TWI493883B - 用三角積分調變器直接合成射頻信號的方法和裝置 - Google Patents

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Description

用三角積分調變器直接合成射頻信號的方法和裝置
本發明係關於三角積分調變器，且更特定言之，係關於使用三角積分調變器直接合成RF信號的技術。
通常，在所要頻率下傳輸通信信號，所要頻率係藉由將載運基頻信號之原始資訊乘以載波頻率而獲得。舉例而言，在射頻(RF)傳輸器中，所要RF頻率通常係藉由將數位信號轉換成類比信號且接著使用一或多個混頻器將該類比信號與RF載波頻率信號加以混頻而自載運數位基頻信號之資訊獲得。
已提議或建議若干種用於自載運數位基頻信號之資訊直接合成RF信號的直接合成技術。除了其他益處，直接合成技術還展現出減小之佔據面積及功率消耗特性。舉例而言，為此任務已提議高速數位類比轉換器(DAC)及三角積分轉換器。使用高速DAC之直接合成技術通常展現出信雜比，此信雜比由高速DAC之精確度(諸如，高解析度)及高速電流引導DAC加以限制。舉例而言，現有高速DAC在以所需要之每秒幾十億個樣本的速率來操作時通常具有小於8位元之精確度。
同樣地，使用三角積分轉換器之直接合成技術展現出相對於所要RF頻率之窄的信號頻寬。通常，現有技術使用具有相對低的階(例如，至多四階)之三角積分轉換器且需要高的超取樣比率(例如，為64或以上之超取樣比率)。為減輕此問題，已提議多位元三角積分量化器。雖然此改良可減小在超取樣比率及雜訊整形方面之要求，但在量化器及多位元三角積分量化器難以達成所要之為90dB或以上之無雜波動態範圍(Spurious Free Dynamic Ranges，SFDR)後，需要具有高精確度之多位元DAC。
因此，存在針對用於使用三角積分調變器來直接合成RF信號之改良之方法及裝置的需要。存在針對展現出改良之信號頻寬、信雜比及對頻帶外雜訊之濾波要求的直接合成技術之另外需要。
大體而言，本發明提供用於使用三角積分調變器來直接合成RF信號的方法及裝置。根據本發明之一態樣，藉由以下方式自輸入信號合成RF信號：使用量化器(諸如，一位元量化器)來量化輸入信號；判定與量化器相關聯之量化誤差；使用誤差預測濾波器來產生誤差預測值，其中誤差預測濾波器包含針對一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 之在單位圓上之一或多個濾波器零點，及一或多個濾波器極點，該一或多個濾波器極點具有在單位圓內部之量值及大致上等於一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 的頻率；及自輸入信號減去誤差預測值。
通常，濾波器極點具有減小在頻帶外提供之提昇的量值。濾波器零點針對一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 可為固定的，或為可變的且以程式方式予以設立。可藉由將至一位元量化器之輸入與一位元量化器之輸出進行比較而獲得量化誤差。
藉由參考以下的[實施方式]及圖式，將獲得本發明之更全面的理解以及本發明之另外的特徵及優點。
本發明在數位領域中直接合成RF信號且使用具有一位元輸出之三角積分調變器將數位RF信號轉換成類比信號。在本文中所論述之一例示性實施中，三角積分轉換器具有為至少18之階數，其具有相對寬的信號頻寬，以便減輕頻帶外量化雜訊之濾波。
高階三角積分調變器允許將RF頻率與信號頻寬之比率減至最小，例如，減至因數10。以此方式，將RF濾波要求減小至小於10之品質因數Q，從而使經雜訊整形之輸出之RF濾波更實用。在本文中所論述之一例示性實施中，三角積分調變器之RF信號頻寬顯著大於載運基頻信號之資訊的頻寬。使用雜訊整形技術以確保量化雜訊相對於RF信號係在頻帶外。
本發明認識到，一位元輸出本質上為線性的且減輕與DAC之輸出相關聯之非線性問題。在一例示性實施中，根據本發明之三角積分調變器具有為2GHz之RF中心頻率且表現出超過110dB之信雜比及150MHz之信號頻寬。
圖1說明習知RF傳輸器100。如圖1所示，習知RF傳輸器100最初使用數位類比轉換器110將載運基頻信號之資訊轉換成數位信號。接著藉由低通濾波器120對數位信號加以濾波且使用混頻器130將數位信號與RF載波頻率信號加以混頻。接著藉由帶通濾波器140對混頻器130之輸出加以濾波從而以已知方式來減小頻帶外雜訊。
圖2說明根據本發明之例示性三角積分調變器200。如圖2中所示，例示性三角積分調變器200使用根據本發明之一位元量化器210及具有相匹配之頻率極點/零點對之誤差預測濾波器220。下文中結合方程式(2)進一步論述相匹配之頻率極點/零點對。例示性誤差預測濾波器220具有為18之階。
由加法器230將至一位元量化器210之輸入值u與經量化之輸出值q進行比較，其產生量化誤差e。由誤差預測濾波器220處理量化誤差e以產生誤差預測值e1，將誤差預測值e1儲存於暫存器240中達一時脈週期，且接著藉由加法器250自輸入信號r減去誤差預測值e1，其產生經誤差補償之輸入值u。一般而言，誤差預測濾波器220使用對輸入信號之一些瞭解從而以已知方式對信號加以濾波。舉例而言，若已知誤差係緩慢變化的，則誤差預測濾波器220可將同一值用於後續樣本。
一般而言，一位元量化器210之輸出提供輸入信號之粗略近似值。輸入信號r可為(例如)16位元的數位值，且由根據本發明之量化器210執行的一位元量化(例如，該量化可基於輸入信號之極性)提供粗略類比轉換。與一位元量化器210相關聯之量化雜訊e主要是在頻帶外。如先前所指示，本發明認識到，由量化器210執行之一位元量化本質上為線性的。
在本文中所描述之例示性實施例中，假定量化誤差e(n)與輸入r(n)不相關。因此，可將量化器輸出q(t)之功率譜密度Sq,q 表達為頻率f之函數，如下：S q ,q (f )=S r ,r (f )+(1-H (z ))2 S e ,e (f ) (1) 其中r為輸入信號且
受控制之零點置放
本發明認識到，當誤差預測濾波器220在特定頻率下具有零點時，量化誤差e之功率譜密度Se,e 對總功率譜密度Sq,q 之貢獻在所關注之頻帶中將大致為零。詳言之，方程式(1)中之第二項為頻率之函數且可經設定成在所關注之頻帶中大致為零之值。如先前所指示，可以已知方式對在頻帶外範圍內之非零值加以濾波。
因此，為將量化雜訊減至最小，設計誤差預測濾波器220(H(z))以使得(1-H(z))之絕對值小於預定值(理想地為零)。在一實施中，基於下文中所論述之穩定性準則而選擇該預定值。
其中z-1 為對應於延遲元件240之延遲項(認識到先前樣本值可預測當前樣本值)。如方程式(2)所示，在方程式(2)之分子中之任一項變為零時，(1-H(z))之值變為零。詳言之，量化雜訊在頻率f1 、f2 ，...fN 下變為零。以此方式，誤差預測濾波器220可經組態以使得量化雜訊在所關注之頻帶中為小的。
根據本發明之一態樣，設計誤差預測濾波器220以使得(1-H(z))之值提供針對所要頻率f1 、f2 ，...fN 之在單位圓上之濾波器零點。另外，設計誤差預測濾波器220以使得濾波器極點具有嚴格地在單位圓內部的量值且具有大致上等於f1 、f2 ，...fN 之頻率。設立極點之實際量值αi 以藉由限制雜訊之過度頻帶外提昇來確保穩定性。
圖3說明例示性誤差預測濾波器220之頻率響應300。如圖3中所示，頻率響應在所關注之頻帶B內大致上為零，且極點在所關注之頻帶(由頻率B識別)外部低於一。頻率響應在所關注之頻帶外部接近振幅Amax 。應注意，如一般熟習此項技術者將顯而易見的，所關注之頻帶無需為圖3中所示之例示性基頻情況。應進一步注意，若極點之量值αi 等於一，則方程式(2)中之分子與分母將彼此相消，且誤差預測濾波器220將不提供任何濾波。
以此方式，根據本發明之誤差預測濾波器220在所要頻率f1 、f2 ，...fN 下提供零點，且在與零點大致上相同的頻率下提供極點，其中極點具有小於一之量值αi 。應注意，如一般熟習此項技術者將顯而易見的，極點及零點之置放可為固定的，或為可變的且可針對特定實施加以最佳化。
圖4說明根據本發明之具有為18之階之例示性一位元三角積分調變器200的頻率響應400。如圖4中所示，例示性誤差預測濾波器220展現出約2GHz之通頻帶且具有為100MHz之頻寬。值得注意的是，例示性誤差預測濾波器220表現出為110dB之SFDR。
通常，由量化器210執行之一位元量化將需要高超取樣比率。舉例而言，使用大約為100KHz之音訊信號之一位元量化的音訊編碼技術通常以20MHz之速率對音訊信號進行超取樣。該超取樣在本發明之無線通信的情況下不實用，在本發明之無線通信的情況下信號通常大約為數GHz。然而，本發明之所要的低超取樣速率通常將導致不穩定的編碼器。如下文中所論述，本發明之態樣提供用於基於一位元量化而提供穩定的編碼器之技術。
如先前所指示，在一或多個實施例中假定量化誤差e(n)與輸入r(n)不相關。然而，更通常的是，誤差信號可能與輸入相關。因此，三角積分調變器200歸因於量化雜訊與量化器210(特別是對低解析度量化器而言，諸如，本文中所描述之一位元量化器)之輸入的關聯而可能會遭受雜訊染色(noise coloration)。為減小量化雜訊與輸入之間的相關性之影響，可使用抖動組態或解相關組態(或兩者)以在不使信雜比顯著降級的情況下減小雜訊關聯。對於抖動組態或解相關組態之更詳細論述，參見名為「Methods and Apparatus for Whitening Quantization Noise in a Delta-Sigma Modulator Using Dither Signal」及「Methods and Apparatus for Decorrelating Quantization Noise in a Delta-Sigma Modulator」之美國專利申請案，該等申請案各自與本發明同時提出申請且以引用之形式併入本文中。
當三角積分調變器之取樣速率超過為400-800MHz之速率時，其使用現有CMOS技術(例如，45nm製程)來實施三角積分調變器200可變得有挑戰性。為允許在任意高的取樣頻率(潛在地，高達8GS/s或以上)下實施三角積分調變器200，可使用預看塊處理。對於預看塊處理組態之更詳細論述，參見名為「Methods and Apparatus for Look-Ahead Block Processing In Predictive Delta-Sigma Modulators」之美國專利申請案，該申請案與本發明同時提出申請且以引用之形式併入本文中。
結論
雖然已關於數位邏輯塊而描述本發明之例示性實施例，但如熟習此項技術者將顯而易見的，可在軟體程式中、藉由電路元件或狀態機在硬體中，或在軟體與硬體兩者之組合中將各種功能在數位領域中實施為處理步驟。該軟體可在(例如)數位信號處理器、特殊應用積體電路或微控制器中使用。該硬體及軟體可體現於在積體電路內所實施的電路內。
因此，本發明之功能可體現為方法及用於實踐該等方法之裝置之形式。本發明之一或多個態樣可體現為(例如)程式碼之形式，不管是儲存於儲存媒體中還是載入至機器中及/或由機器執行，其中當程式碼經載入至機器(諸如，處理器)中且由機器(諸如，處理器)執行時，機器變為用於實踐本發明之裝置。當程式碼片段實施於通用處理器上時，程式碼片段與處理器組合以提供與特定邏輯電路以類似方式操作之裝置。本發明亦可實施於積體電路、數位信號處理器、微處理器及微控制器中之一或多者中。
應理解，本文中所展示並描述之實施例及變體僅說明本發明之原理，且在不脫離本發明之範疇及精神的情況下可由熟習此項技術者實施各種修改。
100．．．習知RF傳輸器
110．．．數位類比轉換器
120．．．低通濾波器
130．．．混頻器
140．．．帶通濾波器
200．．．一位元三角積分調變器
210．．．一位元量化器
220．．．誤差預測濾波器
230．．．加法器
240．．．暫存器/延遲元件
250．．．加法器
300．．．頻率響應
400．．．頻率響應
Amax ．．．振幅
B．．．所關注之頻帶/頻率
E．．．量化誤差
e1．．．誤差預測值
q．．．經量化之輸出值
r．．．輸入信號
u．．．至一位元量化器之輸入值/經誤差補償之輸入值
圖1說明習知RF傳輸器；
圖2說明根據本發明之例示性三角積分調變器；
圖3說明圖2之例示性誤差預測濾波器之頻率響應；且
圖4說明根據本發明之例示性一位元三角積分調變器之頻率響應。
200．．．一位元三角積分調變器
210．．．一位元量化器
220．．．誤差預測濾波器
230．．．加法器
240．．．暫存器/延遲元件
250．．．加法器
E．．．量化誤差
e1．．．誤差預測值
q．．．經量化之輸出值
r．．．輸入信號
u．．．至一位元量化器之輸入值/經誤差補償之輸入值

Claims (10)

  1. 一種自一輸入信號合成一RF信號的方法，其包含：使用一量化器來量化該輸入信號；判定一與該量化器相關聯之量化誤差；使用一誤差預測濾波器來產生一誤差預測值，其中該誤差預測濾波器包含針對一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 之在一單位圓(unit circle)上之複數個濾波器零點，及複數個相應濾波器極點，該複數個濾波器極點具有一在該單位圓內部之量值(magnitude)及一實質上等於該一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 之頻率；及自該輸入信號減去該誤差預測值。
  2. 如請求項1之方法，其中該等濾波器極點具有一減小雜訊之一頻帶外提昇的量值。
  3. 如請求項1之方法，其中該等濾波器零點針對該一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 係固定的。
  4. 如請求項1之方法，其中該等濾波器零點為可變的且該一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 為可程式化的值。
  5. 如請求項1之方法，其中該判定一量化誤差之步驟進一步包含將至該一位元量化器之一輸入與該一位元量化器之一輸出進行比較的步驟。
  6. 如請求項1之方法，其中該量化器為一一位元量化器。
  7. 一種三角積分(delta-sigma)調變器，其包含：一量化器，其用於量化一輸入信號；一比較電路，其用於判定一與該量化器相關聯之量化 誤差；一誤差預測濾波器，其用以產生一誤差預測值，其中該誤差預測濾波器包含針對一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 之在一單位圓上之複數個濾波器零點，及複數個濾波器極點，該複數個濾波器極點具有在該單位圓內部之一量值及一實質上等於該一或多個所要頻率f1 、f2 ，...fN 之頻率；及一加法器，其用於自該輸入信號減去該誤差預測值。
  8. 如請求項7之三角積分調變器，其中該等濾波器極點具有一減小雜訊之一頻帶外提昇的量值。
  9. 如請求項7之三角積分調變器，其中該比較電路藉由將至該一位元量化器之一輸入與該一位元量化器之一輸出進行比較而獲得該量化誤差。
  10. 如請求項7之三角積分調變器，其中該量化器為一一位元量化器。
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