從201~208)、充電電路12或者放電 電路14組合以形成系統，其中步距數值NSTP被映射到線性化的電壓變化n△V(具明確定義的單位步距大小△V)。換句話說，充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202可以視為預失真濾波器(pre-distortion filters)的集合，其中如C 13(V PZT )的電壓依賴性、數模轉換器205、比較器206、充電電路12和放電電路14的組合非線性度、由於V m 而在公式3C和公式3D之間的差異等等因素，被合併成一全涵蓋公式(full dynamic range)，然後通過細分割VL的全動態範圍為窄△VL的細分部的集合將其分段線性化(piecewise linearized)(查找表的列(row)，對應於IN^)，然後將一組預先計算的脈衝寬度填入這些△VL的細分部的各者(查找表的欄，對應於NSTP)，使得驅動電路10在負載13的負載電容器產生所得電壓變化n△V線性相關於步距數值NSTP。
注意，第3圖所示的充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202的位址是(IN^[19：12],NSTP)，這是最靈活和直接的方式來涵蓋上採樣輸入信號IN^和步距數值NSTP的任何種類的關係。
常規數模轉換器接收連續變化的輸入信號，而常規數模轉換器的輸出需要產生連續類比信號以相應於輸入，且常規數模轉換器的關鍵參數之一是其輸出在兩連續輸入值變化之間穩定所需的時間(即穩定時間)。換句話說，對於在常規數模轉換器中，每個轉換週期中，(輸入數位碼和輸出電壓電平兩者的)起始點，可以在常規數模轉換器的規格之內的任何地方，而結束點也可以在常規數模轉換器的規格之內的任何其它地方，且常規數模轉換器的輸出需要能夠在週期時間內從起始電壓電平轉換到結束電壓電平。如第4圖所示時序圖結合相關討論，這些操作條件不需要限制數模轉換器205的實現，鋸齒波形的斜坡(ramp)可以在數模轉換器輸出的大幅度擺幅穩定之前開始。
然而，請參考第5圖，第5圖是本申請實施例一脈衝寬度調製控制電路155的示意圖。當脈衝寬度調製脈衝寬度(或脈衝寬度控制碼)TSW對給定值的上採樣輸入信號IN^對不同值的NSTP可以表示為TSW=A×NSTP+B時，則28×NSTP個表項的表可以簡化為28x2個表項(A和B為2)的表，用於數模轉換器205的輸入的特定表項可以通過加法和乘法提取：A×NSTP+B。即使充電脈衝寬度查找表201’和放電脈衝寬度查找表202’的尺寸減少，生成數模轉換器205的輸入的複雜性將隨之提升。此外，雖然第3圖的151的示意可以處理關於NSTP的任意關係，第5圖的155的示意只能處理脈衝寬度調製脈衝寬度t PWM 線性相關於NSTP的情況。
另一種最小化充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202的大小的方法是檢查表表項、識別具有相同輸出的表項、用公共表項替換這些表項、然後使用邏輯最小化等技術優化生成的位址內容映射(address-content mapping)。
在上述實施例模數轉換器週期和直流對直流切換週期之間具有1對1的關係。在其他實施例中，可以實現模數轉換器107的一個模數轉換器週期對應於多個切換週期。
請參考第6圖，第6圖為本申請實施例脈衝寬度調製控制電路151的另一操作時序圖。如第6圖所示，模數轉換器107在下粗箭頭(輸入)採樣其輸入，在上粗箭頭(輸出)完成模數轉換，在週期CYt-2 & CYt-1、CYt & CYt+1和CYt+2 & CYt+3之間的第14個CK0的下降緣(falling edge)產生FB，並在時脈信號CK0的 後續八週期中產生步距數值NSTP和狀態控制信號STA，其對於模數轉換器107的每個採樣將用於兩個直流對直流切換週期。
在一實施例中，控制器103可以在來自充電脈衝寬度查找表201或放電脈衝寬度查找表202的兩表項之間執行線性內插，以實現比預先計算△V的步距更精細的△V解析度。例如，自一個直流對直流切換週期根據對應△V=120mV的一查找表表項和自三個直流對直流切換週期根據對應△V=90mV的一查找表表項，可以得到輸出VL的97.5mV的電壓變化△V的表項，也就是使用Look_up(120mV)+3×Look_up(90mV)+2)/4來替代Look_up(97.5mV)。相較於將電路12和電路14的解析度放大四倍並將充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202擴大4倍，線性內插的實現更經濟。
請參照第7圖，第7圖是本申請實施例脈衝寬度調製控制電路151的另一操作示意圖。如第7圖所示，從模數轉換器107的每個採樣所計算的步距數值NSTP和狀態控制信號STA被施加到四個直流對直流切換週期，而不是如第6圖所示兩個直流對直流切換週期。因此，相較基於第6圖所示的實施例，基於第7圖所示的實施例以損失輸出解析度水準的1/2為代價，將削減模數轉換器107、充電脈衝寬度查找表201、放電脈衝寬度查找表202和數模轉換器205消耗功率為一半。系統設計者可以在第6圖和第7圖之間進行選擇，取決於各設計的優先需求。或者，控制電路103可在第6圖和第7圖之間配置一動態開關，其可直接從主機電腦(host computer)控制，或通過偵測輸入信號IN的預定條件，如輸入信號IN<MAX_VALUE/32(-30dB，峰對峰值
Figure 110127825-A0305-02-0030-57
1V)表示最有可能需要的較低的功耗。
電源抑制比(Power-supply-rejection-ratio，PSRR)是任何音訊放大 器的關鍵參數。假設一高穩定性帶隙電壓基準(bandgap voltage reference)被用來控制模數轉換器107的操作，驅動電路10(其輸出由模數轉換器107控制)可表現出高的電源抑制比，而不需明確電路專門處理電壓源11的波動。在電壓源11的電壓電平可以廣泛地變化的情況下，且可能希望通過擴大充電脈衝寬度查找表201和放電脈衝寬度查找表202至多個細分部(subdivision)，以進一步改進電源抑制比，各細分部包含預先計算的脈衝寬度調至VS的一特定範圍，例如，[5.1V~5.36V]、[5.37V~5.63V]、[5.64~5.9V]，且查找表201和202的位址可以被擴增為(VSR,IN’,NSTP)，其中，VSR是由一VS監視電路產生的VS範圍指示符(indicator)，使得當電源/源電壓VS發生變化時，從查找表取回的特定預先計算的脈衝寬度將自動調整，以根據如公式3C和/或公式3D的全涵蓋公式來補償電源/源電壓VS的變化。
請繼續參考第4圖驅動電路10中各區塊之間的時序關係。需要注意的是，在模數轉換器107中的採樣保持在週期CYt所取樣的信號將在週期CYt+1產生電流Ich/Idis，其在負載13兩端的相應變化將被模數轉換器107中的採樣保持在週期CYt+2取樣。這意味著這些信號之間存在1切換週期延遲(1-switching-cycle delay)。請同時參考第6圖和第7圖，其中可能存在超過1切換週期的延遲。這種延遲，如果沒注意，可能會導致振盪，因此需要小心處理。濾波器106管理這種不穩定性的因素，以實現高度穩定操作和高信噪比。
須注意，在上述實施例中，在具有充電電路12(作為升壓轉換器)和放電電路14(如降壓轉換器)的驅動電路10中使用脈衝寬度調製控制器16。在其他實施例中，脈衝寬度調製控制器16可應用於具有其他充電和放電的電路配置的驅動電路(例如美國申請號17/022,106的其他電路配置或能夠以不同的控 制信號形成充電電流和放電電流的4電晶體雙向電路(4 transistor bidirectional circuit))。
從更廣的角度來看，本申請中心概念是關於利用如201和202的映射表，以將任何系統(如第1圖的電壓放大器10)的映射控制的輸入輸出值細分成的多個小區域(如第3圖中對應於IN^[19：12]的256區域)，然後以一組預先計算的輸出值控制信號對每個小輸入輸出映射區域內的系統行為進行建模(例如由第3圖中的NSTP定址而對應於各IN^[19：12]的多個表項)。注意，此通用方案的應用是未受限制的：不限於系統10，不限於充放電操作，不限於電壓輸出系統，當然不限於例如256細分等任何實施例細節。
另一方面，當充電電路12的輸出VL非常接近0V(參見公式3C)或放電電路14的輸出VL高於VS很多(參見公式3D)時，脈衝寬度調製寬度TSW(即公式3C及公式3D中t PWM )可能變得很窄，而須非常精確地控制。為了實現這種精細控制的脈衝寬度調製脈衝寬度TSW，可能需要高解析度數模轉換器(例如12或14bps)來實現數模轉換器205。然而，這樣的精細解析度僅在當脈衝寬度很窄時需要，因此以輸出對應到k v的指數數模轉換器將是數模轉換器205更有效的實施方式。例如，212的範圍可以用1.1411463進行編碼，其中k=1.14114，v=0~63。因此，本申請使用6位元來表示需要接近212線性碼來線性表示的範圍，因此表示數模轉換器電路的複雜度降低了2(12-6)
Figure 110127825-A0305-02-0032-59
64倍。
請參照第8圖和第9圖。第8圖是本申請實施例數模轉換器205的示意圖。第9圖是本申請實施例第8圖所示的數模轉換器205的操作時序圖。如第8圖所示，數模轉換器205包括多個參考模組M0~M63、一預充電開關SC、一輸出 電容器CS、一共用開關ST及一放電開關SP。參考模組M0~M63被相互並聯連接(connected in parallel)，每個參考模組Mn包括串聯連接(connected in series)的參考電容器Cn和參考電阻器Rn。
輸出電容器CS包括一第一端耦接到接地，以及一第二端用於輸出特定類比電壓VA。放電開關SP被耦接在輸出電容器CS的第一端和第二端之間。預充電開關SC包括一第一端耦接到參考電壓VREF，和一第二端。在實施例中，參考開關S0~S63包括多個第一端連接到預充電開關SC的第二端，和多個第二端。參考電容器C0~C63包括多個第一端個別耦接到對應開關S0~S63的第二端，和多個第二端耦接至接地。電荷再分配/共用開關ST被耦接在輸出電容器CS的第一端和參考電容器C0~C63的第一端之間。
這樣的結構下，在數模轉換器205可利用電荷再分配方案來對特定表項(控制碼)執行數模轉換，以產生特定類比電壓VA。詳細地說，如第8圖和第9圖所示，在一前置階段(表示為時間段T0)，放電開關SP、預充電開關SC和參考開關S0~S63導通(邏輯1)而電荷再分配開關ST關斷(邏輯0)，以對輸出電容器CS放電(使輸出電容器CS兩端跨壓達到0V)並對參考電容器C0~C63預充電(使參考電容器C0~C63兩端跨壓達到參考電壓VREF)。前置階段的最後，放電開關SP、預充電開關SC和參考開關S0~S63的一子集(其未被特定表項選擇)先導通。(足以避免電流直射而通過VREF→SC→ST→SP→接地)短瞬間之後，通過導通電荷再分配/共用開關ST開始轉換階段(表示為時間段T1)，使得電流開始從參考電容器C0~C63中的(特定表項選擇以經由對應的參考開關S0~S63保持連接到電荷再分配開關ST的)子集流動來對輸出電容器CS充電，以產生特定類比電壓VA。
此外，數模轉換器205還包括一解碼電路24。解碼電路24用於接收由脈衝寬度調製控制電路151/155(或等效地由脈衝寬度調製控制器16)獲得的脈衝寬度控制碼，並依據脈衝寬度控制碼進行解碼操作以產生多個控制信號S0~S63，以控制多個參考開關S0~S63。解碼操作可以是溫度計解碼(thermometer decoding)、二進位解碼(binary decoding)或單熱(1-hot)解碼等。第8圖和第9圖中，SP、ST和S0~S63不僅表示開關而且還表示相應的開關控制信號。
在數模轉換器電路205的第一實施例甲中，參考電容器C0~C63和輸出電容器CS的參考電容值配置為一指數順序Cn=12fF*1.167n、n=0-63、CS=C63，且在轉換階段，參考開關S0~S63中一者且只有一者保持導通，即單熱解碼器。在轉換階段中，當電荷重新分配開關ST導通，特定類比電壓VA所穩定的電壓可計算為
Figure 110127825-A0305-02-0034-18
，使得特定類比電壓VA可根據特定表項的數位值具有在VREF/2(當n=63)和略高於接地電位(當n=0時)之間的電壓電平。如此一來，對於充電電路12當VL→0V的電壓變化+△V，或對於放電電路14當VL>>VS的電壓變化-△V，數模轉換器205可精確地控制脈衝寬度TSW。
在數模轉換器電路205的一替代實施例乙中，C0=12Ff，而對於n=1-63，Cn=12fF*(1.167n-1.167n-1)(多個依序相加的參考電容值為指數順序
Figure 110127825-A0305-02-0034-40
C i =12fF*1.167n)，而參考開關S0~S63可以由溫度計解碼器控制，即在重置階段結束時，當放電開關SP從邏輯高電平變為低電平，參考開關Sn+1~S63關斷，而參考開關S0~Sn維持導通，且
Figure 110127825-A0305-02-0034-41
C i (即多個參考電容值的總參考電容值)。因此，實施例乙與前一實施例甲在n個關係中特定類比電壓VA具有同一電壓電平。
實施例乙比實施例甲具有需要較少總電容值的優點，由於電容值耗用矽，因此採用實施例B顯然較有利。然而，對於小的n，參考電容器Cn的電容值在實施例乙中可以是非常小的。例如，對於C1=12fF x (1.167-1.1670)=2fF，這是非常小的，且在單晶片實現中，實際電容值很容易在晶片之間有大波動比率。因此，可以採用實施例甲和實施例乙之間的混合來實現實施例丙，即，對於n<m，將Cn實現為單熱方案，對於n
Figure 110127825-A0305-02-0035-60
m，將Cn實現為溫度計碼。
例如，在實施例丙中假設m=13，針對溫度計碼下參考電容器C13的對應電容值為C13=12fF x (1.16713-1.16712)=12.786fF，即使用混合編碼方案的實施例丙，最小電容值將是C0=12fF。意即，如參考電容器C0~C12的參考電容值和(依序相加參考電容器C13~C63的參考電容值的)參考電容值是指數順序，以及輸出電容器CS的輸出電容值等於多個第二參考電容值的總參考電容值。因此，實施例丙集對參考電容器Cn的電容值的大小波動設定上限，且減少所需的總電容值。
在數模轉換器電路205的另一實施方案丁中，參考電容器C0~C63的參考電容值可以全部等於12fF(其暗示參考電容器C0~C63的參考電容值相同或大致相同的)，且使CS的電容值是
Figure 110127825-A0305-02-0035-42
C i =8×C0=96fF。當參考開關S0~S63以二進位碼或溫度計碼編碼/解碼，為了用於控制碼n而產生的VA可以表示為：VA n
Figure 110127825-A0305-02-0035-22
。注意，VA的變化是非線性且在n增加時減少。例如，對於n=0→1,△VA0→1=VA1-VA0=2/10-1/9
Figure 110127825-A0305-02-0035-61
0.088889×VREF且對於n=62→63,△VA62→63=VA63-VA62=64/72-63/71
Figure 110127825-A0305-02-0035-62
0.001565×VREF且比值△VA0→1：
Figure 110127825-A0305-02-0035-23
。換言之，對n=62→n=63脈衝寬度調製脈衝 寬度TSW的增量是56.8，較對n=0→n=1脈衝寬度調製脈衝寬度TSW的增量精細。通過以向上擺動鋸齒斜坡替換第9圖所示向下擺動斜坡，並通過以n’=63-n更換n，基於實施例丁的數模轉換器205可以在n’是小的時產生一系列具精細步距脈衝寬度TSW的准指數(quasi-exponential)脈衝寬度調製脈衝，且適合用於控制充電電路12或放電電路14。
換言之，在一實施方案中，參考電容器C0~C63的參考電容值相同。參考開關S0~S63由控制信號控制，並且控制信號相應於一控制碼(例如，脈衝寬度控制碼)或根據控制碼(例如，脈衝寬度控制碼)生成。在一實施例中，參考開關S0~S63的控制信號可以由解碼電路24根據(脈衝寬度)控制碼產生。
數模轉換器205轉換(脈衝寬度)控制碼為類比電壓VA。不同於本領域常規的數模轉換器，在本申請中，當n增加時模擬差值△VA n =△VA(n-1)→n =VA n -VA n-1可以單調(monotonically)增加或單調減少。這裡，n可以代表由相應的控制碼來表示的或控制碼本身的(數位)值。(n-1)代表控制碼n所接續(consecutive)的控制碼的值或(控制碼n所接續的)控制碼本身。△VAn是隨著n增加而增加還是△VAn隨著n增加而減少，取決於解碼操作或解碼電路24如何產生控制信號。只要VAn與控制碼值n具有單調(增加或減少)的關係，即滿足本申請的需求。
此外，參考模組M0~M63的等效電容值Ceq可以與控制碼值n具有單調(增加或減少)的關係。此外，假設K表示轉換階段內對應於控制碼n導通的參考開關的數量，數量K可與控制碼值n具有單調(增加或減少)關係，特別是在所有參考電容值相同的情況下。因此，隨著等效電容值Ceq增加，模擬差值△VAn 可以單調增加或單調減少，或者，隨著數量K增加，模擬差值△VAn可以單調增加或單調減少。
此外，類比電壓VA與控制碼值n具有非線性關係。非線性度表示(在一角度來看)數模轉換器205產生的類比電壓VA具有VA n+k ≠VA n +VA k 的屬性，其中VA n/k 表示的對應於控制碼n/k的類比電壓。
數模轉換器205產生特定類比電壓VA後，特定類比電壓VA與鋸齒波形產生器204所產生的鋸齒脈衝進行比較。如第9圖所示(第9圖及第3圖所示的鋸齒脈衝為正且向VREF/2或VREF斜升，在其它實施例中鋸齒脈衝可為負且向接地斜升，而修改其相應操作)，時間段T1存在數模轉換器的轉換階段的開始和鋸齒波形產生器204所產生的鋸齒脈衝的斜坡的開始之間。時間週期T1允許電流流過共用開關ST以在鋸齒脈衝開始斜坡前穩定，時間段T1是由電荷再分配開關ST和開關S0的Ron、參考電容器C0和輸出電容器CS的電容值所決定。
相較於如R-2R結構的常規數模轉換器，由於與共用開關ST相關聯的電容值Cgs幾乎可以總是比(CS+
Figure 110127825-A0305-02-0037-65
C i )小100倍，時間段T1本質上是獨立於數模轉換器205的整體功耗，其主要由輸出電容器CS和參考電容器C0~C63的功耗決定，其上限在實施例甲為C63*VREF2*f而在實施例乙為
Figure 110127825-A0305-02-0037-25
C i *VREF2*f。
在一週期TC的前置階段(時間段T0)，參考電容器C0~C63可以被預充電到參考電壓VREF且輸出電容器CS被預放電。在隨後的轉換階段，部分參考電容器C0~C63可以經由連接到輸出電容器CS進行部分放電。需要注意的是，對於在轉換階段未連接到輸出電容器CS的一電容器Ci(即，相應的參考開關Si 關斷)，電荷被保持到下一週期TC，因此不消耗功率。僅在週期TC中連接到輸出電容器CS的一電容器Cj，將被再充電以補充在轉換階段期間轉移到CS的電荷。換句話說，基於特定表項的輸入碼，每個週期TC的功耗自動最小化，特定類比電壓VA愈小，週期TC的功耗也愈小。
注意，鋸齒波形產生器204所產生的鋸齒脈衝和參考電容器C0~C63之間的關係，和第8圖和第9圖所示的輸出電容器CS的預放電，只繪示數模轉換器205和脈衝寬度調製控制電路151的操作，可以利用其他組合來實現類似的結果，並且所有這些變化都在本申請的範圍內。
雙向電路的拓撲不限於第1圖所示，亦可以使用其他雙向電路，比如第10圖所示公開於美國專利申請號17/352,346的4電晶體(4-transistor，4T)電路。第10圖示出了包括脈衝寬度調製控制器16和雙向電路A24的驅動電路A0，其是能夠形成從電壓源11到負載13的充電電流Ich並形成從負載13回到電壓源11的放電電流Idis的4電晶體雙向電路。此外，對於源自升降壓轉換器的雙向電路A24，VL>VS的限制不適用，且在申請號17/352,346中說明了各種方案以允許VL的電壓電平高於、低於、越過VS的電壓電平，只要脈衝寬度調製控制器16適應性產生脈衝寬度調製控制信號SP1~SP4，而脈衝寬度調製控制信號SP1~SP4適用於控制申請號17/352,346的4電晶體電路即可。這種修改對於電子設計領域的技術人員來說是顯而易見的，並且為了簡潔在此省略。
總之，本申請的驅動電路的操作可如第11圖歸納成一流程B0。流程B0包括了以下步驟。
步驟B02：接收一輸入信號和來自一負載的一反饋信號。
步驟B04：根據輸入信號和反饋信號產生多個脈衝寬度調製信號。
步驟B06：根據多個脈衝寬度調製信號，以雙向電路驅動負載，使得輸入信號和反饋信號大致互相成比例(例如正比)，其中，輸入信號是時變信號。
步驟B02的細節可以如第12圖所示表示為流程C0。流程C0包括以下步驟。
步驟C02：根據輸入信號和反饋信號判斷一差值。
步驟C04：產生具有一脈衝寬度的脈衝寬度調製信號，其中根據差值決定脈衝寬度。
如在上面所討論的，脈衝寬度可以經由取出存儲在記憶體的查找表獲得，但不限於此。脈衝寬度可以經由線上計算、以積體電路為重點的模擬程式(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis，SPICE)模擬、校正或物理測量得到，這也是本申請的範圍之內。
流程B0和C0的詳細資訊可參考上面段落，為了簡潔不在此贅述。
綜上所述，本申請根據輸入信號和反饋信號之間數位域的差值來決定各切換週期是一充電週期、一放電週期或閒置，並根據預先計算的充電/放電脈衝寬度控制碼查找表，決定在充電週期的充電脈衝或放電週期的放電脈衝。此外，為了在充電中對電壓變化△V接近0或在放電中電壓變化△V接近最大值，本申請的數模轉換器205的電路配置可精細地控制脈衝寬度TSW。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化 與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
10:驅動電路
11:電壓源
12:充電電路
13:負載
14:放電電路
16:脈衝寬度調製控制器
101:上採樣器
102:上採樣濾波器
103:控制電路
104:鎖相回路
105:時脈分頻器
106:濾波器
107:模數轉換器
108:差動放大器
124:雙向電路
151:脈衝寬度調製控制電路
S1,S2,S3:開關
D1,D2:二極體
L1,L2:電感器
Ich:充電電流
Idis:放電電流
VL,VS:電壓
SU,SD:脈衝寬度調製信號
IN:輸入信號
FB1:反饋信號
CK0:時脈信號
CK1:時脈信號
IN^:上採樣輸入信號
Vp2n:單端反饋信號
STA:狀態控制信號
FB:數位反饋信號
SD*:控制信號
NSTP:步距數值
k:縮放控制信號

Claims (28)

  1. 一種驅動方法，用於一驅動電路，該驅動電路包括耦接在一電壓源和一負載之間的一雙向電路，該方法包括：接收一輸入信號和來自該負載的一反饋信號；根據該輸入信號和該反饋信號，產生複數個脈衝寬度調製信號；以及根據該複數個脈衝寬度調製信號，通過該雙向電路驅動該負載，使得該輸入信號和該反饋信號大致上互相成正比，其中，該輸入信號是一時變信號；其中，根據該輸入信號和該反饋信號，產生該複數個脈衝寬度調製信號中一脈衝寬度調製信號的步驟包括：根據該輸入信號和該反饋信號判斷一差值；根據該差值，從一查找表中取出一脈衝寬度控制碼，其中根據該脈衝寬度控制碼對應於該差值的一脈衝寬度，該查找表存儲在一記憶體中；以及根據該脈衝寬度控制碼，產生具有該脈衝寬度的該脈衝寬度調製信號。
  2. 如請求項1所述的驅動方法，其中從該查找表中取出該脈衝寬度控制碼的步驟包括：根據該輸入信號獲得一第一位址；以及根據該第一位址從該記憶體中取出該脈衝寬度控制碼。
  3. 如請求項2所述的驅動方法，其中從該查找表中取出該脈衝寬度控制碼的步驟包括：對該輸入信號進行一上採樣操作，以獲得一上採樣輸入信號；以及 根據該上採樣輸入信號獲得該第一位址。
  4. 如請求項2所述的驅動方法，其中從該查找表中取出該脈衝寬度控制碼的步驟包括：根據該差值決定一步距數值；根據該步距數值獲取一第二位址；以及根據該第一位址和該第二位址從該記憶體中取出該脈衝寬度控制碼；其中，該雙向電路在一切換週期內驅動該負載以具有一電壓變化，該電壓變化與該步距數值成正比。
  5. 如請求項2所述的驅動方法，其中產生具有該脈衝寬度的該脈衝寬度調製信號的步驟包括：根據該差值決定一步距數值；根據該第一位址從該記憶體中取出至少一脈衝寬度控制碼；根據該至少一脈衝寬度控制碼和該步距數值計算一脈衝寬度控制碼；以及產生該脈衝寬度調製信號，該脈衝寬度調製信號具有對應於該脈衝寬度控制碼的該脈衝寬度；其中，該雙向電路在一切換週期內驅動該負載以具有一電壓變化，該電壓變化與該步距數值成正比。
  6. 如請求項1所述的驅動方法，其中產生具有該脈衝寬度的該脈衝寬度調製信號的步驟包括：根據該差值得到與該脈衝寬度對應的一脈衝寬度控制碼；根據該脈衝寬度控制碼產生一電壓電平；產生一鋸齒狀參考波形；以及 比較該鋸齒狀參考波形與該電壓電平，以產生該脈衝寬度調製信號，該脈衝寬度調製信號具有對應於該脈衝寬度控制碼的該脈衝寬度。
  7. 如請求項1所述的驅動方法，包括：根據該輸入信號和該反饋信號，產生一第一脈衝寬度調製信號給該雙向電路以執行一充電操作；以及根據該輸入信號和該反饋信號，產生一第二脈衝寬度調製信號給該雙向電路以進行一放電操作；其中在該充電操作的一第一切換週期中，該雙向電路形成從該負載到該電壓源的一第一電流；其中，在該放電操作的一第二切換週期中，該雙向電路根據該第二脈衝寬度調製信號形成由該電壓源至該負載的一第二電流；其中，產生該第一脈衝寬度調製信號和該第二脈衝寬度調製信號的步驟包括：從一第一查找表中取出一第一脈衝寬度控制碼；從一第二個查找表中取出一第二脈衝寬度控制碼；產生具有一第一脈衝寬度的該第一脈衝寬度調製信號，該第一脈衝寬度根據該第一脈衝寬度控制碼決定；以及產生具有一第二脈衝寬度的該第二脈衝寬度調製信號，該第二脈衝寬度根據該第二脈衝寬度控制碼決定；其中，該第一查找表和該第二查找表存儲在一記憶體中。
  8. 如請求項1所述的驅動方法，其中根據該反饋信號，判斷該差值的步驟包括： 以一模數轉換器對該反饋信號進行一模數轉換，以獲得一數位反饋信號；以及根據該數位反饋信號計算該差值。
  9. 如請求項8所述的驅動方法，其中以該模數轉換器對該反饋信號進行該模數轉換的步驟包括：根據該輸入信號、一音量設定或一預掃描音樂檔，調整該模數轉換器的一動態範圍。
  10. 如請求項1所述的驅動方法，包括：根據該差值判斷該雙向電路進行一充電操作或進行一放電操作。
  11. 如請求項1所述的驅動方法，其中在一切換週期內該驅動電路對該負載所產生的一電壓變化是一單位電壓變化乘以一步距數值，該步距數值根據該差值決定，該脈衝寬度調製信號的該差值脈衝寬度根據該步距數值決定。
  12. 一種驅動電路，包括：一雙向電路，耦接在一電壓源和一負載之間，用於根據複數個脈衝寬度調製信號驅動該負載，使得該輸入信號和該反饋信號大致上互相成正比，其中，該輸入信號和該反饋信號為時變信號；一脈衝寬度調製控制器，耦接到該負載和該雙向電路，用於接收一輸入信號和從該負載接收一反饋信號，並根據該輸入信號和該反饋信號產生該複數個脈衝寬度調製信號； 其中，該脈衝寬度調製控制器根據該輸入信號和該反饋信號判斷一差值，並產生該複數個脈衝寬度調製信號中具有一脈衝寬度的一脈衝寬度調製信號，該脈衝寬度根據該差值決定；其中，該脈衝寬度調製控制器包括一記憶體，用於存儲一查找表；其中，該脈衝寬度調製控制器從存儲在該記憶體中的該查找表中取出一脈衝寬度控制碼；以及其中，該脈衝寬度調製控制器根據該脈衝寬度控制碼產生具有該脈衝寬度的該脈衝寬度調製信號，該脈衝寬度是根據該脈衝寬度控制碼決定。
  13. 如請求項12所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調製控制器獲得一第一位址，該第一位址根據該輸入信號產生；該脈衝寬度調製控制器根據該第一位址從該記憶體中取出該脈衝寬度控制碼。
  14. 如請求項13所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調製控制器包括：一上採樣器，用於對該輸入信號進行一上採樣操作，以得到一上採樣輸入信號；其中，該脈衝寬度調製控制器根據該上採樣輸入信號獲得該第一位址。
  15. 如請求項13所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調製控制器根據該差值決定一步距數值；該脈衝寬度調製控制器根據該步距數值獲取一第二位址；以及該脈衝寬度調製控制器根據該第一位址和該第二位址從該記憶體中取出該脈衝寬度控制碼； 該雙向電路驅動該負載在一切換週期內具有一電壓變化，且該電壓變化與該步距數值成正比；該脈衝寬度控制碼表示與該脈衝寬度對應的一脈衝寬度控制碼。
  16. 如請求項13所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調製控制器根據該差值決定一步距數值；以及該脈衝寬度調製控制器根據該第一位址從該記憶體中取出至少一脈衝寬度控制碼；該脈衝寬度調製控制器根據該至少一脈衝寬度控制碼和該步距數值計算一脈衝寬度控制碼；以及該脈衝寬度調製控制器產生具有該脈衝寬度的脈衝寬度調製信號，該脈衝寬度對應於該脈衝寬度控制碼；該雙向電路驅動該負載在一切換週期內具有一電壓變化，該電壓變化與該步距數值成正比。
  17. 如請求項12所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調製控制器包括：一數模轉換器，用於轉換該脈衝寬度調製控制器所取得的一脈衝寬度控制碼為一類比電壓；一波形產生器，用於產生一鋸齒狀參考波形；以及一比較器，用於比較該鋸齒狀參考波形與一電壓電平，並且產生一比較結果作為具有該脈衝寬度的該脈衝寬度調製信號，該脈衝寬度對應於該脈衝寬度控制碼。
  18. 如請求項17所述的驅動電路，其中該數模轉換器包括： 複數個參考模組，包括複數個參考電容器和複數個參考開關，其中該複數個參考模組相互並聯，每個參考模組包括串聯的一參考電容器和一參考開關；一輸出電容器，用於輸出該類比電壓；以及一共用開關，耦接於該輸出電容器與該複數個參考模組之間；其中，該複數個參考電容器的複數個參考電容值相同；其中，該複數個參考開關受複數個控制信號控制，且該複數個控制信號對應於該脈衝寬度控制碼；其中，該數模轉換器根據該脈衝寬度控制碼產生該類比電壓；其中，一第一控制碼對應的一第一類比電壓與一第二控制碼對應的一第二類比電壓之間的一類比差值，隨著該第一控制碼對應的一第一值增加而單調增加或單調減少；其中，該第一控制碼接續該第二控制碼。
  19. 如請求項18所述的驅動電路，其中該第一控制碼對應的該模擬差值隨著一第一數量增加而單調增加或單調減少；該第一數量代表在該第一控制碼對應的一第一階段導通的該參考開關的數量；該共用開關在該第一階段導通。
  20. 如請求項18所述的驅動電路，包括：一預充電開關，耦接到該複數個參考模組；以及一放電開關，耦接於該輸出電容器的兩端之間； 其中，在該共用開關導通的一第一階段，該預充電開關和該放電開關斷開；其中，在該共用開關斷開的一第二階段，該預充電開關和該放電開關導通。
  21. 如請求項20所述的驅動電路，其中在該第一階段，一第一數量的該參考開關導通，且一第二數量的該參考開關斷開；在該第二階段，該參考開關導通。
  22. 如請求項20所述的驅動電路，其中該預充電開關的一端接收一參考電壓。
  23. 如請求項12所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調製控制器包括：一記憶體，用於存儲一第一查找表和一第二查找表；其中，該脈衝寬度調製控制器從存儲在該記憶體中的該第一查找表中取出一第一脈衝寬度控制碼；以及其中，該脈衝寬度調製控制器從存儲在該記憶體中的該第二查找表中取出一第二脈衝寬度控制碼；其中，該脈衝寬度調製控制器產生具有一第一脈衝寬度的一第一脈衝寬度調製信號，該第一脈衝寬度根據用於一充電操作的該第一脈衝寬度控制碼決定；其中，該脈衝寬度調製控制器產生具有一第二脈衝寬度的一第二脈衝寬度調製信號，該第二脈衝寬度根據用於一放電操作的該第二脈衝寬度控制碼決定。
  24. 如請求項12所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調製控制器包括：一模數轉換器，用於對該反饋信號進行一模數轉換，以獲得一數位反饋信號；其中，該脈衝寬度調製控制器根據數位反饋信號計算差值。
  25. 如請求項12所述的驅動電路，其中該脈衝寬度調變控制器根據該差值判斷該雙向電路進行一充電操作或進行一放電操作。
  26. 如請求項12所述的驅動電路，其中在一切換週期內該驅動電路對該負載所產生的一目標電壓變化是一單位電壓變化乘以一步距數值，該步距數值根據該差值決定，且該脈衝寬度調製信號的該脈衝寬度根據該步距數值決定。
  27. 如請求項12所述的驅動電路，其中該雙向電路包括：一充電電路，用於根據一第一脈衝寬度調製信號形成從該電壓源到該負載的一第一電流；以及一放電電路，用於根據一第二脈衝寬度調製信號形成從該負載回到該電壓源的一第二電流。
  28. 如請求項12所述的驅動電路，其中該雙向電路包括：一第一開關，包括：一第一端，耦接至該電壓源；以及一第二端；一第二開關，包括：一第一端，耦接至該第一開關的該第二端；以及 一第二端；一電感器，包括：一第一端，耦接到該第一開關的該第二端和該第二開關的該第一端；以及一第二端；一第三開關，包括：一第一端，耦接到該電感器的該第二端；以及一第二端，耦接到該電容性負載的該第一端；以及一第四開關，包括：一第一端，耦接到該電感器的該第二端和該第三開關的該第一端；以及一第二端；其中，該第一開關、該第二開關、該第三開關和該第四開關由該脈衝寬度調製控制器根據該輸入信號和該輸出信號產生的該複數個脈衝寬度調製信號控制。
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