CN114071338A - 具有回收能量能力的驱动电路及其方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种方法，用于一驱动电路。驱动电路包括一双向电路耦接在一电压源和一负载之间。方法包括从负载和一输入信号接收一反馈信号；根据输入信号和反馈信号，产生多个脉冲宽度调制信号；以及根据多个脉冲宽度调制信号，通过双向电路驱动负载，使得输入信号和反馈信号大致上互相成正比。输入信号是一时变信号。根据输入信号和反馈信号，产生多个脉冲宽度调制信号中一脉冲宽度调制信号的步骤包括根据输入信号和反馈信号判断一差值；以及产生具有一脉冲宽度的脉冲宽度调制信号。脉冲宽度根据差值决定。

Description

具有回收能量能力的驱动电路及其方法

技术领域

本申请指一种驱动电路及其方法，尤指一种能够回收能量的驱动电路及其方法。

背景技术

压电致动扬声器(piezoelectric-actuated speakers，piezo-speakers)在近期展露头角。由于薄膜压电致动器的电容特性，这些压电致动扬声器为放大器带来高电容性负载(capacitive load)。然而，常规的驱动电路(如AB类、D类、G类、H类放大器)都在假设负载(由非常细的电线制成的线圈)主要是电阻性且稍微带有电感性的前提下发展，因此在驱动如压电致动扬声器之类的高电容性负载时这些放大器效率低弱。

此外，由于负载的电容特性，电流与驱动电压的相位大约差90°(90°out ofphase)。如此一来，压电致动扬声器在充电阶段(周期)实际上并没有消耗太多功率。充电阶段所汲取的大部分能量被存储在负载的电容(capacitance)。然而，在回收/放电阶段(周期)中，当扬声器两端的跨压降低时，常规的AB类、D类、G类、H类放大器仅会将能量从负载的电容中汲取至接地(ground)(或汲取到负电源供应端)而造成浪费。

因此，有必要改进现有技术。

发明内容

本申请的主要目的在提供一种具有回收能量能力的驱动电路及其方法，以改善现有技术的缺点。

本申请实施例公开一种方法，用于一驱动电路，该驱动电路包括一双向电路耦接在一电压源和一负载之间，该方法包括从该负载和一输入信号接收一反馈信号；根据该输入信号和该反馈信号，产生多个脉冲宽度调制信号；以及根据该多个脉冲宽度调制信号，通过该双向电路驱动该负载，使得该输入信号和该反馈信号大致上互相成正比，该输入信号是一时变信号；根据该输入信号和该反馈信号，产生该多个脉冲宽度调制信号中一脉冲宽度调制信号的步骤包括根据该输入信号和该反馈信号判断一差值；以及产生具有一脉冲宽度的该脉冲宽度调制信号，其中该脉冲宽度根据该差值决定。

本申请实施例公开一种驱动电路，其包括一双向电路，耦接在一电压源和一负载之间，用于根据多个脉冲宽度调制信号驱动该负载，使得该输入信号和该反馈信号大致上互相成正比，其中，该输入信号和该反馈信号为时变信号；一脉冲宽度调制控制器，耦接到该负载和该双向电路，用于接收一输入信号和从该负载接收一反馈信号，并根据该输入信号和该反馈信号产生该多个脉冲宽度调制信号；其中，该脉冲宽度调制控制器根据该输入信号和该反馈信号判断一差值，并产生该多个脉冲宽度调制信号中具有一脉冲宽度的一脉冲宽度调制信号，该脉冲宽度根据该差值决定。

附图说明

图1为本申请实施例一驱动电路的示意图；

图2为一常规双二阶滤波器的示意图；

图3是本申请实施例一脉冲宽度调制控制电路的示意图；

图4为本申请实施例脉冲宽度调制控制电路的操作时序图；

图5是本申请实施例另一脉冲宽度调制控制电路的示意图；

图6为本申请实施例脉冲宽度调制控制电路的另一操作时序图；

图7是本申请实施例脉冲宽度调制控制电路的另一操作示意图；

图8是本申请实施例一数模转换器的示意图；

图9是本申请实施例图8所示的数模转换器的操作时序图；

图10是现有晶体管电路图；

图11、12分别是本申请实施例流程的示意图。

[符号说明]

10,A0:驱动电路

11:电压源

12:充电电路

13:负载

14:放电电路

16:脉冲宽度调制控制器

101:上采样器

102:上采样滤波器

103:控制电路

104:锁相回路

105:时钟分频器

106:滤波器

107:模数转换器

108:差动放大器

124,A24:双向电路

151,155:脉冲宽度调制控制电路

201:充电脉冲宽度查找表

202:放电脉冲宽度查找表

203:存储器

204:锯齿波形产生器

205:数模转换器

206:比较器

208:多工器

S1,S2,S3:开关

D1,D2:二极体

L1,L2:电感器

I_ch:充电电流

I_dis:放电电流

VL,VS:电压

SU,SD:脉冲宽度调制信号

IN:输入信号

FB1:反馈信号

CK0:时钟信号

CK1:时钟信号

IN^:上采样输入信号

Vp2n:单端反馈信号

STA:状态控制信号

FB:数字反馈信号

SD*:控制信号

NSTP:步距数值

k:缩放控制信号

a1,a2,b1,b2,b3:系数

z-1:状态

CY_t-2～CY_t+2:周期

24:解码电路

M0～M63:参考模组

SC:预充电开关

CS:输出电容器

ST:共用开关

SP:放电开关

S0～S63:参考开关

C0～C63:参考电容器

VA:类比电压

VREF:参考电压

TC:周期

T0,T1:时间段

SP1～SP4:脉冲宽度调制控制信号

T1～T4:晶体管

B0,C0:流程

B02～B06,C02～C04:步骤

具体实施方式

为在本申请中，术语“耦接于”可指直接或间接连接。“将元件A耦接于元件B”可表示元件A直接连接到元件B或元件A通过某个元件C连接到元件B。此外，在充电脉冲宽度查找表(charging pulse width look-up table)和放电脉冲宽度查找表的上下文中，术语“脉冲宽度”可以指控制码，其用于通过具有数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)、锯齿波形(sawtooth waveform)和类比比较器(analog comparator)的类比方式，或者通过具有计数器(counter)、时钟(clock)和数字比较器的数字方式来控制脉冲的脉冲宽度。

在下面的描述和请求项中，术语“大致上”通常意指可能存在或不存在的小偏差。举例来说，术语“大致相同”意指偏差在给定值或范围的10％之内，或意指偏差在给定值或范围的5％、3％、2％、1％或0.5％之内。意即，大致相同的两个量a和b是指|a-b|≤ε×|a|或|a-b|≤ε×|b|，其中ε代表一小数量，例如可以是10-1、10-2、10-3或更小，并且|a|输出a的绝对值(absolute value)或大小(magnitude)。举例来说，一输出信号VL大致成比于(proportional)(例如正比)输入信号IN意味着满足||IN(t)-c·VL(t)||2≤ε·||IN(t)||2，其中||s(t)||2可以表示任意信号s(t)的能量，IN(t)和VL(t)分别表示输入信号和输出信号的时变函数(time-varying function)，c表示一常数，其可以是正数或负数，并且ε代表一小数量，其可以是例如10-1、10-2、10-3或更小。

为了回收电容性负载中储存的能量，申请人在美国申请号17/022,106中提供了一种具有能量回收能力的驱动电路的方法，以利用直流对直流转换器(DC-DC converter)电路作为充电电路来对电容性负载(capacitive load)进行充电；利用另一直流对直流转换器电路作为放电电路来回收电容性负载中储存的能量；并利用脉冲宽度调制(pulse widthmodulation，PWM)控制器来补偿充电电路和放电电路的电荷转移能力的不平衡。然而，由于采用模拟(即时(real-time))反馈回路(feedback loop)，过冲(overshooting)和闭回路(close-loop)稳定性会使开回路增益(open-loop gain)难以提高，其必须抑制残差(residual error)以获得良好总谐波失真(total harmonic distortion，THD)性能。此外，如在美国专利申请号17/022,106的图12中所示，充电电路的能力和放电电路的电荷转移能力相对于输出电压电平(voltage level)有截然相反(diametrically opposite)的趋势，使得类比脉冲宽度调制控制器在设计上需严重妥协，从而导致性能欠佳。

为了解决这个问题，在本申请中提出了基于数字n位元(n-bit modulation)调制的一实施例，其使用模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)数字化控制回路，且控制回路是在数字域(digital domain)中执行，用一查找表存储预先计算的脉冲宽度调制脉冲宽度控制资讯(即脉冲宽度控制码(PWCC，pulse width control code))；以及脉冲宽度调制脉冲产生器来转换数字编码的脉冲宽度调制脉冲宽度(即脉冲宽度控制码)为实际脉冲宽度调制脉冲。此外，为解决充电电路的能力和放电电路的电荷转移能力相对于输出电压电平有截然相反的趋势的问题，藉由具有专用于充电操作的一脉冲宽度控制码表(PWCC table)和专用于放电操作的另一脉冲宽度控制码表，可分开充电操作的控制与放电操作的控制(在实践中，分开通常只是概念性的，并且这两个表脉冲宽度控制码表可以驻留在一连续存储器位址空间(memory address space)内)。

在一实施例中，在各直流对直流切换周期(或简化为“切换周期”)前，根据数字域中预期输出信号(通常是输入信号乘以增益)和反馈信号之间的差值，决定各切换周期的状态为充电、放电或闲置。对于非闲置的切换周期，控制脉冲宽度调制的宽度，以产生电荷转移，使得在每个周期中，根据查找表产生一单位电压变化(例如ΔV)或一单位电压变化的整数倍(例如±n×ΔV)，其中电荷转移依下述因素进行补偿，如一供给/源电压和一负载电压之间的关系；电流的振幅和如电阻、电感器磁芯饱和(inductor core saturation)等电路参数之间的关系；电流流动的方向(充电或放电)；以及介电常数(permittivity)和负载电压之间的关系。

请参考图1，图1为本申请实施例一驱动电路10的示意图。驱动电路10耦接于电压源11与负载13之间，接收一输入信号IN以根据输入信号IN驱动负载13。输入信号IN可以是输入音讯信号。

电压源11是可能具有的能量存储能力的一电力源。例如，电压源11可以包括一电池(其可以是或可以不是可充电电池)或直流(direct current，DC)电源，例如直流对直流切换电源。在一实施例中，电压源11(例如，直流对直流切换电源)可以包括电容器或具有电容性。

在一实施例中，负载13可包括一扬声器，或等价地，一发声装置或一声换能器(acoustic transducer)。在这种情况下，输入信号IN可以是音讯信号。在一实施例中，负载13内的扬声器可以包括一压电致动扬声器(piezoelectric actuated speaker)。具体地，驱动电路10可以连接到压电致动扬声器的压电致动器。负载13内的压电致动器可以包括夹在第一/顶部电极和第二/底部电极之间的压电层。此外，驱动电路10可以连接到致动器的电极。需要注意的是，第一/顶部电极和第二/底部电极之间存在显著电容性，使得负载13可以作为被称为电容式负载、扬声器或电容式扬声器负载。

驱动电路10不仅用于在充电阶段期间形成从电压源11到负载13的充电电流，也能在放电阶段形成从负载13返回到电压源11的放电电流。在这点上，在充电阶段期间存储到负载13内的电容中的能量将在放电阶段期间再回收到电压源11内(或电压源11旁)的电容，从而减少总消耗的能量。

具体而言，驱动电路10包括一双向电路124，其包括一充电电路12、一放电电路14和一脉冲宽度调制控制器16。脉冲宽度调制控制器16可以通过如专用积体电路来实现(application specific integrated circuit，ASIC)，但不限于此。充电电路12和放电电路14的第一端耦接电压源11，第二端耦接负载13。充电电路12用以从电压源11到负载13形成第一/充电电流I_ch(或提供第一/充电电流路径)；放电电路14用于从负载13回到电压源11形成第二/放电电流I_dis(或提供第二/放电电流路径)。

随着负载13内的电容，充电电路12在充电阶段期间形成从V_L到V_S的升压转换器(boost converter)(一种直流对直流转换器)，放电电路14在放电阶段形成从V_S到V_L的降压转换器(buck converter)(另一种直流对直流转换器)。换言之，可以视为驱动电路10利用升压转换器(充电电路12)向负载13内的电容进行充电操作，以提高负载13两端的跨压V_L，并利用降压转换器(放电电路14)对负载13内的电容进行放电操作，以降低负载13两端的跨压V_L。

在一实施例中，在充电阶段，在电压V_L的上升部分所对应的时间间隔内，充电电路12提供从电压源11向负载13的充电电流I_ch以进行充电操作。在放电阶段期间，在电压V_L的下降部分所对应的时间间隔内，放电电路14将放电电流I_dis导向而从负载13流回到电压源11来执行放电操作。

在图1所示的实施例中，充电电路12包括开关S1、二极体D1和电感器L1；放电电路14包括开关S2、二极体D2和电感L2。开关S1受第一脉冲宽度调制信号SU控制，而开关S2受第二脉冲宽度调制信号SD控制，脉冲宽度调制信号SU和SD由脉冲宽度调制控制器16产生。脉冲宽度调制控制器16具有第一输入端以接收输入信号IN，其第二输入端耦接负载13以接收反馈信号FB1。脉冲宽度调制控制器16根据输入信号IN和反馈信号FB1产生脉冲宽度调制信号SU和SD，使得驱动电路10根据输入信号IN驱动负载13。二极体D1和D2用作整流元件(rectifying component)，这将在后面详细阐述。

驱动电路10内各元件之间的连接详述如下。在充电电路12中，二极体D1的阳极(anode)经由电感器L1耦接至电压源11，二极体D1的阴极(cathode)耦接到负载13。开关S1的第一端耦接到二极体D1的阳极。意即，电感L1的第一端耦接电压源11，而电感L1的第二端耦接二极体D1的阳极和开关管S1的第一端。在一实施例中，如图1所示，开关S1的第二端可以耦接至接地端，但不限于此。在放电电路14中，开关S2的第一端经由电感器L2耦接到电压源11，开关S2的第二端耦接到负载13，二极体D2的阴极耦接到开关S2的第一端。意即，电感L2的第一端耦接电压源11，而电感L2的第二端耦接二极体D2的阴极和开关S2的第一端。在一实施例中，如图1所示二极体D2的阳极可以耦接到接地端，但不限于此。

在一实施例中，二极体D1、D2可以由同步整流器(Synchronous Rectifier，SR)代替，包括具有适当(栅极(gate))控制信号的开关/金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)，稍后将详述。在一实施例中，作为专用电感器L1和L2的代替，这两个电感器可以合并为一共用电感器。在一实施例中，作为用于充电动作的一专用电路12(升压转换器)和用于放电操作的一专用电路14(降压转换器)的代替，可以通过一降压升压转换器电路，并利用合适的驱动信号，来一并实现充电和放电。

在一实施例中，如图1所示，负载13可直接耦接到接地端。在一替代实施例中，负载13可以耦接到一直流偏置电压源(V_BIAS)，但不限于此。

电压源11提供电源/源电压V_S，并且负载13具有负载电压V_L，其中V_L也可被视为负载13的输出电压。虽然实施例讨论的上下文中，电源/源电压V_S没有高于负载电压V_L，即V_S≤V_L，但本申请所公开的概念应用不限于此。

仅管电路拓扑是类似于直流对直流切换电源供应器(例如升压转换器和/或降压转换器)，开关S1/S2的控制机制实际上更接近常规的D类放大器(class D amplifier)的控制机制，其根据反馈信号FB1和输入信号IN产生的脉冲宽度调制信号以及脉冲宽度调制控制器控制开关S1/S2。脉冲宽度调制控制器将在后面详述。

与现有技术(如D类放大器或AB类放大器)的驱动电路的不同在于，放电电路14将放电电流I_dis转向而从负载13流回电压源11，而不是流向接地端或另一电压源(例如，负电压源)。它可以被认为是，存储在负载13内电容中的能量/电荷被回收并存储回至电压源11。因此，驱动电路的功耗显著减少。

如脉冲宽度调制控制器16所示，输入信号IN(其可以是模数转换器的输出，或经由一并行总线(parallel bus)或一串列总线(serial bus)(诸如Sony/Philips数字介面格式(Sony/Philips Digital Interface Format，S/PDIF)、脉冲分时复用(Pulse DensityModulation，PDM)或集成芯片间音讯(Integrated Interchip Sound，I2S)总线)而进入)即将被驱动电路10放大，并且可以在数据速率(data rate)44.1采样千次每秒(kilo Samplesper Second，Ksps)、48Ksps、96Ksps或192Ksps下被编码成16位元元每秒(Bits PerSecond，bps)或24bps脉冲码调制(Pulse-code modulation，PCM)格式。锁相回路(phase-locked loop)104可以将输入信号IN的时钟提高R倍以产生一时钟信号CK0。一时钟分频器(clock divider)105可将时钟信号CK0缩小C倍，以产生一时钟信号CK1。时钟信号CK1定义驱动电路10的“切换周期(switching cycle)”，C是时钟信号CK0在每个切换周期的时钟的数量且时钟信号CK0控制每个切换周期中驱动电路10的操作。例如，在输入信号IN具有数据速率48Ksps且R＝1024、C＝16、CK0＝49.152MHz(百万赫兹)、CK1＝3.072MHz。在另一示例中，输入信号IN具有数据速率48Ksps且R＝336、C＝16、CK0＝16.128MHz、CK1＝1.008MHz。

在这样的情况，一上采样器(up-sampler)101可以用时钟信号CK1(即，上采样速率)对输入信号IN执行抽取(decimation)操作和内插(interpolation)操作。上采样滤波器102可以滤波掉或衰减由上采样器101所引起的更高频率分量，并且可以是一低通滤波器来平滑上采样器101的输出以产生上采样输入信号IN^。因此，当时钟信号CK1设置为高速率，对于给定的输出压摆率(slew rate)，每直流对直流切换周期中的步距大小(step size)可以减小，这导致更好的解析度和较低的总谐波失真。此外，由于更高的上采样速率，带内(<20KHz)量化信噪(in-band quantization noise)也会降低。然而，由于一模数转换器107和直流对直流都运行在高速率，驱动电路10的总功率消耗将上升。因此，通过将R设置为不同值，可以在输出解析度(音讯品质)和内部功耗之间进行权衡。

注意，由上采样器101和低通滤波器102而来的位元解析度通常高于IN的位元解析度，并且解析度的增加通常可以计算为

例如，如果IN^的采样速率(samplerate)为768Ksps＝16x48 Ksps而IN的位元解析度是16bps，那么IN^(具有4倍于IN的解析度)应使用18位元每采样(bit per sample)。在一替代实施例中，上采样器101和低通滤波器102可以由ΔΣ编码器代替，其可以产生一上采样(即过采样)IN^(其具有每采样位元解析度显著低于输入IN)。通过ΔΣ调制的信噪整形特性和IN到IN^的高过采样速率(high INto IN^over sampling rate)，即使在IN^的每采样解析度大幅小于IN的每采样解析度(如8位元每采样)，IN^的量化信噪将转移到听不见的频带(>20KHz)，且非常高的信噪比(Signal-to-Noise-Ratio，SNR)可以实现在可听频带(<20KHz)，而可大大降低放大电路10的复杂性。

反馈信号FB1(即相关于负载13两端的即时跨压)是由一差动放大器(differential amplifier)108转换为一单端(single-ended)反馈信号Vp2n。在时钟信号CK1的每个周期的开始，单端反馈信号Vp2n由模数转换器107(例如具有采样保持输入阶段的逐次逼近(Successive-approximation，SAR)模数转换器)内的采样保持(sample andhold，S/H)进行采样，在模数转换器107进行模数转换的CK0的k个周期后，对应于单端反馈信号Vp2n的值的数字反馈信号FB的数字值将被锁存到模数转换器107的输出。

值得注意的是，在一些实施例中，模数转换器107可以包括一差动输入级。在这种情况下，模数转换器107和差动放大器108可以是虚线框所指示的一整体，而差动放大器108对应于模数转换器107的差动输入级。

控制电路103可以根据输入信号IN与反馈信号FB1(例如，上采样输入信号IN^和数字反馈信号FB)产生一状态控制信号STA。

详细地，控制电路103的滤波器106对数字反馈信号FB滤波以产生滤波后数字反馈信号FB*，其具有与上采样输入信号IN^匹配的位元每采样解析度。然后，控制电路103计算上采样输入信号IN^和滤波后数字反馈信号FB*之间的实际差值DLT_act(即DLT_act＝IN^-FB*，代表一差值(delta，Δ)运算)。如果实际差值DLT_act是大于一正特定值时，控制电路103产生状态控制信号STA来指示充电操作(即STA＝CHARGE)，使得驱动电路10在充电周期期间形成从电压源11到负载13的充电电流。如此一来，充电电流在下一个直流对直流切换周期于负载13添加一单位电压变化(例如ΔV)或一第一整数倍的单位电压变化(例如n×ΔV)。

另一方面，如果差值DLT_act小于一负特定值时，控制电路103产生状态控制信号STA来指示放电操作(即STA＝DISCHARGE)，使得驱动电路10在放电周期形成从负载13返回到电压源11的放电电流。如此一来，放电电流在下一个直流对直流切换周期于负载13减去一单位电压变化(例如-ΔV)或一第二整数倍的单位电压变化(例如-n’×ΔV)。

否则，如果差值DLT_act在正特定值和负特定值之间(例如-MIN_DLT≤DLT_act≤MIN_DLT)，控制电路103产生状态控制信号STA来指示闲置操作(即STA＝IDLE)，使得驱动电路10不形成充电电流或放电电流，且在下一个直流对直流切换周期，负载13的电压V_L保持不变。

须注意，差值DLT_act为DLT_act＝IN^-FB*用作本申请的一实施例，但不限于此。一般来说，实际差值DLT_act可以表示为DLT_act＝f₁(IN)–f₂(FB)，其中f₁(·)/f₂(·)表示对应于对信号IN/FB进行信号处理的函数，其中，信号处理可以是或包括一数据转换操作(例如，数模转换或模数转换)、一滤波操作或一多速率信号处理(例如，下采样或上采样操作)。只要DLT_act反映IN和FB的差值即可满足本申请的需求，不论信号IN/FB是否被处理。

因负载13内电容的电荷存储性质，在每个直流对直流切换周期期间，流入或流出负载13的电荷将和之前直流对直流切换周期在负载13的电荷进行积分(integrated)。换言之，负载13内电容隐含执行加总(sigma，Σ)运算。因此，通过结合负载13的加总(Σ)运算与控制电路103的差值(Δ)运算，可于驱动电路10和负载13之间产生加总差值(ΣΔ)系统。由于负载13的Σ运算是一电容的自然行为，此特征可以被称为是“自动ΣΔ”。由于驱动电路10的这种自动ΣΔ性质，驱动电路10的解析度的有效位元数(number of bits)可以通过适当设计滤波器(例如106)显著提升。例如，当IN^和模数转换器的解析度是8位元，并且滤波器对应于一阶ΣΔ系统(L＝1)，对CK1＝3.072MHz、过采样相对于48Ksps为64倍，可听频带(<20KHz)内电路10的信噪比可以>110分贝(decibel，dB)，超过一16bps脉冲码调制、48Ksps数据流(data stream)的信噪比。

此外，当所生成的单位电压变化(例如ΔV)或所生成的第一整数倍的单位电压变化(例如n×ΔV)的实际值从目标量偏离，此偏差(deviation)或误差(error)将合并(积分)于负载13的存在的电荷(包含在负载13的目前电流跨压)，且将在下一CK1周期被模数转换器107转换为数字反馈信号FB，然后成为FB*而与上采样输入信号IN^比较，以在后续的切换周期生成脉冲宽度调制控制信号SU和/或SD。因此，只要从单位电压变化的目标量的偏差(即非线性度(nonlinearity))不是很大(例如单位电压变化的+/-35％)，从单位电压变化ΔV的目标量的偏差(或误差)可在后续的切换周期被自动ΣΔ运算抑制，而驱动电路10的线性度将主要由模数转换器107的线性度来决定。换言之，脉冲宽度调制控制电路151、充电电路12、放电电路14、负载13和模数转换器107形成一ΣΔ反馈控制回路，其中单位电压变化ΔV由负载13累积、由模数转换器107重新数字化和并在接下来的直流对直流切换周期中由脉冲宽度调制控制信号SU和/或SD补偿。

须注意，除了闲置周期外，反馈控制回路涉及一个固定值的单位电压变化ΔV，这与1位元数模转换器转换(1-bit DAC conversion)的操作没有什么不同。相较1位元数模转换器的转换操作，当差值(difference)DLT_act位于正特定值和负特定值之间时(例如-MIN_DLT≤DLT_act≤MIN_DLT)，闲置周期抑制切换。虽然这种操作有助于避免一些切换活动来降低功耗，但它可能会导致输出解析度降低。所以，特定值通常较小，且在一些实施例中，控制电路103可以选择不生成指示闲置操作的状态控制信号STA＝IDLE。

此外，类比放大器需要处理闭回路稳定性和相位裕量(phase margin)，滤波器106可有助于驱动电路10处理相同的考量。滤波器106可以是一缩放器(scaler)、一单一寄存器(register)滤波器、一双二阶(bi-quadratic，BiQuad)滤波器，或当与负载13的自动Σ运算结合时具有适于形成一Σ-Δ滤波器的一传递函数(transfer function)。

请参考图2，图2为一常规的双二阶滤波器的示意图。当有更多的硬体资源可用时，对于滤波器106的一般选择是使用双二阶滤波器实现无限脉冲回应(infinite impulseresponse，IIR)，其如图2所示的直接形式2(direct-form-2)双二阶滤波器。图2所示的直接形式2双二阶滤波器能够进行比缩放器或单一寄存器滤波器更复杂的控制。这种形式的双二阶滤波器需要7个寄存器：2个用于状态(例如z^-1)、5个用于系数(a1、a2、b1、b2、b3)，且每信号周期有9个计算步骤：5个乘法和4个加法。如此一来，双二阶滤波器的好处以具有比缩放器或单一寄存器滤波器更高的电路复杂性作为代价。

如果滤波器106是双二阶滤波器，则需要在每3.072MHz的切换周期的一小部分内完成5次乘法和4次加法的计算。为了简化计算需求，可以选择双二阶滤波器使得对应于系数b1、b2、b3的乘法被减少成由逐位元(bit-wise)移位(shift)操作实现。例如，在具3.072Msps采样速率的系统中，对于Q＝0.707的2次低通滤波器(2^nd order low-pass-filter，LPF2)，如果截止频率fc＝196,647.43Hz，b1、b2、b3的值为0.03125、0.0625、0.03125，其分别相当于右移5位元、4位元、5位元；如果fc＝131,964.5Hz，则Q＝0.841的2次低通滤波器具有b1、b2、b3的值将分别相当于右移6位元、5位元、6位元；如果fc＝91,203.5Hz，Q＝0.841的2次低通滤波器具有b1、b2、b3的值将分别相当于右移7位元、6位元、7位元；如果fc＝63,915.6Hz，Q＝0.707的2次低通滤波器具有b1、b2、b3的值将分别相当于右移8位元、7位元、8位元，依此类推。因此，通过适当选择fc，如上述例子所示，双二阶滤波器的计算可大大简化。值得注意的是，此技术适用于滤波器106以及上采样滤波器102。

在上述实施例中，差动放大器108和模数转换器107的动态范围匹配于反馈信号FB1的动态范围(即相关负载13的跨压)。例如，如果反馈信号FB1的动态范围是31V，即max(FB1)-min(FB1)＝31V，则差动放大器108和模数转换器107的动态范围也将是31V。然而，在正常的音乐聆听中，很可能只会利用整个动态范围的一小部分。在这种情况下，相应地向下调整差动放大器108和模数转换器107的输入动态范围及增强整个系统的解析度将是有益。

请继续参考图1，其中一缩放控制信号k是缩放因数(scaling factor)的次方(power)，例如缩放因数是4时k＝2，或缩放因数是8时k＝3。当k≠0，差动放大器108将增加信号增益2^k倍(即动态范围降低2^k倍)。通过如上面所讨论调整模数转换器107的动态范围，驱动电路10的解析度在k＝2时改善(如提高)2位元，或在k＝3时改善3位元。

缩放控制信号k可通过控制电路103即时监视上采样输入信号IN^的目前值来生成。例如，对于一个k＝{0,2}的双状态(two-state)实施方案中，当上采样输入信号IN^的目前值小于上采样输入信号IN^的最大值的四分之一时，k＝2；否则，k＝0。

可替代地，k可以由应用处理器(application processor，AP)通过系统总线控制，且应用处理器可由使用者的音量设置、由预扫描音乐档等决定k的值，来调整模数转换器107的动态范围。

在每个非闲置切换周期对施加一个准位(level)的单位电压变化(例如ΔV)，单位电压变化ΔV取决于反馈信号FB1摆动的电压范围(例如31V的峰对峰值或22V的峰对峰值)(即相关于负载13跨压)、峰对峰值电压摆幅的频率上限和模数转换器107的解析度。例如，请参考以下表1第3栏(column)，其中，峰对峰值摆幅(peak-to-peak swing)Vp-p是31V、目标全摆幅频率(target full swing frequency)f_full-swing是4.732KHz而直流对直流切换速率f_swtching是3.072MHz，在这些需求下，每切换周期最大压摆率(maximum slew rate)(或ΔV)可以被计算为31*4.732K*π/3.072M＝150mV。由于31V/150mV＝207，所以150mV的步距大小的每切换周期ΔV对应于7.7bps的每切换周期解析度，在驱动电路10的自动∑Δ效果之后，相对于48Ksps采样速率，7.7bps的每切换周期解析度将增加到13.7位元。

表1

Vp-p	31	31	31	31
					f<sub>swtching</sub> MHz	3.072	3.072	3.072	3.072
f<sub>full-swing</sub> KHz	6.624	5.678	4.732	0.946
					ΔV(mV)	210	180	150	30
解析度	148	172	207	1,033
					bps/切换周期	7.21	7.4	7.7	10.0
bps w/∑Δ	13.2	13.4	13.7	16.0
					48Ksps x	64	64	64	64

关于峰对峰值电压摆幅的频率上限：人声的频谱一般在5KHz以下，而有些乐器的频谱可以扩展到15KHz。然而，在任一情况下，这些高频音调(high-pitch tones)总是一些基音(base note)的谐波(harmonics)，这意味着这些高频音调的振幅(amplitude)低且不需要峰对峰值电压摆幅来产生。鉴于此背景，从上面的示例的表中，取决于发声装置(soundproducing device，SPD)的具体目标，对应于第1～3栏(ΔV＝210～150mV)的设计都将是合理的选择。

完美电容器C中存储的能量可以表示为

因此注入至或萃取自负载13而在V_L产生的ΔV变化的能量可以表示为：

其中C₁₃(V_L)是负载13在V_L的电容值，其包括由于施加电压引起的介电常数变化。ΔE(公式1)对充电周期和放电周期两者分别为真，且代表需在充电周期从电压源V_S转移到负载13或在放电周期从负载13转移回到电压源V_S的能量。

另一方面，存储在电感器中的能量可以表示为：

直流对直流切换周期中，在脉冲宽度t_PWM中在电感器产生的电流可以被表达为：

其中V_m是在电感器L两端的跨压。当在脉冲宽度t_PWM中V_m大约恒定(V_m≈constant)时，可得到

将I代入E_L并简化项次可得到

由于能量守恒原理，储存在电感器L的能量将等于(在一充电周期)转入至或(在一放电周期)转出自电容性负载13的能量。换句话说，E_L＝ΔE_C13对充电周期和放电周期二者皆有效。因此，可得到

其导出

尽管公式3可用于充电周期和放电周期二者，然而对V_m的表示在充电电路和放电电路是不同的。例如，在电路10中，对充电电路12而言V_m＝V_S，而对放电电路14而言V_m≈V_L+ΔV/2-V_S，因此，对电路10的实例：

其可用于电路

其可用于电路14。

脉冲宽度调制控制电路151可基于公式3D决定脉冲宽度调制信号S的脉冲宽度，且基于公式3C决定脉冲宽度调制信号SU的脉冲宽度。

请注意，放电操作中负载电压V_L非常接近电源/源电压V_S时，用于放电电路14的脉冲宽度调制信号SD的脉冲宽度如公式3D所计算可能接近无穷大。换言之，当负载电压V_L非常接近的电源/源电压V_S时，在一切换周期中将V_L减少一单位电压(即减少一固定ΔV)的目标对电路14是无法实现的。因此，增加包括开关S3的分流电路(shunt circuit)。当通过一控制信号SD*导通时，开关S3从负载13到电压源11(或在其他实施例中从负载13到接地)创造一低电阻路径(即，形成另一放电电流)。因此，当如公式3D的t_PWM所计算的脉冲宽度T_SW超过预先决定的阈值，产生控制信号SD*的脉冲且控制信号SD*的脉冲宽度随脉冲宽度T_SW增加而增加。当控制信号SD*通过开关S3启动电流流动路径，负载13的放电电流流过放电电路14和开关S3两者，以便在每个切换周期实现一固定ΔV。

上述实施方式用于在每个切换周期施加固定ΔV，因此即使在自动ΣΔ效果后，解析度仍然低(上表中第1-3栏中范围从13.2位元到13.7位元)。为了改善驱动电路10的解析度，一多准位(multi-level)ΔV实施方式描述如下。

对于31V的峰对峰值摆幅Vp-p和10bps的模数转换器107，模数转换器107的输出的每一步距对应于31V/(2¹⁰-1)＝30mV的电压变化。如果各切换周期的固定ΔV比30mV大得多(例如为120mV)，类似于模拟放大器振铃(ringing)的现象可能发生，其中驱动电路10的输出可以在过冲或下冲(undershooting)之间跳动，从而产生锯齿(jagged)输出波形。即使这种不平(roughness)大多可通过高信噪比及ΔΣ操作的信噪整形特性滤除，总谐波失真可在可听频带达到。然而，有鉴于此在高频发生，这样的现象将引起功率消耗上升。在另一方面，如果固定的ΔV显著小于30mV时(如10mV)，如上面表格所示，将变得难以提高全电压摆动频率f_swing在1KHz以上，这对高保真(HiFi)音响放大器而言是灾难。

因此，本实施例包括一多ΔV系统(multi-ΔV system)(即V_L在每直流对直流切换周期改变一单位电压变化的整数倍，例如±n×ΔV)，其中，ΔV的步长大小是大致与模数转换器107的解析度电压电平相同(例如为30mV)。利用这种设置，模数转换器107、充电电路12和放电电路14的操作变成很好地同步。例如，ΔV的范围从-210mV到+210mV的多ΔV系统(步距30mV)，考虑驱动电路10的自动ΣΔ效果之后，可以与10bps的模数转换器107一起运作，以在系统级(system level)产生16bps的等效解析度，同时如表1所示仍满足31V的峰对峰值摆幅Vp-p的压摆率需求到6.6KHz，这可满足多数音响爱好者。

在这样的多ΔV系统中，控制电路103可以计算上采样输入信号IN^和滤波后数字反馈信号FB*之间差值DLT_act，以得到一步距数值(step-size number)NSTP。也就是说，步距数值NSTP根据实际差值DLT_act决定。例如，对于30mV的单位步距大小(unit step-size)ΔV，在每个非闲置切换周期中，差值DLT(例如，实际差值DLT_act或预期差值DLT_ind)可以对应于1到7的步距数值NSTP，以对电压V_L改变±ΔV到±7×ΔV，在每个非闲置切换周期，可以设置预期差值DLT_ind的大小上限不大于210mV。预期差值DLT_ind可以表示充电电路12在充电切换周期内执行充电操作时电压V_L的增量(increment)，或放电电路14在放电切换周期内执行放电操作时电压V_L的减量(decrement)。电压V_L表示(跨过)负载13的负载电压或负载13的输出电压。

控制电路103可决定预期电压差值DLT_ind为DLT_ind＝NTSP×ΔV。在其他的角度来看，一旦给定单位电压变化ΔV固定/恒定，决定预期电压差值DLT_ind以及决定步距数值NSTP是等效的，这意味着DLT_ind和NSTP皆是根据实际差值DLT_act来决定。

当图1的系统是运作良好时，系统的信噪比一般>50dB，且所测得V_L和其理想值之间的偏差是通常<1％。在这种情况下，实际V_L的值可以通过G×IN^来估计，其中G是增益，这意味着公式3C和公式3D可以通过更换V_L为G×IN^来计算。因此，对充电(公式3C)和放电(公式3D)所需的脉冲宽度调制脉冲宽度t_PWM(用于任何IN^和NSTP的组合)可以预先计算、编码成脉冲宽度控制码，并使用对应的IN^和NSTP(记为(IN^，NSTP))组合作为位址存储在一放电脉冲宽度查找表和一充电脉冲宽度查找表。请注意，存储在查找表中的值不是实际的脉冲宽度调制脉冲宽度，而是用于生成所需的脉冲宽度调制脉冲的控制码。

当这种表在(使用一组特定(IN^，NSTP)作为位址)查找时，针对IN^和NSTP的特定组合，对应或代表预先计算的一脉冲宽度控制码的表项(entry)将被取回，并且此脉冲宽度控制码可以被用来产生脉冲宽度调制脉冲，其脉冲宽度t_PWM将产生正确量的电流I_ch(或I_dis)，以根据公式3C产生所需的能量注入(或根据公式3D产生所需的能量提取)，使得负载13两端跨压V_L改变NSTP×ΔV(或-NSTP×ΔV)。

因此，在每个切换周期内，对应于时钟信号CK1的一周期，由控制电路103计算的状态控制信号STA和步距数值NSTP的值，将与上采样输入信号IN^的值结合到一位址(STA，IN^，NSTP)，以选择和存取放电脉冲宽度查找表和充电脉冲宽度查找表的内容，并取回预先计算的一控制码，由脉冲宽度调制控制电路151使用据以生成具有相对应脉冲宽度的脉冲宽度调制信号SD、SU。

请参考图3，图3是本申请实施例脉冲宽度调制控制电路151的示意图。如图3所示，脉冲宽度调制控制电路151(或等效地，脉冲宽度调制控制器16)包括存储器203、数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)205、比较器206、锯齿波形产生器204和多工器(multiplexor)208。脉冲宽度调制控制电路151通过充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202生成脉冲宽度调制信号SU和SD，其中充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202存储在存储器203中。控制信号SD*产生方式类似，为了简洁省略。控制电路103计算状态控制信号STA以用来在充电脉冲宽度查找表201(当STA＝CHARGE)和放电脉冲宽度查找表202(当STA＝DISCHARGE)选择一合适者。对应于特定放电脉冲宽度或特定充电脉冲宽度的特定表项可以使用上采样输入信号IN^和步距数值NSTP作为位址来进行选择。所选择/特定表项(即脉冲宽度控制码)可能是6位元到10位元宽(6-bit to 10-bit wide)，所选择/特定表项将被数模转换器205转换成一特定类比电压电平，比较器206可将这特定类比电压与单触发(one-shot)锯齿波形产生器204所输出的锯齿脉冲进行比较，以产生一脉冲，此脉冲的宽度将被由锯齿波形和特定类比电压之间交点来决定。当状态控制信号STA未指示闲置操作(即STA≠IDLE)时，锯齿波形产生器204在每个切换周期期间产生一锯齿波脉冲。请注意，锯齿脉冲可以可选地具有平坦的尖端，此尖端的宽度对应于预设的最小脉冲宽度。由比较器206产生的脉冲是根据状态控制信号STA指示一充电操作或一放电操作(即STA＝CHARGE？)，通过多工器208输出脉冲宽度调制信号SU或脉冲宽度调制信号SD。

在本申请中，具有或不具有平坦尖端的锯齿形脉冲的波形被命名为锯齿状波形(sawtooth-like waveform)。在第4、6、7图标号204的曲线绘示具有平坦尖端的锯齿状波形。本领域技术人员可以进行修改或相应地改变，而不限于此。

须注意，图3所示正极性的锯齿脉冲和脉冲宽度调制脉冲仅用于说明且在其他实施例中可能是负极性的锯齿脉冲和脉冲宽度调制脉冲。此外，除了图3的151使用模数转换器和比较器外，脉冲SU或SD还可使用数字计数器和数字比较器来产生(仅举一种产生脉冲SU或SD的替代方案)。因此，本申请公开的概念不限于图3所示的细节。

为了尽量减少锁存(latching)数模转换器205的输入和锯齿波形产生器204的启始之间的等待时间(latency)，当控制电路103正在计算状态控制信号STA和步距数值NSTP时，可将数模转换器205的输出预置到一特定值，使得数模转换器205的输出靠近锯齿脉冲的起始电压电平。

例如，请参考图4，图4为本申请实施例脉冲宽度调制控制电路151的操作时序图。如图4所示，对输入为0x3f(对6位元输入(或表项)为最大输入值，其对应于最大放电脉冲宽度或最大充电脉冲)，数模转换器205的输出可以对应于稍微高于0V的电压电平，同时对输入为0x00(最小输入值)，数模转换器205的输出可以对应于略低于锯齿波形产生器204所产生的(锯齿脉冲的)平坦尖端部分的电压电平。在图4的例子中，每个CK1周期对应于如垂直虚线所示的CK0的16个周期。在时钟信号CK1的一周期CY_t的前7个时钟信号CK0周期中，数模转换器205可以在一预先设定状态(将在稍后讨论)，使得数模转换器205的输出稳定(settle)在0V。然后，在周期CY_t的第8个时钟信号CK0(周期)的上升缘(rising edge)，充电脉冲宽度查找表201或放电脉冲宽度查找表202的输出被数模转换器205锁存，在锯齿波形产生器204所产生的锯齿脉冲开始上升前，数模转换器205的输出将具有1个时钟信号CK0周期来进行稳定。需要注意的是，对于数模转换器205的大的信号转变(如输入至数模转换器的是0x30时的输出摆幅)，锯齿波脉冲的相关电压电平将在锯齿脉冲开始后6个时钟信号CK0周期到达，而可用低功率数模转换器电路作为数模转换器205。

上采样输入信号IN^的解析度明显过高(在上述实施例中可能高达18位元)。因此，(包括符号位元的)8个最高有效位(Most Significant Bit，MSB)的上采样输入信号IN^被用来作为充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202的位址(如图3中的IN^[19:12])，其对两个查找表产生31V/256＝121mV的每表项ΔV解析度，且在大多数情况下应具足够精细的解析度。

在利用充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202下，驱动电路10可视为由2⁸＝256个直流对直流转换器的集合所组成，其中每个经优化以在V_L的严格特定范围内产生对应于步距数值NSTP的所需电压变化nΔV。在本质上，通过以位址(STA，IN^，NSTP)对充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202定址，可(对充电电路12或放电电路14)发展预优化的直流对直流转换器。此专用直流对直流转换器的任务是根据公式3C和公式3D生成预先优化的脉冲宽度调制脉冲，并根据步距数值NSTP生成所需V_L的电压变化nΔV。

从系统角度看，系统10的元件(从201～208)、充电电路12或者放电电路14组合以形成系统，其中步距数值NSTP被映射到线性化的电压变化nΔV(具明确定义的单位步距大小ΔV)。换句话说，充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202可以视为预失真滤波器(pre-distortion filters)的集合，其中如C₁₃(V_PZT)的电压依赖性、数模转换器205、比较器206、充电电路12和放电电路14的组合非线性度、由于V_m而在公式3C和公式3D之间的差异等等因素，被合并成一全涵盖公式(full dynamic range)，然后通过细分割V_L的全动态范围为窄ΔV_L的细分部的集合将其分段线性化(piecewise linearized)(查找表的列(row)，对应于IN^)，然后将一组预先计算的脉冲宽度填入这些ΔV_L的细分部的各者(查找表的栏，对应于NSTP)，使得驱动电路10在负载13的负载电容器产生所得电压变化nΔV线性相关于步距数值NSTP。

注意，图3所示的充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202的位址是(IN^[19:12],NSTP)，这是最灵活和直接的方式来涵盖上采样输入信号IN^和步距数值NSTP的任何种类的关系。

常规数模转换器接收连续变化的输入信号，而常规数模转换器的输出需要产生连续类比信号以相应于输入，且常规数模转换器的关键参数之一是其输出在两连续输入值变化之间稳定所需的时间(即稳定时间)。换句话说，对于在常规数模转换器中，每个转换周期中，(输入数字码和输出电压电平两者的)起始点，可以在常规数模转换器的规格之内的任何地方，而结束点也可以在常规数模转换器的规格之内的任何其它地方，且常规数模转换器的输出需要能够在周期时间内从起始电压电平转换到结束电压电平。如图4所示时序图结合相关讨论，这些操作条件不需要限制数模转换器205的实现，锯齿波形的斜坡(ramp)可以在数模转换器输出的大幅度摆幅稳定之前开始。

然而，请参考图5，图5是本申请实施例一脉冲宽度调制控制电路155的示意图。当脉冲宽度调制脉冲宽度(或脉冲宽度控制码)T_SW对给定值的上采样输入信号IN^对不同值的NSTP可以表示为T_SW＝A×NSTP+B时，则2⁸×NSTP个表项的表可以简化为2⁸x2个表项(A和B为2)的表，用于数模转换器205的输入的特定表项可以通过加法和乘法提取：A×NSTP+B。即使充电脉冲宽度查找表201’和放电脉冲宽度查找表202’的尺寸减少，生成数模转换器205的输入的复杂性将随之提升。此外，虽然图3的151的示意可以处理关于NSTP的任意关系，图5的155的示意只能处理脉冲宽度调制脉冲宽度t_PWM线性相关于NSTP的情况。

另一种最小化充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202的大小的方法是检查表表项、识别具有相同输出的表项、用公共表项替换这些表项、然后使用逻辑最小化等技术优化生成的位址内容映射(address-content mapping)。

在上述实施例模数转换器周期和直流对直流切换周期之间具有1对1的关系。在其他实施例中，可以实现模数转换器107的一个模数转换器周期对应于多个切换周期。

请参考图6，图6为本申请实施例脉冲宽度调制控制电路151的另一操作时序图。如图6所示，模数转换器107在下粗箭头(输入)采样其输入，在上粗箭头(输出)完成模数转换，在周期CY_t-2&CY_t-1、CY_t&CY_t+1和CY_t+2&CY_t+3之间的第14个CK0的下降缘(falling edge)产生FB，并在时钟信号CK0的后续八周期中产生步距数值NSTP和状态控制信号STA，其对于模数转换器107的每个采样将用于两个直流对直流切换周期。

在一实施例中，控制器103可以在来自充电脉冲宽度查找表201或放电脉冲宽度查找表202的两表项之间执行线性内插，以实现比预先计算ΔV的步距更精细的ΔV解析度。例如，自一个直流对直流切换周期根据对应ΔV＝120mV的一查找表表项和自三个直流对直流切换周期根据对应ΔV＝90mV的一查找表表项，可以得到输出V_L的97.5mV的电压变化ΔV的表项，也就是使用Look_up(120mV)+3×Look_up(90mV)+2)/4来替代Look_up(97.5mV)。相较于将电路12和电路14的解析度放大四倍并将充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202扩大4倍，线性内插的实现更经济。

请参照图7，图7是本申请实施例脉冲宽度调制控制电路151的另一操作示意图。如图7所示，从模数转换器107的每个采样所计算的步距数值NSTP和状态控制信号STA被施加到四个直流对直流切换周期，而不是如图6所示两个直流对直流切换周期。因此，相较基于图6所示的实施例，基于图7所示的实施例以损失输出解析度水准的1/2为代价，将削减模数转换器107、充电脉冲宽度查找表201、放电脉冲宽度查找表202和数模转换器205消耗功率为一半。系统设计者可以在图6和图7之间进行选择，取决于各设计的优先需求。或者，控制电路103可在图6和图7之间配置一动态开关，其可直接从主机电脑(host computer)控制，或通过侦测输入信号IN的预定条件，如输入信号IN<MAX_VALUE/32(-30dB，峰对峰值≤1V)表示最有可能需要的较低的功耗。

电源抑制比(Power-supply-rejection-ratio，PSRR)是任何音讯放大器的关键参数。假设一高稳定性带隙电压基准(bandgap voltage reference)被用来控制模数转换器107的操作，驱动电路10(其输出由模数转换器107控制)可表现出高的电源抑制比，而不需明确电路专门处理电压源11的波动。在电压源11的电压电平可以广泛地变化的情况下，且可能希望通过扩大充电脉冲宽度查找表201和放电脉冲宽度查找表202至多个细分部(subdivision)，以进一步改进电源抑制比，各细分部包含预先计算的脉冲宽度调至V_S的一特定范围，例如，[5.1V～5.36V]、[5.37V～5.63V]、[5.64～5.9V]，且查找表201和202的位址可以被扩增为(VSR,IN’,NSTP)，其中，VSR是由一V_S监视电路产生的V_S范围指示符(indicator)，使得当电源/源电压V_S发生变化时，从查找表取回的特定预先计算的脉冲宽度将自动调整，以根据如公式3C和/或公式3D的全涵盖公式来补偿电源/源电压VS的变化。

请继续参考图4驱动电路10中各区块之间的时序关系。需要注意的是，在模数转换器107中的采样保持在周期CY_t所取样的信号将在周期CY_t+1产生电流I_ch/I_dis，其在负载13两端的相应变化将被模数转换器107中的采样保持在周期CY_t+2取样。这意味着这些信号之间存在1切换周期延迟(1-switching-cycle delay)。请同时参考图6和图7，其中可能存在超过1切换周期的延迟。这种延迟，如果没注意，可能会导致振荡，因此需要小心处理。滤波器106管理这种不稳定性的因素，以实现高度稳定操作和高信噪比。

须注意，在上述实施例中，在具有充电电路12(作为升压转换器)和放电电路14(如降压转换器)的驱动电路10中使用脉冲宽度调制控制器16。在其他实施例中，脉冲宽度调制控制器16可应用于具有其他充电和放电的电路配置的驱动电路(例如美国申请号17/022,106的其他电路配置或能够以不同的控制信号形成充电电流和放电电流的4晶体管双向电路(4transistor bidirectional circuit))。

从更广的角度来看，本申请中心概念是关于利用如201和202的映射表，以将任何系统(如图1的电压放大器10)的映射控制的输入输出值细分成的多个小区域(如图3中对应于IN^[19:12]的256区域)，然后以一组预先计算的输出值控制信号对每个小输入输出映射区域内的系统行为进行建模(例如由图3中的NSTP定址而对应于各IN^[19:12]的多个表项)。注意，此通用方案的应用是未受限制的：不限于系统10，不限于充放电操作，不限于电压输出系统，当然不限于例如256细分等任何实施例细节。

另一方面，当充电电路12的输出V_L非常接近0V(参见公式3C)或放电电路14的输出V_L高于V_S很多(参见公式3D)时，脉冲宽度调制宽度T_SW(即公式3C及公式3D中t_PWM)可能变得很窄，而须非常精确地控制。为了实现这种精细控制的脉冲宽度调制脉冲宽度T_SW，可能需要高解析度数模转换器(例如12或14bps)来实现数模转换器205。然而，这样的精细解析度仅在当脉冲宽度很窄时需要，因此以输出对应到k^v的指数数模转换器将是数模转换器205更有效的实施方式。例如，2¹²的范围可以用1.14114⁶³进行编码，其中k＝1.14114，v＝0～63。因此，本申请使用6位元来表示需要接近2¹²线性码来线性表示的范围，因此表示数模转换器电路的复杂度降低了2^(12-6)≈64倍。

请参照图8和图9。图8是本申请实施例数模转换器205的示意图。图9是本申请实施例图8所示的数模转换器205的操作时序图。如图8所示，数模转换器205包括多个参考模组M0～M63、一预充电开关SC、一输出电容器CS、一共用开关ST及一放电开关SP。参考模组M0～M63被相互并联连接(connected in parallel)，每个参考模组Mn包括串联连接(connectedin series)的参考电容器Cn和参考电阻器Rn。

输出电容器CS包括一第一端耦接到接地，以及一第二端用于输出特定类比电压VA。放电开关SP被耦接在输出电容器CS的第一端和第二端之间。预充电开关SC包括一第一端耦接到参考电压VREF，和一第二端。在实施例中，参考开关S0～S63包括多个第一端连接到预充电开关SC的第二端，和多个第二端。参考电容器C0～C63包括多个第一端个别耦接到对应开关S0～S63的第二端，和多个第二端耦接至接地。电荷再分配/共用开关ST被耦接在输出电容器CS的第一端和参考电容器C0～C63的第一端之间。

这样的结构下，在数模转换器205可利用电荷再分配方案来对特定表项(控制码)执行数模转换，以产生特定类比电压VA。详细地说，如图8和图9所示，在一前置阶段(表示为时间段T0)，放电开关SP、预充电开关SC和参考开关S0～S63导通(逻辑1)而电荷再分配开关ST关断(逻辑0)，以对输出电容器CS放电(使输出电容器CS两端跨压达到0V)并对参考电容器C0～C63预充电(使参考电容器C0～C63两端跨压达到参考电压VREF)。前置阶段的最后，放电开关SP、预充电开关SC和参考开关S0～S63的一子集(其未被特定表项选择)先导通。(足以避免电流直射而通过VREF→SC→ST→SP→接地)短瞬间之后，通过导通电荷再分配/共用开关ST开始转换阶段(表示为时间段T1)，使得电流开始从参考电容器C0～C63中的(特定表项选择以经由对应的参考开关S0～S63保持连接到电荷再分配开关ST的)子集流动来对输出电容器CS充电，以产生特定类比电压VA。

此外，数模转换器205还包括一解码电路24。解码电路24用于接收由脉冲宽度调制控制电路151/155(或等效地由脉冲宽度调制控制器16)获得的脉冲宽度控制码，并依据脉冲宽度控制码进行解码操作以产生多个控制信号S0～S63，以控制多个参考开关S0～S63。解码操作可以是温度计解码(thermometer decoding)、二进位解码(binary decoding)或单热(1-hot)解码等。图8和图9中，SP、ST和S0～S63不仅表示开关而且还表示相应的开关控制信号。

在数模转换器电路205的第一实施例甲中，参考电容器C0～C63和输出电容器CS的参考电容值配置为一指数顺序Cn＝12fF*1.167ⁿ、n＝0-63、CS＝C63，且在转换阶段，参考开关S0～S63中一者且只有一者保持导通，即单热解码器。在转换阶段中，当电荷重新分配开关ST导通，特定类比电压VA所稳定的电压可计算为

使得特定类比电压VA可根据特定表项的数字值具有在VREF/2(当n＝63)和略高于接地电位(当n＝0时)之间的电压电平。如此一来，对于充电电路12当V_L→0V的电压变化+ΔV，或对于放电电路14当V_L>>V_S的电压变化-ΔV，数模转换器205可精确地控制脉冲宽度T_SW。

在数模转换器电路205的一替代实施例乙中，C0＝12Ff，而对于n＝1-63，Cn＝12fF*(1.167ⁿ-1.167^n-1)(多个依序相加的参考电容值为指数顺序

而参考开关S0～S63可以由温度计解码器控制，即在重置阶段结束时，当放电开关SP从逻辑高电平变为低电平，参考开关Sn+1～S63关断，而参考开关S0～Sn维持导通，且

(即多个参考电容值的总参考电容值)。因此，实施例乙与前一实施例甲在n个关系中特定类比电压VA具有同一电压电平。

实施例乙比实施例甲具有需要较少总电容值的优点，由于电容值耗用硅，因此采用实施例B显然较有利。然而，对于小的n，参考电容器Cn的电容值在实施例乙中可以是非常小的。例如，对于C1＝12fF x(1.167-1.1670)＝2fF，这是非常小的，且在单芯片实现中，实际电容值很容易在芯片之间有大波动比率。因此，可以采用实施例甲和实施例乙之间的混合来实现实施例丙，即，对于n<m，将Cn实现为单热方案，对于n≥m，将Cn实现为温度计码。

例如，在实施例丙中假设m＝13，针对温度计码下参考电容器C13的对应电容值为C13＝12fF x(1.167¹³-1.167¹²)＝12.786fF，即使用混合编码方案的实施例丙，最小电容值将是C0＝12fF。意即，如参考电容器C0～C12的参考电容值和(依序相加参考电容器C13～C63的参考电容值的)参考电容值是指数顺序，以及输出电容器CS的输出电容值等于多个第二参考电容值的总参考电容值。因此，实施例丙集对参考电容器Cn的电容值的大小波动设定上限，且减少所需的总电容值。

在数模转换器电路205的另一实施方案丁中，参考电容器C0～C63的参考电容值可以全部等于12fF(其暗示参考电容器C0～C63的参考电容值相同或大致相同的)，且使CS的电容值是

当参考开关S0～S63以二进位码或温度计码编码/解码，为了用于控制码n而产生的VA可以表示为：VA_n＝

注意，VA的变化是非线性且在n增加时减少。例如，对于n＝0→1,ΔVA_0→1＝VA₁–VA₀＝2/10-1/9≈0.088889×V_REF且对于n＝62→63,ΔVA_62→63＝VA₆₃–VA₆₂＝64/72-63/71≈0.001565×V_REF且比值

换言之，对n＝62→n＝63脉冲宽度调制脉冲宽度T_SW的增量是56.8，较对n＝0→n＝1脉冲宽度调制脉冲宽度T_SW的增量精细。通过以向上摆动锯齿斜坡替换图9所示向下摆动斜坡，并通过以n’＝63-n更换n，基于实施例丁的数模转换器205可以在n’是小的时产生一系列具精细步距脉冲宽度T_SW的准指数(quasi-exponential)脉冲宽度调制脉冲，且适合用于控制充电电路12或放电电路14。

换言之，在一实施方案中，参考电容器C0～C63的参考电容值相同。参考开关S0～S63由控制信号控制，并且控制信号相应于一控制码(例如，脉冲宽度控制码)或根据控制码(例如，脉冲宽度控制码)生成。在一实施例中，参考开关S0～S63的控制信号可以由解码电路24根据(脉冲宽度)控制码产生。

数模转换器205转换(脉冲宽度)控制码为类比电压VA。不同于本领域常规的数模转换器，在本申请中，当n增加时模拟差值ΔVA_n＝ΔVA_(n-1)→n＝VA_n–VA_n-1可以单调(monotonically)增加或单调减少。这里，n可以代表由相应的控制码来表示的或控制码本身的(数字)值。(n-1)代表控制码n所接续(consecutive)的控制码的值或(控制码n所接续的)控制码本身。ΔVA_n是随着n增加而增加还是ΔVA_n随着n增加而减少，取决于解码操作或解码电路24如何产生控制信号。只要VA_n与控制码值n具有单调(增加或减少)的关系，即满足本申请的需求。

此外，参考模组M0～M63的等效电容值C_eq可以与控制码值n具有单调(增加或减少)的关系。此外，假设K表示转换阶段内对应于控制码n导通的参考开关的数量，数量K可与控制码值n具有单调(增加或减少)关系，特别是在所有参考电容值相同的情况下。因此，随着等效电容值C_eq增加，模拟差值ΔVA_n可以单调增加或单调减少，或者，随着数量K增加，模拟差值ΔVA_n可以单调增加或单调减少。

此外，类比电压VA与控制码值n具有非线性关系。非线性度表示(在一角度来看)数模转换器205产生的类比电压VA具有VA_n+k≠VA_n+VA_k的属性，其中VA_n/k表示的对应于控制码n/k的类比电压。

数模转换器205产生特定类比电压VA后，特定类比电压VA与锯齿波形产生器204所产生的锯齿脉冲进行比较。如图9所示(图9及图3所示的锯齿脉冲为正且向VREF/2或VREF斜升，在其它实施例中锯齿脉冲可为负且向接地斜升，而修改其相应操作)，时间段T1存在数模转换器的转换阶段的开始和锯齿波形产生器204所产生的锯齿脉冲的斜坡的开始之间。时间周期T1允许电流流过共用开关ST以在锯齿脉冲开始斜坡前稳定，时间段T1是由电荷再分配开关ST和开关S0的Ron、参考电容器C0和输出电容器CS的电容值所决定。

相较于如R-2R结构的常规数模转换器，由于与共用开关ST相关联的电容值Cgs几乎可以总是比

小100倍，时间段T1本质上是独立于数模转换器205的整体功耗，其主要由输出电容器CS和参考电容器C0～C63的功耗决定，其上限在实施例甲为C63*VREF²*f而在实施例乙为

在一周期TC的前置阶段(时间段T0)，参考电容器C0～C63可以被预充电到参考电压VREF且输出电容器CS被预放电。在随后的转换阶段，部分参考电容器C0～C63可以经由连接到输出电容器CS进行部分放电。需要注意的是，对于在转换阶段未连接到输出电容器CS的一电容器Ci(即，相应的参考开关Si关断)，电荷被保持到下一周期TC，因此不消耗功率。仅在周期TC中连接到输出电容器CS的一电容器Cj，将被再充电以补充在转换阶段期间转移到CS的电荷。换句话说，基于特定表项的输入码，每个周期TC的功耗自动最小化，特定类比电压VA愈小，周期TC的功耗也愈小。

注意，锯齿波形产生器204所产生的锯齿脉冲和参考电容器C0～C63之间的关系，和图8和图9所示的输出电容器CS的预放电，只绘示数模转换器205和脉冲宽度调制控制电路151的操作，可以利用其他组合来实现类似的结果，并且所有这些变化都在本申请的范围内。

双向电路的拓扑不限于图1所示，亦可以使用其他双向电路，比如图10所示公开于美国专利申请号17/352,346的4晶体管(4-transistor，4T)电路。图10示出了包括脉冲宽度调制控制器16和双向电路A24的驱动电路A0，其是能够形成从电压源11到负载13的充电电流I_ch并形成从负载13回到电压源11的放电电流I_dis的4晶体管双向电路。此外，对于源自升降压转换器的双向电路A24，V_L>V_S的限制不适用，且在申请号17/352,346中说明了各种方案以允许V_L的电压电平高于、低于、越过V_S的电压电平，只要脉冲宽度调制控制器16适应性产生脉冲宽度调制控制信号SP1～SP4，而脉冲宽度调制控制信号SP1～SP4适用于控制申请号17/352,346的4晶体管电路即可。这种修改对于电子设计领域的技术人员来说是显而易见的，并且为了简洁在此省略。

总之，本申请的驱动电路的操作可如图11归纳成一流程B0。流程B0包括了以下步骤。

步骤B02：接收一输入信号和来自一负载的一反馈信号。

步骤B04：根据输入信号和反馈信号产生多个脉冲宽度调制信号。

步骤B06：根据多个脉冲宽度调制信号，以双向电路驱动负载，使得输入信号和反馈信号大致互相成比例(例如正比)，其中，输入信号是时变信号。

步骤B02的细节可以如图12所示表示为流程C0。流程C0包括以下步骤。

步骤C02：根据输入信号和反馈信号判断一差值。

步骤C04：产生具有一脉冲宽度的脉冲宽度调制信号，其中根据差值决定脉冲宽度。

如在上面所讨论的，脉冲宽度可以经由取出存储在存储器的查找表获得，但不限于此。脉冲宽度可以经由线上计算、以积体电路为重点的模拟程式(Simulation Programwith Integrated Circuit Emphasis，SPICE)模拟、校正或物理测量得到，这也是本申请的范围之内。

流程B0和C0的详细资讯可参考上面段落，为了简洁不在此赘述。

综上所述，本申请根据输入信号和反馈信号之间数字域的差值来决定各切换周期是一充电周期、一放电周期或闲置，并根据预先计算的充电/放电脉冲宽度控制码查找表，决定在充电周期的充电脉冲或放电周期的放电脉冲。此外，为了在充电中对电压变化ΔV接近0或在放电中电压变化ΔV接近最大值，本申请的数模转换器205的电路配置可精细地控制脉冲宽度T_SW。

以上所述仅为本发明之较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做之均等变化与修饰，皆应属本发明之涵盖范围。

Claims (30)

1.一种方法，其特征在于，用于一驱动电路，所述驱动电路包括耦接在一电压源和一负载之间的一双向电路，所述方法包括：

接收一输入信号和来自所述负载的一反馈信号；

根据所述输入信号和所述反馈信号，产生多个脉冲宽度调制信号；以及

根据所述多个脉冲宽度调制信号，通过所述双向电路驱动所述负载，使得所述输入信号和所述反馈信号大致上互相成正比，其中，所述输入信号是一时变信号；

其中，根据所述输入信号和所述反馈信号，产生所述多个脉冲宽度调制信号中一脉冲宽度调制信号的步骤包括：

根据所述输入信号和所述反馈信号判断一差值；以及

产生具有一脉冲宽度的所述脉冲宽度调制信号，其中所述脉冲宽度根据所述差值决定。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，产生具有所述脉冲宽度的所述脉冲宽度调制信号的步骤包括：

从一查找表中取出一表项；以及

产生具有所述脉冲宽度的所述脉冲宽度调制信号，其中根据所述表项决定所述脉冲宽度；

其中，所述查找表存储在一存储器中。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，从所述查找表中取出所述表项的步骤包括：

根据所述输入信号获得一第一位址；以及

根据所述第一位址从所述存储器中取出所述表项。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，从所述查找表中取出所述表项的步骤包括：

对所述输入信号进行一上采样操作，以获得一上采样输入信号；以及

根据所述上采样输入信号获得所述第一位址。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，从所述查找表中取出所述表项的步骤包括：

根据所述差值决定一步距数值；

根据所述步距数值获取一第二位址；以及

根据所述第一位址和所述第二位址从所述存储器中取出所述表项；

其中，所述双向电路在一切换周期内驱动所述负载以具有一电压变化，所述电压变化与所述步距数值成正比；

其中，所述表项表示一脉冲宽度控制码，所述脉冲宽度控制码对应于产生所述电压变化的所述脉冲宽度。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，产生具有所述脉冲宽度的所述脉冲宽度调制信号的步骤包括：

根据所述差值决定一步距数值；

根据所述第一位址从所述存储器中取出至少一表项；

根据所述至少一表项和所述步距数值计算一脉冲宽度控制码；以及

产生所述脉冲宽度调制信号，所述脉冲宽度调制信号具有对应于所述脉冲宽度控制码的所述脉冲宽度；

其中，所述双向电路在一切换周期内驱动所述负载以具有一电压变化，所述电压变化与所述步距数值成正比。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，产生具有所述脉冲宽度的所述脉冲宽度调制信号的步骤包括：

根据所述差值得到与所述脉冲宽度对应的一脉冲宽度控制码；

根据所述脉冲宽度控制码产生一电压电平；

产生一锯齿状参考波形；以及

比较所述锯齿状参考波形与所述电压电平，以产生所述脉冲宽度调制信号，所述脉冲宽度调制信号具有对应于所述脉冲宽度控制码的所述脉冲宽度。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，包括：

根据所述输入信号和所述反馈信号，产生一第一脉冲宽度调制信号给所述双向电路以执行一充电操作；以及

根据所述输入信号和所述反馈信号，产生一第二脉冲宽度调制信号给所述双向电路以进行一放电操作；

其中在所述充电操作的一第一切换周期中，所述双向电路形成从所述负载到所述电压源的一第一电流；

其中，在所述放电操作的一第二切换周期中，所述双向电路根据所述第二脉冲宽度调制信号形成由所述电压源至所述负载的一第二电流；

其中，产生所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号的步骤包括：

从一第一查找表中取出一第一表项；

从一第二查找表中取出一第二表项；

产生具有一第一脉冲宽度的所述第一脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度根据所述第一表项决定；以及

产生具有一第二脉冲宽度的所述第二脉冲宽度调制信号，所述第二脉冲宽度根据所述第二表项决定；

其中，所述第一查找表和所述第二查找表存储在一存储器中。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述反馈信号，判断所述差值的步骤包括：

以一模数转换器对所述反馈信号进行一模数转换，以获得一数字反馈信号；以及

根据所述数字反馈信号计算所述差值。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，以所述模数转换器对所述反馈信号进行所述模数转换的步骤包括：

根据所述输入信号、一音量设定或一预扫描音乐档，调整所述模数转换器的一动态范围。

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，包括：

根据所述差值判断所述双向电路进行一充电操作或进行一放电操作。

12.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在一切换周期内所述驱动电路对所述负载所产生的一电压变化是一单位电压变化乘以一步距数值，所述步距数值根据所述差值决定，所述脉冲宽度调制信号的所述差值脉冲宽度根据所述步距数值决定。

13.一种驱动电路，其特征在于，包括：

一双向电路，耦接在一电压源和一负载之间，用于根据多个脉冲宽度调制信号驱动所述负载，使得输入信号和反馈信号大致上互相成正比，其中，所述输入信号和所述反馈信号为时变信号；

一脉冲宽度调制控制器，耦接到所述负载和所述双向电路，用于接收一输入信号和从所述负载接收一反馈信号，并根据所述输入信号和所述反馈信号产生所述多个脉冲宽度调制信号；

其中，所述脉冲宽度调制控制器根据所述输入信号和所述反馈信号判断一差值，并产生所述多个脉冲宽度调制信号中具有一脉冲宽度的一脉冲宽度调制信号，所述脉冲宽度根据所述差值决定。

14.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，所述脉冲宽度调制控制器包括：

一存储器，用于存储一查找表；

其中，所述脉冲宽度调制控制器从存储在所述存储器中的所述查找表中取出一表项；以及

其中，所述脉冲宽度调制控制器产生具有所述脉冲宽度的所述脉冲宽度调制信号，所述脉冲宽度是根据所述表项决定。

15.根据权利要求14所述的驱动电路，其特征在于，

所述脉冲宽度调制控制器获得一第一位址，所述第一位址根据所述输入信号产生；

所述脉冲宽度调制控制器根据所述第一位址从所述存储器中取出所述表项。

16.根据权利要求15所述的驱动电路，其特征在于，所述脉冲宽度调制控制器包括：

一上采样器，用于对所述输入信号进行一上采样操作，以得到一上采样输入信号；

其中，所述脉冲宽度调制控制器根据所述上采样输入信号获得所述第一位址。

17.根据权利要求15所述的驱动电路，其特征在于，

所述脉冲宽度调制控制器根据所述差值决定一步距数值；

所述脉冲宽度调制控制器根据所述步距数值获取一第二位址；以及

所述脉冲宽度调制控制器根据所述第一位址和所述第二位址从所述存储器中取出所述表项；

所述双向电路驱动所述负载在一切换周期内具有一电压变化，且所述电压变化与所述步距数值成正比；

所述表项表示与所述脉冲宽度对应的一脉冲宽度控制码。

18.根据权利要求15所述的驱动电路，其特征在于，

所述脉冲宽度调制控制器根据所述差值决定一步距数值；以及

所述脉冲宽度调制控制器根据所述第一位址从所述存储器中取出至少一表项；

所述脉冲宽度调制控制器根据所述至少一表项和所述步距数值计算一脉冲宽度控制码；以及

所述脉冲宽度调制控制器产生具有所述脉冲宽度的脉冲宽度调制信号，所述脉冲宽度对应于所述脉冲宽度控制码；

所述双向电路驱动所述负载在一切换周期内具有一电压变化，所述电压变化与所述步距数值成正比。

19.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，所述脉冲宽度调制控制器包括：

一数模转换器，用于转换所述脉冲宽度调制控制器所取得的一脉冲宽度控制码为一类比电压；

一波形产生器，用于产生一锯齿状参考波形；以及

一比较器，用于比较所述锯齿状参考波形与一电压电平，并且产生一比较结果作为具有所述脉冲宽度的所述脉冲宽度调制信号，所述脉冲宽度对应于所述脉冲宽度控制码。

20.根据权利要求19所述的驱动电路，其特征在于，所述数模转换器包括：

多个参考模组，包括多个参考电容器和多个参考开关，其中所述多个参考模组相互并联，每个参考模组包括串联的一参考电容器和一参考开关；

一输出电容器，用于输出所述类比电压；以及

一共用开关，耦接于所述输出电容器与所述多个参考模组之间；

其中，所述多个参考电容器的多个参考电容值相同；

其中，所述多个参考开关受多个控制信号控制，且所述多个控制信号对应于所述脉冲宽度控制码；

其中，所述数模转换器根据所述脉冲宽度控制码产生所述类比电压；

其中，一第一控制码对应的一第一类比电压与一第二控制码对应的一第二类比电压之间的一类比差值，随着所述第一控制码对应的一第一值增加而单调增加或单调减少；

其中，所述第一控制码接续所述第二控制码。

21.根据权利要求20所述的驱动电路，其特征在于，

所述第一控制码对应的模拟差值随着一第一数量增加而单调增加或单调减少；

所述第一数量代表在所述第一控制码对应的一第一阶段导通的所述参考开关的数量；

所述共用开关在所述第一阶段导通。

22.根据权利要求20所述的驱动电路，其特征在于，包括：

一预充电开关，耦接到所述多个参考模组；以及

一放电开关，耦接于所述输出电容器的两端之间；

其中，在所述共用开关导通的一第一阶段，所述预充电开关和所述放电开关断开；

其中，在所述共用开关断开的一第二阶段，所述预充电开关和所述放电开关导通。

23.根据权利要求22所述的驱动电路，其特征在于，

在所述第一阶段，一第一数量的所述参考开关导通，且一第二数量的所述参考开关断开；

在所述第二阶段，所述参考开关导通。

24.根据权利要求22所述的驱动电路，其特征在于，所述预充电开关的一端接收一参考电压。

25.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，所述脉冲宽度调制控制器包括：

一存储器，用于存储一第一查找表和一第二查找表；

其中，所述脉冲宽度调制控制器从存储在所述存储器中的所述第一查找表中取出一第一表项；以及

其中，所述脉冲宽度调制控制器从存储在所述存储器中的所述第二查找表中取出一第二表项；

其中，所述脉冲宽度调制控制器产生具有一第一脉冲宽度的一第一脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度根据用于一充电操作的所述第一表项决定；

其中，所述脉冲宽度调制控制器产生具有一第二脉冲宽度的一第二脉冲宽度调制信号，所述第二脉冲宽度根据用于一放电操作的所述第二表项决定。

26.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，所述脉冲宽度调制控制器包括：

一模数转换器，用于对所述反馈信号进行一模数转换，以获得一数字反馈信号；

其中，所述脉冲宽度调制控制器根据数字反馈信号计算差值。

27.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，所述脉冲宽度调变控制器根据所述差值判断所述双向电路进行一充电操作或进行一放电操作。

28.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，在一切换周期内所述驱动电路对所述负载所产生的一目标电压变化是一单位电压变化乘以一步距数值，所述步距数值根据所述差值决定，且所述脉冲宽度调制信号的所述脉冲宽度根据所述步距数值决定。

29.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，所述双向电路包括：

一充电电路，用于根据一第一脉冲宽度调制信号形成从所述电压源到所述负载的一第一电流；以及

一放电电路，用于根据一第二脉冲宽度调制信号形成从所述负载回到所述电压源的一第二电流。

30.根据权利要求13所述的驱动电路，其特征在于，所述双向电路包括：

一第一开关，包括：

一第一端，耦接至所述电压源；以及

一第二端；

一第二开关，包括：

一第一端，耦接至所述第一开关的所述第二端；以及

一第二端；

一电感器，包括：

一第一端，耦接到所述第一开关的所述第二端和所述第二开关的所述第一端；以及

一第二端；

一第三开关，包括：

一第一端，耦接到所述电感器的所述第二端；以及

一第二端，耦接到电容性负载的所述第一端；以及

一第四开关，包括：

一第一端，耦接到所述电感器的所述第二端和所述第三开关的所述第一端；以及

一第二端；

其中，所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关由所述脉冲宽度调制控制器根据所述输入信号和输出信号产生的所述多个脉冲宽度调制信号控制。

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