CN117917900A - 具有降低的查找表学习速率的查找表学习方法及驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种方法，用于配置来驱动负载的包含驱动子电路的驱动电路内的控制器，包含在学习周期期间至少以第一速率对表执行表学习操作；在学习周期之后以低于第一速率的第二速率对表执行表学习操作；表存储于控制器内的存储器；执行表学习操作包含接收来自负载的对应于第一周期的第一反馈信号；根据第一反馈信号由表获得控制码；根据控制码产生控制信号，在第二周期期间内，驱动子电路根据控制信号对负载执行操作；接收来自负载的对应于第二周期的第二反馈信号；及根据第一反馈信号和第二反馈信号更新控制码，并将更新后的控制码存回存储器中的表。

Description

具有降低的查找表学习速率的查找表学习方法及驱动电路

技术领域

本申请是指一种用于驱动电路的方法，尤指一种应用于能够以低功率适应各种操作条件的驱动电路的方法。

背景技术

压电致动扬声器(piezoelectric-actuated speakers，piezo-speakers)在近期崭露头角。由于薄膜压电致动器的电容特性，这些压电致动扬声器为放大器带来高电容性负载(capacitive load)。然而，常规的驱动电路(如AB类、D类、G类、H类放大器)都在假设负载(由非常细的电线制成的线圈)主要是电阻性且稍微带有电感性的前提下发展，因此常规的放大器不适合驱动如压电致动扬声器的类的高电容性负载。

包含直流对直流转换器的驱动电路具有能量回收的能力，并被开发来驱动电容式压电致动扬声器。包含直流对直流转换器的驱动电路的性能依赖于提供具有精确的脉冲宽度的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号(作为栅极控制信号)。因此如何生成具有精确的脉冲宽度的脉冲宽度调制信号是该领域的一个重要目标，尤其是当电路参数因不同装置而变化，以及电路操作条件(例如电池电压准位)波动时。

发明内容

有鉴于此，本申请的主要目的在提供一种查找表学习方法，查找表学习方法能够在能量回收放大器的操作期间自适应地调整用于脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation，PWM)信号的一脉冲宽度控制码(Pulse Width Control Code，PWCC)，以解决上述问题。

本申请实施例公开一种方法，应用于配置来驱动一负载的包含一驱动子电路的一驱动电路内的一控制器，该方法包含有在一学习周期期间，至少以一第一速率对一查找表执行一查找表学习操作；以及在该学习周期之后，以低于该第一速率的一第二速率对该查找表执行该查找表学习操作；其中该查找表存储于该控制器内的一存储器；其中执行该查找表学习操作包含：接收来自该负载的对应于一第一周期的一第一反馈信号；根据该第一反馈信号由该查找表获得一控制码；根据该控制码产生一控制信号，其中在一第二周期期间内，该驱动子电路根据该控制信号对该负载执行一操作；接收来自该负载的对应于该第二周期的一第二反馈信号；以及根据该第一反馈信号和该第二反馈信号更新该控制码，并将更新后的该控制码存回该存储器中的该查找表。

本申请另一实施例公开一种驱动电路，包含有一驱动子电路，耦接一负载；以及一控制器，包含有存储有一查找表的一存储器，该控制器用来控制该驱动子电路和执行下述步骤：在一学习周期期间，至少以一第一速率对该查找表执行一查找表学习操作；以及在该学习周期之后，以低于该第一速率的一第二速率对该查找表执行该查找表学习操作；其中执行该查找表学习操作包含：接收来自该负载的对应于一第一周期的一第一反馈信号；根据该第一反馈信号由该查找表获得一控制码；根据该控制码产生一控制信号，其中在一第二周期期间内，该驱动子电路根据该控制信号对该负载执行一操作；接收来自该负载的对应于该第二周期的一第二反馈信号；以及根据该第一反馈信号和该第二反馈信号更新该控制码，并将更新后的该控制码存回该存储器中的该查找表。

附图说明

图1为本申请一实施例的一驱动电路的示意图。

图2是本申请一实施例的具有电容性负载的双向电路的一示例性实施方式的示意图。

图3是脉冲宽度调制控制器的一详细实施例的示意图。

图4为本申请一实施例的一流程的流程图。

图5为本申请一实施例的记录脉冲宽度控制码的一示例性查找表的一部分。

图6为本申请一实施例的一查找表学习流程的流程图。

图7为本申请一实施例的一详细查找表学习流程的流程图。

图8为双向电路在查找表学习操作之前和之后所产生的输出电压的波形图的模拟结果。

图9为本申请一实施例的一流程的流程图。

图10为本申请一实施例的一流程的流程图。

其中，附图标记说明如下：

10：驱动电路

11：电压源

40，60，70，90，A0：流程

110：脉冲宽度调制控制器

120：双向电路

200：单端转差动转换器

202：偏压电压产生器

204：电压位移电路

302：控制电路

304：存储器

304_1，304_2：查找表

306：数模转换器

308：锯齿信号产生器

310：比较器

402-412，600-610，700-750，902-904，A02-A10：步骤

CL：电容性负载

C_PZT：电容

L1：电感器

SP1-SP4：脉冲宽度调制信号

T1-T4，SW1，SW2，SW3：开关

V_DD，V_TOG，V_TOP，V_BOT，VoP，VoN，V_BIAS，V_PZT，V_MV，V_A：电压

S_saw：锯齿信号

IN：输入信号

FB：反馈信号

N1，N2，P1，P2，ND：节点

n1，n2：索引

具体实施方式

美国专利公告号11,290,015，11,133,784和11,336,182公开了一种能量回收放大器，其包括用来驱动电容性负载的一直流对直流(direct current to direct current，DC-DC)转换器，特别是用来驱动压电致动扬声器的电容性扬声器负载。直流对直流转换器通常由脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号所控制。美国专利公告号11,271,480公开了一种方法，此方法预先计算与脉冲宽度调制信号相关的脉冲宽度数据，并将脉冲宽度数据作为脉冲宽度控制码(Pulse Width Control Code，PWCC)存储在一可寻地址查找表(addressable table)存储器中。

控制码的计算可能受到多种因素的影响，包括压电致动扬声器的可变特性、直流对直流转换器的偏移(offset)、电池电压准位的波动、以及相关驱动电路的制造不匹配。例如，直流对直流转换器中使用的电感器的电感值通常存在一容许误差，会导致直流对直流转换器的充电/放电行为不稳定。压电致动扬声器的介电常数/电容值随着施加其上的电压而变化。此外，每个压电致动扬声器相对于供应电压的介电常数曲线可能不完全相同，且/或能量回收放大器的电路元件及其驱动电路通常存在制造不匹配。这些误差和不匹配将导致控制码产生的电压增加量和电压减少量在充(放)电操作中不准确。在压电致动扬声器上执行的充(放)电操作的不准确可能会增加/带来输出信号的失真和错误，从而降低音质。

本申请提供了(至少)一种查找表学习方法，其可以自适应地调整脉冲宽度控制码，且能够使装置适应各种参数。在详细阐述查找表学习之前，先介绍用来实现查找表学习演算法的驱动电路。

需注意的是，在本申请中“耦接”一词可以是直接或间接连接。“元件A耦接到元件B”可以表示元件A直接连接到元件B，或是元件A经由元件C连接到元件B。

图1是本申请一实施例的一驱动电路10的一示意图。驱动电路10包括一脉冲宽度调制控制器110以及一双向电路120。双向电路120耦接在一电压源11(或称为一电源，例如一电池)以及一电容性负载CL之间，用来驱动电容性负载CL。在一实施例中，电容性负载CL可以包括一压电致动扬声器(piezoelectric-actuated speaker，或缩写为piezo-speaker)，并在驱动电路10的驱动下发出声音。双向电路120可以从电压源11接收一电源电压V_DD，并向电容性负载CL提供电流或是从电容性负载CL汲取电流。电压V_TOG表示双向电路120的一输出端的电压。在一实施例中，驱动电路10可以是一能量回收放大器，且双向电路120可以是具有能量回收功能的一直流对直流转换器。美国专利公告号11,271,480和11,336,182详细公开了利用直流对直流转换器作为具有能量回收功能的驱动电路，在此不再赘述。

在一实施例中，负载CL可以是一电容式扬声器负载，例如一压电致动扬声器。驱动电路10可以接收一输入信号IN，此输入信号IN是根据在一可听频带(例如16.5Hz-22KHz)内的一原始音频信号所产生的。驱动电路10根据输入信号IN驱动电容式扬声器负载，使得电容式扬声器负载的一输出与输入信号IN大致呈正比。在本申请中，一信号a与一信号b大致呈正比可能指的是满足||a(t)-c·b(t)||²≤ε，其中||s(t)||²可以表示一任意信号s(t)的能量，a(t)和b(t)分别表示信号a与信号b的时变函数，c表示可以是正数或负数的一常数，以及ε表示某一正的小数字，例如10^-1、10^-2、10^-3等。

双向电路120包含有一电感器L1以及四个开关T1-T4。开关T1耦接在电感器L1的一第一端和电压源11之间。开关T2耦接在电感器L1的第一端和接地端之间。开关T3耦接在电感器L1的一第二端和电容性负载CL之间。开关T4耦接在电感器L1的第二端和接地端之间。双向电路120可以通过接收来自于脉冲宽度调制控制器110的脉冲宽度调制信号SP1-SP4来操作，其中开关T1-T4分别由脉冲宽度调制信号SP1-SP4所控制。

脉冲宽度调制控制器110可以控制双向电路120操作在一充电阶段或一放电阶段。在充电操作期间，双向电路120可以供应一充电电流以对电容性负载CL充电。充电阶段包含有一充磁(InFlux)阶段(即磁通量增加(magnetic flux-increasing)的阶段)和一放磁(DeFlux)阶段(即磁通量降低(magnetic flux-decreasing)的阶段)。在充电操作中的充磁阶段，开关T1和T4开启且开关T2和T3关闭，此时从电压源11经由电感器L1流出的一充磁电流可以形成具有磁能的一磁通量以存储于电感器L1中。在充电操作中充磁阶段之后的放磁阶段，开关T2和T3开启且开关T1和T4关闭，此时存储于电感器L1中的磁能可以转换为电能，电能通过流向电容性负载CL的电流输出至电容性负载CL。

在放电操作期间，双向电路120可以从电容性负载CL形成/汲取一放电电流，且放电电流所携带的能量可以传递给电压源11并经由电压源11的一电池或电容进行回收。放电阶段也可以包括一充磁阶段和一放磁阶段。在放电操作中的充磁阶段，开关T2和T3开启且开关T1和T4关闭，此时从电容性负载CL流过电感器L1的放电电流可以形成具有磁能的一磁通量以存储于电感器L1中。在放电操作中充磁阶段之后的放磁阶段，开关T1和T4开启且开关T2和T3关闭，此时存储于电感器L1中的磁能可以转换为电能，电能通过流向电压源11的电流输出并回收到电压源11。

需注意的是，上述段落中的充磁电流路径和放磁电流路径仅供说明的用。本领域技术人员可以根据实际情况进行修改或是变更。例如，在放电操作的充磁阶段，开关T1和T3可以同时开启且开关T2和T4关闭，此时充磁电流可以从负载CL直接流向电压源，尤其适用于当负载电压V_TOG远大于电源电压V_DD时。在这种状况下，流经电感器L1的充磁电流和电感器L1上对应的功率消耗会减小。

脉冲宽度调制控制器110可以从电容性负载CL接收一反馈信号FB，并且接收一输入信号IN，以决定脉冲宽度调制信号SP1-SP4的脉冲宽度。在例如高保真(high-fidelity)放大器的声学应用中，电容性负载CL包含有一压电致动扬声器，脉冲宽度调制控制器110可以输出脉冲宽度调制信号SP1-SP4作为开关T1-T4的栅极控制信号以控制双向电路120的充电/放电行为，以最小化反馈信号FB和输入信号IN之间的差异。因此，基于反馈信号FB和输入信号IN之间的差异，脉冲宽度调制控制器110可以决定要对电容性负载CL充电还是放电，并且脉冲宽度调制控制器110也可以决定在双向电路120的每个操作期间中，双向电路120所提供的充电/放电期间所传输的电荷量，以不断地最小化反馈信号FB和输入信号IN之间的差异。在一操作周期内，双向电路120可至少完成一次充电操作或是放电操作。美国专利公告号11,336,182详细公开了的实作和操作方式，在此不再赘述。

图2是本申请一实施例的具有电容性负载CL的双向电路120的一示例性实施方式的示意图。在此实施例中，压电致动扬声器由薄膜致动器(thin-film actuator)(例如，材料是锆钛酸铅(lead zirconate titanate，PZT))所致动，其电容性负载CL表示为一电容C_PZT。双向电路120具有一单端输出，而压电致动扬声器PZT具有一第一端(例如顶部电极)和一第二端(例如底部电极)。如图2的实施例所示，双向电路120通过一单端到差动(single-ended to differential)转换器200和一偏压电压产生器202耦接到压电致动扬声器的PZT致动器。

单端转差动转换器200用来基于双向电路120输出的电压V_TOG输出一差动电压VoP和VoN。在直流对直流转换器的特性下，双向电路120输出的电压V_TOG是单极性的(unipolar)，且可以视为正电压(若电源电压V_DD为正电压)。换言之，电压V_TOG可以在充电阶段时上升，在放电阶段时下降。

单端转差动转换器200提供一切换机制(switching/toggling mechanism)以扩大电压摆动范围来驱动压电致动扬声器(表示为PZT)。详细来说，单端转差动转换器200包含有两个开关SW1和SW2。开关SW1用来选择性地将压电致动扬声器PZT的第一端耦接到双向电路120的输出端或一节点ND。开关SW2用来选择性地将压电致动扬声器PZT的第二端耦接到双向电路120的输出端或节点ND。

在一第一周期TT1时，开关SW1连接到节点P1且开关SW2连接到节点P2。因此，压电致动扬声器PZT的端点V_TOP耦接到双向电路120的输出端，压电致动扬声器PZT的端点V_BOT耦接到节点ND。在此状况下，差动电压VoP和VoN的差会等于双向电路120输出的电压V_TOG。在一第二周期TT2时，开关SW1连接到节点N1且开关SW2连接到节点N2。因此，压电致动扬声器PZT的端点V_TOP耦接到节点ND，以及压电致动扬声器PZT的端点V_BOT耦接到双向电路120的输出端。在此状况下，差动电压V_TOP和V_BOT的差等于VoP和VoN的差，亦等于双向电路120输出的-V_TOG。

换言之，开关SW1和SW2可以由一第一控制信号来控制，使得开关SW1和SW2同时分别切换到节点P1和P2，且/或开关SW1和SW2同时分别切换到节点N1和N2。

目前可用的大多数薄膜锆钛酸铅材料仅支持单极性操作。为了利用这种单极性薄膜锆钛酸铅材料作为压电致动扬声器的致动器，一偏压电压产生器202可以选择性地耦接在单端转差动转换器200和压电致动扬声器之间，以提供一偏压电压V_BIAS，其中V_BIAS≈max(VoN–VoP)。从而保证V_TOP＝VoP+V_BIAS≥VoN＝V_BOT且满足单极性要求。

在一实施例中，压电致动扬声器包含有一振膜(membrane)，当压电致动扬声器PZT上的一驱动电压V_PZT驱动PZT致动器时，振膜会移动；也就是说，驱动电压V_PZT是指压电致动扬声器PZT的第一端(顶部电极)的一电压V_TOP与压电致动扬声器的PZT致动器的第二端(底部电极)的一电压V_BOT之间的差异。这个驱动电压V_PZT会造成振膜变形，产生一位移，此位移会移动/压缩空气以产生声音。压电致动扬声器的振膜的位置是由施加的电压V_PZT控制。当振膜水平放置的情况下，当驱动电压V_PZT升高时振膜逐渐向上弯曲，且当驱动电压V_PZT下降时振膜逐渐向下弯曲。换言之，振膜的垂直位移可以由驱动电压V_PZT所控制，且通过改变驱动电压V_PZT可控制振膜处在一中间位置。

在一示例性实施例中，双向电路120输出的电压V_TOG可以在0V至+15V之间摆动，使得差动电压VoP-VoN可以在+15V和-15V之间摆动(即，在第一周期TT1中在0V和+15V之间，并且在第二周期TT2中在0V和-15V之间，如图2所述和所示)。在这种状况下，偏压电压V_BIAS可以设计为等于15V，使得压电致动扬声器PZT的驱动电压V_PZT可以在0V和30V之间摆动，如此保证压电致动扬声器PZT可以接收到单极性的驱动电压V_PZT。驱动电压V_PZT和单端转差动转换器200输出的电压VoP、VoN的关系可以表示如下：

V_PZT＝V_TOP-N_BOT＝(VoP+V_BIAS)-VoN。

如图2所示，单端转差动转换器200可以另包括一电压位移电路204。电压位移电路204包含有一开关SW3，开关SW3选择性地耦接于一接地端或一电压源以提供一位移电压V_MV。在一般的操作中，开关SW3可以耦接到接地端。然而，当电压V_TOG接近接地电压时，放电电流可能不容易流向/流过电感器L1，因此降低双向电路120的效率/效果。为了解决这个问题，当电压V_TOG接近接地电压时，开关SW3被切换以接收位移电压V_MV，其将电压V_TOG耦合到/朝向一更高电位。这增加了电感器L1的磁通量增加能力以促进充磁操作，从而允许更高效率/有效地执行放电。在一实施例中，位移电压V_MV可以等于供应给双向电路120的电源电压V_DD，或V_MV＝V_DD。然而，位移电压V_MV可以具有任何其他合适的值，并不限于V_DD。

换言之，电压位移电路204或开关SW3可以由一第二控制信号所控制，第二控制信号是根据输入信号IN或反馈信号FB所产生。当输入信号IN或反馈信号FB的准位小于一特定临界值时，电压位移电路204或开关SW3可以选择性地向节点ND施加位移电压V_MV。

参考图1和图2，脉冲宽度调制控制器110从电容性负载CL接收反馈信号FB，例如从压电致动扬声器PZT接收。反馈信号FB应适当地反应/表示施加于压电致动扬声器PZT的驱动电压V_PZT，使得脉冲宽度调制控制器110可以根据反馈信号FB与输入信号IN的关系来决定是否对压电致动扬声器PZT进行充电或放电。在一实施例中，反馈信号FB可以表示如下：

FB＝ADC{VoP-VoN}。

换言之，脉冲宽度调制控制器110可以在差动电压VoP-VoN通过模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)转换成一数字形式之后接收反馈信号FB，例如图2所示的模数转换器。

如前所述，脉冲宽度调制控制器110可以输出脉冲宽度调制信号SP1-SP4以控制双向电路120，脉冲宽度调制信号SP1-SP4的脉冲宽度是根据输入信号IN和反馈信号FB所决定。在一实施例中，脉冲宽度调制控制器110可以取回和/或更新用于产生脉冲宽度调制信号SP1-SP4的脉冲宽度控制码。脉冲宽度控制码可以根据输入信号IN和反馈信号FB之间的关系来预先/重新计算或调整，并且这些更新后的脉冲宽度控制码可以存储在存储器中的一脉冲宽度控制码查找表以备将来参考。

具体而言，根据输入信号IN和反馈信号FB之间的关系，可以调整或重新计算要充入电容C_PZT或从电容C_PZT释放的电荷量以及双向电路120控制脉冲宽度调制信号的脉冲宽度以执行充电/放电操作所需的对应控制码(也就是脉冲宽度控制码)，并且脉冲宽度控制码查找表中相对应的项目可以相对应地更新。在随后的操作周期中，脉冲宽度调制控制器110可以根据接收到的输入信号IN和反馈信号FB，从脉冲宽度控制码查找表中取出任何依此调整或重新计算的脉冲宽度控制码，并使用此取回的脉冲宽度控制码来控制脉冲宽度调制信号SP1-SP4的脉冲宽度。

图3是脉冲宽度调制控制器110的一详细实施例的示意图。脉冲宽度调制控制器110包含有一控制电路302、一存储器304、一数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)306、一锯齿信号产生器(或波形产生器)308以及一比较器310。在这个实施例中，脉冲宽度控制码存储为存储器304中的一个或多个查找表(look-up table，LUT)。例如，存储器304可以包含一充电查找表304_1和一放电查找表304_2。充电查找表304_1用来存储在充电操作时用来产生脉冲宽度调制信号SP1-SP4的脉冲宽度控制码。放电查找表304_2用来存储在放电操作时用来产生脉冲宽度调制信号SP1-SP4的脉冲宽度控制码。

控制电路302根据输入信号IN和反馈信号FB决定双向电路120应该运作在充电操作或放电操作。例如，设定Δ＝IN-FB，当Δ>Δ_min时启动一充电操作以增加电压V_PZT，当Δ<-Δ_min时启动一放电操作以降低电压V_PZT，其中Δ_min为临界值，通常是一个小的正数，并由系统设计人员根据性能要求来决定。因此，控制电路302可以利用输入信号IN和反馈信号FB来决定是否由查找表304_1或查找表304_2来取出脉冲宽度控制码。进一步而言，借由对照目标值检查充电/放电操作的周期结束时产生的电压V_PZT，例如借由确认是否满足|Δ|>Δ_min，控制电路302可以执行额外的步骤以借由本申请所述的一查找表学习程序来更新存储在查找表中的脉冲宽度控制码。

图1中的脉冲宽度调制控制器110通过从存储于图3的存储器304的适当的查找表中取出脉冲宽度控制码，来控制脉冲宽度调制信号SP1-SP4的产生，其说明控制器320如何产生对应于一脉冲宽度控制码的脉冲宽度调制信号的细节过程。存储在存储器304中的脉冲宽度控制码是数字码的形式。除了每个脉冲(及时)的脉冲宽度之外，脉冲宽度控制码的数字码另可以包含要产生的脉冲宽度调制信号的脉冲数量等数据。通常来说，脉冲宽度控制码可以指关于脉冲宽度调制信号的脉冲的产生和使用的任何信息，并且不受本申请公开的实施例的限制。这些脉冲宽度控制码用来为数模转换器306产生不同的输入值(数字)，以产生不同的输出(模拟)电压准位V_A，以控制脉冲宽度调制信号SP1-SP4的脉冲宽度。通过将电压准位V_A与由锯齿信号产生器308产生的一锯齿信号S_saw(或具有扁平尖端的类锯齿信号)进行比较，比较器310将产生出(及时)脉冲宽度由V_A的电压准位所决定的脉冲。即，所产生的脉冲宽度调制信号(例如脉冲宽度调制信号SP1-SP4)的脉冲宽度是由数模转换器306的输出电压准位V_A决定，数模转换器306的输出电压准位V_A是根据从对应的脉冲宽度控制码推导出的输入值而产生。

在一实施例中，数模转换器306的转换在其数字输入值与其模拟输出电压准位V_A之间可具有一单调关系(monotonic relationship)，这意味着脉冲宽度调制信号的(及时)脉冲宽度与脉冲宽度控制码的数字码中包含的数字脉冲宽度数据之间的关系是单调的。在一实施例中，一较大的脉冲宽度控制码的数字码用来产生具有较长/较宽的(及时)脉冲宽度的一脉冲，并且一较小/较窄的脉冲宽度控制码的数字码用来产生具有较短的(及时)脉冲宽度的一脉冲。也就是说，脉冲宽度控制码愈大，脉冲宽度愈长/愈宽。在这个实施例中，输入信号IN和反馈信号FB之间的差异愈大(即|Δ|愈大)，在充电/放电操作期间需要加入到电容C_PZT或自电容C_PZT移除的电荷量愈多，脉冲宽度调制信号的脉冲宽度应该愈长/愈宽，且脉冲宽度控制码应该愈大。相反地，输入信号IN和反馈信号FB之间的差异愈小(即|Δ|愈小)，在充电/放电操作期间需要加入到电容C_PZT或自电容C_PZT移除的电荷量愈少，脉冲宽度调制信号的脉冲宽度应该愈短/愈窄，且脉冲宽度控制码应该愈小。

在另一实施例中，脉冲宽度控制码的值可能与产生的脉冲宽度调制信号的脉冲的长度/宽度成反比；也就是说，较大的脉冲宽度控制码用来产生较短/较窄的脉冲，而较小的脉冲宽度控制码用来产生较长/较宽的脉冲。在这种状况下，输入信号IN和反馈信号FB之间的差异愈大，脉冲宽度控制码就愈小；相反地，输入信号IN和反馈信号FB之间的差异愈小，脉冲宽度控制码就愈大。只要脉冲宽度和脉冲宽度控制码数值的关系是单调的，这种操作也是可行的。

关于数模转换器306和对应的脉冲宽度调制控制器110的详细实现和操作方式公开在美国专利申请号17/380,027中，为了简洁而在此不赘述。

需注意的是，脉冲宽度控制码的计算可能很复杂，因此由脉冲宽度调制控制器110即时地执行运算的成本可能很高。例如，为了产生驱动电压V_PZT的改变，需要通过压电致动器的两个端点添加或是去除一适当数量的电荷，如图2中的等效电容C_PZT以及其端点V_TOP和V_BOT所示。然而，施加电压V_PZT变化时，电容C_PZT也随之变化。因此，在图2所示的施加电压V_PZT的连续摆动的过程中，电容C_PZT也连续变化，使得用来产生电压V_PZT的一固定单位变化量(增加/减少1mV)而从电容C_PZT添加/移除的电荷量将取决于V_PZT本身的电压准位。另一个例子是电池电压，如图1和图2中的V_DD所示，V_DD影响在充电操作期间的充磁脉冲宽度调制信号的脉冲宽度以及在放电操作期间的放磁脉冲宽度调制信号的脉冲宽度。如果V_DD由电池供电，V_DD会随着操作逐渐下降，而变化的V_DD导致上述两种类型的脉冲宽度调制信号的脉冲宽度也随着操作而飘移。

在上述任何一种状况下，都希望使用一查找表通过从充电/放电操作的当前周期获得的结果来自适应地更新脉冲宽度控制码中包含的信息。双向电路120的未来的操作周期可以基于放大器10的动态变化的操作条件的最新状态。这种存储在查找表中的脉冲宽度控制码的自适应更新不仅可以解决电池供电电压变化波动等问题，还可以解决由于器件之间公差等原因导致的无法准确计算的出厂预设脉冲宽度控制码。例如，电感器通常具有±10％的公差(tolerance)及因工作温度或湿度等导致的参数飘移。

为了实现上述目标：即通过自适应地更新查找表中的脉冲宽度控制码以提升V_PZT的精确度或最小化|Δ|，本申请提供一种查找表学习方法，其中脉冲宽度调制控制器110可以监控反馈信号FB以判断施加到电容性负载CL(例如压电致动扬声器PZT的电容C_PZT)的电压是否达到其预期值，接着判断是否调整/更新脉冲宽度控制码，并将更新后的脉冲宽度控制码数值存储于存储器304中。

图4为本申请一实施例的一流程40的流程图。流程40可以实施于用来控制一双向电路驱动一电容性负载的脉冲宽度调制控制器，假设脉冲宽度调制控制器的目的是控制双向电路对电容性负载执行充电或放电操作，使得横跨电容性负载C_PZT的两端的电压(可以表示为反馈信号FB)趋近输入信号IN。如图4所示，流程40包含有以下步骤：

步骤402：从负载接收一第一反馈信号FB1，并接收一输入信号IN。

步骤404：根据第一反馈信号FB1和输入信号IN获得一脉冲宽度控制码。

步骤406：根据脉冲宽度控制码产生多个脉冲宽度调制信号SP1-SP4。

步骤408：输出多个脉冲宽度调制信号SP1-SP4到双向电路120。

步骤410：在多个脉冲宽度调制信号SP1-SP4输出之后，从负载接收一第二反馈信号FB2。

步骤412：根据第一反馈信号FB1和第二反馈信号FB2决定是否调整脉冲宽度控制码。

在步骤402中，脉冲宽度调制控制器110接收反馈信号FB1，反馈信号FB1反映了电容性负载在前一个操作周期(也称为一第一周期)结束时的一负载电压，脉冲宽度调制控制器110并接收对应于一个当前的操作周期的输入信号IN。

根据对应于上一个操作周期的反馈信号FB1和对应于当前的操作周期的输入信号IN，脉冲宽度调制控制器110可以根据输入信号IN和反馈信号FB1的一差异来决定在当前的操作周期(也称为一第二周期)是否执行充电或是放电操作，并且脉冲宽度调制控制器110可以进一步决定从充电查找表304_1或放电查找表304_2执行存储器读取操作。

决定脉冲宽度调制控制器110执行充电或放电操作的细节不受限制。在一实施例中，当输入信号IN大于反馈信号FB1时(例如IN-FB1>ε₁，ε₁>0)，脉冲宽度调制控制器110可以决定双向电路120执行充电操作。当输入信号IN小于反馈信号FB1时(例如IN-FB1<-ε₂，ε₂>0)，脉冲宽度调制控制器110可以决定双向电路120执行放电操作。其中ε₁和ε₂可以相同，也可以不同。除了决定执行充电操作和放电操作之外，在一实施例中，当-ε₂<IN-FB1<ε₁时，脉冲宽度调制控制器110可以决定在当前的操作周期中不执行充电操作也不执行放电操作，也就是说，当-ε₂<IN-FB1<ε₁时，该周期的模式是“空闲(idle)”。

接着在步骤404中，脉冲宽度调制控制器110可以根据反馈信号FB1和输入信号IN获得一脉冲宽度控制码。基于执行的充电或放电操作，脉冲宽度调制控制器110由存储在存储器304的充电查找表304_1或放电查找表304_2取出脉冲宽度控制码。

本申请的查找表(包括充电查找表304_1或放电查找表304_2)可以是一二维(two-dimensional，2D)阵列的形式，或包含二维阵列。图5为本申请一实施例的一示例性查找表的一部分。为了简洁起见，图5中仅图示出查找表的前7行以及第29-36列。

存储在一特定行中的脉冲宽度控制码用来产生脉冲宽度调制信号以控制双向电路120在不同操作点下在电容性负载CL上产生一特定预期电压变化。假设图5中所示的查找表表示充电查找表，存储在第n行的脉冲宽度控制码用来产生脉冲宽度调制信号以执行充电操作，并实现n×ΔV_U的一增加量于电容性负载上，其中ΔV_U可以是电压变化的一个单位，例如0。73mV。也就是说，第1行的脉冲宽度控制码用来产生脉冲宽度调制信号以执行充电操作，并实现1×ΔV_U的一增加量于负载CL上。而第2行的脉冲宽度控制码用来产生脉冲宽度调制信号以实现2×ΔV_U的一增加量于负载CL上，以此类推。相似地，假设图5中所示的查找表表示放电查找表，存储在第n行的脉冲宽度控制码用来产生脉冲宽度调制信号以执行放电操作，并实现n×ΔV_U的一减少量于负载CL上。ΔV_U的决定将在后面详细说明。

存储在同一行中的脉冲宽度控制码可以视为不同脉冲宽度的一集合，用来处理不同的工作点。一工作点可以由几个要素来定义，例如：在充磁操作(在电感L1中将电能转换为磁能)期间和放磁操作(将电感L1中的磁能转换回电能)期间施加在L1两端的电压；一特定V_PZT电压准位下的C_PZT的值；当前周期的操作下的V_DD、V_TOG、V_MV的电压准位等。由于上述这些要素/变化，脉冲宽度调制信号S1～S4的脉冲宽度需要针对每个操作点进行最佳化，进而控制双向电路120的操作以一致地在负载CL的两端产生相同的预期电压变化。

简而言之，查找表可以是二维阵列的形式，如图5所示。查找表的一维度(例如查找表的行)包含脉冲宽度控制码，脉冲宽度控制码响应于不同操作点的各种要素而变化，以实现负载CL在不同操作点下的一致电压；查找表的另一维度(例如查找表的一特定列)包含脉冲宽度控制码，用于在特定工作点下在负载CL两端上产生不同幅度的电压变化，其中电压变化的幅度可以是一单位大小的整数倍，例如n×ΔV_U。

需注意的是，由于电容C_PZT随着施加电压V_PZT而变化，其中施加电压V_PZT可以用反馈信号来表示，或者用输入信号来近似。存储在查找表的一行中的脉冲宽度控制码(解读为记载在权利要求中的二维阵列的第一维度的第一子阵列)对应于负载电压V_PZT的不同电位，或是对应于输入信号IN的不同电位。相似地，存储在查找表的一列中的脉冲宽度控制码(解读为记载在权利要求中的二维阵列的第二维度的第二子阵列)对应于输入信号IN的一特定电位，或是对应于负载电压或反馈信号FB的一特定电位。

在这个实施例/考虑中，查找表的每个项目可以通过引用具有索引n1和n2的二维地址(n1，n2)来取得。索引n1可以指示输入信号IN(或反馈信号FB/FB1)的一当前电位。索引n2可以指示在当前/下一个操作周期中预期达到的一电压变化，并且这个电压变化对应于输入信号IN和反馈信号FB的差异值。

预期的电压变化/差异可以量化为ΔV的一个整数倍，这意味着ΔV可以被视为充电或放电操作的一步阶大小(step size)(其中，在本申请中ΔV和ΔV_U可以互换使用)。也就是说，在一实施例中，由充电或放电操作引起的电容性负载的一预期电压差是步阶大小ΔV的整数倍。ΔV的值可以以任何适当的方式决定。在一实施例中，将负载电压V_PZT表示为一N位元数字信号的情况下，ΔV可以计算为：

这里V_pp表示为电容性负载的一峰对峰电压，或是负载电压的一电压范围。在一示例性实施例中，当峰对峰电压V_pp等于30V且V_PZT可以表示为一8位元系统时，电压的步阶大小ΔV可以等于：

在一实施例中，索引n2可以先由计算输入信号IN和反馈信号FB1之间的差异来获得，然后根据之前计算的差异获得/取得一信息整数(informative integer)作为索引n2。

在一实施例中，输入信号IN和反馈信号FB1的差异(值)可以用数学式表示为：

Diff_k＝abs(IN_k)-abs(FB_k-1)(式2)。

其中Diff_k表示操作周期k对应的差异值；abs()表示取绝对值运算，用来输出一绝对值或其大小；以及索引k和k-1是时间周期索引，分别指当前操作周期和前一个操作周期。在此，FB_k-1表示对应于上述前一操作周期的反馈信号FB1。在式2中，绝对值运算是为了正确评估电容性负载CL/C_PZT中存储了多少电荷(无论负载电压V_PZT的极性为何)，从而可以适当地做出是否执行充电或放电操作的决定。可以看出式1中的绝对值运算是为了移除IN_k和FB_k-1的极性带来的效应，其中，IN_k和FB_k-1的极性效应将通过图2所示的单端转差动转换器200的切换开关SW1和SW2加回来。在一实施例中，输入信号IN/IN_k和反馈信号FB1/FB_k-1皆是数字的，因此差异Diff/Diff_k也是数字的。

在差异值Diff_k计算出来之后，在一实施例中，还可以计算索引n2，其可以表示为数学式：

在式3a中，B_diff是指差异值Diff/Diff_k的位元数，差异值Diff可假设为一B_diff位元的数字信号。此外，查找表的第二维度中的步阶大小(ΔV或STP₂)可以表示为ΔV＝V_pp/2^B2＝STP₂，其中B2与查找表提供的充电/放电解析度有关。换言之，索引n2是由取差异值Diff/Diff_k的大小(或绝对值)的最高有效的B2个位元来获得。在一示例性实施例中，差异值Diff/Diff_k是一24位元的信号(B_diff＝24)，查找表可以通过ΔV＝STP₂＝V_pp/2¹²来计算ΔV，以实现12位元解析度(B2＝12)，因此，索引n2可以通过取得abs(Diff)的最高有效的12个位元(12＝B_diff–B2)来计算。在此，符号ΔV和STP₂可以互换使用，而符号N和B2也可以互换使用。

在另一实施例中，索引n2的另一种表达方式可以表示为：

其中round函数将数字四舍五入为最接近的整数。

说明性地，图5摘录了纪录对应于索引n1和n2的若干数值的脉冲宽度控制码的查找表，其中索引n1是列索引以及索引n2是行索引。根据输入信号IN和反馈信号FB的差异值，脉冲宽度调制控制器110可以决定在此操作周期中要实现的电压步阶ΔV的数量，例如1×ΔV、2×ΔV…7×ΔV，以决定索引n2并从所选行中选取脉冲宽度控制码。

需注意的是，根据差异Diff/Diff_k而获得/取得信息整数作为索引n2的具体操作不限于此。只要n2和Diff_k之间的关系可以用式3a和式3b表示，就满足本申请的需求，并属于本申请的范畴。

另一方面，索引n1可以指引输入信号IN或反馈信号FB的当前电压；因此，根据接收到的输入信号IN或反馈信号FB，脉冲宽度调制控制器110可以决定索引n1并且由所选列中选取脉冲宽度控制码。如前所述，反馈信号FB可以由单端转差动转换器200的差动电压VoP-VoN来产生，这相当于压电致动扬声器PZT的电压V_PZT。在一优选实施例中，输入信号IN被提供来决定索引n1，可以提高能量回收系统的稳定度。需注意的是反馈信号FB最终会趋近于输入信号IN；因此，提供输入信号IN以决定索引n1也可以达到相同的结果。

在一实施例中，索引n1可以表示为：

其中，floor函数取数字的整数部分，B_in为输入信号IN的位元数(即，输入信号IN是B_in位元的数字信号)，以及B1相关于用来表示输入信号IN的准位数目。在一实施例中，查找表可以包含2^B1列，并且输入信号IN的总范围可以被步阶值划分为2^B1阶。因此索引n1是通过获得/取得输入信号IN的最高有效的B1个位元来获得。在一示例性实施例中，输入信号IN是一24位元的信号，并且索引n1是一6位元的数值，其定义了输入信号IN的64个电位；因此，索引n1可以通过取输入信号IN的最高有效的6个位元来获得。如此一来，索引n1可以反映输入信号IN的电位，以决定反馈信号FB趋近输入信号IN时的反馈信号FB的电位。

需注意的是，数值选择性地包含在索引n1的计算中。在一实施例中，当输入信号IN已经被偏置且始终为正值时，则不需要取值/>此时索引n1可以表示为：

索引n1的另一种表达方式可以表示为：

或

其中STP₁、索引n1的电压步阶大小等于V_pp/2^B1。在一些实施例中，上述方程式中使用的floor函数可以替代为round函数，并且不限于此。

相似地，根据输入信号IN获得/取得信息整数作为索引n1的具体操作不限于此。只要n1和IN之间的关系可以用式4a-4b的其中之一表示，就满足本申请的要求，属于本申请的范畴。

基于根据反馈信号FB1和输入信号IN得到的索引n1和n2，脉冲宽度调制控制器可以相对应地选取脉冲宽度控制码。

在步骤406和步骤408中，脉冲宽度调制控制器根据所选取的脉冲宽度控制码产生脉冲宽度调制信号SP1-SP4，并且输出所产生的脉冲宽度调制信号SP1-SP4给双向电路120。

双向电路120会根据步骤408所产生的脉冲宽度调制信号SP1-SP4进行充电操作或放电操作。

在步骤410中，在根据脉冲宽度调制信号SP1-SP4完成充电操作或放电操作之后(或在当前操作周期结束时)，脉冲宽度调制控制器110还可以接收反馈信号FB2，其对应于当前操作周期。

在一实施例中，反馈信号FB1/FB_k-1可以表示为在前一个操作周期(例如操作周期k-1)结束时的负载电压V_PZT(不考虑V_BIAS)。在当前操作周期中，双向电路基于根据反馈信号FB1获得的脉冲宽度控制码执行充电或放电操作，并且产生负载电压V_PZT的一电压变化。在当前操作周期结束时(例如操作周期k)，负载电压V_PZT可以视为反馈信号FB2/FB_k(不考虑V_BIAS)。

步骤402-410的详细内容还可以参考美国专利公告号11,271,480，为了简洁起见，在此不再赘述。

在步骤412中，脉冲宽度调制控制器110可以根据反馈信号FB1和FB2决定是否调整或如何调整脉冲宽度控制码。在接收到反馈信号FB2之后，脉冲宽度调制控制器110还可以判断实际电压差。如果实际电压差不等于或是明显偏离预期电压差，则可能需要根据反馈信号FB1和FB2调整脉冲宽度控制码。一旦更新了脉冲宽度控制码，更新后的脉冲宽度控制码将被写入(即被存储)回存储器中查找表的地址(n1,n2)，其中地址(n1,n2)是在步骤404中获取原始脉冲宽度控制码的地址。

图6为本申请一实施例的一查找表学习流程60的流程图。查找表学习流程60可以在诸如110的一脉冲宽度调制控制器中实现，并且可以被视为步骤412的详细过程。如图6所示，查找表学习流程60包含有下述步骤：

步骤600：获得一预期电压差dV_intend。

步骤602：计算一实际电压差dV_actual。

步骤604：计算在预期电压差dV_intend和实际电压差dV_actual之间的一不匹配MM。

步骤606：根据不匹配MM决定是否调整或如何调整脉冲宽度控制码。

步骤608：增加脉冲宽度控制码。

步骤610：减少脉冲宽度控制码。

在步骤600中，脉冲宽度调制控制器110可以借由获得索引n2来获得预期电压差dV_intend。预期电压差dV_intend是负载电压V_PZT上的预期电压变化，预期电压变化是预期在当前操作周期期间通过使用脉冲宽度控制码的充电或放电操作产生。

在一实施例中，预期电压差dV_intend在充电操作执行时可取得为n2×ΔV，而在放电操作执行时可取得为(–1)×n2×ΔV。预期电压差dV_intend可以视为根据步骤404中获得的脉冲宽度控制码在当前操作周期期间通过充电或是放电操作预期可以实现的一目标电压变化。

在接收到当前操作周期的反馈信号FB2之后，在步骤602中，脉冲宽度调制控制器110可以将实际电压差dV_actual计算为当前操作周期的反馈信号FB2和前一个操作周期的反馈信号FB1之间的一差异，例如dV_actual＝FB2–FB1。实际电压差dV_actual反映了负载电压V_PZT在当前操作周期期间通过使用脉冲宽度控制码的充电或放电操作实际产生的实际电压变化。

通过比较预期电压差dV_intend和实际电压差dV_actual，可以判断脉冲宽度控制码是否准确或脉冲宽度控制码有多准确。在步骤604中，脉冲宽度调制控制器110可以计算预期电压差dV_intend和实际电压差dV_actual之间的不匹配MM。在一实施例中，脉冲宽度调制控制器110可以计算不匹配MM为：

MM＝dV_actual-dV_intend；

其中当前实施例的不匹配MM等于实际电压差dV_actual减去预期电压差dV_intend。

在步骤606中，脉冲宽度调制控制器110进而根据不匹配MM决定是否调整脉冲宽度控制码或是如何调整脉冲宽度控制码。如果不匹配MM表示双向电路执行的充电或放电操作不足，脉冲宽度调制控制器110可以增加脉冲宽度控制码(步骤608)，并且将增加后的脉冲宽度控制码存储回存储器304中。另一方面，如果不匹配MM表示双向电路执行的充电或放电操作过度，脉冲宽度调制控制器110可以减少脉冲宽度控制码(步骤610)，并且将减少后的脉冲宽度控制码存储回存储器304中。反之，如果不匹配MM表示双向电路执行的充电或放电操作没有不足也没有过度，脉冲宽度调制控制器110可以决定不调整/更新脉冲宽度控制码。

在步骤606中根据不匹配MM判断充电或放电操作是否不足或是过度的详细过程不以上述为限。例如，假设执行充电操作，意味着dV_intend>0且dV_actual>0，如果MM<0或MM<–TH2(TH2>0)，脉冲宽度调制控制器110可以判断充电操作是不足的；并且如果MM>0或MM>TH1(TH1>0)，脉冲宽度调制控制器110可以判断充电操作是过度的。在此，dV_intend和dV_actual可以分别解释为在充电操作/环境下的预期电压增加量和实际电压增加量(其中电压增加量表示电压所增加的量)。

另一方面，假设执行放电操作，意味着dV_intend<0且dV_actual<0，如果MM>0或是MM>TH3(TH3>0)，脉冲宽度调制控制器110可以判断放电操作是不足的；并且如果MM<0或是MM<–TH4(TH4>0)，脉冲宽度调制控制器110可以判断充电操作是过度的。由于执行放电操作时dV_intend/dV_actual本身为负，在放电操作下，电压减少量可以表示为(–1)×dV_intend以及(–1)×dV_actual(其中电压减少量表示电压所减少/降低的量)。因此，(–1)×dV_intend和(–1)×dV_actual可以分别解释为在放电操作/环境下的预期电压减少量和实际电压减少量。

需注意的是，用来判断充电操作或放电操作是否不足或过度的临界值，(例如，TH1-TH4)可以根据实际状况来选择，并且不限于任何特定值。

上述查找表学习操作连同驱动操作可以视为一反馈控制机制(feedback controlmechanism)，进一步详述为一详细查找表学习流程70，如图7所示(其中图7中的下标k代查找表操作周期索引)。详细查找表学习流程70包含有下述步骤：

步骤700：接收输入信号IN_k和反馈信号FB_k-1。

步骤702：寻找查找表中的索引n1和n2。

步骤704：计算输入信号IN_k和反馈信号FB_k-1的差异值Diff_k。如果差异值Diff大于0，接着执行步骤710；如果差异值Diff小于0，接着执行步骤720。

步骤710：根据地址(n1,n2)从充电查找表304_1中取出一脉冲宽度控制码。

步骤711：根据脉冲宽度控制码获得脉冲宽度调制信号。

步骤712：执行充电操作，和接收反馈信号FB_k。

步骤713：获得实际电压差dV_actual和预期电压差dV_intend。

步骤714：计算实际电压差dV_actual和预期电压差dV_intend之间的不匹配MM。

步骤715：比较不匹配MM和临界值TH1及-TH2。如果不匹配MM小于临界值-TH2，接着执行步骤716；如果不匹配MM大于临界值TH1，接着执行步骤717。

步骤716：脉冲宽度控制码增加1。

步骤717：脉冲宽度控制码减少1。

步骤720：根据该地址(n1，n2)从放电查找表304_2中取出一脉冲宽度控制码。

步骤721：根据脉冲宽度控制码获得脉冲宽度调制信号。

步骤722：执行放电操作，和接收反馈信号FB_k。

步骤723：获得实际电压差dV_actual和预期电压差dV_intend。

步骤724：计算实际电压差dV_actual和预期电压差dV_intend之间的不匹配MM。

步骤725：比较不匹配MM和临界值TH3及-TH4。如果不匹配MM大于临界值TH3，接着执行步骤726；如果不匹配MM小于临界值–TH4，接着执行步骤727。

步骤726：脉冲宽度控制码增加1。

步骤727：脉冲宽度控制码减少1。

步骤750：进入下一个操作周期，并且返回步骤700。

根据详细查找表学习流程70，脉冲宽度调制控制器110可以决定是否根据差异值Diff为一正数或一负数执行充电或放电操作，并且相对应地取出充电查找表304_1或放电查找表304_2的脉冲宽度控制码。在查找表学习操作中，脉冲宽度控制码可以根据在充电或放电操作下与临界值的比较而增加或是减少。例如，在充电阶段时，实际电压差dV_actual和预期电压差dV_intend可以是正数；因此，较大的不匹配MM指示了充电是过度的，并且较小的不匹配MM指示了充电是不足的。不匹配MM与临界值TH1和-TH2做比较。因此，如果不匹配MM小于临界值–TH2(其可以是一负值或0)，则判断为充电不足并且脉冲宽度控制码应该增加1；而如果不匹配MM大于临界值TH1(其可以是一正值或0)，则判断为充电过度并且脉冲宽度控制码应该减少1。临界值TH1和TH2的数值大小可以相同也可以不同。

另一方面，在放电阶段时，实际电压差dV_actual和预期电压差dV_intend可以是负数；因此，较大的不匹配MM指示了放电是不足的，并且较小的不匹配MM指示了放电是过度的。不匹配MM与临界值TH3和-TH4做比较。因此，如果不匹配MM大于临界值TH3(其可以是一正值或0)，则判断为充电不足并且脉冲宽度控制码应该增加1；而如果不匹配MM小于临界值-TH4，则判断为放电过度并且脉冲宽度控制码应该减少1。临界值TH3和TH4的数值大小可以相同也可以不同。

换言之，步骤716表示当实际电压增加量小于预期电压增加量时增加脉冲宽度控制码；步骤717表示当实际电压增加量大于预期电压增加量时减少脉冲宽度控制码；步骤726表示当实际电压减少量小于预期电压减少量时增加脉冲宽度控制码；步骤727表示当实际电压减少量大于预期电压减少量时减少脉冲宽度控制码。

此外，在这个实施例中，脉冲宽度控制码在每个操作周期期间增加1或减少1，但不以此为限。在另一实施例中，脉冲宽度控制码可以以任何适当的方式调整(增加或减少)，例如通过基于不匹配MM的值来决定的一电位。例如，如果不匹配MM远大于或远小于相对应的临界值，则脉冲宽度控制码的调整幅度可大于1。只要由存储器中取出脉冲宽度控制码可更新并写入回存储器中，就满足本申请的需求，并且也属于本申请的范畴。

此外，可以在每个操作周期执行详细查找表学习流程70中所示的脉冲宽度控制码更新操作。本领域技术人员应当理解本申请并不限于此。例如，在一实施例中，查找表学习操作可以以任何不变或可变的频率执行，例如，每3到5个操作周期执行一次。在另一实施例中，查找表学习功能可以在一特定周期开启，然后关闭，其中开启时间可以预先决定。

需注意的是，详细查找表学习流程70中的几个步骤是可以互换的。例如，在步骤702中寻找索引n1和n2的操作以及在步骤704中计算差异值Diff的操作是可以互换的；也就是说，在寻找查找表的索引n1和n2之前，差异值Diff可以先计算，或者这两个步骤可以同时执行。这不会影响详细查找表学习流程70所达到的效果。

从另一个角度来看，如图5所示的以二维阵列排列的脉冲宽度控制码仅作为一种运作范例，而本领域技术人员可以据此进行修改和变更。例如，可以将原本排列成二维阵列的脉冲宽度控制码堆叠(stacked)或甚至交换(permuted)成一个长的一维阵列，并且存储于存储器的一查找表，这也属于本申请的范畴。

图8为双向电路120在查找表学习操作之前和之后所产生的输出电压的波形图的模拟结果，其中波形图显示了差动电压VoP和VoN以及差动电压的差VoP-VoN。在图8的模拟结果中，输入信号IN是具有正弦波形的一单频(single tone)信号。如图8的左边部分所示，在执行查找表学习操作之前(或没有查找表学习的情况)，波形图高度失真、粗糙且不规则，因此声音频信号可能包含明显的失真。相较之下，在查找表学习操作执行之后，如图8的右边部分所示，波形图变成平滑的正弦信号；这意味着利用查找表学习操作可以显著地提高音质。

此外，脉冲宽度调制控制器中的数模转换器(美国专利公告号11,271,480中公开的电路架构)存在一些缺陷，这打破了数模转换器在实作中的单调性(monotonicity)。查找表学习操作也可以消除这些缺陷。

本申请提供的查找表学习方法可以采用合适的方式实现。在上述实施例中，查找表学习操作在驱动电路10的脉冲宽度调制控制器110中实现，更具体而言，实现在脉冲宽度调制控制器110的控制电路302中，其中控制电路302可以实现为一集成电路(integratedcircuit，IC)。因此查找表学习操作可以实现为包括在控制电路302中的一特殊应用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)。在这种状况下，查找表学习的计算可以通过集成电路的比较器、加法器和/或减法器来实现。供选择地或额外地，查找表学习方法也可以包括诸如一微处理器、一微控制器单元等处理电路中实现的软件演算法，其中脉冲宽度调制控制器110的控制电路302可以被视为是处理电路的一部分。

需注意的是，在上述实施例中，控制电路302可以是执行查找表学习操作的电路。在一实施例中，控制电路302可以是一数字电路，并且控制电路302处理的输入信号IN和反馈信号FB也是数字信号。

美国专利申请号18/048,852和18/177,765公开了一种查找表学习演算法，其可以使脉冲宽度控制码(Pulse Width Control Code，PWCC)适应可观察或不可观察的各种操作条件。操作条件可以是电池电压(可能随时间的推移而减弱)、电子元件(例如，其电容、电感或电阻)的参数变化/飘移。结果显示，通过在一音频放大器中实现查找表学习演算法，总谐波失真(total harmonic distortion，THD)会降低且声音品质显著改善。

如前所述，查找表学习操作(涉及存储器写入和模数转换器读出)可以在每个操作周期执行。本发明的操作周期可以解读为模数转换周期，其是模数转换速率/频率的倒数，其中模数转换周期/速率/频率在美国专利申请号18/051,015中有进一步阐述，该申请通过引用并入本发明。在下述降低查找表学习频率的描述或内容中，查找表学习操作可以指流程70中从步骤700到步骤750之前的一次反覆运算，其涉及至少一次模数转换器读出和一次存储器写入。

然而，在查找表稳定之后，没有必要如此频繁地更新查找表/脉冲宽度控制码。这是因为与模数转换频率相比，电池电压和电路参数漂移变化缓慢。

在本申请中，查找表稳定/收敛意味着在一段时间内不需要更新查找表项目。例如，如果不匹配MM在-TH2<MM<TH1的一范围内或在-TH4<MM<TH3的一范围内，则无需更新查找表项目。进一步而言，查找表稳定也意味着查找表项目长时间保持在一小范围内。例如，当查找表学习操作执行PWCC＝PWCC+1，接着执行PWCC＝PWCC–1，接着执行PWCC＝PWCC+1，接着执行PWCC＝PWCC–1，依此类推。在此情况下，查找表也可以被视为稳定/收敛的。

在这个观点上，功率消耗可以通过降低查找表学习频率来降低，也就是说仅在L个模数转换周期之内执行m次查找表/脉冲宽度控制码更新，而不在L个模数转换周期之内执行L次查找表/脉冲宽度控制码更新，其中m<L。m次查找表/脉冲宽度控制码更新可以均匀或不均匀分布在L个模数转换周期之内，具体取决于实际要求。如此一来，在L个模数转换周期之内至少可以节省(L-m)次存储器写入操作。此外，对于(直流对直流)操作不依赖模数转换结果的系统，进一步避免了(L-m)次的模数转换。

例如，可以采用一learn-1-skip-k方式，这意味着在一个操作周期中执行一次查找表学习操作之后，可以在后续/接续的k个操作周期跳过查找表学习操作。本申请中(在下述降低查找表学习频率的说明或内容中)，k指跳过操作周期的次数，该操作周期可以是执行查找表学习操作的后续/接续的查找表学习操作周期。

在一实施例中，跳过的操作周期的次数k可以是特定常数，或者在一段时间内是常数。例如，在一学习周期期间(例如5分钟)k＝0，在学习周期之后k＝K，其中K是某一常数(例如15、60，而不限于此)。学习周期可以指频繁地执行查找表学习操作的一时间区间，例如，在每个操作周期执行或者以模数转换速率执行。学习周期可以指查找表尚未收敛到一稳定状态的一时间区间。

在一实施例中，跳过的操作周期的次数k可以自适应地决定，尤其在查找表稳定之后。例如，当查找表误差减少时k可以增加且/或当查找表误差增加时k可以减少。预定的k的一列表(例如7、17、35、60)可以预先准备。当查找表误差减少/增加时，可以由列表中选择更大/更小的k，且不限于此。查找表误差是指查找表(的某一项目)是否应更新的一指示。例如，当查找表误差足够大时，应该更新查找表(的某一项目)。以驱动电路10(其中双向电路120或包含双向电路120的驱动电路可以称为X类放大器)的内容为例，查找表误差可以参考|dV_intend–dV_actual|或其统计数据，其中dV_intend/dV_actual是脉冲宽度控制码预期/实际达到的电压差。在一实施例中，k可以是一(伪)随机数，尤其是在查找表稳定之后。

在一实施例中，k可以是一(伪)随机数或者由包含(伪)随机数的一列表(例如12、19、35、68)中随机选择，但不以此为限，以便消除与查找表学习事件的频率相关的任何潜在噪声。

本申请不限于利用learn-1-skip-k方式。例如，系统可以操作在非学习或(查找表学习)跳过周期在学习周期期间之间交错的情境。学习周期的长度(L_lrn)可能相同(或可能不同)。非学习或跳过周期的长度(L_skip)可以根据如查找表误差来决定/调整。跳过周期的长度可以随着查找表误差减少/增加而增加/减少。

模拟了跳过频率(skipping duty)为6％、50％、75％的场景，其中跳过频率可以表示为(L_skip/(L_skip+L_lrn))，其中L_skip/L_lrn表示跳过/学习周期。结果显示跳过频率为6％、50％、75％时，总谐波失真和闲置噪声(的方均根值)的效能或多或少相同。这意味着跳过更多查找表学习操作对(总谐波失真和闲置噪声)效能几乎没有损害。

另一项实验/模拟比较了两种状况下的V_PZT(驱动电路输出)的频谱。第一种状况是在查找表稳定之后进行大量学习(在每个模数转换周期执行查找表学习操作)。第二种状况是在查找表稳定之后完全没有学习(即没有查找表更新或存储器写入)。用来计算频谱的V_PZT的数据是在查找表稳定之后的一特定时间周期内收集的，例如，0.3秒(对应于256,000个样本)。结果显示第一种状况可以达到当输入信号位准为-25dBFS(FS代表全幅(fullscale))时，信号噪声失真比(signal-to-noise-plus-distortion ratio，SNDR)为69.56dB。而第二种状况可以达到当输入信号位准为-25dBFS时，信号噪声失真比为69.44dB。这意味着k/L_skip可以被放大/延长以降低功率消耗，而不会显著影响信号噪声失真比或总谐波失真效能。

降低查找表学习频率的操作可以归纳一流程90。流程90可以由一控制器来执行。如图9所示，流程90可以包含下述步骤：

步骤902：在一学习周期期间，至少以一第一速率对一查找表执行一查找表学习操作。

步骤904：在该学习周期之后，以低于该第一速率的一第二速率对该查找表执行该查找表学习操作。

在一实施例中，流程90中的查找表可以是指充电查找表304_1或放电查找表304_2，但不限于此。在一实施例中，第一速率可以指/对应于模数转换速率，但不限于此。在一实施例中，学习周期可以是指查找表尚未稳定/收敛并且查找表学习操作大量执行(例如，至少以第一速率)的一段时间，但不限于此。第一速率可以视为执行查找表学习操作(在查找表学习周期期间)的一最小速率。在一实施例中，控制器可以决定查找表是否稳定，并且学习周期可以根据查找表是否稳定的一结果来决定，但不限于此。在一实施例中，执行流程90的控制器可以是脉冲宽度调制控制器，但不限于此。

只要在查找表稳定/收敛之后，减少执行查找表学习操作频率(以降低功率消耗)，就可以满足本发明的要求，并属于本发明的涵盖范围。

步骤902中的查找表学习操作可以包含下述步骤(如图10所示的一流程A0)：

步骤A02：接收来自负载的对应于一第一周期的一第一反馈信号。

步骤A04：根据第一反馈信号由查找表获得一控制码。

步骤A06：根据控制码产生一控制信号，其中在一第二周期期间内，驱动子电路根据控制信号对负载执行一操作。

步骤A08：接收来自负载的对应于第二周期的一第二反馈信号。

步骤A10：根据第一反馈信号和第二反馈信号更新控制码，并将更新后的控制码存回存储器中的查找表。

在流程A0的一实施例中，控制码可以指/对应于脉冲宽度控制码，但不限于此。在步骤A06的一实施例中，控制信号可以指脉冲宽度调制信号，但不限于此。在步骤A06的一实施例中，驱动子电路可以指双向电路，但不限于此。在步骤A06的一实施例中，操作可以指充电操作或放电操作，但不限于此。

需注意的是，流程90和A0也可以应用于美国专利申请号No.18/177,765公开的反馈控制方案，其也属于本发明的涵盖范围。

综上所述，查找表学习速率可以降低以节省功率消耗，尤其是查找表学习的存储器写入操作的功率消耗。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (25)

1.一种方法，应用于配置来驱动一负载的包含一驱动子电路的一驱动电路内的一控制器，该方法包含有：

在一学习周期期间，至少以一第一速率对一查找表执行一查找表学习操作；以及

在该学习周期之后，以低于该第一速率的一第二速率对该查找表执行该查找表学习操作；

其中该查找表存储于该控制器内的一存储器；

其中执行该查找表学习操作包含：

接收来自该负载的对应于一第一周期的一第一反馈信号；

根据该第一反馈信号由该查找表获得一控制码；

根据该控制码产生一控制信号，其中在一第二周期期间内，该驱动子电路根据该控制信号对该负载执行一操作；

接收来自该负载的对应于该第二周期的一第二反馈信号；以及

根据该第一反馈信号和该第二反馈信号更新该控制码，并将更新后的该控制码存回该存储器中的该查找表。

2.如权利要求1所述的方法，其中以低于该第一速率的该第二速率执行该查找表学习操作的步骤包含：

在一第一操作周期执行该查找表学习操作；以及

在与该第一操作周期接续的多个跳过的操作周期上，跳过该查找表学习操作。

3.如权利要求2所述的方法，其中该多个跳过的操作周期的一数量在一段时间内是恒定的。

4.如权利要求2所述的方法，其中该多个跳过的操作周期的一数量是随机地产生的，或是从包含随机数字的一列表中选择的。

5.如权利要求2所述的方法，包含有：

当一查找表误差减少时，增加该多个跳过的操作周期的一数量；或

当该查找表误差增加时，减少该多个跳过的操作周期的该数量；

其中该查找表误差是根据该第一反馈信号和该第二反馈信号所决定。

6.如权利要求5所述的方法，其中该多个跳过的操作周期的该数量是从一预定列表中选择。

7.如权利要求1所述的方法，

其中该第一反馈信号是由耦接于该负载的一模数转换器获取；

其中该模数转换器操作于一模数转换速率。

8.如权利要求7所述的方法，其中该第一速率为该模数转换速率。

9.如权利要求1所述的方法，

其中该控制信号是一脉冲宽度调制信号；

其中该控制码是一脉冲宽度控制码，该脉冲宽度调制信号的一脉冲宽度是根据该脉冲宽度控制码所决定。

10.如权利要求1所述的方法，

其中该操作是一充电操作或一放电操作；

其中该负载是一电容性负载。

11.如权利要求1所述的方法，包含有：

判断该查找表是否稳定。

12.一种驱动电路，包含有：

一驱动子电路，耦接一负载；以及

一控制器，包含有存储有一查找表的一存储器，该控制器用来控制该驱动子电路和执行下述步骤：

在一学习周期期间，至少以一第一速率对该查找表执行一查找表学习操作；以及

在该学习周期之后，以低于该第一速率的一第二速率对该查找表执行该查找表学习操作；

其中执行该查找表学习操作包含：

接收来自该负载的对应于一第一周期的一第一反馈信号；

根据该第一反馈信号由该查找表获得一控制码；

根据该控制码产生一控制信号，其中在一第二周期期间内，该驱动子电路根据该控制信号对该负载执行一操作；

接收来自该负载的对应于该第二周期的一第二反馈信号；以及

根据该第一反馈信号和该第二反馈信号更新该控制码，并将更新后的该控制码存回该存储器中的该查找表。

13.如权利要求12所述的驱动电路，其中该控制器用来执行下述步骤：

在一第一操作周期执行该查找表学习操作；以及

在与该第一操作周期接续的多个跳过的操作周期上，跳过该查找表学习操作。

14.如权利要求13所述的驱动电路，其中该多个跳过的操作周期的一数量在一段时间内是恒定的。

15.如权利要求13所述的驱动电路，其中该多个跳过的操作周期的一数量是随机地产生的，或是从包含随机数字的一列表中选择的。

16.如权利要求13所述的驱动电路，其中该控制器用来执行下述步骤：

当一查找表误差减少时，增加该多个跳过的操作周期的一数量；或

当该查找表误差增加时，减少该多个跳过的操作周期的该数量；

其中该查找表误差是根据该第一反馈信号和该第二反馈信号所决定。

17.如权利要求16所述的驱动电路，其中该多个跳过的操作周期的该数量是从一预定列表中选择。

18.如权利要求12所述的驱动电路，包含有：

一模数转换器，耦接该负载；

其中该第一反馈信号是由该模数转换器获取；

其中该模数转换器操作于一模数转换速率。

19.如权利要求18所述的驱动电路，其中该第一速率为该模数转换速率。

20.如权利要求12所述的驱动电路，

其中该控制信号是一脉冲宽度调制信号；

其中该控制码是一脉冲宽度控制码，该脉冲宽度调制信号的一脉冲宽度是根据该脉冲宽度控制码所决定。

21.如权利要求12所述的驱动电路，其中该控制器是一脉冲宽度调制控制器，该脉冲宽度调制控制器包含：

一数模转换器，用来转换一脉冲宽度控制码为一模拟电压；

一波形产生器，用来产生一锯齿信号或一类锯齿信号；以及

一比较器，用来比较该锯齿信号或该类锯齿信号与该模拟电压，并产生一比较结果作为具有对应于该脉冲宽度控制码的一脉冲宽度的一脉冲宽度调制信号。

22.如权利要求12所述的驱动电路，其中该驱动子电路包含：

一电感器；

一第一开关，耦接于一电压源与该电感器的一第一端之间；

一第二开关，耦接该电感器的该第一端；

一第三开关，耦接于该负载与该电感器的一第二端之间；以及

一第四开关，耦接该电感器的该第二端；

其中该操作是一充电操作或一放电操作；

其中在该充电操作期间，该驱动子电路形成流向该负载的一第一电流；

其中在该放电操作期间，该驱动子电路形成流自该负载的一第二电流。

23.如权利要求12所述的驱动电路，

其中该驱动电路接收一输入信号；

其中该控制器控制该驱动子电路，使得该负载的一输出与该输入信号实质上成正比。

24.如权利要求12所述的驱动电路，

其中该驱动电路接收根据一可听频段内的一原始声音频信号产生的一输入信号；

其中该负载为一扬声器负载。

25.如权利要求12所述的驱动电路，其中该控制器用来执行下述步骤：

判断该查找表是否稳定。