TWI607225B - 測試設備、用以操作測試設備之方法及電腦程式 - Google Patents

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Description

測試設備、用以操作測試設備之方法及電腦程式
本發明係有關於測試設備、用以操作測試設備之方法及電腦程式。
本申請案之實施例係有關於一種包含有一使用者位置校準單元之測試設備、一種用於操作一測試設備之方法及一種對應之電腦程式。較佳實施例係有關於一種用於一自動化測試設備之一高頻寬類比IO接腳之AC校準的硬體架構與軟體方法。
正如自動化測試設備(ATE)中的數位接腳，類比接腳有「按接腳架構」的趨勢，並且變為可組配IO接腳。意思是，這些接腳有能力供給或擷取類比信號。類似IO接腳在供給類比信號時，表現如同任意波形產生器(AWG)，而在擷取類比信號時，表現如同數化器(DTZ)，並且數位化類比資料，用於在時域或頻域中與期望之數位資料作比較。
此一類比接腳的AWG部分(下文稱為類比通道)典型是由一數位類比轉換器(DAC)、頻寬限制濾波器及一用於測距及偏移控制之放大器級組成。一類比通道之DTZ部分典型是由一輸入終端級、一用於測距與偏移控制之放大 器級、頻寬限制濾波器及一類比數位轉換器(ADC)組成。AWG之DAC及DTZ之ADC兩者的數位介面係連接至一數位信號處理器，此數位信號處理器能夠在數位表示的信號資料上進行硬體為主的即時信號處理。信號處理器最後在硬體通道與一工作站的IO介面之間轉移數位資料，反之亦然。此工作站在工作站處理器上運行ATE軟體，用於組配並控制ATE接腳及其他測試器硬體。此軟體進一步對接收自DTZ的資料進行後處理，並且進行所欲測試。此軟體亦將會對發送至AWG用於波形產生之資料進行預處理。
包括有轉換器之AWG及DTZ兩者的類比部分特性典型是依據一頻率特性來規定，該頻率特性展示相依於頻率之增益與相位兩者，同時還依據主要頻域效能參數來規定，例如總諧波失真(THD)、信號雜訊比(SNR)及無雜波動態範圍(SFDR)。
此一彈性類比IO接腳若組配成AWG或DTZ，則固有的期望是不受平坦頻率特性影響。此頻率特性應獨立於增益及偏移設定。意思是，只要此頻率落在經組配頻寬限制濾波器的通帶中，頻譜純正弦波的振幅便透過任一類型的類比通道、DTZ或AWG傳播，獨立於正弦波的頻率，也獨立於選用於轉換的取樣率。在阻帶中，期望的是，任何頻譜分量都會根據一規格而顯著衰減。在通帶與阻帶之間，期望一沒有任何不連續之軟轉變。
事實上，不可能符合理想中期望的平坦頻率響應。理由在於類比信號路徑中使用的半導體與被動零件存 在各種寄生效應與不準確性，而且所用PCB走線與平面上的信號傳播也非理想。因此，DTZ與AWG通道的頻率特性不僅展示相對DC的增益偏差，同時也展示隨頻率而變的增益偏差。頻率特性典型展示通帶中某一潛在疊加至通帶中上升坡或下降坡的漣波。阻帶中典型展示一非固定也非單向增加的衰減。
為了模擬目的並且簡化說明本系統，一類比IO通道之頻率特性可建模成如同一諸如Chebyshev或Butterworth低通等習知附帶漣波行為線性的低通，此低通後接一理想ADC(DTZ)或前接一DAC(AWG)。
依據ATE(測試處理器)通道板上之處理器或工作站中之處理器進行數位處理的意義在於，表明理想行為之偏差是在信號產生期間藉由AWG資料預失真、或在利用DTZ擷取期間藉由資料等化來補償。要讓此一補償適當運作必須提供一種硬體架構，此硬體架構容許測量與理想行為之偏差，並且進一步容許以最小額外負荷與成本根據此偏差執行此補償。此補償概念的所有步驟都應該但非必須自動運行，目的是為了在頻域得到理想的結果。因此，此補償程序亦可稱為自動化AC校準。
測試成本特別是設計ATE的主要目標，為AC校準策略帶來某些限制。造成低測試成本的一項原因是測試器資源的高平行性。結果是接腳密度必須增到最大。高接腳密度進而典型需要使接腳電子卡上的組件高度整合並且減到最少。由於校準是正規接腳功能的外加功能，導致生產 力因接腳電子通道使用空間極小而降低。因此，AC校準在接腳電子PCB上應該僅新增極小的額外底面積，而且其成本應該與其帶來的效能改善非常吻合。
兩種類型之校準程序必須有所區別：工廠校準及使用者校準。工廠校準是在工廠製造後或工廠服務與修理期間進行一次，但使用者校準只要有需要，便可在使用者測試場地重複進行。由於電子組件可隨著時間及環境條件變更其行為，使用者校準總是較佳選擇。然而，使用者校準的成本損失很大，因為板上必須置放用以判定與理想之偏差的測量工具。工廠校準耗用的資源高更多，但可達到的準確度也更高，這是因為可使用的精密外部設備更多。因此，典型選擇的是混合法，此作法含有尤其是在通道PCB上測量資源極少時用的某一量之工廠校準、及一在使用者校準期間利用這些經校準但極少的板面資源來校準個別通道的使用者校準。
根據現代化作法，可在時域中或頻域中達成AC校準。由於大部分ATE配有數位信號處理功能，明顯是用來使用實施成硬體之即時信號處理單元以數位濾波進行補償，或具有在一工作站上運行之ATE軟體或一用以進行此數位濾波之數位信號處理器。
補償濾波器性質可在一工廠校準期間，藉由在時域中測量一類比通道的脈衝響應來判定。脈衝響應代表時域中的通道特定頻率特性，並且亦可轉換成頻域。由於目標是平坦的幅度響應，在理想情況中，頻率補償函數只是 傅立葉轉換脈衝響應的倒數(1/x運算)。只有幅度才必須列入考慮，而且可新增一任意線性相位以在信號處理單元中協助實施最後的FIR補償濾波器。當頻率補償函數轉換回到時域時，產生的補償脈衝響應可按照一適當的取樣率來取樣，並且可把樣本當作係數用於數位FIR補償濾波器。在此概念中，製造後所判定的補償濾波係數可在工廠校準期間儲存在一非依電性記憶體中，從而隨著接腳電子板跟著移動。一種等效作法是使用一網路分析儀測量類比通道在頻域中之頻率特性，然後進行傅立葉轉換以取得此通道的脈衝響應。最後，當必須要補償之資料其傅立葉轉換可藉由一信號處理單元以夠快的速度執行時，所有補償運算理論上至少都可在頻域中進行。
上述兩種概念的主要缺點在於使用諸如示波器或網路分析儀等儀器測量每條通道之頻率特性所佔用的資源很多。再者，由於此概念包括有一工廠校準，意味著只有在服務人員拆卸ATE、交換通道板並送回工廠校準時才可能完整進行重新校準。
因此，需要有一種改良型作法。本申請案之目的在於實現一種具有改良型效能且所需資源更少的使用者位置校準技術。
本目的是藉由獨立項的標的內容來解決。
一實施例提供一測試設備。此測試設備包含有一組配來接收及/或傳送一實際信號之信號輸入/信號輸出，並 且把那校準單元用於判定一包含有一補償幅度函數及一補償Hilbert相位函數之使用者位置補償函數。該校準單元包含有一位準計及一計算器。該位準計係組配來測量該電氣信號之一幅度特性，該幅度特性係用於該判定該補償Hilbert相位函數之基礎。該計算器係組配來基於相依於該測得幅度特性之一函數的一Hilbert轉換判定該電氣信號之一Hilbert相位特性，並且以該Hilbert相位特性為基礎判定該補償Hilbert相位函數。
本發明之教示係基於認知一典型需要判定一幅度特性與一相位特性之校準足以判定此幅度特性並計算此相位特性。Hilbert相位轉換對於計算此相位特性有效益，因為需要的資源更少，並且能夠使相位(Hilbert相位)之計算充分準確。因此，本發明之實施例係基於以Hilbert相位轉換演算法為基礎來計算Hilbert相位的原理，其中藉由使用一位準計進行一測量形成此計算的基礎。一典型Hilbert相位轉換演算法輸出兩種可能的Hilbert相位結果，其中藉由使用此位準計測量之幅度特性能夠選擇一個正確的Hilbert相位。關於此校準，應知，此校準可用於一輸出一信號或接收一信號以便校準該信號輸出或該信號輸入的測試設備。更加細詳來講，一測試設備或使用以上原理用於一測試設備之使用者位置校準單元，由於在工廠校準期間外部測量設備用的資源極少而具有效益。再者，只有板面位準計才針對測量信號幅度來校準。另外，板面測量工具達成使用者校準用到的成本及PC板空間極少。此高度整合的位準計使額外板空 間及電路額外負荷保持小。
根據再一實施例，補償幅度函數及補償Hilbert相位函數形成一目標濾波函數。詳言之，此補償幅度函數是目標濾波函數之幅度特性與一測得幅度特性的商數。基於此補償幅度函數，可計算用於判定Hilbert相位函數的函數。在較佳實施例中，此函數與補償幅度函數一致。依據最平Butterworth特性使用目標校準目的可由客戶立即瞭解，並且使儀器表現像是實際的且可實施的濾波器系統。目標轉變帶及阻帶行為接近到足以令未校準系統表現出並且得到一合理且穩定的補償函數。
根據再一實施例，計算器藉由計算一包含有補償幅度函數及補充補償Hilbert相位函數之方程組，判定Hilbert相位函數。此所謂的補償方程組有兩個可能解答，其中補償方程組可把一因果條件用於補償方程組來求解。若該補償方程組在接收該實際電氣信號前於一時間點之脈衝響應是零，則該因果條件為真。計算補償幅度函數之補充相位自動確保整體系統的因果律。一真實系統的因果律總是如期望。關於FIR濾波係數的產生，因果律很大的優點在於，係數在數量上的限制只會對脈衝響應在經過某一正時間後出現的部分生效。本質上，這有助於使係數保持少數，同時在脈衝響應正端需要截略或建窗時出現的錯誤極少。
根據再一實施例，此條件下的因果條件為 以及
根據進一步實施例，以上論述的Hilbert轉換可計算如下：偶時域函數對應於實際電氣信號頻率特性實部時se(t)=0.5*(s(t)+s(-t))，以及奇時域函數對應於實際電氣信號頻率特性虛部時so(t)=0.5*(s(t)-s(-t))。在這裡，t>0時為+1而t<0時為-1的符號函數係用於把偶時域函數轉換成奇時域函數。如可見到地，此等補償函數為頻率相依函數。
如上述，藉由使用者位置校準單元進行的校準流程具有界定使用者位置濾波係數的目標(比照使用者位置校準資料或使用者位置補償函數)。使用者位置濾波係數可以是由取樣該補償方程組之因果脈衝響應計算出的濾波係數，該因果脈衝響應係藉由反傅立葉轉換該使用者位置補償函數來取得。
為了把濾波係數套用至測試設備，根據進一步實施例，文字設備可包含有一工廠位置補償函數，該工廠位置補償函數包含有一上有儲存一工廠位置補償函數之記憶體，並且包含有一耦合至信號輸入/信號輸出並組配來使用該工廠位置補償函數在一第一階段中處理一(經由該信號輸入/信號輸出接收或傳送之)電氣信號之數位信號處理器。結果是，以上論述的位準計測量經處理電氣信號的幅度特性，形成用於判定濾波係數的基礎。
再者，數位信號處理器係組配來在一判定使用者 位置補償函數後的第二階段中，使用使用者位置補償函數處理電氣信號。意味著信號處理器基於工廠位置補償函數及使用者位置補償函數處理該電氣信號，並且實現該電氣信號之一增益與一相位相關補償。所以，平坦度補償功能可輕易實施成一即時信號處理單元，每個IO依據一數位FIR補償濾波器也都有該平坦度補償功能。平坦度補償功能甚至可與其他濾波功能組合，例如對在同一積體電路組件中實施之CIC降頻濾波器進行補償。在ATE處理中，若許多類比IO接腳是以每個接腳硬體為基礎來進行平坦度補償，則集中式工作站流程便得以消除顯著負載。
根據再一實施例，一信號輸入/信號輸出包含有一切換矩陣，該切換矩陣係組配來把一包含有一DAC之第一信號處理路徑及/或一包含有一ADC之第二信號處理路徑及/或該位準計選擇性地連接至該信號輸入/信號輸出。在這裡，該信號輸入/信號輸出，從而該切換矩陣，可組配成用於差動信號處理。在該信號輸入/信號輸出使用像是MEMS元件之類高度整合的IO切換矩陣，使額外板空間及電路額外負荷保持小。
再一實施例提供一種用於操作一測試設備之方法。本方法包含有下列步驟：使用一使用者位置校準單元，判定一包含有一補償幅度函數及一補償Hilbert相位函數之使用者位置補償函數。此步驟包含有下列子步驟：接收及/或傳送一實際電氣信號，測量該電氣信號之一作為用於判定該補償Hilbert相位函數之基礎的幅度特性，以及以相依於 該測得幅度特性之一函數的一Hilbert轉換為基礎，判定該電氣信號之一Hilbert相位特性。
再一實施例提供一進行以上方法之對應電腦程式。
根據再一實施例，該包含有一用於判定一使用者位置補償函數之使用者位置校準單元的測試設備，另外或替代地包含有一計算器，該計算器係組配來基於相依於該測得幅度特性之該函數的一線性相位轉換判定該電氣信號之一相位特性，並且以該相位特性為基礎判定該補償相位函數。也就是說，使用的是該線性相位轉換而不是該Hilbert轉換，而且使用的是該補償相位函數而不是該補償Hilbert相位函數。
10‧‧‧測試設備
12‧‧‧類比信號輸入/信號輸出
12a~12b‧‧‧彈簧連接器
14‧‧‧使用者位置校準單元
16‧‧‧位準計
16'‧‧‧差動位準計
18‧‧‧計算器
20‧‧‧Numerobis 4 IO通道混合信號板
22a~22b‧‧‧位準計
40‧‧‧IO切換矩陣
42~44‧‧‧通道
46‧‧‧四對一多工切換裝置
48‧‧‧參數測量單元
進一步實施例是根據附屬項藉由實作態樣來界定。本發明之實施例將會對照附圖來論述。在這裡，圖1根據第一實施例展示一測試設備之使用者位置校準單元的示意方塊圖；圖2展示該測試設備的例示性實作態樣；圖3根據實施例展示以文字設備中使用的IO切換矩陣來落實之信號輸入/信號輸出的示意實作態樣；以及圖4a至圖4j展示繪示本發明之背景用之脈衝響應及函數的示意圖。
下文中，接著將會參照附圖論述本發明之實施 例，其中對元件提供參考數字符號以便繪示以下說明與附圖之間的關聯性。等同的參考數字符號係提供給具有等同或類似功能的元件，使得其說明互相可適用或可交換。
圖1展示包含有類比信號輸入/信號輸出i2及使用者位置校準單元14之測試設備10。使用者位置校準單元14包含有兩個實體，即位準計16及計算器18。
信號輸入/信號輸出12是測試設備的共同實體，並且其目的在於接收及/或傳送實際電氣信號。也就是說，信號輸入/信號輸出12亦可以僅是輸入或輸出。經由信號輸入/信號輸出12接收及/或傳送之實際電氣信號係使用位準計16來分析。詳言之，位準計16係組配來測量電氣信號之幅度特性。此幅度特性是用於判定補償幅度函數及判定(計算)補償Hilbert相位函數的基礎。計算器18從已定幅度特性開始，基於一相依於測得幅度特性之函數之所謂的Hilbert轉換，判定電氣信號之Hilbert相位特性。再者，計算器18係組配來基於Hilbert相位特性判定補償Hilbert相位函數。
目標函數Htarget(f)可定義為Htarget(f)=Hchannel(f)*Hcompensation(f)。所以，Hcompensation(f)=Htarget(f)/Hchannel(f)。
舉例而言，若Htarget(f)=Hbutterworth(f)，則Hbutterworth(f)係最平行為，這是所欲行為。套用補償結果：Hsystem(f)=Hchannel(f)*Hcompensation(f)=Hchannel(f)* Htarget(f)/Hchannel(f)=Htarget(f)。其結果為Htarget(f)=Hbutterworth(f)，而這正是客戶想要的。
詳細計算將會對照圖4來說明。在論述測試設備之進一步實作態樣之前，將會先論述用於校準之方法：
1)從通道|Hchannel(f)|之現存幅度特性開始，該幅度特性是於製造時(初始步驟)在板上測得。
2)之後，把目標幅度特性例如判定為Butterworth特性，即|Htarget(f)|=|Hbutterworth(f)|。
3)判定補償函數之幅度：|Hcompensation(f)|=|Htarget(f)|/|Hchannel(f)|。
4)從已定補償函數開始，補償函數之相位是以Hilbert來計算：相位(基本步驟)：(Hcompensation(f))=Hilbert(|Hcompensation(f)|)。
5)之後，可把此補償套用到通道：Hsystem(f)=Hchannel(f)*Hconpensation(f)。
6)以上補償確保：|Hsystem(f)|=|Htarget(f)|=|Hbutterworth(f)|。這並不迫使Phase(Hsystem(f))變為一預定義函數。產生的相位反而將會由系統的因果律來界定，這是由於Hilbert轉換迫使hcompensation(t)具有因果性且hchannel(t)因實際測得而具備固有因果性所致，因而hsystem(t)具有因果性。
替代地，有可能使用Phase(Hcompensation(f))=線性相位函數(f)，而不是計算Hilbert轉換(=第二實施例)。這也並不迫使Phase(Hsystem(f))變為一預定義函數。但產生的相位將會具有非因果性，因為在那種情況中，hcompensation(t)不具有因果性，因此hsystem(t)不具有因果性。
圖2展示該測試設備之例示性實作態樣。在這裡繪示的是一自動化測試設備(ATE)之Numerobis混合信號4通 道板20的布置圖。彰顯的是兩個位準計22a及22b。
位準計22a、22b係高度整合半導體裝置，其測量一信號與波形無關的有效rms功率。因此，只佔用一小部分的板空間。圖2展示Numerobis 4 IO通道混合信號板20上用於工廠校準之兩個位準計22a、22b所佔用的板空間。然而，從位準計22a、22b取得之資訊只是幅度資訊。意思是，隨著刺激測量不同頻率之頻譜純正弦信號，產出各別頻率特性之幅度。本發明之重要態樣在於，Hilbert轉換可用於在補償信號具有因果性的前提下，計算適當的相位資訊。
最後能夠讓儀器特性表現像是最平Butterworth濾波器的補償在一般情形下，會需要在工廠校準期間測量相位或群延遲資訊。此一測量幾乎不可能以相同位準板面保持通道密度。只代換一線性相位會造成非因果行為。然而，如本發明揭露中所述的實作態樣也會容許以一線性相位代換Hilbert相位計算。
圖3展示IO切換矩陣40實作態樣的示意圖，這裡的IO切換矩陣是在Numerobis混合信號板上實施。在基本組態中，此切換矩陣至少包含有信號輸入/信號輸出實體12。信號輸入/信號輸出實體12包含有複數個開關，使得以差動輸入/差動輸出落實的這複數個輸入/輸出12a與12b(彈簧連接器(pogo connectors))可耦合至切換矩陣40之不同輸入與輸出級。在此實施例中，切換矩陣40是一包含有第一差動通道42(AWG通道)及第二差動輸出通道44(DTZ通道)之差動輸出結構。各通道42與44每條信號線包含有兩個四對一多 工切換裝置46，即八個四對一多工切換裝置46。再者，各信號線係耦合至參數測量單元(PMU)48。通道42之差動輸出可使用兩個四對一多工開關46耦合至差動位準計16’。第一42(AVG)通道及第二(DTZ)通道包含有複數個放大器，其中通道42的結構與通道44的結構不同，以下將會論述。
由於有新的MEMS技術，市售有非常小尺寸的MEMS繼電器，可在面積嚴格限制的條件下實質簡化IO切換矩陣40的設計。四對一多工器切換裝置46可放在使用空間小於5x5mm2的封裝內。使用此類MEMS繼電器，如用於本發明所述校準概念之IO矩陣40的結構仍屬可行，同時還保持通道密度目的。
IO切換矩陣40示意圖展示一個AWG通道42之差動輸出結構及其與差動DTZ通道44之互連，還展示位準計16’與諸如參數測量單元48(PMU)等DC資源的連接性。各差動彈簧連接器12a、12b可經由第一多工器繞接至DTZ 44或AWG 42通道、DC軌、PMU 48或第二多工器。AWG通道42之輸出可藉由第二多工器，繞接至位準計16’、第一多工器或繞接至兩個不同的DTZ通道44。DTZ通道44上有相同的連接性，差別在於DTZ輸入可繞接至第一多工器或繞接至兩個不同的AWG通道42或繞接至DTZ偏移DAC。
第一工廠校準步驟中的IO切換矩陣結構40容許對連接至彈簧針(pogo pin)12a、12b之外部設備，針對正弦信號幅度校準位準計16’。在第二使用者校準步驟中，AWG 輸出係經由第二多工器連接至工廠校準之位準計。如此一來，將會對經使用者校準之位準計，針對正弦信號幅度校準AWG。
在進一步使用者校準步驟中，AWG輸出係經由第二多工器連接至DTZ輸入。如此一來，將會使用經使用者校準之AWG通道42，針對正弦信號幅度校準DTZ。
補償幅度函數可計算如下：對於各內部濾波器設定，AWG與DTZ使用者校準步驟的結果是各儀器通道的幅度頻率特性。對於各儀器通道的各測得幅度濾波器設定，選擇適當的最平Butterworth濾波器或其他頻域特性設定。濾波器設定是針對規定的濾波器階數及規定的濾波器頻寬來選擇。幅度補償函數接著是由最平Butterworth濾波器特性與儀器通道之測得幅度頻率特性的商數計算出來，當作目標補償目的，即補償=目標/測得通道。根據本發明之實作態樣，任何其他適當的目標頻率特性也都可以選擇。
現在若是計算經補償儀器的總系統頻率特性，則必須形成儀器通道幅度頻率特性與補償幅度頻率特性的乘積。在此乘積中，儀器通道幅度響的影響抵消掉，並且僅目標幅度特性才呈現為結果。然而，在此一計算中，任何相位資訊都有遺漏。
以下曲線圖所示為Numerobis混合信號IO通道的實例(圖4a)。此曲線圖展示開啟有100MHz低通濾波器之未經校準DTZ通道的測得轉移特性(實線)。y軸以分貝為單位展示幅度增益。x軸以Hz為單位展示頻率。曲線圖中的虛線 展示補償目標轉移特性，其係最平Butterworth濾波器特性。由於經設計的儀器濾波器類型是9階的Chebychev類型，因此選擇11階的Butterworth濾波器。Butterworth類型之補償目標轉移特性為得到等陡的轉變，濾波器階數使用的差量(delta)為二。如用於經設計的儀器Chebyshev濾波器特性，目標Butterworth特性的角頻率係設定為110MHz而不是100MHz。頻寬小增約10%可合理確保取自Butterworth特性與Chebychev特性之商數的補償函數在幅度特性方面峰化不會太大。
圖4a展示未經校準之DTZ通道(實線)及最平Butterworth類型之目標轉移特性(虛線)的測得轉移特性。
圖4b展示產生的幅度補償函數，其為目標最平Butterworth特性之幅度與測得儀器幅度特性兩者的商數，作為位準計測量的結果。根據本發明，計算如圖4b之幅度補償函數，確保約120MHz處的峰化、及目標角頻率與補償計算之最高頻率之間的補償特性趨勢都不超出某一跨距。軟體調整迴圈調整目標角頻率及濾波器階數，而得以符合峰化或漣波、及轉變/阻帶趨勢的準則。這些準則若符合，則補償函數之脈衝響應因總體演算法而會在持續時間內受到限制。結果是，所需FIR濾波係數(分接頭(tap))的數量將會受限於可接受的最小值。
經補償系統以適合的相位補充幅度資訊：首先，位準計僅用於測量IO通道校準之幅度特性似乎不足以滿足AC平坦度校準，因為就判定補償FIR濾波係數而言，適當相 位資訊對於計算適合的脈衝響應至關重要。補償濾波器的FIR濾波係數是經由取樣脈衝響應來判定，此脈衝響應是從補償函數之反傅立葉轉換取得。在先前技術中，人們發現頻率特性只在有幅度資訊時才僅藉由代換線性相位來完成補償。此作法的缺點在於線性相位造成非因果脈衝響應，此非因果脈衝響應在時間軸上隨著反映線性相位之給定延遲而跟著移位。線性相位蘊含朝正與負無窮大，從脈衝響應最大值向負與正時間方向均等延伸的對稱脈衝響應。
由於對稱脈衝響應也向無窮負時間軸延伸，位在時間零的削波或建窗係用於在t<0時迫使脈衝響應變為零，使得補償FIR濾波器可在正時間與樣本一起運作，因為其架構有此需求。
然而，本發明仰仗的是，儀器時域特性脈衝響應可以假設因果律。因果律意味著脈衝響應在t<0時為零，或換句話說，儀器在出現脈衝刺激前並未產生信號。此假設導致(所需)補償函數的實部與虛部之間產生嚴謹的數學關係，或等效地，導致補償函數的幅度與相位之間產生嚴謹的數學關係。此數學關係在因果脈衝響應的傅立葉轉換中，是以幅度與相位的Hilbert轉換對來表示。在頻域中，Hilbert轉換係積分轉換函數。在時域中，根據傅立葉理論，Hilbert轉換代表與所謂正負號函數的卷積。
Hilbert轉換對與因果系統之頻率特性的實部與虛部有關。
意思是，在本發明的實作態樣中，幅度補償函數的Hilbert轉換係用於產生遺漏的相位資訊。由於所產生在時域中描述補償函數之脈衝響應期望具有因果性，因而使用Hilbert轉換。或換句話說，此因果律假設能夠重構因位準計測量而遺漏之相位資訊。
用以從幅度取得相位之Hilbert轉換數學計算是利用以下Matlab軟體碼片段以符號來描述(使用MathWorks Inc.提供的Matlab數學套裝軟體)：%補償幅度H_f2abs=abs(H_f2)；H_f3abs=abs(H_f3)；H_fcomp=H_f3abs./H_f2abs；%因果律新增Hilbert相位Harg=imag(hilbert(-log(H_fcomp)))；H_f4=H_fcomb.*exb(li*Harg)； 在此軟體碼片段中，H_f3依據一頻率離散樣本陣列，代表目標最平Butterworth幅度特性。H_f2依據一離散樣本陣列，代表儀器的測得幅度頻率特性。此補償函數係藉由元素級陣列(矩陣)除法來取得。由於數學定義良好的Hilbert轉換典型可在正規軟體數學庫中當作複數矩陣實部與虛部之間的轉換，幅度衰減函數a(f)係假設為實際幅度A(f)的負對數，使得取冪再次產出實際幅度：a(f)=-ln(A(f)) exp(-a(f))=A(f)
藉此，意味著可表示為以幅度與相位呈現的複數頻率特性H(f)=A(f)*exp(-iφ(f))也以一指數函數單純表示：H(f)=exp(-a(f)-iφ(f))=exp(-γ(f))
此時可把此指數視為一複數衰減函數γ(f)，結果為：γ(f)=a(f)+iφ(f)
在此複數衰減函數γ(f)中，實部與虛部代表實際相位與幅度之負對數，如大部分數學套裝軟體中所定義，當假設的H(f)需要具有因果性時，兩者係透過正規Hilbert轉 換來互連。
因此，在軟體碼片段中，這行軟體碼：Harg=imag(hilbert(-log(H_fcomp)))；對補償函數給定幅度產生Hilbert相位Harg。此時，補償函數之幅度H_fcomp可用其對應的Hilbert相位Harg來補充，以根據下行軟體碼形成複數補償函數H_f4：H_f4=H_fcomp.*exp(li*Harg)； 結果是，複數補償函數H_f4的反傅立葉轉換是一因果脈衝響應。在Numerobis數化器通道給定例中，脈衝響應係示於圖4c中。
重點是，如以上述演算法取得之脈衝響應在正時間軸上快速收斂到零。沿著實線的圓圈表示反傅立葉轉換的取樣點。由於目標Butterworth特性濾波器階數選擇及角頻率設定的關係，此補償函數的平滑頻率特性導致脈衝響應時間有限(圖4c)，此脈衝響應可用非常少數的樣本來代表。在此脈衝響應中，FIR濾波必須把接近零的樣本列入考慮。因此，實施補償函數之FIR濾波器分接頭數量非常有限。這導致處理速度高且矽上及PC板上的面積小。
圖4d展示補償的最後結果並反映經校準儀器的頻率特性。其幅度實際上是補償幅度函數與測得儀器幅度特性在頻域中的乘積。經校準儀器的相位僅由補償函數產生，因為利用位準計測量之儀器特性只含有一零相位。然 而，重點是，經校準儀器之產生的相位仍與幅度有關，並且若經反傅立葉轉換，則產出一因果脈衝響應。
以一個Numerobis數化器為例，經校準儀器之最後脈衝響應是在圖4e中展示。可看出，脈衝響應仍具有因果性且其長度有限。脈衝響應尾處展示無振鈴並且往零快速收斂。因此，可期望經校準儀器對具有不連續性之信號或甚至具有陡緣之脈波有良性且穩定的反應。
重點還有，Hilbert相位在幅度特性未隨著頻率而變時產出一幾乎線性的相位。對於通帶尤其如此。也只有在從通帶轉變至阻帶時，才期望群延遲有變化，此時幅度特性隨著頻率劇烈變化。這與傅立葉及Hilbert理論一致。經校準Numerobis DTZ通道的相位係示於圖4f中。
一AWG通道的AC平坦度校準與DTZ相當。主要差別在於，信號資料需要在下載到DAC之前先補償。這不需要即時完成。因此，濾波可在產生測試程式時完成，並且不影響實際測試時間。以經工廠校準之位準計為基礎之所有類比IO通道的AC平坦度校準，因此可能在ATE上利用如根據本發明所述之校準軟體演算法輕易進行。由於測試時間顯著縮短，硬體FIR補償濾波之每條通道主要是對數化器通道產生效益。當許多類比測試通道平行用於多位置測試應用時，此測試時間效益特別是一項經濟因素。
時間離散Hilbert轉換可計算如下：在連續時域與頻率中，若假設因果律(t<0時s(t)=0)，則偶時域函數對應於頻率特性旳實部，而奇時域函數對應於虛頻率特性。在 這方面，偶時域函數係由se(t)=0.5*(s(t)+s(-t))形成，而奇時域函數係由(t)=0.5*(s(t)-s(-t))形成。符號函數(t>0時+1，t<0時-1)可用於以一簡單乘法把偶時域函數轉換成奇時域函數。意思是，例如so(t)=se(t)*sign(t)。因此，在頻域中，頻率特性的虛部可藉由與符號函數的卷積由實部計算出來。此含有符號函數之卷積積分亦稱為Hilbert積分。
另一方面，當時域函數為複數且頻譜在f<0時強制為0時，偶頻率函數對應於時域信號的實部，而奇頻率函數對應於虛時域函數。此一時域信號通常稱為分析時間信號，而且是在各種調變應用中使用。再次地，偶頻率函數與奇頻率函數彼此可藉由與符號函數之相乘計算出來，此相乘在時域中係與該符號函數之卷積。
關於連續時域與頻域，離散時間存在類似解答，而Hilbert轉換之運算存在頻域解答。Matlab提供一函數hilbert.m，此函數計算屬於離散分析信號實部的虛部，方式乃是先把其轉換成頻域產生偶頻率函數，然後把其頻譜與符號函數相乘產出奇頻率函數。兩者若相加，則f<0時頻譜為零，意味著時域中形成一複數分析信號。 n=length(xr)；x=fft(xr)；h=zeros(1,n)；if mod(n,2)%奇 h(1)=1；h(2：(n+1)/2)=2；else %偶h([1 n/2+1])=1；h(2：n/2)=2；end x=ifft(x.*h)；此Matlab軟體碼是由S.Lawrence Marple從一演算法推導出來[1]。然而，若時域信號在t<0時為零(因果時間函數)，則此演算法亦可反方向用於運算頻率特性的虛部。只是傅立葉與反傅立葉轉換角色必須交換。意思是，可在Matlab中使用以下軟體碼片段：n=length(xr)；x=fft(xr)；h=zeros(1,n)；if mod(n,2)%奇h(1)=1；h(2：(n+1)/2)=2；else %偶 h([1 n/2+1])=1；h(2：n/2)=2；end x=ifft(x.*h)；此軟體碼片段是針對假設具有因果性的單純負指數時域函數所展示。此函數的衰退時間常數係選擇為使得此函數在DFT窗右端接近於零(圖4g)。
圖4h展示經由計算此DFT所取得之對應頻率特性。此頻譜之虛部現若以頻域實部的Hilbert轉換來代換，則可藉由實部與虛部的反傅立葉轉換來驗證運算的正確性。偶時間函數與奇時間函數可經由頻率特性之實部、及經代換作為虛部之Hilbert部分的個別反傅立葉轉換來建構(請參閱圖4i)。時域信號的正確性可藉由比較偶函數與奇函數之總和與原始e函數(e-function)來確認(圖4j)。
以上實施例可實施成一用具、實施成一用具與一像是一CPU等進行一些方法步驟之處理器的組合、或實施成一進行整體方法的處理器。所有三種類型的實作態樣都具有以下優點：
●把與單一IO通道相關之板面測量機構減少到一使用空間小且硬體基礎架構極小的位準計。
●一位在類比IO通道之IO級中的任選切換矩陣，其能夠在彈簧連接器與儀器之間切換正規類比路徑、或把AWG輸出切換至位準計、或在AWG輸出與DTZ輸入之間切換互連路徑、或把位準計切換至彈簧連接器。
●一任選信號處理單元，其能夠在下載至AWG或擷取自DTZ的數位信號資料上進行數位FIR濾波。
●一任選工廠校準程序，其藉由使用IO切換矩陣把位準計連接至外部儀器、並在板上儲存資料來校準位準計。
●一使用者校準程序，其首先以經工廠校準之位準計來校準AWG，然後以經使用者校準之AWG來校準DTZ。
●使用者校準程序意指為一針對給定濾波器階數及截止頻率規定幅度與相位作為校準目標之最平濾波器特性(Butterworth濾波器型)、或任何其他適合的頻率特性。
●AWG與DTZ資料之使用者校準始於僅測量實際頻率特性的幅度資料。
●使用者校準程序較佳的是(但非一定)使用一補償幅度函數，此補償幅度函數是目標最平濾波器特性之幅度特性與測得儀器幅度特性的商數。
●關於補償幅度函數，舉例而言，可使用Hilbert轉換來計算補充補償相位函數。幅度補償函數與其藉由使用Hilbert轉換導出之相位之間的關係確保一因果補償系統。因果律在補償系統之脈衝響應(現包含有幅度與相位)中顯現，在t<0時等於零。
●FIR濾波係數可經由取樣補償系統之因果脈衝響應計算出來，此因果脈衝響應是藉由反傅立葉轉換由幅度與Hilbert相位組成之補償函數所取得。
根據再一實施例，以上論述用於計算Hilbert相位的計算器可藉由另一類型的計算器來更換，即一組配來進行一線性相位計算之計算器，或可藉由此一線性相位計算器來增強。
雖然已在一用具的背景下說明一些態樣，清楚可知的是，這些態樣也代表對應方法之說明，其中一程序塊或裝置對應於一方法步驟或一方法步驟之一特徵。類似的是，在一方法步驟背景下說明之態樣也代表一對應程序塊或一對應用具之項目或特徵的說明。此等方法步驟中有一些或全部可藉由(或使用)一硬體用具來執行，舉例如：一微處理器、一可規劃電腦或一電子電路。在一些實施例中， 最重要之方法步驟中有一些一或多者可藉由此一用具來執行。
取決於某些實作態樣要求，本發明之實施例可實施成硬體或軟體。此實作態樣可使用一數位儲存媒體來進行，例如軟式磁片、藍光(Blu-Ray)、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或快閃記憶體，此數位儲存媒體上有儲存電子可讀控制信號，此等電子可讀控制信號與一可規劃電腦系統相配合(或能夠相配合)而得以進行各別方法。因此，數位儲存媒體可以是電腦可讀。
根據本發明之一些實施例包含有一具有電子可讀控制信號之資料載體，此等電子可讀控制信號能夠與一可規劃電腦系統相配合而得以進行本文中所述方法之一。
一般而言，本發明之實施例可實施成一具有一程式碼之電腦程式產品，當此電腦程式產品在一電腦上運行時，此程式碼係運作來進行此等方法之一。此程式碼可例如儲存在一機器可讀載體上。
其他實施例包含有用於進行本方法所述方法之一、儲存在一機器可讀載體上之電腦程式。
換句話說，本發明之一實施例因此係一電腦程式，此電腦程式具有一程式碼，當此電腦程式在一電腦上運行時，此程式碼係用於進行本文中所述方法之一。
本發明此等方法之再一實施例因此係一資料載體(或一數位儲存媒體、或一電腦可讀媒體)，其包含有、上有記錄用於進行本文中所述方法之一的電腦程式。此資料 載體、數位儲存媒體或經記錄媒體典型係有形及/或非暫時性。
本方法之再一實施例因此係一資料流或一信號串，其代表用於進行本文中所述方法之一的電腦程式。此資料流或信號串可例如組配來經由一資料通訊連線來轉移，例如經由網際網路轉移。
再一實施例包含有例如一電腦之一處理手段、或一可規劃邏輯裝置，係組配來或適用於進行本文中所述方法之一。
再一實施例包含有一電腦，此電腦具有安裝於其上用於進行本文中所述方法之一的電腦程式。
根據本發明之再一實施例包含有一用具或一系統，係組配來(例如以電子方式或以光學方式)轉移一用於本文中所述方法之一的電腦程式至一接收器。此接收器舉例而言，可以是一電腦、一行動裝置、一記憶體裝置或類似物。此用具或系統舉例而言，可包含有一用於轉移此電腦程式至此接收器的檔案伺服器。
在一些實施例中，一可規劃邏輯裝置(例如一可現場規劃閘陣列)可用於進行本文中所述方法之功能的一些或全部。在一些實施例中，一可現場規劃閘陣列可與一微處理器相配合，以便進行本文中所述方法之一。一般而言，此等方法較佳的是藉由任何硬體用具來進行。
上述實施例對於本發明之原理而言只具有說明性。瞭解的是，本文中所述布置與細節的修改及變例對於 所屬技術領域中具有通常知識者將會顯而易見。因此，意圖是僅受限於待決專利請求項之範疇，並且不受限於藉由本文中實施例之說明及解釋所介紹之特定細節。
10‧‧‧測試設備
12‧‧‧類比信號輸入/信號輸出
14‧‧‧使用者位置校準單元
16‧‧‧位準計
18‧‧‧計算器

Claims (21)

  1. 一種測試設備，其包含有一組配來接收及/或傳送一實際電氣信號之信號輸入/信號輸出、及用於判定一使用者位置補償函數之一使用者位置校準單元，該使用者位置補償函數包含有一補償幅度函數及一補償Hilbert相位函數，該使用者位置校準單元包含有：一位準計，該位準計係組配來測量該電氣信號之一幅度特性，該幅度特性係用於該判定該補償Hilbert相位函數之基礎；以及一計算器，該計算器係組配來基於相依於測得之該幅度特性之一函數的一Hilbert轉換來判定該電氣信號之一Hilbert相位特性，並且以該Hilbert相位特性為基礎判定該補償Hilbert相位函數。
  2. 如請求項1之測試設備，其中該相依於該幅度特性之函數係該補償幅度函數，係測得之該幅度特性及一目標濾波函數之一幅度特性的商數。
  3. 如請求項2之測試設備，其中該計算器係組配來藉由計算包含有該補償幅度函數及一補充補償Hilbert相位函數之一使用者位置的補償函數方程組以判定該Hilbert相位特性，其中該補償函數方程組可把一因果條件用於該補償函數方程組來求解。
  4. 如請求項3之測試設備，其中若針對接收該實際電氣信號前的一時間點該補償函數方程組之脈衝響應是零，則該因果條件為真。
  5. 如請求項3或4之測試設備，其中該因果條件在以下條件下為真： 以及
  6. 如請求項1-4中之一項之測試設備，其中相依於測得之該幅度特性之該函數的該Hilbert轉換係基於以下之計算：se(t)=0.5*(s(t)+s(-t))，上式係針對與該電氣信號之頻率特性之實部對應的偶時域函數，並且係基於以下計算：so(t)=0.5*(s(t)-s(-t))，上式係針對與該電氣信號之頻率特性之虛部對應的奇時域函數，其中的符號函數(t>0時為+1，t<0時為-1)係用於把該偶時域函數轉換成該奇時域函數。
  7. 如請求項1至4中之一項之測試設備，其中該補償幅度函數及該補償Hilbert相位函數係為頻率相依函數。
  8. 如請求項1至4中之一項之測試設備，其中該使用者位置校準單元係組配來判定描述該使用者位置補償函數之使用者位置濾波係數，該等使用者位置濾波係數代表使用者位置校準資料。
  9. 如請求項8之測試設備，其中該使用者位置校準單元係組配來判定描述該使用者位置補償函數之使用者位置濾波係數，該等使用者位置濾波係數係由取樣該補償函數方程組之因果脈衝響應計算出的FIR濾波係數，該因果脈衝響應係藉由反傅立葉轉換該使用者位置補償函數來取得。
  10. 如請求項1至4中之一項之測試設備，其包含有一工廠位置補償單元，該工廠位置補償單元包含有儲存有一工廠位置補償函數之一記憶體、及耦合至該信號輸入/信號輸出並組配來使用該工廠位置補償函數處理該電氣信號之一數位信號處理器，使得該位準計測量經處理之該電氣信號之幅度特性。
  11. 如請求項1至4中之一項之測試設備，其包含有耦合至信號輸入/信號輸出並組配來使用該使用者位置補償函數處理該電氣信號之一數位信號處理器。
  12. 如請求項11之測試設備，其中該數位信號處理器係可使用工廠位置補償函數及/或該使用者位置補償函數來組配之一數位FIR濾波器。
  13. 如請求項11之測試設備，其中使用該工廠位置補償函數及/或該使用者位置補償函數處理該電氣信號可實現該電氣信號之一增益與相位相關補償。
  14. 如請求項1至4中之一項之測試設備，其：包含有耦合至該信號輸入/信號輸出並組配來根據一數位功能任意輸出該電氣信號之一數位類比轉換 器；及/或包含有耦合至該信號輸入/信號輸出並組配來數位化該電氣信號之一類比數位轉換器。
  15. 如請求項14之測試設備，其中該信號輸入/信號輸出包含有一切換矩陣，該切換矩陣係組配來把包含有該數位類比轉換器之一第一信號處理路徑、及/或包含有該類比數位轉換器及/或該位準計之一第二信號處理路徑選擇性地連接至該信號輸入/信號輸出。
  16. 如請求項1至4中之一項之測試設備，其中該信號輸入/信號輸出係一差動信號輸入/信號輸出。
  17. 如請求項1至4中之一項之測試設備，其中該計算器係組配來基於相依於測得之該幅度特性之該函數的一線性相位轉換判定該電氣信號之一相位特性，並且以該相位特性為基礎判定一補償相位函數，其中使用的是該補償相位函數而不是該補償Hilbert相位函數。
  18. 一種用以操作測試設備之方法，其包含有以下步驟：使用一使用者位置校準單元，判定包含有一補償幅度函數及一補償Hilbert相位函數之一使用者位置補償函數，該步驟包含有以下子步驟：接收及/或傳送一實際電氣信號；測量該電氣信號之一幅度特性，作為用於判定該補償Hilbert相位函數之基礎；以及以相依於測得之該幅度特性之一函數的一Hilbert轉換為基礎，判定該電氣信號之一Hilbert相位特性。
  19. 如請求項18之方法，其中該等子步驟是在起動該測試設備時進行。
  20. 一種具有一程式碼之電腦程式，該程式碼在一電腦上運行時用於進行一種操作測試設備之方法，該方法包含有以下步驟：使用一使用者位置校準單元，判定包含有一補償幅度函數及一補償Hilbert相位函數之一使用者位置補償函數，該步驟包含有以下子步驟：接收及/或傳送一實際電氣信號；測量該電氣信號之一幅度特性，作為用於判定該補償Hilbert相位函數之基礎；以及以相依於測得之該幅度特性之一函數的一Hilbert轉換為基礎，判定該電氣信號之一Hilbert相位特性。
  21. 一種測試設備，其包含有用於判定一使用者位置補償函數之一使用者位置校準單元，該使用者位置補償函數包含有一補償幅度函數及一補償Hilbert相位函數，該使用者位置校準單元包含有：組配來接收及/或傳送一實際電氣信號之一信號輸入/信號輸出；組配來測量該電氣信號之一幅度特性的一位準計，該幅度特性係用於判定該補償相位函數之基礎；以及一計算器，組配來基於相依於測得之該幅度特性之一函數的一線性相位轉換來判定該電氣信號之一相位特性，並且以該相位特性為基礎判定該補償相位函數。
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