TWI639300B - 混合模式數位預失真之系統與方法 - Google Patents

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TWI639300B TW106114946A TW106114946A TWI639300B TW I639300 B TWI639300 B TW I639300B TW 106114946 A TW106114946 A TW 106114946A TW 106114946 A TW106114946 A TW 106114946A TW I639300 B TWI639300 B TW I639300B
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Abstract

本發明多種範例係關於用於數位預失真之系統與方法。可將一線性數位預失真(digital predistortion，DPD)電路程式化以根據一複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號線性分量。可將一非線性數位預失真電路程式化以根據該複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號非線性分量。可將一混頻器(mixer)電路程式化以根據該預失真訊號線性分量以及該預失真訊號非線性分量之至少一部分產生一預失真訊號。

Description

混合模式數位預失真之系統與方法
本發明係關於，但不限於積體電路與通訊系統，並特別關於，但不限用於功率放大器(power amplifiers)之數位預失真。
如用於行動電話之射頻(Radiofrequency，RF)通訊，可使用一射頻發射器(transmitter)中之一射頻功率放大器電路以產生該射頻訊號經由空中傳輸至一射頻接收器。該功率放大器電路可具有一非線性增益特性，如於高功率輸出位準下所發生之增益壓縮(gain compression)，其於高功率位準下會造成訊號失真之發生。
如美國第6,342,810號專利所提出關於，一種透過使用預失真將放大器之傳輸特性之一逆模型應用於該放大器之一輸入訊號，以補償該放大器非線性之方法。該預失真之目的係用以減少因放大器電路增益非線性所引起之失真。
除上述情事外，本發明人已認知，允許一功率放大器(PA)電路於其非線性(如，增益壓縮)區域中進行操作，例如透過使用預失真補償(predistortion compensation)，可 以提供至少一優勢，如增進放大器之效率與性能，降低功率消耗，減少廢熱產生，並減少或避免對該功率放大器電路進行主動或被動冷卻之需求，但使用具有寬頻(wideband)輸入訊號之放大器電路可能會增加一功率放大器電路中之失真與噪訊之額外挑戰。
至少部分於其非線性區域中所操作之一功率放大器電路，係於一寬頻帶上產生失真。例如，當使用一功率放大電路用以放大一載波調變(carrier-modulated)輸入訊號時，該功率放大器電路會產生以載波頻率與載波頻率之諧波(harmonics)為中心之失真項(distortion terms)。當該輸入訊號具有小於該載波頻率之頻寬(bandwidth)時，可使用預失真補償用以校正以該載波頻率為中心之失真項，並透過低通濾波(low-pass filtering)移除位於該載波頻率諧波處之失真項。當該輸入訊號係具有相似或大於該載波頻率之頻寬之一頻寬或一超寬頻(ultrawide band)訊號時，該輸入訊號頻帶可與位於該至少一載波頻率諧波處之失真項重疊。此可能使低通濾波難以去除失真項，並不會降低該輸入訊號。
除此之外，本發明亦解釋如何使用預失真補償以校正位於該載波頻率處之失真項，並修正位於至少一載波頻率諧波處之失真項。例如，該輸入訊號可被與/或轉換成一複合訊號(complex signal)(如，一複合基頻訊號(complex baseband signal))。一線性數位預失真(DPD)電路可接收該複合基頻訊號並產生一預失真訊號線性分量。一非線性數位預失真電路可將該複合基頻訊號轉換成一真實訊號(real signal)並由 該真實訊號產生一預失真訊號非線性分量。
於此之概述係用以提供本專利申請標的之概覽。並非用以提供本發明之唯一或全面解釋。於實施方式將對本專利申請案提供更進一步之資訊。
100‧‧‧電路
102‧‧‧數位預失真電路/電纜
104‧‧‧數位上變頻器
106‧‧‧數位預失真訓練電路/數位預失真配適電路
108‧‧‧通訊連結
110‧‧‧數位類比轉換器
112‧‧‧功率放大器
114‧‧‧類比數位轉換器
116‧‧‧通訊連結
118‧‧‧現場可程式閘陣列
201‧‧‧圖表
202‧‧‧線性數位預失真電路
203‧‧‧圖表
203‧‧‧複合時間對準電路
204‧‧‧非線性數位預失真電路
205‧‧‧圖表
206‧‧‧內插器電路
207‧‧‧圖表
208‧‧‧複合-真實電路
209‧‧‧預失真含量
210‧‧‧真實數位預失真電路
211‧‧‧失真含量
212‧‧‧真實-複合電路
214‧‧‧降頻電路
216‧‧‧加法器電路
218‧‧‧混頻器
220‧‧‧混頻器
222‧‧‧圖表
224‧‧‧圖表
250‧‧‧查找表組
252a‧‧‧查找表
252b‧‧‧查找表
252i‧‧‧查找表
254b‧‧‧延遲電路
254i‧‧‧延遲電路
256‧‧‧加法器
258‧‧‧圖表
260‧‧‧有限脈衝響應濾波器
262b
262i
264b‧‧‧分接
264i‧‧‧分接
266
268‧‧‧圖表
280‧‧‧圖表
282‧‧‧圖表
284‧‧‧圖表
285‧‧‧圖表
286‧‧‧濾波器
287‧‧‧響應
288‧‧‧延遲電路
289‧‧‧響應
290‧‧‧加法器
304‧‧‧圖表
306‧‧‧失真項
308‧‧‧噪訊
310
320‧‧‧電路
322‧‧‧真實數位預失真電路
324‧‧‧電路
325‧‧‧圖表
326‧‧‧時間對準電路
328‧‧‧圖表
330‧‧‧反向模型電路
332‧‧‧速率匹配電路
334‧‧‧電路
350‧‧‧電纜上傾電路/類比上傾電路
352‧‧‧傾斜參考濾波器電路
354‧‧‧傾斜等化器電路
356‧‧‧圖表
358‧‧‧圖表
360‧‧‧圖表
370‧‧‧配置設定
372‧‧‧電路
374‧‧‧上傾訓練電路
376‧‧‧時間對準電路
378‧‧‧參考模型電路
380‧‧‧電路
382‧‧‧線性反向模型電路
384
386
400‧‧‧配置
401‧‧‧圖表
402‧‧‧通帶
403‧‧‧圖表
404‧‧‧通帶
406‧‧‧降頻器
407‧‧‧圖表
408‧‧‧圖表
409‧‧‧通帶
410‧‧‧圖表
412‧‧‧圖表
414‧‧‧圖表
416‧‧‧圖表
502‧‧‧時間對準電路
504‧‧‧速率匹配電路
506‧‧‧記憶緩衝區
508‧‧‧記憶緩衝區
510‧‧‧電路
512‧‧‧載波頻率
516‧‧‧線性解算器電路
518‧‧‧電路
602‧‧‧內插器電路
604‧‧‧混頻器電路
606‧‧‧傾斜參考濾波器電路
608‧‧‧內插器電路
610‧‧‧真實數位預失真電路
612‧‧‧等化器電路
614‧‧‧降頻電路
616‧‧‧希伯特濾波器電路
618
620‧‧‧降頻電路
622A‧‧‧有限脈衝響應濾波器
622B‧‧‧有限脈衝響應濾波器
624A‧‧‧有限脈衝響應濾波器
624B‧‧‧有限脈衝響應濾波器
於附圖中，並非以實際比例進行繪製，於不同圖式中之相同數字，可表示相同之元件。具有不同字母字尾之相同數字可表示相似元件之不同實施例。本附圖僅為舉例說明之用，並非用以限制本發明所述之不同實施例。
圖1顯示具有混合模式數位預失真(digital predistortion，DPD)之一功率放大器系統之一範例。
圖2顯示圖1之功率放大器電路之一實施例，其顯示該混合模式數位預失真電路之附加細節。
圖3顯示該非線性數位預失真電路之一實施例中頻寬擴張之一示意圖。
圖4顯示包括該非線性數位預失真電路之附加細節之圖1之功率放大器電路之一範例之一示意圖。
圖5係包括該複合-真實電路之附加細節之該非線性數位預失真電路之一範例之一示意圖。
圖6係圖1之功率放大器電路之一範例之一示意圖，其顯示該真實數位預失真電路以一查找表(look-up table，LUT)組所實施。
圖7A與7B係顯示除了圖6之查找表組外可用以實施該真實數位預失真電路之一有限脈衝響應(Finite Impulse Response，FIR)濾波器之一實施例示意圖。
圖8A、8B與8C係顯示該真實-複合電路與混頻器之分量之一示意圖。
圖9係圖1之功率放大器電路之一範例之一示意圖，其具有顯示該範例希伯特濾波器響應與該預失真非線性分量之範例之圖表。
圖10A與10B顯示一真實模式數位預失真電路係被設置用以處理線性項與一真實數位預失真電路以及真實-複合電路。
圖11係顯示包括該線性數位預失真電路之附加細節之圖1之功率放大器電路之一範例之一示意圖。
圖12係顯示包括該訓練電路之附加細節之圖1之功率放大器電路之一範例之一示意圖。
圖13係顯示包括一電纜上傾電路(cable uptilt circuit)之圖1之功率放大器電路之一範例之一示意圖。
圖14係顯示用於訓練該傾斜等化器之一功率放大器電路之一配置設置之一實施例示意圖
圖15A與15B係顯示圖1之功率放大器電路之一範例示之一意圖，其包括一電纜上傾電路與一訓練電路之另一範例。
圖16與17係顯示於圖13之範例配置中，圖1之功率放大器電路之一示意圖，其包括於該電路中位於各個位置處之模型化功率頻譜密度(spectral densities)。
圖18係顯示圖1之功率放大器電路被配置用以合併該複合或希伯特濾波器與該降頻率波器(decimation filter)之一範 例之一示意圖。
圖19係顯示包括一替換組件配置之該非線性數位預失真電路之一範例之一示意圖。
美國專利申請號_________(代理人案號3867.161US1)，「寬頻數位預失真」係與本案同時提出申請，透過引用方式將其整體併入本案中。
圖1係顯示具有該混合模式數位預失真(digital predistortion，DPD)之一功率放大器(power amplifier，PA)電路100之一實施例。該電路100可被使用於不同應用中，包括如用於射頻傳輸，例如蜂巢網絡傳輸，與/或用於藉由有線電視網絡或相似網絡之一電纜(如一同軸電纜)之傳輸。一混合模式數位預失真(DPD)電路102可作為一輸入訊號接收一複合基頻訊號。(數位上變頻器(Digital Upconverter，DUC)104)可位於該數位預失真電路之上游，於後續將對其詳細描述。)該複合基頻訊號可為具有一真實分量(real component)與一正交分量(quadrature component)之一複合或解析訊號。該數位預失真電路102可產生一預失真複合基頻訊號。該預失真複合基頻訊號可被提供至一數位類比轉換器110(digital-to-analog converter，DAC)(如，經由一通訊連結108)。於某些實施例中，該數位類比轉換器110亦可將該預失真複合基頻訊號調變為一載波頻率f c 以產生一傳輸訊號v，雖然於其他實施例中可使用一單獨上變頻器元件。該傳輸訊號v可被提供作為一功率放大器112，如用於無線或有線傳輸。
一數位預失真配適或訓練電路106可訓練該數位預失真電路102，如於此所述。一類比數位轉換器(analog-to-digital converter，ADC)114可對該功率放大器112之一輸出進行取樣以產生一反饋訊號y(feedback signal)。於圖1中所示之實施例，該類比數位轉換器114亦將該功率放大器112之取樣輸出下轉換(down-converts)成基帶，雖然於其他實施例中可使用一單獨下轉換器元件。該類比數位轉換器114可對該數位預失真訓練電路106提供該反饋訊號y(如，經由該通訊連結116)。該數位預失真訓練電路106亦可接收該預失真複合基頻訊號(與/或由該數位預失真電路102所產生之一真實訊號v)。基於該預失真複合基頻訊號與該複合基頻反饋訊號，該數位預失真配適電路106可產生與/或更新該數位預失真電路102。於此所述係用於訓練該數位預失真電路102之附加實施例。
於圖1之實施例中，該複合基頻訊號係自一數位上變頻器(DUC)104由該數位預失真電路102所接收。該數位上變頻器104可被使用於多種應用中，如電纜應用方面。例如，該數位上變頻器104可接收一組通道訊號。每一通道訊號可為以基帶為中心之一複合訊號。於某些有線電視應用中，每一通道訊號係表示一電視頻道。該數位上變頻器104可堆疊該等通道訊號以產生該複合基頻訊號。於一簡單實施例中，該數位上變頻器104接收四個具有一頻寬B並以一頻率B/2為中心之通道訊號。該第一通道訊號可維持以B/2為中心。該數位上變頻器104可轉換該第二通道訊號以產生以3B/2為中心之一 轉換第二通道訊號。該數位上變頻器104可轉換該第三通道訊號以產生以5B/2為中心之一轉換第三通道訊號以及轉換該第四通道訊號以產生以7B/2為中心之一轉換第四通道訊號。該數位上變頻器104可結合該第一通道訊號、該轉換第二通道訊號、該轉換第三通道訊號以及該轉換第四通道訊號(原文the translated third channel signal，應屬誤植)以產生該複合基頻訊號。該所得之複合基頻訊號可具有一頻寬4B。雖然於此之實施例包括四個通道信號，但該數位上變頻器104可執行更多或更少之通道訊號。此外，雖然由該數位上變頻器104所接收之該通道輸入訊號於此顯示係於複合基頻中之該數位上變頻器104所接收，但於某些實施例中，該數位上變頻器104可接收真實通道訊號並將該真實通道訊號轉換成該複合基頻訊號輸出。此外，於某些實施中，該數位上變頻器104之輸出可表示為一真實訊號，且可被一後續電路元件轉換成複合形式。於某些實施例中，係省略該數位上變頻器104。
圖1之實施例顯示使用一現場可程式閘陣列(Field Programmable Gate Array，FPGA)118實施該電路100之一配置。例如，於此所示之該數位上變頻器104、數位預失真電路102以及該數位預失真訓練電路106係由該現場可程式閘陣列118所實施。未由圖1中之該現場可程式閘陣列118所實施之元件或模組，可由任何其他合適硬體所實施。於圖1中所示之該通訊連結108、116可被使用以促進該現場可程式閘陣列118與該電路100之其他各種元件間之通訊。該通訊連結108、116可根據任何合適協定所設置，如JESD204串列協定(serial protocol)。雖然於該現場可程式閘陣列118顯示該通訊連結108、116，但於某些實施中，該通訊連結108、116可由不同硬體元件所實施。此外，於某些實施例中，該數位預失真配適電路106可被實施於該現場可程式閘陣列118，如於一單獨數位訊號處理器(digital signal processor，DSP)(於此未顯示)。例如，該數位預失真配適電路106可慢於該數位預失真電路102之操作之時鐘率(clock rate)訓練該數位預失真電路102，允許該數位預失真配適電路106可被實施於一較慢的數位訊號處理器上而非該現場可程式閘陣列118上。
圖2係顯示圖1之該功率放大器電路之一實施例，其顯示該混合模式數位預失真電路102之附加細節。該數位預失真電路102可包含一線性數位預失真電路202與一非線性數位預失真電路204。該線性預失真電路202可於基帶處以複合模式進行操作。該線性數位預失真電路202可接收該複合基頻訊號並提供一預失真訊號線性分量作為輸出，其亦可為位於該基帶之一複合訊號。於某些實施中，該線性數位預失真電路202可對該複合基頻訊號施加一純量增益(scalar gain)。於此係提供該非線性數位預失真電路204之附加細節，如參照圖11所示。
於某些實施例中，於此所述之單獨線性與非線性數位預失真電路之用途可提供多種優點。例如，由該非線性數位預失真電路204所進行之該非線性校正項之真實模式處理可實現寬頻寬複合基頻訊號之校正。於某些實施中，寬頻寬複合基頻訊號可包括具有一頻寬之複合基頻訊號，該頻寬係等於該 載波頻率與/或複合基頻訊號，其中該較低頻帶邊緣係少於或等於該叫高頻帶邊緣之一半與/或處於或接近該直流電(e.g.,f=0)。例如，於該非線性數位預失真電路204之真實模式處理可對該載波頻率之多個諧波頻率區域上多個失真次序提供校正。於另一方面，於複合模式下執行線性處理可使非線性數位預失真電路204使用如本文所述之一更簡易濾波器設計以使用一更簡易真實-複合轉換器。
該非線性數位預失真電路204亦可接收該複合基頻訊號並提供一預失真非線性分量作為輸出。該預失真非線性分量可為位於基帶之一複合訊號。可將該數位預失真訊號線性分量與該預失真非線性分量於一加法器(summer)電路216中相加，以獲得該預失真訊號，其亦可為位於該基帶之一複合訊號。於某些實施中，如於電纜實施方面，該預失真訊號可被降頻或其取樣率下降至與該複合基頻訊號相同，如以促進經由該通訊連結108之傳輸。該非線性數位預失真電路204可於真實模式中進行操作，於某些實施中，係以該載波頻率f c 進行操作。例如，該非線性數位預失真電路204可包含用於轉換該複合基頻訊號成真實模式、調變該複合基頻訊號成該載波頻率f c 與/或執行其他處理之電路。圖2顯示該非線性數位預失真電路204之各種組成電路，包括一內插器電路(interpolator circuit)206、一複合-真實轉換器電路208、一真實數位預失真電路210、一真實-複合電路212以及一降頻電路(decimator circuit)214。
圖2亦包括該電路100中各種訊號之實施例之圖 表。圖表201顯示該複合基頻訊號之一範例。於圖2之範例中，該複合基頻訊號具有約為1.2GHz之頻寬，其係由-0.6GHz延伸至0.6GHz。圖表203顯示該預失真訊號線性分量之一範例。於某些實施例中，該預失真訊號線性分量可具有與該複合基頻訊號相同之頻寬。例如，該圖表203顯示該預失真訊號線性分量具有約為1.2GHz之頻寬，其係由-0.6GHz延伸至0.6GHz，與該範例複合基頻訊號之圖表201相似。圖表205顯示該預失真非線性分量之一範例。該預失真非線性分量可包括位於該複合基頻訊號其頻寬內之預失真含量209，雖然該預失真含量209之某些部分可能位於頻帶外。該預失真非線性分量亦可包含失真與/或混疊分量211。如圖9更詳細地描述，該失真含量(distortion content)211與該預失真含量209之位於頻帶外部分可落於該數位類比轉換器110與/或功率放大器112之噪訊水平(noise floor)內，而因此可能被忽略與/或被濾波。
圖3顯示該非線性數位預失真電路204之一範例之頻寬擴展圖式。圖3顯示該複合-真實電路208、該真實數位預失真電路210以及該非線性數位預失真電路204之真實-複合電路212。該複合基頻訊號可具有圖3中以BW所示之一初始頻寬。該初始頻寬可為任何合適之頻寬。例如，該初始頻寬可為該載波頻率f c 之一數量級內之一寬頻或超寬頻頻寬。於圖2之範例中，該複合基頻訊號之圖表201具有1.2GHz之一初始頻寬，雖然仍可使用其他頻寬之複合基頻訊號。
該非線性數位預失真電路204之多種分量可擴張 與收縮該所處理訊號之頻寬。位於該複合-真實電路208中將該複合基頻訊號轉換成真實模式可產生具有雙原始頻寬BW或2BW之一真實訊號x。於某些範例中，該真實訊號x於經該真實數位預失真電路210處理前，可被轉換成該載波頻率f c 。例如，將該複合基頻訊號轉換成真實模式可引入能倍增該原始頻寬BW之負頻率成分(frequency content)。該真實數位預失真電路210可進一步擴張該真實訊號x之頻寬。例如，透過與該真實數位預失真電路所補償之最高階序失真項同等之一因子，該預失真非線性分量u可具有大於該真實訊號x之頻寬之一頻寬。於圖3之範例中，該待補償之最高階失真相係為3rd階。因此，該真實數位預失真電路210可產生具有約該真實訊號x頻寬三倍之頻寬或約6BW之一預失真非線性分量u。該預失真非線性分量u轉換成一複合預失真非線性分量可將該頻寬自6BW減半至3BW。該非線性數位預失真電路204之頻寬擴張可增加該電路204中之所期望之取樣頻率(sample frequency)f s 。該取樣頻率f s (有時係指該取樣率)可指每單位時間該各種訊號之取樣數量n。於奈奎斯定理(Nyquist theorem)下，可由一數位訊號精確地重建之最大訊號頻率，對於複合訊號而言，係等於該取樣頻率f s ，而對於真實訊號而言，係等於該取樣頻率(f s /2)之½。因此，若由該非線性數位預失真電路204所處理之訊號之頻寬係被擴展以包括大於該奈奎斯特頻率之頻率成分，則可引入混疊與/或其他失真，除非該取樣頻率f s (而因此該奈奎斯特頻率)亦增加。再次參閱圖2，該內插器電路206可被配置用以增加該複合基頻訊號之取 樣頻率f s ，以允許該非線性數位預失真電路204中之頻寬擴展，而不會產生過多混疊或失真。該內插器電路206可將該取樣頻率增加至該最高預期頻率成分之兩倍。於多種範例中，該非線性數位預失真電路中之該最高預期頻率成分可為待校正之最高階失真項。例如，若該待校正之最高階失真項為三階(如3rd階)，該內插器電路206可以2*3，或6增加該取樣頻率。於某些範例中，具有高於一所選定階序(如3rd階)之階序之失真項可大幅下降以低於該功率放大器電路100之噪訊水平。因此，於某些實施中，該內插器電路206可被設置用以將該複合基頻訊號之取樣頻率增加6倍，或其他合適階序，即便需將更高階失真項納入考量。該內插器電路206與/或降頻電路214可使用如串聯積分梳狀(Cascaded Integrator-Comb，CIC)或Hogenauer濾波、半頻帶濾波(half-band filtering)、多相濾波(polyphase filtering)等任何適當技術所實施。
圖4係包括該非線性數位預失真電路204之附加細節之該功率放大器電路100之一範例示意圖。於圖4之範例中，該非線性數位預失真電路204可包括以該載波頻率f c 操作之一真實數位預失真電路210。因此，該複合基頻訊號可於一混頻器218中轉換成該載波頻率f c ，以產生一轉換複合訊號。該上轉換可如將該複合基頻訊號x乘以該載波頻率之一複合表示所完成，如以下公式[1]所示：
於公式[1]中，ω c 可為該載波頻率之角度表示。例如，ω c 可等於2πf c 。在與該預失真訊號線性相加前，該預失真 非線性分量可被轉換回基帶。例如，位於該載波頻率f c 之該預失真非線性分量可乘以該載波頻率之一複合反向表示，如以下公式公式[2]所示：
於圖4中，轉換成該載波頻率係發生於於該內插器電路206後與該降頻電路214前。於某些範例中，轉換可能發生於該內插器電路206前與/或發生於該降頻電路214後。
圖5係包括該複合-真實電路208之附加細節之該非線性數位預失真電路204之一範例示意圖。於圖5之範例中，該複合-真實電路與該混頻器218係相結合至一複合基頻-真實電路212中。圖5包括顯該複合基頻訊號之一範例之一圖表222。相似於該範例圖表201之該範例圖表222，具有以DC為中心之一1.2GHz頻寬。該混頻器218可將該複合基頻訊號轉換成該載波頻率，得到以f c 為中心之一1.2GHz頻寬。該複合-真實電路208可產生該真實訊號x，其可具有如圖表224中所示以f c 為中心之一1.2GHz頻率分量與以-f c 為中心之一1.2GHz頻率分量。
圖6係顯示該功率放大器電路100之一範例示意圖，其係顯示以一查找表(LUT)組250實施該實際數位預失真電路210。於此所述之該真實數位預失真電路210可接收一真實訊號x(n)，其係為被轉換成該載波頻率fc之該複合基頻訊號之一真實分量，如公式[3]所示：
該查找表組250可包含M LUTs 252a、252b、252i，其中M係該查找表組250之記憶深度(memory depth)。例如，該查找表組250可決定位於一第一樣本n處之值x(n)。該值可被使用作為自一第一查找表252a中所選取之一值之係數(index)。可將該值x(n)提供給一級聯之延遲電路254b、254i，其可產生可於不同記憶等級提供給查找表252b、252i之延遲數值x。例如，該查找表250b之輸出可基於x(n-1)，而該查找表252i之輸出可基於x(n-M)。各該等M+1查找表252a、252b、252i之數值可於加法器256進行相加以獲得該預失真非線性分量u。圖表258係顯示作為x(n)之函數之該等查找表之範例數值。
一數位預失真之預失真訊號其一般表達可由以下等式[4]所示：
等式[4]表示一般渥爾特拉級數(Volterra series)之一記憶多項式逼近(polynomial approximation)。於某些實施中，可使用該渥爾特拉級數本身或其他合適之逼近。於等式[4]中，v係該預失真訊號，M係該記憶深度，h k (m)係為由該功率放大器112所引起之記憶多項式或該失真之其他模型之一係數。該係數h k (m)可為k之一函數，該k係該經校正項之階序，而m係該記憶深度。M可為該校正之最高記憶深度，而K可為該待校正之最高階失真項。根據等式[4]可導出一維查找函數F mK ，如以下等式[5]所示：
因此，位於一給定記憶深度m之每一查找表數值F mK 可基於針對特定階序係數位於該記憶深度處之該真實分量數值之乘積之所有經校正失真階序之總和。可透過該等M+1查找表之輸出之和找出一預失真訊號v(n)，如以下等式[6]所示：
對於如210之一混和模式真實數位預失真電路，可省略v(n)之該線性無記憶項以產生該預失真非線性分量u(n)，其可由以下等式[7]所示：u(n)=v(n)-h 1(0)x(n) [7]
用以自該查找表組250移除該線性無記憶項，於某些範例中，該無記憶性查找表252a之輸出可由該等式[5]之一般形式修改為由等式[8]所示之形式，如以下所示：
因此，來自該無記憶性查找表252a之值可省略來自該所示總和之第一階序項。用於第一階序項之校正會受到如該線性數位預失真電路202之影響。附加之該等查找表252b、252i可被配置為如等式[5]所述。
圖7A與7B係顯示，除了該查找表組250之外可用以實施該非線性數位預失真電路204之該真實數位預失真電路210之一有限脈衝響應(FIR)濾波器260之一範例示意圖。 該有限脈衝響應濾波器260可包含分接(taps)264b、264i。該等分接264b、264i之數量可取決於該真實數位預失真電路210之記憶深度M。各分接264b、264i可接收一相應功率電路252b、252i之一輸出，該相應功率電路252b、252i可將該真實訊號x之一現值(current value)提高至與該分接264b、264i之階序相對應之功率。如圖所示，係省略一第一階序分接(如，具有係數h 1 (m)之一分接)以產生該預失真非線性分量u。圖表268係顯示作為記憶深度m之函數之該等分接264b、264i之範例數值。於圖7A及7B中所示之範例，於該真實數位預失真電路210中並不包括第一階序或線性有限脈衝響應濾波器。於某些範例中，可包括一線性有限脈衝響應，但該線性有限脈衝響應可省略其零記憶分接。
圖8A、8B與8C係顯示該真實-複合電路212與混頻器220之分量之一示意圖。該真實數位預失真電路210之輸出可為於真實模式中並以該載波頻率為中心之一欲失真非線性分量u。該圖表280係顯示該預失真非線性分量u。例如，該圖表280顯示以該載波頻率fc與該負載波頻率-f c 為中心之正與負頻率含量。於圖8A、8B與8C中所示之該真實-複合電路212之範例包括一希伯特轉換(Hilbert transform)有限脈衝響應濾波器286與一延遲電路288。該真實訊號u可為該電路212之該複合輸出之該真實分量。該有限脈衝響應濾波器286可獲得該電路212之該複合輸出之正交分量(quadrature component)。該真實與正交分量可於一加法器290中相加以產生該電路212之複合輸出。圖表282顯示該電路212之複合 輸出之一範例。如範例圖表284所示，該輸出可被轉換成基帶，其可獲得以該基待為中心之該預失真非線性分量。
如圖所示，該電路212之複合輸出之主要頻率成分係以該載波頻率f c 為中心，具有來自位於由一影像縮減比率(image reduction ratio，IRR)所抑制之負載波頻率fc之該真實訊號之含量。可選擇該希伯特濾波器286以達到將該電路212之複合輸出之負頻率成分帶至一可接受低水平之一影像縮減比率。由該希伯特濾波器286所達成之影像縮減比率可取決於該希伯特濾波器286之分接數量。圖表284顯示一33分接希伯特濾波器286之分接數值。圖表285顯示一範例振幅響應287與以基帶為中心之一33分接希伯特濾波器之相位響應289，雖然該濾波器286之輸出可以該載波頻率f c 為中心。
圖9係顯示該功率放大器電路100之一範例之一示意圖，其具有顯示範例希伯特濾波器響應與該預失真非線性分量之範例之圖表。例如，圖表302顯示具有不同分接數量之希伯特濾波器於該負頻率範圍內之振幅響應。例如，所示之一32分接希伯特濾波器可提供一約25dB之影像縮減比率。一64分接濾波器可提供一約55dB之影像縮減比率。一96分接濾波器可提供一約75dB之影像縮減比率。一128分接濾波器可提供一約128dB之影像縮減比率。圖表304顯示該預失真非線性分量。該預失真非線性分量包括預失真項306以及噪訊308。該噪訊308可由該複合-真實電路212之希伯特濾波器所產生之圖像所產生，自上採樣與/或下採樣等混疊。該圖表304亦顯示於假體(phantom)中之該預失真訊號線性分量。
於某些範例中，該功率放大器電路100之噪訊水平可約為54dB，其係低於該預失真訊號之振幅。如圖表304所示，此亦約為54dB，其係低於該預失真訊號線性分量之振幅。亦如同圖表304所示，雖然該預失真非線性分量之該預失真項306係已約為30dB，對於低於該預失真訊號線性分量之振幅之該載波頻率(dBc)。因此，該真實-複合電路212之希伯特濾波器286可透過對已建置於該預失真非線性分量中之30dB之減縮額外增加25dB已達成-54dB之一有效影像縮減比率。此可使一希伯特濾波器具有更少分接(如32或33)，而非一更大又昂貴之濾波器。因此，於某些範例中，於該線性數位預失真電路202與包括該真實數位預失真電路210之該非線性數位預失真電路204間分離該數位預失真電路102可使該數位預失真電路102享有真實模式處理之優點並同時使缺點減到最少。例如，該混合模式數位預失真電路102可享有位於該數位預失真電路210中多個諧波頻率區域處之多個失真階序之簡化校正。然而，如上所述，該線性項之分離處理可減少該真實-複合轉換器之複雜性。
圖10A與10B進一步顯示於此所述被配置用以處理線性項之一真實模式數位預失真電路320與該真實數位預失真電路210以及該真實-複合數位預失真電路212。圖表325顯示該真實模式數位預失真電路322之輸出之一範例頻率響應，係指示該真實輸入或該真實-複合電路324之i/p。該真實輸入包括兩個位於200MHz與800MHz之負頻率峰值以及相對應位於-200MHz與-800MHz之負頻率峰值。亦顯示出該複合輸出 (如，使用一32分接希伯特濾波器之該真實-複合電路324之輸出)。如圖所示，該輸出包含位於-200MHz與-800MHz處之負頻率峰值，其係自該輸入之該相對應負頻峰降低約40dB。該32分接希伯特濾波器對於具有一噪訊水平低於該訊號峰值約40Db之應用而言是不足夠的。圖表328亦顯示一範例輸入與輸出至該真實-複合電路212。於此所述，該輸入至該真實-複合電路212係省略線性項。因此，該輸入之位於-200MHz與-800MHz之頻率峰值於圖表328中比於圖表325中已低約20dB。因此，該32分接希伯特濾波器提供約60dB之總影像縮減比率，其對於某些應用而言係可接受的。
圖11係包括該線性數位預失真電路202之附加細節之該功率放大器電路100之一範例示意圖。於某些範例中，該線性數位預失真電路202可包括一單一純量增益級h 1 (0)。如此所述，於某些範例中，該單一純量增益級h 1 (0)可等同於由該真實數位預失真電路210所忽略之該線性分接或項。如此所述，例如該純量增益h 1 (0)之數值可由該訓練電路106所設定。於某些範例中，一複合時間對準電路203可被包括於位於該加法器電路216前之該線性數位預失真電路202之上游。該複合時間對準電路203可被設置用以施加一延遲τD至該線性數位預失真電路202之輸出。可選擇該延遲以將該預失真訊號線性分量之時間與相位與該預失真非線性分量相對準。例如，由於附加處理，該複合時間對準電路203可補償對於該預失真非線性分量之傳遞延遲與/或相位變化(如，自該內插器電路206、該真實-複合電路208、該真實數位預失真電路210、該 複合-真實電路212、該降頻電路214以及該混頻器218、220等)。
圖12係包括該訓練電路106之附加細節之該功率放大器電路100之一範例示意圖。於圖12顯示，該範例訓練電路106透過將一真實預失真訊號v與該反饋訊號y相比較以真實模式進行操作。例如，提供至該數位類比轉換器110與功率放大器112之該預失真複合基頻訊號可為位於基帶之一複合訊號。該預失真非線性分量可為真實，但亦可排除由該線性數位預失真電路202所決定之線性、無記憶性分量。因此，該訓練電路106可接收位於一組合真實數位預失真電路322之該輸入訊號x。該組合真實數位預失真電路322可找到該組合真實預失真訊號v。該組合真實數位預失真電路322可實施一完整真實數位預失真。例如，該組合真實數位預失真電路322可使用包括線性無記憶項之一查找表組與/或一有限脈衝響應濾波器。例如，如上等式[4]所述，該真實預失真訊號v可由該輸入訊號x所決定。一參考模型濾波器電路324與時間對準電路326可被應用至該真實預失真訊號v以模擬該功率放大器112並將該參考輸出z與該反饋訊號y相對準。
該反饋訊號可由一速率匹配(rate match)電路332所處理以增加其採樣頻率，藉以匹配該輸入訊號x與該真實預失真訊號v之採樣頻率。該速率匹配反饋訊號可被提供至一非線性反向模型電路330。該非線性反向模型電路330可產生一實際輸出(actual output)。一差動電路(difference circuit)334可找出該實際輸出與該參考輸出z間之差ε。可將該差ε 提供至與該非線性反向模型電路330結合之一配適電路，其可以產生一係數矩陣(coefficient matrix) h 。可將該矩陣 h 之一線性、無記憶項h 1 (0)提供至該線性數位預失真電路202。可將該係數矩陣 h 之其他係數提供至該真實數位預失真電路以被使用作為有限脈衝響應濾波器係數與/或一查找表構造電路320，其可使用該係數矩陣 h 以產生該等查找表252a、252b、252i，如關於上述等式[8]所述。
於此所述之該混合模式數位預失真電路102可被使用於射頻傳輸與/或更高頻寬電纜實施中。於該混合模式數位預失真電路102使用於電纜實施之某些範例中，位於功率放大器112前之一電纜上傾電路350可施加一「上傾」頻率修改至該預失真訊號v。該上傾頻率修改可補償某些電纜所表現之頻率依存(frequency dependent)訊號損失。例如，一電纜可表現每100MHz頻率之訊號震幅下降之約2dB之一高頻率滾落特性，如位於頻率50MHz以上。該上傾頻率修改可放大由該電纜所衰減之該訊號之較高頻率部分，以減少位於該訊號終點之頻率依存失真。
圖13係包括一電纜上傾電路350之該功率放大器電路100之一範例示意圖。該電纜上傾電路350可為位於該功率放大器112前之一類比電路並被配置具有一高通頻率增益擴張特性，例如用以補償一電纜之高頻率滾落特性或該功率放大器112之其他傳輸媒介下游。例如，該電纜上傾電路350可具有約+2dB/100MHz之一高通頻率增益擴張特性，如圖表360所示。
於圖13之範例中，該非線性數位預失真電路204亦可包括位於該真實數位預失真電路210前之一傾斜參考濾波器電路352與位於該真實數位預失真電路210後之一傾斜等化器電路354。例如，在無該傾斜參考濾波器電路352與該傾斜等化器電路354情況下，該數位預失真電路102可傾向抵消該電纜上傾電路350。該傾斜參考濾波器電路352可包括一頻率響應，其可被指定並設置用以匹配位於該功率放大器電路100之輸出所觀察之一期望上傾。如同該類比上傾電路350，該數位上傾濾波器電路352可提供一電纜之高通頻率增益擴張特性(如，對於超過50MHz頻率，+2dB/100MHz之放大)以偏置或補償該電纜102之低通頻率依存訊號損失。如圖表356所示，其顯示對於頻率超過50MHz時有一+2dB/100MHz增益特性。
該傾斜等化器電路354可包括具有一頻率修改設置之一數位等化器，其具有一低通濾波器特性，如圖表258中所示，例如對於高於50MHz之頻率，大約-2.2dB/100MHz，其約可為由該數位傾斜參考濾波器電路352與類比上傾電路350所提供之該頻率修正之反向。可選擇由該類比上傾電路350所提供之該特定頻率修改以補償或消除該類比上傾電路350於該真實數位預失真電路210與該功率放大器112間內差一頻率依存上傾增益與群延遲(group delay)變化之影響。可選擇由該傾斜等化器電路354所提供之該特定頻率修改以提供一實質上恆定增益對頻率、一實質上恆定群延遲對頻率或兩者，例如位於該傾斜等化器電路354之輸出。於某些範例中，該傾斜等化器電路354亦可被設置用以校正由如低通濾波、抽取以及希伯 特轉換所造成之其它頻率依存假影。該傾斜參考濾波器電路352與傾斜等化器電路354可於該非線性數位預失真電路204之上取樣之取樣頻率下以真實模式運行。於某些範例中，具有於此所述分離之線性與非線性數位預失真電路202、204之一混合模式數位預失真電路102，可忽略該傾斜等化器電路354。例如，該真實數位預失真電路210之輸出可被提供至該真實-複合電路212、混頻器220與/或降頻電路214。
圖14係顯示用於訓練該傾斜等化器電路354之一功率放大器電路之一配置設定370之一範例示意圖。一寬頻模擬電路372可產生如圖14中以所表示之一寬頻模擬訊號。例如於此所述，該寬頻模擬訊號可被提供至該內插器電路206、混頻器218以及複合-真實轉換器電路208用以產生一真實訊號x。該傾斜等化器354可接收該真實訊號x。
一上傾訓練電路374可產生用於該上傾等化器電路354之分接係數θi之一分接係數向量θ。例如，圖14中以x所表示之該上傾等化器電路354之一輸出可被使用以產生一參考輸出z。一時間對準電路376與參考模型電路378可作用於該上傾等化器輸出x上以產生該參考輸出z。相似地，該反饋訊號y可透過速率匹配電路332與該內插器電路206之上取樣之取樣頻率進行速率匹配。線性反向模型電路382可接收該反饋訊號y並產生一實際輸出。一差動電路380可接收該參考輸出z與實際輸出，並與該線性反向模型電路382相結合產生該分接係數向量θ。
圖15A與15B係顯示包括一電纜上傾電路350與 一訓練電路106之另一範例之該功率放大器電路100之一範例示意圖。該訓練電路106'係於某些範例中，可被使用以代替圖12中所示之該訓練電路106之一訓練電路之另一範例。於圖15A與15B中所示之該非線性數位預失真電路204可相似於圖13中所示配置具有該傾斜參考濾波器電路352與該傾斜等化器電路354以及該電纜上傾電路350之該非線性數位預失真電路204。
圖15A與15B中所示之該訓練電路106之配置如經由類比數位轉換器114接收該功率放大器112之一輸出。於某些範例中，可包含一通訊連結，如圖12中所示之116。該訓練電路106亦可接收該真實數位預失真電路210之一輸出。一時間對準電路502與速率匹配電路504可匹配該真實數位預失真電路210之輸出與該功率放大器112之輸出之時間與取樣頻率。例如，來自該非線性數位預失真電路、該功率放大器112之分量以及其他各種分量之傳播延遲，可能導致該功率放大器112之輸出相對該真實數位預失真電路210之輸出被延遲。此外，如於此所述，於該內插器電路206後與該降頻電路214前之該取樣頻率(如，採用該真實數位預失真電路210之輸出)可高於位於該類比數位轉換器114之該取樣頻率。例如，位於該類比數位轉換器之該取樣頻率可匹配該複合基頻訊號之該取樣頻率。
該真實數位預失真電路210與該功率放大器112之輸出之數值可分別儲存於記憶緩衝區506、508中。例如，接收該真實數位預失真電路210之輸出之該記憶緩衝區506可 隨時間變化對一基底向量(basis vector)產生電路510提供一數位預失真向量，其係由儲存於該記憶緩衝區506中之該真實數位預失真電路210之輸出之數值所建構。該基底向量產生電路510可透過該載波頻率512偏移該數位預失真向量以產生圖15A與15B中以Ψ所表示之一基底向量矩陣。一線性解算器(solver)電路516可接收由該記憶緩衝區508所產生之該基底向量矩陣Ψ與一相對應觀察向量 y 矩陣。該線性解算器電路516可產生與/或解算線性方程式等於Ψ * h=y 之一系統，其中 h 係該數位預失真電路100之係數矩陣。該係數矩陣 h 之一線性、無記憶項h 1 (0)可被提供至該線性數位預失真電路202。可將該係數矩陣 h 之其他係數提供至該真實數位預失真電路210以被使用作為有限脈衝響應濾波器係數與/或被提供至該查找表構造電路518，其可以利用該係數矩陣 h 以產生該等查找表252a、252b、252i，如上關於等式[8]所述。
於圖16之範例中，該訓練電路，該基底向量矩陣Ψ係由該真實數位預失真電路210之一輸出所產生。於某些範例中，圖15A與15B中所示之範例配置亦可被配置以由該真實數位預失真電路210之輸入產生該基底向量矩陣Ψ，例如類似於圖12之範例。
於圖13與15之範例中，該傾斜參考濾波器電路352與傾斜等化器電路354，例如，係以該較高採樣頻率fs實施於該非線性數位預失真電路中，因而較高之時鐘頻率，其係於該內插器電路206後與該降頻電路214前實施。然而於某些範例中，該傾斜參考濾波器352與/或傾斜等化器354可位於 該非線性數位預失真電路204中任一適當位置。例如，該傾斜參考濾波器352可位於該內插器電路206前與/或該傾斜等化器電路354可位於該降頻電路214後。因此，其可允許該等電路352、354於一較低採樣頻率與時鐘速率下以複合模式進行操作。
圖16-17係顯示圖13之該範例配置中之該功率放大器電路100之示意圖，其包括該電路100中各個位置之模型化功率頻譜密度。圖表401顯示該範例複合基頻訊號之該功率頻譜密度。該範例複合基頻訊號包含兩個頻率分量，其中一個係以300MHz為中心而另一個係以-300MHz為中心。圖表403顯示對該真實數位預失真電路210之一輸入。於圖表403所示之該輸入可為具有以200MHz、800MHz、-200MHz以及-800MHz為中心之頻率成分之一上取樣真實模式訊號。於圖表403所示之該輸入係可已經該內插器電路206、該混頻器218、該複合-真實電路208以及該傾斜參考濾波器352所處理。例如，於圖表403中所示之該輸入訊號之頻寬係介於-900MHz與900MHz之間，或約1.8GHz，其係該複合基頻訊號之頻寬之兩倍以上。此外，圖表403中所示之該輸入訊號係一真實訊號，其具有該複合基頻訊號之頻率分量之實例皆位於該真實與複合領域中之例示。該圖表403之輸入亦展現傾斜濾波。例如，位於該正頻率領域中之該頻率分量之峰值係向右傾斜。
圖表407顯示於傾斜等化與複合轉換前之一範例預失真非線性分量u。圖表408顯示於傾斜等化後之該預失真非線性分量u之一範例。圖表410顯示該複合預失真非線性分 量。圖表412顯示該預失真訊號線性分量。圖表414顯示該預失真複合基頻訊號。圖表416顯示位於該類比上傾電路350後之該預失真傳輸訊號v。
圖18係顯示該功率放大器電路100被配置以整合該複合或希伯特濾波器與該降頻濾波器之一範例示意圖。例如，於此關於圖8-10所述，該真實-複合轉換器電路212包括用於決定該複合預失真非線性分量之正交分量之一希伯特或相似有限脈衝響應濾波器286。圖18顯示該真實-複合轉換器電路212之該複合或希伯特濾波器286之一通帶(passband)402。如圖所示，該通帶402係介於零與該區樣頻率Fs一半之間。相似地，該降頻電路214可包含用於抗混疊濾波之一低通降頻濾波器。此外亦顯示一範例降頻濾波器之一通帶404。該通帶404係以零或直流電為中心並可具有與該複合基頻訊號之頻寬相等之一頻寬。該降頻電路214可包括該通帶404與一降頻器406所示之該降頻濾波器。
圖18亦顯示該真實-複合電路212與降頻電路214之一選擇性配置400。例如，於該選擇性配置400中，該真實-複合濾波器包含具有一通帶409之一希伯特或複合降頻濾波器。該通帶409可為該通帶402與該通帶404之組合。例如，該通帶409可具有約等於該複合基頻訊號之頻寬之一頻寬。因該複合降頻濾波器係位於該混頻器220之前，其本身之通帶可以該載波頻率f c 為中心。於該複合降頻濾波器之應用後，可應用該降頻器406。例如，於該配置400中，該降頻電路214可包括該降頻器406，但可省略一降頻濾波器。
圖19係顯示該非線性數位預失真電路204之一範例實施方式，其包括一選擇性分量配置。於圖19之範例中，係使用一四倍(4x)多速率因子。內插係於兩個階段中所進行，一第一階段內插器電路602與一第二階段內插器電路608。該第一階段內插器電路602包括兩個二分之一(1/2)頻帶有限脈衝響應濾波器622A、622B。例如，該有限脈衝響應濾波器622A可接收該複合基頻訊號之該真實部分，而該有限脈衝響應濾波器622B可接收該複合基頻訊號之虛或正交部分。該第二階段內插器電路608可包含一單一有限脈衝響應。例如，該第二階段內插器電路608可位於該複合基頻訊號轉換成一真實訊號後。各階段內插器電路602、608可透過一兩倍(2x)因子增加該進入訊號之取樣頻率或頻寬，而導致總頻寬增加為四倍(4x)該複合基頻訊號之頻寬。
一混頻器電路604與一任選傾斜參考濾波器電路606係內插於該第一階段602與該第二階段內插器電路608之間。該混頻器電路604可將各該等有限脈衝響應622A、622B乘以該載波頻率並加總該結果。該混頻器電路604之輸出可為由該載波頻率所偏移之該複合基頻訊號之一真實等值。該任選傾斜參考濾波器電路606與該任選傾斜等化器電路612可如同於此所述關於該電路352、354所操作。該真實數位預失真電路610可以相似於該真實數位預失真電路210之方式產生作用。
於圖19之範例中，如同內插之降頻，可由一第一階段降頻電路614與一第二階段降頻電路620所執行。該第一 階段降頻電路614可於該真實數位預失真電路610(與任選傾斜等化器電路612)之該真實輸出上操作，而可因此使用一單一有限脈衝響應。該第一階段降頻電路可操作以將該真實數位預失真電路之輸出之頻寬減少二分之一，或將該複合基頻訊號之頻寬降低兩倍(2x)。內插於該等降頻電路614、620之間係一希伯特濾波器電路616，其係將該訊號轉換成複合模式，與一複合基頻電路，其係將該訊號偏移回基帶。因此，該第二階段降頻電路620可包含用於該輸出訊號之各真實(624A)與複合或正交(624B)分量之第一與第二有限脈衝響應624A、624B。
各種註釋與範例
範例1係一系統，包含一線性數位預失真電路，其係被程式化以根據一複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號線性分量；一非線性數位預失真電路，其係被程式化以根據該複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號非線性分量；以及一混頻器電路，其係被程式化以根據該預失真訊號線性分量與該預失真訊號非線性分量之至少一部分產生一預失真訊號。
於範例2中，該範例1之標的可選擇性地包括一複數-真實電路，其係被程式化以根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量。
於範例3中，任該範例1-2中之標的可選擇性地包括一內插器電路，其係上取樣該複合基頻訊號以產生一上取樣複合基頻訊號；以及一上變頻器電路，其係將該上取樣複合基 頻訊號轉換成一載波頻率以產生一上變頻複合訊號，其中該混頻器電路亦根據該上變頻複合訊號之至少一部分以產生該預失真訊號。
於範例4中，任該範例1-3中之標的可選擇性地包括，其中該非線性數位預失真電路亦係被程式化以：根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量；於一第一時間決定該真實分量之一第一數值；以及根據該真實分量之該第一數值之至少一部分由一第一非線性查找表中選擇一第一查找表數值，其中該第一查找表數值係根據省略一第一階序項之一項和(sum of terms)之至少一部分。
於範例5中，該範例4之標的可選擇性地包括，其中該非線性數位預失真電路亦係被程式化以：於該第一時間前之一第二時間，根據該真實分量之一第二數值之至少一部分由一第二查找表中選擇一第二查找表數值；以及決定該第一查找表數值與該第二查找表數值之和，其中該預失真訊號非線性分量係根據該和之至少一部分。
於範例6中，任該範例1-5中之標的可選擇性地包括，其中該非線性數位預失真電路亦被程式化以：根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量；於一第一時間決定該真實分量之一第一數值；決定該第一數值之一Ith階功率；施加一Ith階分接係數至該第一數值之該Ith階功率以產生一Ith階分接數值；決定該第一數值之一Jth功率；以及施加一Jth階分接係數至該第一數值之該Jth階功率以產生一Jth階分接數值，其中該預失真訊號非線性分量係根據該Ith階分接數值 與該Jth階分接數值之和之至少一部分。
於範例7中，任該範例1-6中之標的可選擇性地包括，其中該非線性數位預失真電路係進一步被程式化以：決定一真實模式預失真非線性分量；並將該真實模式預失真非線性分量轉換成一複合預失真非線性分量。
於範例8中，該範例7之標的可選擇性地包括，其中該非線性數位預失真電路係進一步被程式化以將該複合預失真非線性分量轉換成基頻。
於範例9中，任該範例1-8中之標的可選擇性地包括，其中該非線性數位預失真電路係進一步被程式化以施加一純量增益級(scalar gain stage)至該複合基頻訊號。
於範例10中，任該範例1-9中之標的可選擇性地包括一複合時間對準電路，其係被程式化以對準該預失真線性分量與該預失真非線性分量。
於範例11中，任該範例1-10中之標的可選擇性地包括一傾斜參考濾波器電路，其係施加一高通頻率增益特性至該複合基頻號之一真實分量以產生一傾斜參考真實分量，其中該非線性數位預失真電路亦被程式化以根據該傾斜參考真實分量之至少一部分決定一傾斜參考真實預失真訊號非線性分量。
於範例12中，任該範例1-11中之標的可選擇性地包括，其中該非線性數位預失真電路係進一步被程式化以於一載波頻率處產生一真實預失真非線性分量，進一步包含：一複合降頻濾波器電路，其係被程式化以施加一通帶至該真實預失 真訊號非線性分量，藉以產生一正交預失真訊號非線性分量，其中該通帶具有與以該載波頻率為中心之該複合基頻訊號之一頻寬相匹配之一頻寬；以及一解調(demodulation)電路，其係被程式化以將該正交預失真訊號非線性分量解調成基頻。
範例13係一方法，包含：接收一複合基頻訊號；根據該複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號線性分量；根據該複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號非線性分量；以及根據該預失真訊號線性分量與該預失真訊號非線性分量之至少一部分產生一預失真訊號。
於範例14中，該範例13之標的可選擇性地包括，根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量。
於範例15中，任該範例13-14之標的可選擇性地包括，上取樣該複合基頻訊號以產生一上取樣複合基頻訊號；以及轉換該上取樣複合基頻訊號成一載波頻率以產生一上變頻複合訊號，其中亦根據該上變頻複合訊號之至少一部分產生該預失真訊號。
於範例16中，任該範例13-15之標的可選擇性地包括，根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量；於一第一時間決定該真實分量之一第一數值；以及根據該真實分量之該第一數值之至少一部分由一第一非線性查找表中選擇一第一查找表數值，其中該第一查找表數值係根據省略一第一階序項之一項和之至少一部分。
於範例17中，該範例16之標的可選擇性地包括， 於該第一時間前之一第二時間，根據該真實分量之一第二數值之至少一部分由一第二查找表中選擇一第二查找表數值；以及決定該第一查找表數值與該第二查找表數值之和，其中該預失真訊號非線性分量係根據該和之至少一部分。
於範例18中，任該範例13-17之標的可選擇性地包括，根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量；於一第一時間決定該真實分量之一第一數值；決定該第一數值之一Ith階功率；施加一Ith階分接係數至該第一數值之該Ith階功率以產生一Ith階分接數值；決定該第一數值之一Jth功率；以及施加一Jth階分接係數至該第一數值之該Jth階功率以產生一Jth階分接數值，其中該預失真訊號非線性分量係根據該Ith階分接數值與該Jth階分接數值之和之至少一部分。
於範例19中，任該範例13-18之標的可選擇性地包括，決定一真實模式預失真非線性分量；以及轉換該真實模式預失真非線性分量成一複合預失真非線性分量。
於範例20中，任該範例13-19之標的可選擇性地包括，施加一純量增益級至該複合基頻訊號。
於範例21中，任該範例13-20之標的可選擇性地包括，一複合時間對準電路，其係被程式化以對準該預失真線性分量與該預失真非線性分量。
於範例22中，任該範例13-21之標的，可選擇性地包括，施加一高通頻率增益特性至該複合基頻訊號之一真實分量以產生一傾斜參考真實分量；根據該傾斜參考真實分量之至少一部分決定一傾斜參考真實預失真訊號非線性分量；以及 施加一傾斜等化器至該傾斜參考真實預失真訊號以產生該真實預失真訊號非線性分量。
於範例23中，任該範例13-22之標的可選擇性地包括，於一載波頻率處產生一真實預失真訊號非線性分量；施加一通帶至該真實預失真訊號非線性分量以產生一正交預失真訊號非線性分量，其中該通帶具有與以該載波頻率為中心之該複合基頻訊號之一頻寬相匹配之一頻寬；以及將該正交預失真訊號非線性分量解調成基頻。
如上所詳細描述包括作為該詳細描述之一部分之參考附圖。透過附圖說明之方式以顯示本發明特定實施例係可被據以實施。該些實施例於此亦稱為「範例」。該些實施例可包括除了如上所示或所描述外之其他元件。然而，本發明人還考慮了僅提供示出或描述的那些元件的示例。此外，本發明人還考慮了關於特定實施例(或其一個或多個方面)或相對於其它實施例使用所示或描述的那些元件(或其一個或多個方面)的任何組合或置換的示例(或其一個或多個方面)。
若通過引用方式併入本文件中之任何文件與本文件間之使用方式出現不一致之情形，則以本文件中所載之使用方式為主。
於本文件中，於專利文件中常使用之用語「一(a)」或「一(an)」，係用以包括一個或多於一個，獨立於「至少一個」或「一個或多個」的任何其他例示或用途。於本文件中，該用語「或」，除非另有說明，係用於表示非排他性，如「A或B」，係包括「A但非為B」，「B但非為A」以及「A與B」。 於該文件中，該用語「包括」與「其中」皆係使用作為各該用語「包含」與「其中」之普通英文等效字詞。此外，於以下請求項中，該用語「包括」與「包含」係為開放式，意即，一系統、裝置、製品、組成、配方或過程其包括請求項中未載之元件，仍係落入該請求項之範圍內。此外，於以下請求項中，該「第一」，「第二」與「第三」等用語僅作為標示，非欲對該標的施加數字上之限制。
幾何學上之用語，如「平行」、「垂直」、「圓形」或「方形」，除非另有說明，並非用以要求絕對數學精密度。相反地，該些幾何學上之用語允許因製造或等效功能而所造成之變化。例如，若將一元件描述為「圓形」或「大致為圓形」，則於此之描述中仍包含一非精確圓形之部件(如，一稍長圓形或多邊形)。
該用語「電路」可以包括一專用硬體電路、一通用微處理器(microprocessor)、數位訊號處理器，或其他處理器電路，並可在結構上由通用電路配置成諸如使用韌體(firmware)或軟體之一專用電路。
任何於此所述之技術(如方法(methodologies))可於一機器上執行。於各種實施例中，該機器可作為一獨立裝置所操作，或可與其他機器連接(如透過網路)操作。於一透過網路之部署，該機器可作為一服務端機器、一客戶端機器，或兼具服務端-客戶端於網路環境中運作。於一範例中，該機器可於點對點(peer-to-peer，P2P)(或其他分佈)網路環境中作為一同級(peer)機器。該機器可為一個人電腦(personal computer，PC)、一平板個人電腦、一數位視訊轉換盒(set-top box，STB)、一個人數位助理(personal digital assistant，PDA)、一行動電話、一網路設備、一網路路由器、開關或橋接器，或能執行該機器能採取特定動作之指令(依序或其他方式)之任何機器。此外，雖僅示一單一機器，但該用語「機器」亦應視為，包括單獨或共同執行一組(或多組)指令以運行於此所述之任何一種或多種方法之任何機器之集合，如雲端運算、軟體即服務(software as a service，SaaS)、其他電腦叢集配置。
如於此所述之範例，可包括或可由邏輯或數個組件或機構所操作。電路組係於包括硬體(例如簡易電路、閘極、邏輯等)之有形實體中實施之電路之集合。電路組隸屬(membership)可能隨著時間與硬體變異性而變化。電路組可包括於操作時以單獨操作方式、或以結合方式使用之電路。於一範例中，該電路設置之硬體可被永久地設計以執行特定操作(如，固線式(hardwired))。於一範例中，該電路組之硬體可包括可變連接之物理組件(如，執行單元、電晶體(transistors)、簡易電路等)，其包括物理性修改之電腦可讀取媒體(如，磁性地、電性地、不變質量粒子之可移動地置放等)以編碼該特定操作指令。於連接該物理組件時，一硬體組成之基本電性特性會進行改變，如自一絕緣體變為一導體，反之亦然。該些指令可使嵌入式硬體(如，該執行單元或一加載機制)能經由該可變連接以創造硬體中之電路組件，藉此於操作中執行特定操作部分。因此，於該裝置運行時，該電腦可讀取媒體係可通訊地耦合至該電路組件中之其他組件。於一範 例中，任何物理性組件可被使用於至少一電路組中之至少一組件上。例如，於操作中，該等執行單元可被使用於位於一時間中之一點處設置一第一電路組中之一第一電路，並於不同時間，由該第一電路組中之一第二電路，或由一第二電路組中之一第三電路所重新使用。
於此所述之該系統與方法之特定實施方式可涉及一機器(如電腦系統)之用途，其可包括一硬體處理器(如，一中央處理單元(central processing unit，CPU)，一圖形處理單元(graphics processing unit，GPU))、一硬體處理器核心，或其等之任何組合)、一主記憶體(main memory)與一靜態記憶體(static memory)，其中之部分或全部可經由一互連(如，總線(bus))彼此相互通訊。該機器進一步可包括一顯示單元、一文數輸入裝置(如，鍵盤)以及一使用者界面(user interface，UI)導航裝置(如，滑鼠)。於一範例中，該顯示單元、輸入設備與使用者介面導航裝置可為一觸控顯示器。該機器仍可包括一儲存裝置(如，驅動單元)、一訊號產生裝置(如，揚聲器)、一網絡介面裝置以及一或多個感測器，如全球定位系統(global positioning system，GPS)感測器、羅盤、加速儀(accelerometer)或其他感測器。該機器可以包括一輸出控制器，如串聯(如，通用串列匯流排(universal serial bus，USB)、並聯或其他有線或無線(如，紅外線(infrared，IR))、近場通訊(near field communication，NFC)等)連接以進行通訊或控制一或多個周邊設備(如，印表機，讀卡器等)。
該儲存裝置可包括一機器可讀取媒體(machine readable medium)，其儲存至少一於此所述之至少一技術或功能所使用或具體應用之數據結構或指令(如，軟體)組。該指令於該機器運行期間，亦可完全或至少部分地常駐(reside)於該主記憶體、靜態記憶體或硬體處理器。於一範例中，該硬體處理器、該主記憶體、該靜態記憶體或該儲存裝置之任一其等之組合可構成機器可讀取媒體。
而該機器可讀取媒體可包括一單一媒體，該用語「機器可讀取媒體」可包括設置用以儲存該一或多個指令之一單一媒體或多媒體(如一集中式或分散式資料庫，與/或相關高速緩衝記憶體(caches)與服務器)。
該用語「機器可讀取媒體」可包括任何媒體，其能儲存、編碼、或攜帶由該機器所執行之指令，並使該機器執行於此所揭露之任一或多個技術，或能儲存、編碼或攜帶由該等指令所使用或相關之數據結構。非限制性機器可讀取媒體範例可包括固態記憶體，以及光學與磁性媒體。於一範例中，一密集型機器可讀取媒體包含具有數個具不變(如，靜止)質量顆粒之一機器可讀取媒體。因此，密集型機器可讀取媒介係非暫時性傳遞訊號。密集型機器可讀取媒介之特定範例可包括：不變性記憶體(non-volatile memory)，如半導體記憶體裝置(如，電子可程式化唯讀記憶體(Electrically Programmable Read-Only Memory，EPROM)、電子抹除式可程式化唯讀記憶體(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory，EEPROM))與快閃記憶體裝置；磁碟，如內部硬碟與可移式 磁碟；磁光碟(magneto-optical disks)；以及CD-ROM與DVD-ROM硬碟。
該指令進一步可於一通訊網路中經由使用數種傳輸協定中之任一者之網路介面裝置使用一傳輸媒介所傳輸或接收(如訊框中繼(frame relay)、網際網路協定(internet protocol，IP)、傳輸控制協定(transmission control protocol，TCP)，用戶資料報協定(user datagram protocol，UDP)、超文件傳送協定(hypertext transfer protocol，HTTP)等)。範例之通訊網路可包括一區域網路(local area network，LAN)、一廣域網路(wide area network，WAN)、一分封數據網路(packet data network)(如，網際網路)、行動電話網路(如，蜂巢式網路)、傳統電話(Plain Old Telephone，POTS)網路，以及無線數據網絡(如，稱為Wi-Fi®之電氣及電子工程師學會(IEEE)802.11標準、稱為WiMax®之IEEE 802.16標準)、IEEE 802.15.4標準、點對點(P2P)網絡等。於一範例中，該網路介面裝置可包括一或多個物理插孔(如，乙太網路、同軸或電話孔)或一或多個連接至該通訊網路之天線。於一範例中，該網路介面裝置可包括複數個使用至少一單輸入多輸出(single-input multiple-output，SIMO)、多輸入多輸出(multiple-input multiple-output，MIMO)、或多輸入單輸出(multiple-input single-output，MISO)技術中之一者進行無線通訊之天線。該用語「傳輸媒介」應可視為包括能儲存、編碼或攜帶由該機器所執行之指令之任何無形媒介，並包括數位或類比通訊訊號或其他促進該通訊，如軟體之無形媒介。
於此所述之方法範例可至少部分地為機器或電腦所實施。某些範例可包括一電腦可讀取媒體或機器可讀取媒體，係經編碼具有可操作以配置成一電子裝置以執行如上範例中所述之方法之指令。該方法之實施方式可包括編碼，如微指令(microcod)、組合語言指令(assembly language code)、一更高級語言指令等。該代碼可包括用於執行各種方法之電腦可讀取指令。該編碼可形成該電腦程式產品之一部分。進一步，於一範例中，該編碼如於執行期間或其他時間可有形地儲存於一或多個依電性(volatile)、非暫時性或非易變性有形電腦可讀媒介上。該些有形之電腦可讀取媒介之範例可包括但不限於，硬碟、可移動式磁碟、可移動式光碟(例如，光碟與數位光碟)、磁卡(magnetic cassettes)、記憶卡或棒、隨機存取記憶體(random access memories，RAMs)、唯讀記憶體(read only memories，ROMs)等)。
如上所述係屬說明性質並非用以限定。如上所述之範例(或其等一或多個方面)可彼此相互組合使用。所屬技術領域通常知識者參酌上述內容可使用其他實施方式。於此所提供之摘要係用以符合37 C.F.R.§1.72(b)之規定，藉此使讀者能快速理解本技術揭露之本質。於上所提交之內容不應被理解為其係用以解釋或限定該等求項之範圍與意義。此外，於上述詳細說明中，可將各種技術特徵共同結合以簡化於此所揭露之內容。但其不應被解讀為，未載入請求項中已揭露之技術特徵對於任何請求項而言係重要的。相反地，本發明標的可少於一特定所揭露實施例中之所有技術特徵。因此，下述該等請求項 係併入至如範例或實施例該詳細說明中，每一請求項具有其單獨實施例，且可預期地該等實施例可彼此以各種組合或排列相結合。本發明之範圍應參照請求項所載之內容以及該等請求項其均等物之所有範圍來決定。

Claims (10)

  1. 一系統，包含：一線性數位預失真電路，其係被程式化以根據一複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號線性分量；一非線性數位預失真電路，其係被程式化以：根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實模式預失真非線性分量；以及根據該真實模式預失真非線性分量之至少一部分產生一預失真訊號非線性分量；以及一混頻器電路，其係被程式化以根據該預失真訊號線性分量與該預失真訊號非線性分量之至少一部分產生一預失真訊號。
  2. 如請求項1所述之系統，進一步包含：一內插器電路，其係上取樣該複合基頻訊號以產生一上取樣複合基頻訊號；以及一上變頻器電路，其係將該上取樣複合基頻訊號轉換成一載波頻率以產生一上變頻複合訊號，其中該混頻器電路亦根據該上變頻複合訊號之至少一部分以產生該預失真訊號。
  3. 如請求項1所述之系統，其中該非線性預失真電路亦被程式化以：根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量；於一第一時間決定該真實分量之一第一數值；以及根據該真實分量之該第一數值之至少一部分由一第一非 線性查找表中選擇一第一查找表數值，其中該第一查找表數值係根據省略一第一階序項之一項和(sum of terms)之至少一部分。
  4. 如請求項3所述之系統，其中該非線性數位預失真電路亦被程式化以：於該第一時間前之一第二時間，根據該真實分量之一第二數值之至少一部分由一第二查找表中選擇一第二查找表數值；以及決定該第一查找表數值與該第二查找表數值之和，其中該預失真訊號非線性分量係根據該和之至少一部分。
  5. 如請求項1至4中任一請求項所述之系統，其中該非線性數位預失真電路亦被程式化以：根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實分量；於一第一時間決定該真實分量之一第一數值；決定該第一數值之一Ith階功率；施加一Ith階分接係數至該第一數值之一Ith階功率以產生一Ith階分接數值；決定該第一數值之一Jth階功率；以及施加一Jth階分接係數至該第一數值之該Jth階功率以產生一Jth階分接數值，其中該預失真訊號非線性分量係根據該Ith階分接數值與該Jth階分接數值之和之至少一部分。
  6. 如請求項1至4中任一請求項所述之系統，其中該非線性數位預失真電路係進一步被程式化以： 將該真實模式非線性分量轉換成一複合預失真非線性分量。
  7. 如請求項1至4中任一請求項所述之系統，其中該線性數位預失真電路係進一步被程式化以施加一純量增益級(Scalar gain stage)至該複合基頻訊號。
  8. 如請求項1至4中任一請求項所述之系統，進一步包含：一傾斜參考濾波器電路，其係施加一高通頻率增益特性至該複合基頻訊號之一真實分量以產生一傾斜參考真實分量，其中該非線性數位預失真電路亦被程式化以根據該傾斜參考真實分量之至少一部分決定一傾斜參考真實預失真訊號非線性分量。
  9. 如請求項1至4中任一請求項所述之系統，其中該非線性數位預失真電路係進一步被程式化以產生位於一載波頻率處之一真實預失真訊號非線性分量，進一步包含：一複合降頻濾波器電路，其係被程式化以施加一通帶至該真實預失真訊號非線性分量，藉以產生一正交預失真訊號非線性分量，其中該通帶具有與以該載波頻率為中心之該複合基頻訊號之一頻寬相匹配之一頻寬；以及一解調(demodulation)電路，其係被程式化以將該正交預失真訊號非線性分量解調成基頻。
  10. 一方法，包含：接收一複合基頻訊號；根據該複合基頻訊號之至少一部分產生一預失真訊號線 性分量；根據該複合基頻訊號之至少一部分決定一真實模式預失真非線性分量；根據該真實模式預失真非線性分量之至少一部分產生一預失真訊號非線性分量；以及根據該預失真訊號線性分量與該預失真訊號非線性分量之至少一部分產生一預失真訊號。
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