TWI405412B - 調變系統之混合信號控制裝置 - Google Patents

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Description

調變系統之混合信號控制裝置
本發明係關於一種混合信號控制裝置(mixed-signal control apparatus)。
在一般電子產品上常常使用調變系統來調變某種被控制量X(例如電壓、電流、頻率、振幅、相位、脈寬等等)。例如，直流-直流轉換器(DC-DC converter)就是其中一種調變系統。直流-直流轉換器可以將輸入電壓調變成額定準位的輸出電壓Vo。類比的控制裝置可以非常精準的控制該調變系統的額定被控制量X。原則上，在類比控制的世界中，被控制量X可以調整至任何所需要的準位，僅受限於迴路增益，熱效應以及雜訊的干擾所影響。
在調變系統的數位化控制技術上，通常採用混合信號控制裝置來控制該調變系統。混合信號控制裝置使用量化元件將調變系統所輸出類比域(analog domain)的被控制量X轉換至離散域(discrete domain)，以便利用數位技術加以控制/運算，然後產生數位控制信號。最後再由另一量化元件將數位控制信號轉換回類比域的控制信號，以便控制該調變系統額定的被控制量X。
使用傳統混合信號控制裝置可能會造成之影響包括，一是極限振盪(limit cycle)，一是製程-電壓-溫度(Process Voltage Temperature,PVT)變異性。一般為了降低功率消耗，所以大量的使用延遲元件(delay cell)的架構來設計，這種架構因為沒有很精準的參考電路或是校正電路，所以PVT變異性的影響很大。
從數位控制來看，其量化元件斷續且有限的設定點是造成「極限振盪」的結果。此量化元件乃指「類比數位轉換單元」以及「數位類比轉換單元」。極限振盪是數位類比轉換單元與類比數位轉換單元的解析度不匹配所造成輸出電壓彈跳的現象。一般所謂解析度，就以設定點的多少作決定。以2進制控制系統而言，n位元的控制字元代表可產生2n 的設定點狀態，以此代表2進制控制系統的解析度。以一個切換式電源系統為例，若以2n 的資料量(解析度)去調變脈波寬度，則其量化區間(quantization step)可以VIN/2n 來表示。
假如數位類比轉換單元的解析度低於類比數位轉換單元，那麼類比數位轉換單元的最低有效位元(Least Significant Bit,LSB)會因為數位類比轉換單元所調整出的輸出電壓無法配合類比數位轉換單元的解析度而一直改變，這結果會使得系統無法鎖住輸出電壓，而會產生輸出電壓彈跳的現象，這種現象我們稱之為「極限振盪」。如圖1所示，類比數位轉換單元的量化區間為q ADC ，而數位類比轉換單元的量化區間是q DAC 。數位類比轉換單元控制該調變系統所輸出的被控制量(例如是輸出電壓Vo)無法配合類比數位轉換單元的解析度而一直改變，使得系統無法鎖住輸出電壓Vo而產生彈跳現象。
極限振盪是所有含回授控制的混合信號電路(同時具有類比信號與數位信號的電路)都會遇到。以前的解決辦法是利用較大的量化區間，讓電路在穩定時類比數位轉換單元的數位輸出不再隨類比輸入改變，進而讓系統穩定。換言之，也就是這時是個開回路系統。傳統調變系統的混合信號控制裝置的設計，都被要求要遵守(1)式。其中G 0 是控制端到輸出端的增益(control to output gain)，也就是該調變系統的轉移函數。
q ADC ＞G 0 q DAC 　(1)
若以功率裝置為例說明該調變系統，則被控制量可能是功率裝置之輸出電壓，混合信號控制裝置可以是數位控制脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)裝置，而其中的數位類比轉換單元則可以是數位脈寬調變(Digital Pulse Width Modulation,DPWM)單元。一般數位控制PWM裝置的類比數位轉換單元量化區間q ADC 與數位脈寬調變單元量化區間q DPwM 有(2)式的關係，其中α為常數。
G 0 q DPWM ＜αq ADC 　(2)
要讓極限振盪不發生可以選擇小的G 0 ，但這意味著系統的響應變慢。此外q DPwM (或q DAC )要設計的很小，這表示數位脈寬調變單元(或數位類比轉換單元)的解析度要高於類比數位轉換單元，一般的建議是高2bit以上。例如，類比數位轉換單元做8bit，則數位類比轉換單元要10bit。如圖2所示，數位類比轉換單元的解析度高於類比數位轉換單元，意味著數位類比轉換單元的量化區間q DAC 必須小於類比數位轉換單元的量化區間q ADC ，才能符合(1)式的要求。
另外，在(1)式的考慮下要達成低功率設計是要取捨的。當設計者想要增加q ADC 以換取低功率時，會造成輸出電壓Vo的變動範圍變大。如圖2所示，輸出電壓Vo可以在一個q ADC 內的任何一個地方出現。假設q ADC =100mV，則輸出電壓Vo可以有100mV的變化範圍，但類比數位轉換單元的數位輸出卻不會有任何的改變。
基於(1)式的考慮，若設計者想增加響應速度而增加G 0 ，然而G 0 增加又不得不把q DAC 減小，而提高數位類比轉換單元的解析度(也就是把數位類比轉換單元的bit數提高)，使得提高數位類比轉換單元的解析度對數位IC而言會是一項挑戰。例如，對於數位脈寬調變控制的設計而言，假使數位脈寬調變單元為10bit的解析度(假使類比數位轉換單元為9bit)，若欲設計功率裝置之開關頻率fsw為1MHz(即週期為1us)，那麼每個LSB的對應時間為1us/210 =1us/1024=977ps。為了要達到此速度的要求，那麼數位脈寬調變單元的工作頻率必須為1/(977ps)=1.024GHz。
在美國專利公告號US7301488專利案中，Silicon Lab對抗極限振盪的方式是以(1)式或(2)式為基礎。當需要高解析度的數位脈寬調變單元時，此篇習知技術是使用可程式顫抖控制(programmable dither)技巧來增加數位脈寬調變單元的解析度。因為以(1)式或(2)式為基礎，所以要有控制器(controller)、過濾器(filter)、可程式顫抖控制等，來做到適應性的調整。
本發明之範例提供一種調變系統之混合信號控制裝置，可以最少的失真將類比資訊轉換為數位資訊，以達到強健與簡單的控制。
根據本發明之一範例提出一種調變系統之混合信號控制裝置，包括數位類比轉換單元、類比數位轉換單元、以及處理單元。數位類比轉換單元輸出類比控制信號以控制一調變系統之輸出。類比數位轉換單元依據該調變系統之輸出，產生對應的數位回授信號。其中，若類比數位轉換單元的量化區間(quantization step)為q ADC ，數位類比轉換單元的量化區間為q DAC ，而該調變系統的轉移函數為G 0 ，則。處理單元耦接於類比數位轉換單元與數位類比轉換單元之間。處理單元接收並調整數位回授信號，以產生數位控制信號。其中，數位類比轉換單元將數位控制信號轉換為類比控制信號。
為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉多個實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。
圖3A是依照本發明實施例說明一種調變系統之混合信號控制裝置之方塊圖。調變系統MS受控於混合信號控制裝置300，而將輸入量IN調變/轉換為被控制量X(即調變系統MS之輸出)。前述輸入量IN與被控制量X可以是電壓、電流、頻率、振幅、相位、脈寬等物理量。混合信號控制裝置300包括類比數位轉換單元310、處理單元320以及數位類比轉換單元330。類比數位轉換單元310耦接至調變系統MS的輸出端。數位類比轉換單元330耦接至調變系統MS的控制端。處理單元320耦接於類比數位轉換單元310與數位類比轉換單元330之間。
類比數位轉換單元310依據調變系統MS輸出之被控制量X，產生對應的數位回授信號DFB 。處理單元320接收並調整數位回授信號DFB ，以產生數位控制信號DC 。數位類比轉換單元330將數位控制信號DC 轉換為類比控制信號AC ，以控制調變系統MS輸出之被控制量X。
假設類比數位轉換單元310的量化區間為q ADC ，數位類比轉換單元330的量化區間為q DAC ，調變系統MS的轉移函數為G 0 ，調變系統MS的擾動量(disturbance)為X SW ，調變系統MS的額定輸出漣波量(rated output ripple)為X O(ripple) 。圖3B是依照本發明實施例說明被控制量X、擾動量X SW 、額定輸出漣波量X O(ripple) 、數位類比轉換單元330的量化區間q DAC 以及類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 的關係。其中，Xref 表示調變系統MS輸出之被控制量X的理想值(參考值)。
實際上，在調變系統MS的運作過程中，其輸出之被控制量X免不了含有擾動量X SW 。也就是說，調變系統MS實際輸出之被控制量X可能會在圖3B所示擾動量X SW 的範圍內變動，而不是像參考值Xref 那樣的平穩。一般對於系統設計均有一定的規格要求。因此，只要是調變系統MS實際輸出之被控制量X的擾動量X SW 符合規格要求，也就是擾動量X SW 在額定輸出漣波量X O(ripple) 的範圍內，皆可視為被控制量X被控制在一個可接受的穩定值內。
請參照圖3A與圖3B所示，當被控制量X可以被控制在一個可接受的穩定值，且符合額定輸出漣波量X O(ripple) 的規格要求時，則圖3A所示的系統必須設計如下。為了讓受控的調變系統MS被控制在一個穩定的輸出量，又能抵抗製程-電壓-溫度變異性的影響，必須使被控制量X的微小變化可以被類比數位轉換單元310偵測到。這個微小變化必須小到類比控制信號AC 的每個量化區間q DAC 透過調變系統MS產生的被控制量X都可以被轉換。換句話說，混合信號控制裝置300的設計必須符合(3)式。
在其他實施例中，也可以藉由調整調變系統MS的設計參數來改變擾動量X SW ，或者決定類比數位轉換單元310的量化區間q ADC ，以便偵測「額定輸出漣波量X O(ripple) 減去系統固定擾動量X SW 」範圍內微小變化的被控制量X。換句話說，在此實施例中，混合信號控制裝置300的設計必須符合(4)式。
另外，對於數位類比轉換單元330而言，量化區間q DAC 透過調變系統MS產生的被控制量X可以被設定在「額定輸出漣波量X O(ripple) 減去系統固定擾動量X SW 」範圍內。換句話說，在某些實施例中，混合信號控制裝置300的設計必須符合(5)式。
本發明所屬技術領域之通常技藝者可以視其設計需求，而調整上述諸實施例的實施方式。例如，當被控制量X在額定輸出漣波量X O(ripple) 的範圍外時，類比數位轉換單元310以及數位類比轉換單元330可以是單調遞增的轉換特性，也就是可以不遵守上述(3)式、(4)式與(5)式。當被控制量X在額定輸出漣波量X O(ripple) 的範圍內時，類比數位轉換單元310以及數位類比轉換單元330才需遵守上述(3)式、(4)式或(5)式。
另外，上述調變系統MS可以是馬達驅動系統、調頻系統、調相系統、調幅系統、功率裝置或是電源系統等。例如，直流-直流轉換器(DC-DC converter)就是其中一種調變系統。直流-直流轉換器可以將輸入電壓調變成額定準位的輸出電壓。若以功率裝置PD為例來說明調變系統MS，則被控制量X可能是功率裝置PD之輸出電壓Vo，混合信號控制裝置300可以是數位控制脈寬調變裝置，而其中的數位類比轉換單元330則可以是數位脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)單元330’。因此，下述實施例的圖3C中所稱數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM ，相當於圖3A所稱數位類比轉換單元330的量化區間q DAC 。在其他實施例中，數位類比轉換單元330可能是數位脈幅調變(Pulse Amplitude Modulation,PAM)單元或是其他轉化元件。
圖3C是依照本發明實施例說明一種數位控制脈寬調變裝置之方塊圖。數位控制脈寬調變裝置(即混合信號控制裝置300)包括類比數位轉換單元310、處理單元320以及數位脈寬調變單元330'。數位脈寬調變單元330'輸出脈寬調變信號SPWM (即類比控制信號AC )給功率裝置PD。基於脈寬調變信號SPWM 的控制，功率裝置PD將輸入VIN 轉換為輸出Vo。類比數位轉換單元310依據功率裝置PD之輸出Vo，產生對應的數位回授信號DFB 給處理單元320。處理單元320耦接於類比數位轉換單元310與數位脈寬調變單元330'之間。處理單元320接收並調整類比數位轉換單元310所提供的數位回授信號DFB ，以產生數位控制信號Dc給數位脈寬調變單元330'。數位脈寬調變單元330'將處理單元320所提供的數位控制信號Dc轉換為脈寬調變信號SPWM 。
上述功率裝置PD可以是提供或轉換功率(電源)的任何裝置。例如，功率裝置PD可以是直流-直流轉換器(DC-DC converter)、降壓電路(buck converter)、升壓電路(boost converter)、...等。以降壓電路為例，圖4是依照本發明實施例說明圖3C中功率裝置PD之電路圖。做為降壓電路的功率裝置PD，其可能包括上功率開關SW1、下功率開關SW2、電感L與電容C。圖中的電阻RDCR 與Resr 是表示功率裝置PD內部導電路徑的等效電阻。功率開關SW1與SW2串聯於輸入電壓VIN 與接地之間，且受控於脈寬調變信號SPWM 。電感L與電容C串聯於功率開關SW1的汲極與接地之間。藉由控制功率開關SW1與SW2的導通時間，可以使電感L產生預定的輸出電壓Vo。
本實施例的設計目標是要使類比數位轉換單元310的量化區間(quantization step)q ADC 與數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 之間的關係符合(6)式。(6)式中q DPWM 相當於(3)式中的q DAC )。此量化區間或稱為量化器最低有效位元的值(the value of the quantizer’s LSB)。其中，G 0 是控制端到輸出端的增益(control to output gain)，也就是功率裝置PD的轉移函數。在某些實施例中，若數位脈寬調變單元330'所接收數位控制信號Dc之位元數為N，則數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 為VIN /2N ；若類比數位轉換單元310所輸出數位回授信號DFB 之位元數為M，則類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 為VIN /2M 。
q ADC ≦G 0 q DPWM 　(6)
以下將詳細說明圖3C的設計原理。請繼續參照圖3C，送至數位脈寬調變單元330'的數位控制信號Dc並非直接從類比數位轉換單元310提供，其中還經過處理單元320處理過後才送至數位脈寬調變單元330'。於本實施例中，處理單元320可以是比例積分微分(Proportional-Integral-Differential,PID)處理器。輸出電壓Vo經由類比數位轉換單元310轉換為2進制的數位回授信號DFB 。在處理單元320進行PID處理的過程中，會將類比數位轉換單元310的輸出加以修正，然後產生數位控制信號Dc給數位脈寬調變單元330'。處理單元320可以用以下列(7)式(或其他演算法)轉換後再將所產生的數位控制信號Dc送至數位脈寬調變單元330'。
Dc(k+1)=Kp．De(k)+Kd．[De(k)-De(k-1)]+Ki．Di(k)+Dref(k) (7)其中，Dc(k+1)代表下一個內含Duty cycle的資訊而準備要送至數位脈寬調變單元330'的數位控制信號Dc。Di(k)代表目前的總和積分差，其值為Di(k)=Di(k-1)+De(k)，相當於「最後的總和積分差」+「誤差量」。換句話說，目前的總和積分差Di(k)是將上一次所取樣的狀態加上此時所得到的誤差量。De(k)代表目前的誤差信號，其值為De(k)=Dref(k)-DFB (k)，相當於「參考信號」-「目前的數位回授信號DFB 」。在此方程式的每一個因子均提供所需要的資訊，以取得較佳的Duty cycle資訊給數位脈寬調變單元330'去推動功率裝置PD的功率開關。
在(7)式中，每個因子皆有其相對應的參數以作為其加權比重的調整，其中Kp(Proportional Coefficient)代表可調整增益大小以改變靈敏度的調整參數。Ki(Integral Coefficient)代表隨時間積分所累積的誤差量的調整參數。此方程式所積分出來的誤差Di(k)會被控制到0，以使得輸出電壓Vo調整至所要求的設定值。Kd(Derivative Coefficient)代表整個迴路系統所累積的延遲時間的調整參數，時間的延遲會導致相位偏移，因而須被修正以確保 系統的穩定性。Kd調整的效果就如同在類比設計內加了一個零點的調整一樣，它也一併補償Ki所造成的延遲問題。
在處理單元320進行PID處理的功能上，藉由調整上述各個參數就可以調整頻率響應、迴路增益以及迴路相位。如同設計類比控制電源一樣，本實施例藉由調整這些控制參數以達到所要求的頻率響應及預期的穩定性。通常在初次的設定時，這些參數皆經由計算或是從類比設計的理論演算出來。在實際操作上，調整Kp、Ki以及Kd確實可以在數位控制電源的系統上去完成在類比設計上所要達到的要求。上述PID的各個控制參數都是以儲存的方式記錄在處理單元320的記憶體內，因此可以被配置(configuration)、重新配置(reconfiguration)而精確地調整頻率影響、輸出特性以及迴路控制的相關特性。
為了能讓負回授控制隨時發生，因此將類比數位轉換單元310的解析度設計高於數位脈寬調變單元330'而符合(6)式(也就是違反(1)式或(2)式)後，就可以讓負回授發揮作用。將類比數位轉換單元310與數位脈寬調變單元330'的解析度設定成(6)式的結果雖然會導致極限振盪的產生，但是只要讓類比數位轉換單元310的解析度夠高，就可以利用良好的補償設計而把極限振盪控制在(8)式或(9)式。上述所謂良好的補償設計，可以藉由調整處理單元320的控制參數Kp、Ki以及Kd等，使其增益、頻寬變大。
上述SW(ripple) 表示功率裝置PD中功率開關切換所產生的漣波(ripple)或擾動量，其相當於(4)式中的X SW 。V O(ripple) 表示規格額定的輸出電壓Vo的漣波量，這是一個比SW(ripple) 大一點的漣波，如圖5A與圖5B所示。V O(ripple) 相當於(4)式中的X O(ripple) 。假設ΔV o 為數位脈寬調變單元330'可控制功率裝置PD的輸出Vo之變化量(variation)，其定義如(10)式所示。
q DPWM ×G 0 =ΔV o 　(10)
圖5A是依照本實施例說明在ΔV o ＜q ADC 的情況下，藉由調整處理單元320的控制參數，使得類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 加上功率開關切換所產生的漣波SW(ripple) ，會小於額定的輸出漣波V O(ripple) ，亦即(8)式。圖5B是依照本實施例說明在ΔV o ＞q ADC 的情況下，藉由調整處理單元320的控制參數，使得輸出Vo之變化量ΔV o 加上功率開關切換所產生的漣波SW(ripple )，會小於額定的輸出漣波V O(ripple) ，亦即(9)式。
在高解析度的類比數位轉換單元310概念之下，數位脈寬調變單元330'的解析度是可以降低的。在一個切換週期內每當數位脈寬調變單元330'增減一個q DPWM 時，被控量的改變ΔV o 是很小的。只要這個改變量ΔV o 不要大過規格的額定量V O(ripple) ，那麼便可以在良好的補償器設計下(例如調整處理單元320的控制參數而使增益、頻寬變大)，以這樣的q DPWM 達成降低數位脈寬調變單元330'的解析度的需求。由(10)式可以發現，只要符合規格額定量V O(ripple) ，數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 尚有不少的增加空間，因為功率裝置PD的轉移函數G 0 通常在一個切換週期內是相當小的。
以上是圖3C所示電路的設計原理。以下將以圖4所示的降壓電路(buck converter)為例，並配合若干條件假設，以便能夠更具體地說明設計細節。由於上述功率裝置PD的轉移函數G0 與功率裝置PD對時間或時域的響應特性有關。一般在探討電路之響應或是特性時，往往會將此電路之數學模型從時間域(time domain)轉換至S域(Sdomain)，而求得此電路模型之S函數式。若以圖4所示的降壓電路(buck converter)為例，其增益G0 之S函數式可以表示為(11)式。
在此假設功率裝置PD之開關頻率fsw=1Mhz，功率裝置PD的輸入電壓VIN =4.2V，阻值Resr=30mΩ，阻值RDCR =230mΩ，電容值C=10uF，電感值L=4.7uH，負載的阻值R=10Ω，則可以由(10)式與(11)式求出：當q DPWM =8bit時，當q DPWM =5bit時。因為SW(ripple) =5mV，所以當V O(ripple) 需低於10mV時，則3.6mV+5mV＜10mV是符合規格的。從這邊可以推演出當ΔV o ＜q ADC 為(8)式，當ΔV o ＞q ADC 為(9)式。要特別注意的是，這些被控制量可以是電壓(如前述)、電流或是其他系統中可以控制的變數，都可以用上述實施例的概念，以高解析度的ADC將被控制量做轉換，即使極限振盪仍然發生。
綜上所述，類比數位轉換單元310與數位類比轉換單元330的解析度必須符合(3)式。在此條件下，可以用非常高解析度的類比數位轉換單元310將被控制量X(即調變系統MS之輸出)做精細的轉換，因此可以確保在類比域的資訊以最少的失真傳到離散域。類比數位轉換單元310的設計可以參照(4)式。數位類比轉換單元330的設計可以參照(5)式。
值得注意的是，上述實施例所提之數位控制脈寬調變概念與方法利用非常高解析度(resolution)的類比數位轉換單元310將被控制量Vo做精細的轉換，這樣可以確保在類比域(analog domain)的資訊以最少的失真傳到離散域(discrete domain)。因此圖3A與圖3C實施例中類比數位轉換單元310的轉換特性曲線只要與類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 與數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 符合(6)式即可。然而，這樣的概念要實做很高解析度(輸出位元數較多)的類比數位轉換單元310，這會產生設計上很大的挑戰(例如設計複雜度)。幸運的是，被控制量Vo在穩定的狀態下(即接近額定輸出電壓附近)只會有些許的變化，所以需要高解析度轉換的範圍可以縮小，而其他的範圍以低解析度就可以實現。因此，在某些實施例中，可以使用多段線性類比數位轉換器(multi-linear ADC)或是非線性類比數位轉換器(non-linear ADC)來實現圖3A或圖3C中的類比數位轉換單元310。例如圖6所示，其為依據本發明實施例說明一種具有多個轉換斜率的類比數位轉換單元的轉換特性曲線。或者，圖3A與圖3C實施例中類比數位轉換單元310的轉換特性曲線可以是其他幾何類型的轉換特性曲線。當然，設計者可以依據其需求，選用具有三個或更多個斜率的類比數位轉換單元310。
請參照圖6，當功率裝置PD之輸出Vo落入目標範圍VFADC 時，類比數位轉換單元310以高解析度模式將功率裝置PD之輸出Vo轉換為數位回授信號DFB 。當功率裝置PD之輸出Vo在目標範圍VFADC 外時，類比數位轉換單元310以低解析度模式將功率裝置PD之輸出Vo轉換為數位回授信號DFB 。其中，高解析度模式的量化區間q ADC (以下記載為q FADC )小於低解析度模式的量化區間q ADC (以下記載為q CADC )，因此圖6中高解析度模式的轉換特性曲線(即實線部)的斜率大於低解析度模式的轉換特性曲線(即虛線部)的斜率。上述高解析度模式的量化區間q FADC 小於數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 。在目標範圍VFADC 外，低解析度模式的量化區間q CADC 可以視設計需求而自由決定。在某些實施例中，低解析度模式的量化區間q CADC 可能小於數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 。但在其他實施例中，低解析度模式的量化區間q CADC 可以大於數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 。在上述實施例的概念下，不管是採用延遲元件(delay cell)式、環狀(ring)式、計數器式(counter based)、或其他等技術手段，任何一種實現低解析度的數位脈寬調變單元330’都可以使用。
在此依然以圖4所示的降壓電路(buck converter)為例，說明類比數位轉換單元310與數位脈寬調變單元330’的設計步驟。請同時參照圖3C、4與6。首先，依照產品規格而決定輸出漣波的額定量V O(ripple) ，以此決定切換電壓區間Vo(SW) =V O(ripple) /2。接著依規格設計功率裝置PD，以找出功率裝置PD中電感值L、電容值C、阻值Resr、阻值RDCR 、負載阻值R等。假設輸出漣波的額定量V O(ripple) ≦10mV，則切換電壓區間Vo(SW )=5mV。另假設功率裝置PD之開關頻率fsw==1Mhz，功率裝置PD的輸入電壓VIN =3.3V，額定輸出電壓Vo=1.2V，阻值Resr=30mΩ，阻值RDCR =230mΩ，電容值C=10uF，電感值L=4.7uH，而負載的阻值R=10Ω。
接下來，令數位控制脈寬調變裝置300可控制的切換電壓區間Vo(SW) =i*q FADC 。若切換電壓區間Vo(SW) 有5個設定點(也就是選擇i=5)，則q FADC =1mV。本實施例是假設目標範圍VFADC =V O(ripple) +j*qFADC 。若選擇j=6，則目標範圍VFADC =16mV。
為了能夠保證類比數位轉換單元310可以將輸出電壓Vo轉換為數位回授信號DFB ，在此設定低解析度模式的量化區間q CADC 需滿足120%*V O(ripple) ≦k*q CADC 。若選擇k=5，則。考量負載R之狀態變化，令低解析度模式的轉換範圍VCADC =2*120%*V O(ripple) ，則VCADC =250mV。
為了能更確保輸出電壓Vo能符合規格，在某些實施例中也可以將(9)式改為(12)式或(13)式。
依據(11)式與前述圖4的相關假設條件，控制端到輸出端的增益。將此計算結果代入(10)式，並與(12)式或(13)式聯立求解，可以獲得數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM ≦1/(25 )，或者。
圖7是依照本發明實施例，說明圖3A與圖3C中類比數位轉換單元310的其中一個實施方式。請參照圖3C與圖7，類比數位轉換單元310包括類比數位轉換器720與第二類比數位轉換器710。類比數位轉換器720與710分別把功率裝置PD之輸出電壓Vo轉換為不同解析度的二個數位信號(即數位回授信號DFB )。
類比數位轉換器720據有高解析度，其量化區間q FADC 小於數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM ，且其轉換範圍只限於目標範圍VFADC 。第二類比數位轉換器710具有大的轉換範圍VCADC ，然而其解析度低於類比數位轉換器720(也就是類比數位轉換器710的量化區間q CADC 大於類比數位轉換器720的量化區間q FADC )。
處理單元320接收類比數位轉換器710與720輸出的數位信號。當功率裝置PD的輸出電壓Vo尚未收斂至目標範圍VFADC 時，處理單元320會選用類比數位轉換器710所提供的數位信號進行處理，以產生對應的數位控制信號Dc。當功率裝置PD的輸出電壓Vo已收斂至目標範圍VFADC 時，處理單元320將改用類比數位轉換器720所提供的數位信號進行處理，以產生對應的數位控制信號Dc給數位脈寬調變單元330'。
上述類比數位轉換器720可以是具有較高輸出位元數(相較於類比數位轉換器710而言)的類比數位轉換器。或者，可以參照圖7實現類比數位轉換器720。類比數位轉換器720包含放大器721與第一類比數位轉換器722。放大器721接收並放大功率裝置PD之輸出Vo。類比數位轉換器722的輸入端耦接至放大器721的輸出端，而類比數位轉換器722的輸出端耦接至處理單元320。類比數位轉換器710的輸入端亦接收功率裝置PD之輸出Vo，而類比數位轉換器710之輸出端耦接至處理單元320。其中，當類比數位轉換單元310所輸出的數位回授信號DFB 表示功率裝置PD之輸出Vo落入目標範圍VFADC 時，處理單元320選擇處理類比數位轉換器. 722之輸出。當類比數位轉換單元310所輸出的數位回授信號DFB 表示功率裝置PD之輸出Vo在目標範圍VFADC 外時，處理單元320選擇處理類比數位轉換器710之輸出。
於本實施例中，類比數位轉換器722與類比數位轉換器710的輸出位元數相同。雖然類比數位轉換器722與710的輸出位元數相同，但是類比數位轉換器722的類比輸入信號以被放大器721放大，因此類比數位轉換器722的量化區間q FADC 會小於類比數位轉換器710的轉換範圍VCADC 。另外，類比數位轉換器722的量化區間q FADC 亦小於數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 。
除了上述諸實施例外，所屬領域之通常技藝者也可以利用任何方式來實現本發明。
又例如，功率裝置PD可能是所屬領域之通常技藝者所熟知的升壓電路(boost convertor)。圖9是依照本發明實施例說明圖3C中功率裝置PD之電路圖，請同時參照圖3C與圖9。做為升壓電路的功率裝置PD，其可能包括上功率開關SW1、下功率開關SW2、電感L與電容C。圖中的電阻RDRC 表示電感L的寄生電阻，電阻Resr 是表示電容C的寄生電阻。電感L與功率開關SW1串聯於輸入電壓VIN 與負載R之間，而功率開關SW1與SW2則串聯於負載R與接地之間。前述功率開關SW1與SW2受控於脈寬調變信號SPWM 。電容C連接於功率裝置PD的輸出端與接地之間。藉由控制功率開關SW1與SW2的導通時間，可以使功率裝置PD產生預定的輸出電壓Vo。上述功率裝置PD的轉移函數G 0 之S函數式可以表示為(14)式。
上述D'=1-D，R'=RDCR +(R//Resr )D'+((R2 +(D')2 )/(R+Resr ))，而D=Vo/VIN 。其中，R//Resr 表示電阻R與寄生電阻Resr 的並聯電阻值，而D表示責任週期(duty cycle)。除了以升壓電路的轉換函數(14)式取代(11)式外，升壓電路的混合信號控制裝置之詳細設計方式可以參照圖3A或圖3C的相關說明類推之，因此不再贅述。
綜上所述，在上述實施例類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 小於數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM ，也就是利用非常高解析度的類比數位轉換單元310將功率裝置PD之輸出Vo做精細的轉換，因此可以確保在類比域的資訊以最少的失真傳到離散域，以達到強健與簡單的控制。又因為功率裝置PD之輸出Vo在額定輸出電壓附近(即輸出Vo落入目標範圍VFADC )只會有些許的變化，所以在上述實施例中類比數位轉換單元310可以縮小高解析度的轉換範圍(即目標範圍VFADC )，並可實做成簡單的電路。另一方面，由於高解析度類比數位轉換單元310，更可以讓數位脈寬調變單元330'降低解析度。
在此須特別強調，本發明之應用範疇不應因上述實施說明而被限制於功率裝置的技術領域。凡是混合信號的控制裝置，均屬本發明的應用範疇。例如，圖8A是依照本發明其他實施例說明一種馬達轉速調變系統之混合信號控制裝置之方塊圖。在此類型的應用中，調變系統MS可以包含功率放大器810與馬達820。在此馬達820可能是直流馬達、交流馬達、或是其它類型的馬達。依據功率放大器810所提供的電功率大小，馬達820可以輸出對應的轉速給負載。在此馬達820所輸出的轉速便是被控制量X。
圖8A所示的類比數位轉換單元310可以是轉速計(tachometer)830。轉速計830被用來監測馬達820所輸出的轉速，並將監測結果以數位方式回報給控制單元320’(相當於圖3A中的處理單元320)。在此可以任何方式實現此數位輸出的轉速計830。例如，以目前市面常見的類比轉速計結合類比數位轉換器而構成轉速計830。一般類比轉速計輸出為一連續信號，利用類比數位轉換器取樣類比轉速計的輸出，並將之轉換為數位資料以回報給控制單元320’。
控制單元320’依據轉速計830所回報的監測結果，產生對應的數位控制信號DC 。數位類比轉換單元330將數位控制信號DC 轉換為類比控制信號AC ，以控制功率放大器810所提供的電功率大小，進而控制馬達820輸出對應的轉速給負載。此實施例將假設馬達820是直流馬達。在探討調變系統MS之響應或是特性時，需將此電路之數學模型從時間域轉換至S域，而求得此電路模型之S函數式。圖8A的調變系統MS之S函數式可以表示為(15)式。
於(15)式中，Kamp 表示功率放大器810的常數，而Ki表示馬達820的轉矩常數(torque constant)。另外，(15)式中La為馬達820的電樞電感(armature inductance)，Jm為馬達820的轉子慣性(rotor inertia)，Ra為馬達820的電樞電阻(armature resistance)，Bm為馬達820的粘滯摩擦係數(viscous-friction coefficient)，而Kb為馬達820的反電動勢(back-EMF constant)。除了以(15)式取代(11)式外，圖8A所示混合信號控制裝置之詳細設計方式可以參照圖3A或圖3C的相關說明類推之，因此不再贅述。
再例如，圖8B是依照本發明其他實施例說明一種馬達位置(position)調變系統之混合信號控制裝置之方塊圖。在此馬達820所輸出的轉軸位置(轉軸角度)便是被控制量X。在此類型的應用中，調變系統MS可以包含功率放大器810與馬達820。在此馬達820可能是直流馬達、交流馬達、步進馬達或是其它類型的馬達。圖8B與圖8A相似，故不再贅述相同的部份。圖8B與圖8A二者不同的地方，在於圖8B所示的類比數位轉換單元310是編碼器(encoder)840。編碼器840可以監測馬達820的轉軸目前所在位置(轉軸的旋轉角度)，並將轉軸位置編碼後產生數位回授信號。
在某些實施例中，編碼器840可以讀取馬達820的轉軸上轉盤的標記，藉以偵測馬達820的轉軸目前所在位置。然後依據所讀取到的標記產生對應的編碼結果(數位回授信號)給控制單元320’。在其他實施例中，編碼器840可能包含可變電阻與類比數位轉換器。由馬達820的轉軸帶動可變電阻，藉由改變阻值而使可變電阻產生對應的類比電壓。類比數位轉換器取樣可變電阻輸出的類比電壓，並將之轉換為數位回授信號以回報給控制單元320’。
控制單元320’依據編碼器840所回報的數位回授信號，產生對應的數位控制信號DC 。透過數位類比轉換單元330與功率放大器810，控制單元320’可以控制馬達820輸出對應的轉軸位置給負載。
圖10A是依照另一本發明實施例說明一種調變系統之混合信號控制裝置之方塊圖。圖10A與圖3A相似，故不再贅述相同的部份。圖10A與圖3A二者不同的地方，在於類比補償器(analog compensator)1010。請參照圖10A，調變系統MS受控於混合信號控制裝置1000，而將輸入量IN調變/轉換為被控制量X(即調變系統MS之輸出)。混合信號控制裝置1000包括類比補償器1010、類比數位轉換單元310、處理單元320以及數位類比轉換單元330。耦接至調變系統MS的類比補償器1010接收並調整調變系統MS之輸出(即被控制量X)，以輸出類比回授信號AFB 給類比數位轉換單元310。類比數位轉換單元310耦接至類比補償器1010的輸出端，以依照類比回授信號AFB 產生數位回授信號DFB 。耦接至類比數位轉換單元310的處理單元320接收並調整數位回授信號DFB ，以產生數位控制信號DC 。數位類比轉換單元330耦接於處理單元320與調變系統MS的控制端之間。數位類比轉換單元330將數位控制信號DC 轉換為類比控制信號AC ，以控制調變系統MS輸出之被控制量X。圖10B是依照本發明實施例說明圖10A中的被控制量X、擾動量X SW 、額定輸出漣波量X O(ripple) 、數位類比轉換單元330的量化區間q DAC 以及類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 的關係。其中，Xref 表示調變系統MS輸出之被控制量X的理想值(參考值)。
在本實施例中，類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 以及數位類比轉換單元330的量化區間q DAC 的關係被設計為符合(16)式。在此定義類比補償器1010的轉移函數為CA 。混合信號控制裝置1000的設計必須符合(17)式，如下所示。
上述調變系統MS可以是任何系統。例如，直流-直流轉換器就是其中一種調變系統。直流-直流轉換器可以將輸入電壓VIN 調變成額定準位的輸出電壓Vo。若以功率裝置PD為例來說明調變系統MS，則被控制量X可能是功率裝置PD之輸出電壓Vo，混合信號控制裝置1000可以是數位控制脈寬調變裝置，而其中的數位類比轉換單元330則可以是數位脈寬調變(DPWM)單元330’。因此，下述實施例的圖10C中所稱數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM ，相當於圖3A所稱數位類比轉換單元330的量化區間q DAC 。在其他實施例中，數位類比轉換單元330可能是數位脈幅調變(PAM)單元或是其他轉化元件。
圖10C是依照本發明另一實施例說明一種數位控制脈寬調變裝置之方塊圖。請參照圖10C，數位控制脈寬調變裝置(即混合信號控制裝置1000)包括類比補償器1010、類比數位轉換單元310、處理單元320以及數位脈寬調變單元330'。圖10C與圖3C相似，故不再贅述相同的部份。圖10C與圖3C二者不同的地方，在於類比補償器1010。在本實施例中，類比補償器1010包括分壓器(voltage divider)1011以及電壓加成器(voltage adder)1012。分壓器1011耦接至功率裝置PD以對功率裝置PD的輸出(即輸出電壓Vo)進行分壓並輸出一已分電壓(divided voltage)。電壓加成器1012耦接於分壓器1011與類比數位轉換單元310之間。電壓加成器1012將分壓器1011的已分電壓加上參考電壓Vref後，輸出類比回授信號AFB 給類比數位轉換單元310。
在本實施例中，類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 以及數位脈寬調變單元330'的量化區間q DPWM 的關係被設計為符合(18)式。在此定義分壓器1011的轉移函數為H。G 0 是控制端到輸出端的增益，也就是功率裝置PD的轉移函數。混合信號控制裝置1000的設計必須符合(19)式，如下所示。
另外，對於數位脈寬調變單元330'而言，量化區間q DPWM 透過功率裝置PD產生的被控制量X(即輸出電壓Vo)可以被設定在「額定輸出漣波量VO(ripple) 減去系統固定擾動量SW(ripple) 」範圍內。換句話說，在某些實施例中，混合信號控制裝置1000的設計必須符合(20)式，如下所示。
雖然本發明已以多個實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
300、1000．．．混合信號控制裝置
310．．．類比數位轉換單元
320．．．處理單元
320'．．．控制單元
330．．．數位類比轉換單元
330'．．．數位脈寬調變單元
710、720、722．．．類比數位轉換器
721．．．放大器
810．．．功率放大器
820．．．馬達
830．．．轉速計
840．．．編碼器
1010．．．類比補償器
1011．．．分壓器
1012．．．電壓加成器
C．．．電容
Dc．．．數位控制信號
DFB ．．．數位回授信號
G 0 ．．．調變系統的轉移函數
L．．．電感
MS．．．調變系統
PD．．．功率裝置
q ADC ．．．類比數位轉換單元的量化區間
q DAC ．．．數位類比轉換單元的量化區間
q DPWM ．．．數位脈寬調變單元的量化區間
RDRC 、Resr ．．．電阻
R．．．負載
SPWM ．．．脈寬調變信號
SW1、SW2．．．功率開關
SW(ripple) ．．．功率裝置中功率開關切換所產生的漣波
VIN ．．．功率裝置的輸入
Vo．．．功率裝置的輸出
V O(ripple) ．．．規格額定的輸出電壓Vo的漣波量
ΔV o ．．．控制功率裝置的輸出Vo之變化量
VFADC ．．．目標範圍
VCADC ．．．類比數位轉換單元於低解析度模式的轉換範圍
X O(ripple) ．．．調變系統的額定輸出漣波量
X SW ．．．調變系統的擾動量
圖1說明為習知數位控制脈寬調變裝置中，雖然數位脈寬調變單元的量化區間q DPWM 小於類比數位轉換單元的量化區間q ADC ，卻依然發生「極限振盪」的示意圖。
圖2說明為習知數位控制脈寬調變裝置中，藉由縮小量化區間q DPWM (小於量化區間q ADC 的1/4)，以降低發生「極限振盪」的機率。
圖3A是依照本發明實施例說明一種調變系統之混合信號控制裝置之方塊圖。
圖3B是依照本發明實施例說明圖3A中的被控制量X、擾動量X SW 、額定輸出漣波量X O(ripple) 、數位類比轉換單元330的量化區間q DAC 以及類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 的關係。
圖3C是依照本發明實施例說明一種數位控制脈寬調變裝置之方塊圖。
圖4是依照本發明實施例說明圖3C中功率裝置之電路圖。
圖5A是依照本實施例，說明在ΔV o <q ADC 的情況下，量化區間q ADC 加上功率開關切換的漣波SW(ripple) ，會小於額定的輸出漣波V O(ripple) 。
圖5B是依照本實施例，說明在ΔV o >q ADC 的情況下，輸出Vo之變化量ΔV o 加上功率開關切換漣波SW(ripple) ，會小於額定的輸出漣波V O(ripple) 。
圖6為依據本發明實施例說明一種具有多個轉換斜率的類比數位轉換單元的轉換特性曲線。
圖7是依照本發明實施例，說明圖3A與圖3C中類比數位轉換單元的其中一個實施方式。
圖8A-8B是依照本發明其他實施例說明一種馬達調變系統之混合信號控制裝置之方塊圖。
圖9是依照本發明實施例說明圖3C中功率裝置PD之電路圖。
圖10A是依照本發明另一實施例說明一種調變系統之混合信號控制裝置之方塊圖。
圖10B是依照本發明實施例說明圖10A中的被控制量X、擾動量X SW 、額定輸出漣波量X O(ripple) 、數位類比轉換單元330的量化區間q DAC 以及類比數位轉換單元310的量化區間q ADC 的關係。
圖10C是依照本發明另一實施例說明一種數位控制脈寬調變裝置之方塊圖。
300．．．數位控制脈寬調變裝置
310．．．類比數位轉換單元
320．．．處理單元
330．．．數位脈寬調變單元
Dc．．．數位控制信號
DFB ．．．數位回授信號
PD．．．功率裝置
q DPWM ．．．數位脈寬調變單元的量化區間
q ADC ．．．類比數位轉換單元的量化區間
SPWM ．．．脈寬調變信號
VIN ．．．功率裝置的輸入
Vo．．．功率裝置的輸出

Claims (21)

  1. 一種調變系統之混合信號控制裝置，包括：一數位類比轉換單元，其輸出一類比控制信號以控制一調變系統之輸出；一類比數位轉換單元，其依據該調變系統之輸出，產生對應的一數位回授信號，其中若該類比數位轉換單元的量化區間為q ADC ，該數位類比轉換單元的量化區間為q DAC ，而該調變系統的轉移函數為G 0 ，則；以及一處理單元，耦接於該類比數位轉換單元與該數位類比轉換單元之間，其接收並調整該數位回授信號，以產生一數位控制信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中若該調變系統之輸入為VIN ，且該數位類比轉換單元所接收該數位控制信號之位元數為N，則該數位類比轉換單元的量化區間為VIN /2N 。
  3. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中若該調變系統之輸入為VIN ，且該類比數位轉換單元所輸出該數位回授信號之位元數為M，則該類比數位轉換單元的量化區間為VIN /2M 。
  4. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中若該調變系統的額定輸出漣波量為X O(ripple) ，該調變系統的擾動量為X SW ，則。
  5. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中若該調變系統的額定輸出漣波量為X O(ripple) ，該調變系統的擾動量為X SW ，則。
  6. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該處理單元為比例積分微分處理器。
  7. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，當該調變系統之輸出落入一目標範圍時，該類比數位轉換單元以一高解析度模式將該調變系統之輸出轉換為該數位回授信號；當該調變系統之輸出在該目標範圍外時，該類比數位轉換單元以一低解析度模式將該調變系統之輸出轉換為該數位回授信號；其中該高解析度模式的量化區間小於G 0 q DAC 。
  8. 如申請專利範圍第7項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該低解析度模式的量化區間大於該高解析度模式的量化區間。
  9. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該類比數位轉換單元包括：一放大器，其接收並放大該調變系統之輸出；一第一類比數位轉換器，其輸入端耦接至該放大器之輸出端，而該第一類比數位轉換器之輸出端耦接至該處理單元；以及一第二類比數位轉換器，其輸入端接收該調變系統之輸出，而該第二類比數位轉換器之輸出端耦接至該處理單元；其中當該類比數位轉換單元所輸出的該數位回授信號表示該調變系統之輸出落入一目標範圍時，該處理單元選擇處理該第一類比數位轉換器之輸出；當該類比數位轉換單元所輸出的該數位回授信號表示該調變系統之輸出在該目標範圍外時，該處理單元選擇處理該第二類比數位轉換器之輸出。
  10. 如申請專利範圍第9項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該第一類比數位轉換器與該第二類比數位轉換器的輸出位元數相同。
  11. 如申請專利範圍第9項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該第一類比數位轉換器的量化區間小於該數位類比轉換單元的量化區間q DAC 。
  12. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中當該調變系統之輸出在一額定輸出漣波量的範圍外時，該類比數位轉換單元以及該數位類比轉換單元是單調遞增的轉換特性。
  13. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該調變系統為一功率裝置。
  14. 如申請專利範圍第13項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該功率裝置為一直流-直流轉換器。
  15. 如申請專利範圍第13項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該功率裝置為一降壓電路。
  16. 如申請專利範圍第13項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該功率裝置為一升壓電路。
  17. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其為一數位控制脈寬調變裝置。
  18. 如申請專利範圍第17項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該數位類比轉換單元為一數位脈寬調變單元，其將該數位控制信號轉換為一脈寬調變信號做為該類比控制信號，以控制該調變系統之輸出。
  19. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該調變系統為一馬達調變系統。
  20. 如申請專利範圍第1項所述調變系統之混合信號控制裝置，更包括：一類比補償器，耦接於該類比數位轉換單元與該調變系統之間，接收並調整該調變系統之輸出，以及輸出一類比回授信號至該類比數位轉換單元，其中該類比數位轉換單元依據該類比回授信號產生該數位回授信號。
  21. 如申請專利範圍第20項所述調變系統之混合信號控制裝置，其中該類比補償器包括：一分壓器，耦接至該調變系統，對該調變系統的輸出進行分壓，以及輸出一已分電壓；以及一電壓加成器，耦接於該分壓器與該類比數位轉換單元之間，將該已分電壓加上一參考電壓後，輸出該類比回授信號給該類比數位轉換單元。
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