TWI473396B - 切換電力轉換器及控制切換電力轉換器之方法 - Google Patents

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Description

切換電力轉換器及控制切換電力轉換器之方法
本文中所揭示之實施例大體而言係關於一種閘極驅動器系統架構及控制方案，且更特定而言，係關於一種在一單個切換循環期間動態地調整驅動電流之閘極驅動器系統。
本申請案依據35 U.S.C.§119(e)主張於2011年11月1日提出申請之同在申請中之第61/554,407號美國臨時申請案之優先權，該美國臨時申請案之全文以引用之方式併入本文中。
一電力金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)係包含切換模式電源供應器之電力電子系統中之一常用半導體切換裝置。用於電力MOSFET之閘極驅動器對於達成諸如低電磁干擾(EMI)、高效率及良好控制效能之高效能至關重要。圖1係圖解說明使用一MOSFET Q1之一習用返馳型切換電力轉換器100之一電路圖。切換電力轉換器100包含一電力級105及一次級輸出級107。電力級105包含MOSFET Q1及一電力變壓器T1。電力變壓器T1包含初級繞組Np、次級繞組Ns及輔助繞組Na。次級輸出級107包含二極體D1 及輸出電容器C1 。控制器101隨著接通時間(TON )及關斷時間(TOFF )使用呈一脈衝之形式之輸出驅動信號102控制MOSFET Q1之接通狀態及關斷狀態。換言之，控制器101產生驅動MOSFET Q1之輸出驅動信號102。
AC電力係接收自一AC電源(未展示)且經整流以提供未 經調節輸入電壓VDC 。當接通開關Q1時輸入電力儲存於變壓器T1中，此乃因當接通MOSFET Q1時二極體D1 變得承受反向偏壓。然後，當關斷開關Q1時經整流輸入電力跨越電容器C1 轉移至一電子裝置，此乃因當關斷MOSFET Q1時二極體D1 變得承受正向偏壓。二極體D1 用作一輸出整流器且電容器C1 用作一輸出濾波器。所得經調節輸出電壓VOUT 遞送至該電子裝置。
如先前所提及，控制器101產生適當開關驅動脈衝102以控制MOSFET Q1之接通時間及關斷時間且調節輸出電壓VOUT 。控制器101在包含PWM(脈衝寬度調變)及/或PFM(脈衝頻率調變)模式之多種操作模式中基於切換電力轉換器之先前切換循環中之經感測輸出電壓VSENSE 及經感測初級側電流ID 使用一回饋環路控制MOSFET Q1。ISENSE 用以感測呈跨越感測電阻器RS 之一電壓之形式之穿過初級繞組Np及開關Q1之初級電流ID 。
輸出電壓VOUT 經反射以跨越變壓器T1之輔助繞組Na，輔助繞組Na經由由電阻器R1 及R2 構成之一電阻式分壓器作為電壓VSENSE 輸入至控制器101。基於經感測輸出電壓，控制器101判定切換電力轉換器100之操作頻率，該操作頻率規定輸出驅動信號102中之接通時間(TON )及關斷時間(TOFF )之頻率。
圖2圖解說明包含於控制器101中之一習用閘極驅動器系統組態。驅動器末級包括一高側PMOS QP 及一低側NMOS QN 。高側PMOS源極連接至Vcc且低側NMOS源極連接至接 地(GND)。如圖2中所展示，控制器101包括一閘極驅動器控制電路201。閘極驅動器控制電路201產生一開關控制信號S以及分別用於PMOS QP 及NMOS QN 之驅動器信號SP 及SN 。
圖3圖解說明經常用於MOSFET切換效能之分析之一等效電路模型。一裝置之切換效能由確立跨越該裝置之寄生電容之電壓改變所需之時間判定。RG 表示MOSFET之閘極之分佈電阻。LS 及LD 分別表示MOSFET之源極及汲極引線電感。CGD 表示MOSFET之閘極至汲極電容(亦即，米勒(miller)電容)且其係電壓之一非線性函數。CGS 及CDS 分別表示MOSFET之閘極至源極電容及汲極至源極電容。最後，該等效電路模型圖解說明跨越MOSFET之汲極及源極之本體汲極二極體。
可參考圖4中所圖解說明之詳細波形理解MOSFET操作。大體而言，圖4圖解說明在一切換循環內之各種時間處之對應於電力MOSFET Q1之汲極電流ID 之電流ISENSE 、開關控制信號S、用於驅動器低側NMOS QN 之閘極驅動器信號SN 、用於驅動器高側PMOS QP 之閘極驅動器信號SP 、MOSFET Q1之閘極至源極電壓VGS 及MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 。
在時間t0 處，控制器101藉由發出一高401開關控制信號S接通Q1且藉由發出一低403閘極驅動器信號SN 關斷低側NMOS QN 。在時間t1 處，在防止高側PMOS QP 與低側NMOS QN 之間的直通之一短時間延遲之後，控制器101將 閘極驅動器信號Sp 設定至低405，此接通高側PMOS QP 。在時間間隔[t1 ,t2 ]期間，閘極驅動電流將Q1之輸入電容器充電。電流流動穿過高側PMOS QP ，且高側PMOS QP 之接通狀態電阻Rds(on)_P充當影響用以驅動電力MOSFET Q1之驅動電流之閘極電阻Rg 。當Q1之閘極至源極電壓VGS 升高407至高於MOSFET Q1之臨限電壓VTH 時，Q1開始導電。在時間間隔[t1 ,t2 ]期間，MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 仍維持高電壓409，例如，VDS =VDC 。VDC 可取決於系統組態而係~300 V或高於~300 V。
在時間間隔[t2 ,t3 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 達到一平線區411且保持在此平線區411處。此外，驅動電流主要將Q1之米勒電容器CGD 充電。如圖4中所展示，Q1之汲極至源極電壓VDS 在時間間隔[t2 ,t3 ]期間降低413，降低413由dV/dt表示。與Q1之汲極至源極電容器CDS 及變壓器之寄生電容耦合的Q1之汲極至源極電壓VDS 之改變速率dV/dt藉助於C*dV/dt產生汲極電流ID 中之電流尖峰415。在時間間隔[t3 ,t4 ]期間，當Q1之汲極至源極電壓VDS 降低至一低位準417時，米勒電容器CGD 完全充電且驅動電流主要將Q1之閘極至源極電容器CGS 充電。在時間間隔[t3 ,t4 ]期間，閘極至源極電壓VGS 升高419且最終達到接近VCC 。Q1之接通轉變完成。在時間間隔[t4 ,t5 ]期間，閘極至源極電壓VGS 維持在接近VCC 且Q1之汲極至源極電壓VDS 保持在低位準417處。此外，在時間間隔[t4 ,t5 ]期間，汲極電流ID 朝向理想峰值升高421。
在時間t5 處，藉由開關控制信號S變低423來展示控制器101決定關斷Q1，且將閘極驅動器信號Sp設定為高425，此關斷高側PMOS QP 。如圖4中所展示，汲極電流ID 在時間t5 處達到理想峰值。在時間t5 處，閘極驅動器信號SN 保持為低403。此外，在時間t5 處，閘極至源極電壓VGS 維持在接近VCC 且Q1之汲極至源極電壓VDS 保持在低位準417處。
在時間t6 處，在防止高側PMOS QP 與低側NMOS QN 之間的直通之一短時間延遲之後，將閘極驅動器信號SN 設定至高427，此接通低側NMOS QN 。在時間間隔[t6 ,t7 ]期間，低側NMOS QN 提供用以將電容器CGS 放電之路徑且低側NMOS QN 之接通狀態電阻Rds(on)_N影響放電電流。如圖4中所展示，Q1之閘極至源極電壓VGS 自VCC 降低429至比VCC 小但比VTH 大之一平線區431且Q1之汲極至源極電壓VDS 保持在低位準417處。
在時間間隔[t7 ,t8 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 保持在平線區431處且驅動電流主要將Q1之米勒電容器CGD 放電。此外，在時間間隔[t7 ,t8 ]期間，汲極至源極電壓VDS 朝向高電壓409升高433，升高433由dV/dt表示。在時間間隔[t8 ,t9 ]期間，(在不考量高頻率振盪及其他寄生效應之情況下)Q1之汲極至源極電壓VDS 達到最大DC電壓409且驅動電流主要將電容器CGS 放電。此外，Q1之閘極至源極電壓VGS 降低435。一旦閘極至源極電壓VGS 降低至低於臨限電壓VTH ，Q1便關斷且汲極電流ID 在時間t9 處達到實際峰值並衰減437至零。Q1之關斷轉變完成。
本發明闡述最小化一電力MOSFET在操作期間之EMI及傳導損失之一動態MOSFET閘極驅動器系統架構及控制方案之實施例。在一項實施例中，一閘極驅動器耦合至一電力MOSFET之閘極。在切換電力轉換器之一單個切換循環內，閘極驅動器在MOSFET之接通操作期間改變MOSFET之閘極處之驅動電流以減小在接通操作期間之EMI及傳導損失。另外，在切換循環內之MOSFET之關斷操作期間，閘極驅動器亦改變MOSFET之閘極處之驅動電流以減小關斷延遲時間且減小EMI。
在一項實施例中，為改變電力MOSFET之驅動電流，MOSFET閘極驅動器系統在切換電力轉換器之一單個(亦即，一個)切換循環內動態地調整閘極驅動器接通電阻及/或閘極驅動器關斷電阻以在操作期間減小系統中之EMI且最小化一電力MOSFET之傳導損失。在切換循環之接通時間期間，系統在最初接通週期處設定一相對較大接通電阻以減小MOSFET之汲極至源極電壓之隨時間之電壓改變速率。藉由減小隨時間之電壓改變速率，EMI減小。此外，閘極驅動器將接通電阻轉變至一較低電阻以減小由系統之驅動器驅動之電力MOSFET之傳導損失。在切換循環之關斷時間期間，閘極驅動器在最初關斷週期處設定一相對小關斷電阻以減小關斷延遲時間並將關斷電阻轉變至一較大電阻以減小MOSFET之汲極至源極電壓之改變速率。藉由減小該改變速率，EMI減小。
本說明書中所闡述之特徵及優點並非包含所有情況，且特定而言，熟習此項技術者鑒於圖式及說明書將顯而易見諸多額外特徵及優點。此外，應注意，本說明書中所使用之語言原則上係出於易讀性及指導性目的而選擇，且可並非已經選擇以描述或限定本發明標的物。
藉由連同隨附圖式一起考量以下詳細說明，可容易地理解本發明之實施例之教示內容。
僅藉由圖解說明，各圖及以下說明係關於各種實施例。應注意，依據以下論述，本文中所揭示之結構及方法之替代實施例將容易地辨識為可在不背離本文中所論述之原理之情況下採用之可行替代方案。
現在將詳細參考在附圖中圖解說明其實例之數個實施例。應注意，只要可實行，類似或相同參考符號可用於該等圖中且可指示類似或相同功能性。該等圖僅出於圖解說明之目的而繪示各種實施例。依據以下說明，熟習此項技術者將容易地認識到，可在不背離本文中所闡述之原理之情況下採用本文中所圖解說明之結構及方法之替代實施例。
如上文先前所闡述，圖4圖解說明一習用返馳型切換電力轉換器中之MOSFET之切換波形。在時間間隔[t2 ,t3 ]期間，汲極至源極電壓VDS 自一高DC電壓409朝向零下降413。與寄生電容器耦合之汲極至源極電壓之高電壓改變速率dV/dt導致電流尖峰415及EMI雜訊問題(i=C*dV/dt)。 在多數應用中可期望減小汲極至源極電壓VDS 之電壓改變速率dV/dt。針對一既定高DC電壓，時間間隔[t2 ,t3 ]之持續時間越長，汲極至源極電壓VDS 之改變速率dV/dt越小。針對具有一既定輸入電容器之一既定電力MOSFET，減小之驅動電流ID 可減小汲極至源極電壓VDS 之電壓改變速率dV/dt。因此，增加閘極電阻Rg (其亦係高側PMOS Rds(on)_P)係減小EMI之一技術。
多數當前閘極驅動器使用難以涵蓋不同電源供應器操作條件之一固定閘極電阻Rg 或一固定Rds(on)_P。存在基於電源供應器操作動態地控制Rds(on)_P之各種解決方案。圖5圖解說明在各種操作條件下之固定值Rds(on)_P。圖5圖解說明在與輕負載條件相比之重負載及一長503接通時間Ton 條件下使用Rds(on)_P(亦即，PMOS接通狀態電阻)之一較大501固定值。在輕負載及一較短505接通時間Ton 條件期間，使用與在重負載下所使用之Rds(on)_P之固定值相比之一較小507固定Rds(on)_P。因此，針對輕負載與重負載條件兩者，在一個切換循環內使用一固定Rds(on)_P值。
針對在不連續導電模式(DCM)中操作之電源供應器，由於切換電流在接通之前係零，因此增加Rds(on)_P通常不增加切換損失。然而，增加Rds(on)_P可由於在時間間隔[t3 ,t4 ]期間增加Rds(on)_P而增加傳導損失。往回參考圖4，請注意在時間間隔[t3 ,t4 ]處，Q1之汲極至源極電壓VDS 下降至一低位準417，但不完全達到零伏。此外，在時間 間隔[t3 ,t4 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 自平線區411朝向VCC 增加419。增加Rds(on)_P之值導致Q1之閘極至源極電壓VGS 之一較慢增加率。此可致使時間間隔[t3 ,t4 ]貢獻為接通時間Ton 內之一顯著部分(在接通時間Ton 期間VGS 增加419)且可導致VGS 達到比穩定狀態值VCC 低得多的一值。通常，MOSFET之Rds(on)隨較高閘極至源極電壓VGS 而降低。因此，在時間間隔[t3 ,t4 ]期間閘極驅動器中之較高Rds(on)_P將增加電力MOSFET Q1之Rds(on)。由於汲極電流ID 已在此週期期間累積且增加421(如圖4中所展示)，因此Q1之汲極至源極電壓VDS 將增加(VDS =ID *Rds(on))。Q1之汲極電流ID 與汲極至源極電壓VDS 之乘積產生傳導損失且減小效率。
圖6A及圖6B分別圖解說明在接通操作期間閘極驅動器中之高固定Rds(on)_P及低Rds(on)_P值之習用應用。如圖6A中所展示，在時間t0 處，藉由開關控制信號變高601來展示MOSFET Q1接通。在時間t1 處，在一短延遲之後，將閘極驅動器信號SP 設定為低603(此接通高側PMOS QP )，且設定一固定高605接通狀態電阻Rds(on)_P。使用一高605固定Rds(on)_P減小Q1之汲極至源極電壓在時間間隔[t2 ,t3 ]期間之電壓改變速率dV/dt(亦即，較低斜率)，藉此減小由於較低電流尖峰607所導致之EMI，但由於時間間隔[t3 ,t4 ]之間的較長持續時間而增加傳導損失。
如圖6B中所展示，在時間t0 處，藉由開關控制信號變高609來展示MOSFET Q1接通。在時間t1 處，在一短延遲之 後，將閘極驅動器信號SP 設定為低611(此接通高側PMOS QP )，且設定一固定低613接通狀態電阻Rds(on)_P。與在圖6A中之時間間隔[t2 ,t3 ]期間汲極至源極電壓之電壓改變速率相比，使用一低Rds(on)_P增加在時間間隔[t2 ,t3 ]期間汲極至源極電壓之電壓改變速率dV/dt(亦即，較高斜率)。此由於較高電流尖峰615而導致增加之EMI，但傳導損失較低。因此，在一個切換循環內使用一固定Rds(on)_P無法在接通操作期間同時提供汲極至源極電壓之一較慢電壓改變速率dV/dt及較小傳導損失兩者。此情況在變化之Vcc值及接通時間Ton 之條件下惡化。
此外，增加MOSFET傳導損失亦使電源供應器效率降級，此可防止電源供應器通過某些能量調節標準且亦將使電源供應器之熱能力降級。大體而言，電子設備之大小變得越來越小。在較小大小之情況下，熱管理變得更加困難。若一電源供應器無法處置一既定大小之電子設備之熱，則該電源供應器及/或最終產品可失效。
圖7A圖解說明在藉由時間間隔[t5 ,t9 ]所圖解說明的MOSFET Q1之關斷操作期間之一固定高接通狀態電阻Rds(on)_N之習用應用。在時間t5 處，藉由開關控制信號S變低701來展示MOSFET Q1關斷。在時間t6 處，在一短時間延遲之後，將閘極驅動器信號SN 設定至高703(此接通低側NMOS QN )，且設定一固定高接通狀態電阻Rds(on)_N 705。固定高接通狀態電阻Rds(on)_N 705之使用導致時間間隔[t6 ,t7 ]之間的一較長時間延遲。在時間間隔[t7 ,t8 ]期 間，固定高接通狀態電阻減慢Q1之汲極至源極電壓VDS 之電壓改變速率，此減小EMI。然而，較慢電壓改變速率亦增加間隔[t7 ,t8 ]期間之持續時間。因此，藉由在Q1之關斷期間使用一固定高接通狀態電阻Rds(on)_N進一步增加關斷延遲。
圖7B圖解說明在藉由時間間隔[t5 ,t9 ]所圖解說明的Q1之關斷操作期間之一固定低接通狀態電阻Rds(on)_N之應用。在時間t5 處，藉由開關控制信號S變低709來展示MOSFET Q1關斷。在時間t6 處，在一短時間延遲之後，將閘極驅動器信號SN 設定至高711(此接通低側NMOS QN )，且設定一固定低接通狀態電阻Rds(on)_N 713。低接通狀態電阻Rds(on)_N 713之使用導致時間間隔[t6 ,t7 ]之間的一較短時間延遲。然而，在時間間隔[t7 ,t8 ]期間，固定低接通狀態電阻713導致Q1之汲極至源極電壓VDS 之一較快改變速率dV/dt。因此，雖然藉由在Q1之關斷期間使用一低接通狀態電阻Rds(on)_N 713來降低關斷延遲，但低接通狀態電阻Rds(on)_N 713增加汲極至源極電壓之改變速率dV/dt，從而導致增加之EMI。
圖8A圖解說明根據一項實施例之使用一MOSFET Q1之一返馳型切換電力轉換器800之一電路圖。切換電力轉換器800包含執行與關於圖1所闡述之電力級105及次級輸出級107類似之功能性之一電力級805及一次級輸出級807。
切換電力轉換器800之動態閘極驅動器控制器801產生適當開關驅動脈衝803以控制MOSFET Q1之接通時間及關斷 時間且調節輸出電壓VOUT 。動態閘極驅動器控制器801在包含PWM(脈衝寬度調變)及/或PFM(脈衝頻率調變)模式之多種操作模式中基於切換電力轉換器之先前切換循環中之經感測輸出電壓VSENSE 及經感測初級側電流ID 使用一回饋環路控制MOSFET Q1。ISENSE 用以感測呈跨越感測電阻器RS 之一電壓之形式之穿過初級繞組Np及開關Q1之初級電流ID 。在一項實施例中，動態閘極驅動器控制器801在一單個(亦即，一個)切換循環內動態地調整閘極驅動器接通電阻及閘極驅動器關斷電阻兩者以減小系統中之電磁干擾(EMI)且最小化一電力MOSFET在操作期間之傳導損失，如下文將進一步闡述。
圖8B圖解說明藉由在接通操作及關斷操作期間調整MOSFET Q1之驅動器電流IDRIVE 來解決上文所闡述之接通及關斷問題之一動態閘極驅動器組態809之一項實施例。如圖8B中所展示，動態閘極驅動器組態809包括將一開關控制信號S發出至閘極驅動器811之動態閘極驅動器控制器801。基於開關控制信號S，閘極驅動器811在一切換電力轉換器800之複數個切換循環中之一單個切換循環內動態地調整驅動器電流IDRIVE 以接通及關斷MOSFET Q1。
圖9圖解說明根據一項實施例之在切換電力轉換器800之一單個切換循環期間之動態閘極驅動器組態809的各種切換波形。特定而言，圖9圖解說明在MOSFET Q1之接通操作及關斷操作期間隨時間之開關控制信號S、驅動電流IDRIVE 、MOSFET Q1之閘極至源極電壓VGS 及MOSFET Q1 之汲極至源極電壓VDS 。在時間t0 處，動態閘極驅動器控制器801藉由發出一高901開關控制信號S接通Q1。其中開關控制信號S係高901之持續時間表示MOSFET Q1之接通時間Ton 。在一短延遲之後，在時間t1 處，閘極驅動器811將驅動電流IDRIVE 設定至係一正值之一第一(低)電流位準902。
在時間間隔[t1 至t2 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 升高913至比Q1臨限電壓VTH 高之一第一電壓位準915且Q1開始導電。在此週期期間，Q1之汲極至源極電壓VDS 維持一高電壓917，例如，VDS =VDC 。在時間間隔[t2 ,t3 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 保持在第一電壓位準915處。此外，驅動電流IDRIVE 維持在第一電流位準902處。如圖9中所展示，在時間間隔[t2 ,t3 ]期間Q1之汲極至源極電壓VDS 降低919。由於驅動電流IDRIVE 維持在第一電流位準902處，因此由dV/dt表示的Q1之汲極至源極電壓VDS 之電壓改變速率係慢的，藉此導致較低EMI。
在時間t3 處，閘極驅動器將閘極驅動電流IDRIVE 增加至與比第一電流位準902高之一正值相關聯之一第二電流位準903。在時間間隔[t3 ,t4 ]期間，閘極驅動器811將閘極驅動電流IDRIVE 維持在第二電流位準903處。如圖9中所展示，在時間間隔[t3 ,t4 ]期間，Q1之汲極至源極電壓VDS 降低921至一低位準925且閘極至源極電壓VGS 升高923並最終達到接近VCC 。在時間t4 處，閘極驅動器811將閘極驅動電流IDRIVE 減小至一第三電流位準905，第三電流位準905係極 低或接近於零之一正值，藉此完成Q1之接通轉變。在時間間隔[t4 ,t5 ]期間，閘極驅動器811將閘極驅動電流IDRIVE 維持在第三電流位準905處。此外，在時間間隔期間[t4 ,t5 ]，Q1之汲極至源極電壓VDS 維持在低位準925處且閘極至源極電壓VGS 維持在約VCC 處。
時間間隔[t5 ,t9 ]圖解說明藉由調整MOSFET Q1之驅動器電流IDRIVE 解決上文所闡述之關斷問題之動態閘極驅動器組態809之關斷操作。在時間t5 處，藉由開關控制信號S變低927來展示動態閘極驅動器控制器801關斷MOSFET Q1。在一短時間延遲之後，在時間t6 處，閘極驅動器811將驅動器電流IDRIVE 自第三電流位準905調整(亦即，減小)至表示一高負值之一第四電流位準907。在時間間隔[t6 ,t7 ]期間，驅動器電流IDRIVE 維持在第四電流位準907處。
此外，在時間間隔[t6 ,t7 ]期間，MOSFET Q1之閘極至源極電壓VGS 自VCC 降低929至高於臨限電壓VTH 之一值931且MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 仍保持在一低位準925處。在時間t7 處，驅動器電流IDRIVE 增加至比第四電流位準907大但比第三電流位準905小之一第五電流位準909。在一項實施例中，第五電流位準909與一低負值相關聯。
在時間間隔[t7 ,t8 ]期間，驅動器電流IDRIVE 維持在第五電流位準909處以減小EMI及MOSFET Q1之關斷延遲。如圖9中所展示，在時間間隔[t7 ,t8 ]期間MOSFET Q1之閘極至源極電壓VGS 維持在值931(亦即，一平線區)處且在時間間隔[t7 ,t8 ]期間汲極至源極電壓VDS 朝向高電壓917升高933，升 高933由dV/dt表示。
如圖9中所展示，在時間間隔[t8 ,t9 ]期間MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 達到最大DC電壓917且維持DC電壓917。此外，在時間間隔[t8 ,t9 ]期間MOSFET Q1之閘極至源極電壓VGS 降低935至零。一旦閘極至源極電壓VGS 下降至低於臨限電壓VTH ，Q1便關斷。在時間t9 處，驅動器電流IDRIVE 增加至仍係負的但接近於零之一第六電流位準911。與第六電流位準911相關聯之值比第四電流位準907及第五電流位準909大但比第三電流位準905之值小。因此，關斷轉變完成。
接通操作
圖10圖解說明如何在如上文關於圖9所論述之一單個切換循環內之接通操作期間改變閘極驅動電流IDRIVE 以解決接通問題(亦即，同時達成慢dV/dt及低傳導損失)之一項實施例。在一個切換循環內之接通時間Ton 期間，動態地調整接通閘極電阻Rg，接通閘極電阻Rg係驅動器高側PMOS接通狀態電阻Rds(on)_P。大體而言，在最初接通時，粗略地自時間間隔[t0 ,t3 ]，使用一高Rds(on)_P(即Rds(on)_P_H)，Rds(on)_P_H減緩Q1之汲極至源極電壓VDS 自高DC電壓(諸如300 V)朝向零下降之速率，因此減小dV/dt。
在時間t0 處，動態閘極驅動器控制器801藉由發出一高1001開關控制信號S接通Q1。其中開關控制信號S係高1001之持續時間表示MOSFET Q1之接通時間Ton 。在時間t0 處，驅動器高側PMOS係關斷，此乃因閘極驅動器信號SP 係高1003。由於驅動器高側PMOS係關斷，因此驅動器高側PMOS之Rds(on)_P亦係關斷1003(亦即，一斷開開關)。此外，在時間t0 處，閘極至源極電壓VGS 係約零1005且MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 係一高電壓1007。
在一短延遲之後，在時間t1 處，閘極驅動器811將閘極驅動器信號SP 設定至低1009，此接通高側PMOS QP 。在時間間隔[t1 ,t2 ]期間，閘極至源極電壓VGS 升高1009至高於MOSFET Q1之臨限電壓VTH 達到一第一電壓位準1013從而致使Q1導電，且MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 仍維持一高電壓1007。在時間間隔[t1 ,t2 ]期間，Rds(on)_P切換至一高電阻1011。
在時間週期[t2 ,t3 ]期間，高側PMOS QP 之Rds(on)_P保持高1011。在時間週期[t2 ,t3 ]期間高電阻1011減慢汲極至源極電壓VDS 之dV/dt藉此減小EMI，此乃因初級電流ID 中之電流尖峰減小1023。此外，在時間間隔[t2 ,t3 ]期間，閘極至源極電壓VGS 維持在一第一電壓位準1013處且汲極至源極電壓VDS 由於高側PMOS QP 之高1011 Rds(on)_P而以較慢dV/dt降低1015。
在時間t3 處，Q1之閘極至源極電壓VGS 自第一電壓位準1013朝向VCC 增加1017且Q1之汲極至源極電壓VDS 下降1019至諸如小於約10 V之一顯著低位準。作為回應，Rds(on)_P切換至一較低電阻(即Rds(on)_P_L)1021。較低Rds(on)_P 1021提供較多驅動電流以快速將Q1之閘極至源 極電壓VGS 充電以使得在時間t4 處VGS 可快速斜升亦即，增加)至VCC 。因此，時間間隔[t3 ,t4 ]減小(亦即，變得較短)且汲極至源極電壓VDS 減小1019。因此，傳導損失減小且效率得以改良。
在時間間隔[t4 ,t5 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 維持在接近VCC 且Q1之汲極至源極電壓VDS 維持在一低位準1025處。此外，Rds(on)_P維持在較低電阻Rds(on)_P_L1021處。在時間t5 處，動態閘極驅動器控制器801藉由發出一低1027開關控制信號S關斷Q1且藉由發出一高1003閘極驅動器信號SP 關斷高側PMOS。由於高側PMOS關斷，因此切斷1029。在時間間隔[t6,t7]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 自VCC 降低1031至一第二位準1033且汲極至源極電壓VDS 維持在低位準1025處。在時間t7 處，Q1之閘極至源極電壓VGS 已下降至第二位準1033且汲極至源極電壓VDS 已自低位準1025增加1035。在時間間隔[t7 ,t8 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 維持在第二位準1033處且汲極至源極電壓VDS 保持增加1035直至在時間t8 處達到高電壓1007為止。在時間間隔[t8 ,t9 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 降低1037至低於臨限電壓VTH 直至在時間t9 處達到約零電壓為止。
圖11圖解說明在整個電源供應器操作範圍期間可如何基於負載、Ton 及/或VCC 改變調整高接通電阻Rds(on)_P_H及低接通電阻Rds(on)_P_L。舉例而言，在輕負載條件下，接通時間Ton 通常係小的或Vcc係較低，因此使用與在重負載條件期間所使用之值(例如，Rds(on)_P_H_2及 Rds(on)_P_L_2)相比較小之Rds(on)_P_H值(例如，Rds(on)_P_H_1)及Rds(on)_P_L值(例如，Rds(on)_P_L_1)。當面對小接通時間Ton 時，藉由在輕負載條件下使用Rds(on)_P_H及Rds(on)_P_L之較小值，Q1之接通轉變速度增加且有效工作循環損失減小，同時由於在輕負載條件下絕對峰值電流係小的且總EMI雜訊係小的，因此可認為一相對高dV/dt係合理的。另一方面，在重負載、大接通時間Ton 或高VCC 條件下，可使用Rds(on)_P_H之較大值(例如，Rds(on)_P_H_2)及Rds(on)_P_L之較大值(例如，Rds(on)_P_L_2)。
圖12A圖解說明用以實施可變接通電阻以改良接通操作之一閘極驅動器811之一項實施例。一控制器包括耦合至一驅動器末級之一閘極驅動器控制電路1201，該驅動器末級包含高側PMOS QP 及一低側NMOS QN 之一可變Rds(on)。高側PMOS源極連接至VCC 且低側NMOS源極連接至接地(GND)。閘極驅動器控制電路1201產生控制至MOSFET Q1之驅動器輸出之分別用於PMOS及NMOS之驅動器信號SP 及SN 。
圖12B圖解說明來自圖12A之高側PMOS QP 之可變Rds(on)之實施方案之一項實施例。在一項實施例中，使用複數個並聯PMOS(QP1 至QPN )來實施可變Rds(on)_P，其中每一PMOS之Rds(on)可相等或可不相等。每一PMOS具有一專用控制信號(Rg_P_Ctrl[N：1])以將PMOS接通/關斷。可基於上文關於圖10及圖11所提及之動態控制方案藉由閘 極驅動器控制電路1201設定Rg_P_Ctrl位元。藉助每一PMOS之Rds(on)之不同組合，可調整接通時之實際等效Rds(on)_P。
在一個切換循環之接通時間Ton 內，存在用以達成自Rds(on)_P_H至Rds(on)_P_L之轉變之各項實施例。一項實施例基於開放環路控制。在一項實施例中，設定自圖10之時間t0 之一預定時間延遲且在時間t0 處啟用一計時器。一旦該計時器達到預定臨限值，Rds(on)_P便自高(Rds(on)_P_H)1011切換至低(Rds(on)_P_L)1021。可基於目標MOSFET特性及應用電路設計來判定此時間延遲。
在另一實施例中，基於一閉合環路控制達成自高Rds(on)_P_H 1011至低Rds(on)_P_L 1021之轉變，如圖13A及圖13B中所展示。在圖13A中，閘極驅動器811包括類似於圖12A及圖12B中所展示之閘極驅動器控制電路1201之一閘極驅動器控制電路1301。閘極驅動器811進一步包括具有包含Q1之閘極至源極電壓VGS 及一臨限值之輸入之一VGS 比較器1303。在一項實施例中，該臨限值比目標MOSFET之在時間間隔[t2,t3]期間之典型閘極至源極電壓VGS 第一電壓位準1013(亦即，平線區電壓)高，但比VCC 低得多。回應於Q1之閘極至源極電壓VGS 升高至高於臨限值VTH ，比較器1303經設定且將一控制信號1305發送出至閘極驅動器控制電路1301以將Rds(on)_P自高(Rds(on)_P_H)1011切換至低(Rds(on)_P_L)1021。
在圖13B中所展示之實施例中，閘極驅動器811包括閘極 驅動器控制電路1301以及具有包含Q1之汲極至源極電壓VDS 及一臨限值之輸入之一VDS 比較器1307。在一項實施例中，該臨限值處於一顯著低位準處以使得快dV/dt將不會導致高雜訊，諸如低於大約10 V。回應於Q1之汲極至源極電壓VDS 下降至低於臨限值，VDS 比較器1307經設定且將一控制信號1309發送至閘極驅動器控制電路1301以將Rds(on)_P自高(Rds(on)_P_H)1011切換至低(Rds(on)_P_L)1021。在圖13B中，耦合至Q1之汲極及VDS 比較器1307之輸入之一外部二極體D2可用以阻擋至VDS 比較器1307之高電壓。
關斷操作
往回參考圖4，在一習用切換電力轉換器之關斷轉變間隔[t5 ,t9 ]期間，應在時間t5 處關斷MOSFET Q1，但MOSFET Q1不關斷直至時間t9 為止。此表示一關斷延遲。因此，汲極電流峰值自時間t5 處之理想峰值增加至時間t9 處之實際峰值，從而導致過量能量之產生。在某些應用(諸如其中需要嚴密電流調節之電池充電器及發光二極體(LED)照明設備)中，此過量能量將使控制效能降級。
另外，關斷延遲可隨不同MOSFET變化，此乃因不同MOSFET具有不同特性。變化之過量能量導致系統效能、容錯及良率之變化。另一方面，無法在不犧牲效率、EMI或不增加系統成本(使用特定MOSFET可減小變化，但具有增加之組件成本)之情況下達成減小效能變化。
自時間間隔[t5 ,t6 ]之延遲通常無關緊要。大多數延遲自 時間間隔[t6 ,t9 ]發生。針對具有既定輸入電容器之一既定電力MOSFET，增加關斷時之驅動電流可減小關斷延遲。此可藉由減小驅動低側NMOS QN 之接通狀態電阻Rds(on)_N而達成，此乃因在關斷期間QN 提供Q1之閘極至源極電壓VGS 之放電路徑。然而，若接通狀態電阻Rds(on)_N太小，則在時間間隔[t7 ,t8 ]期間Q1之汲極至源極電壓VDS 升高，此致使一高dV/dt，從而導致增加之EMI雜訊。多數習用閘極驅動器在關斷時使用與在一個切換循環內之接通電阻Rds(on)_N相關聯之固定閘極電阻Rg。然而，此無法同時解決慢dV/dt及小關斷延遲之問題。
圖14圖解說明如何藉由改變低側NMOS QN 之Rds(on)(如上文關於圖9所論述)來在一單個切換循環內之關斷操作期間改變閘極驅動電流IDRIVE 以解決關斷問題(亦即，同時達成慢dV/dt及短關斷延遲)之一項實施例。
在時間t0 處，動態閘極驅動器控制器801藉由發出一高1401開關控制信號S接通Q1。其中開關控制信號S係高1401之持續時間表示MOSFET Q1之接通時間Ton 。在時間t0 處，動態閘極驅動器控制器801藉由發出一低1403閘極驅動器信號SN 關斷驅動器低側NMOS。由於驅動器低側NMOS係關斷，因此驅動器低側NMOS之Rds(on)_N亦係關斷1405(亦即，一斷開開關)。此外，在時間t0 處，閘極至源極電壓VGS 係約零1407且MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 係一高電壓1409。
在一短延遲之後，在時間t1 處，動態閘極驅動器控制器 801將閘極驅動器信號SN 維持至低1403，此使低側NMOS QN 保持關斷。在時間間隔[t1 ,t2 ]期間，閘極至源極電壓VGS 升高1411至高於MOSFET Q1之臨限電壓VTH 達到一第一電壓位準1413從而致使Q1導電。在時間間隔[t1 ,t2 ]期間，MOSFET Q1之汲極至源極電壓VDS 仍維持一高電壓1409。在時間間隔[t1 ,t2 ]期間，Rds(on)_N仍係關斷1405。
在時間週期[t2 ,t3 ]期間，由於閘極驅動器信號SN 保持低1403，因此低側NMOS QN 之Rds(on)_N保持關斷1405。此外，在時間間隔[t2 ,t3 ]期間，閘極至源極電壓VGS 維持在第一電壓位準1413處且汲極至源極電壓VDS 降低1415。在時間t3 處，Q1之閘極至源極電壓VGS 自第一電壓位準1413增加1417至VCC 且Q1之汲極至源極電壓VDS 降低1415至一顯著低位準1419，諸如小於約10 V。在時間週期[t4 ,t5 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 維持在VCC 處且Q1之汲極至源極電壓VDS 維持在低位準1419處。在時間週期[t4 ,t5 ]期間，由於閘極驅動器信號SN 保持低1403，因此低側NMOS QN 之Rds(on)_N保持關斷1405。
在時間t5 處，將開關控制信號S設定至低1421從而表示Q1之關斷。在一個切換循環內之切斷時間Toff 期間，動態地調整關斷閘極電阻Rg，關斷閘極電阻Rg係驅動器低側NMOS接通狀態電阻Rds(on)_N。在一短延遲之後，在時間t6 處，閘極驅動器信號SN 轉變為高1423，藉此接通驅動器低側NMOS QN 。驅動器低側NMOS QN 接通致使一低1425 Rds(on)_N(即Rds(on)_N_L)之植入，此在時間間隔[t6 ,t7 ] 期間提供Q1之閘極至源極電壓VGS 自VCC 至平線區之快放電。
在時間間隔[t6 ,t7 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 自VCC 降低1427至一第二位準1430且汲極至源極電壓VDS 維持在低位準1419處。如圖14中所展示，時間間隔[t5 ,t7 ]之減小使總關斷延遲減小，但不增加Q1之汲極至源極電壓之電壓改變速率dV/dt。在時間t7 處，Q1之閘極至源極電壓VGS 已下降至第二位準1429且汲極至源極電壓VDS 已自顯著低位準1419增加1431，諸如高於大約10 V。此外，在時間t7 處，Rds(on)_N切換至一較高電阻1429(即Rds(on)_N_H)。在時間間隔[t7 ,t8 ]期間，Q1之閘極至源極電壓VGS 維持在第二位準1429處且汲極至源極電壓VDS 保持增加1431。另外，Rds(on)_N維持在較高電阻1429處。在其中EMI最受關注之設計中，當汲極至源極電壓VDS 自低位準1419斜升1431至高DC電壓1435(諸如在時間週期t9 處之300V)時，較高Rds(on)_N_H可減緩電壓改變速率dV/dt。
類似於接通操作，在整個電源供應器操作範圍期間，可基於負載、Ton及/或VCC 改變調整Rds(on)_N_H及Rds(on)_N_L。此外，存在用以實施Rds(on)_N之可變步驟之各種方式。一項實施例實施複數個並聯NMOS，且該複數個並聯NMOS之Rds(on)可針對高側PMOS之可變接通電阻相等或可不相等，如關於圖12B所闡述。每一NMOS包括一專用控制信號Rg_N_Ctrl[N：1]以接通NMOS或關斷NMOS。可基於如上文所提及之動態控制方案設定 Rg_N_Ctrl位元。藉助每一NMOS之Rds(on)之不同組合，可調整關斷時之實際等效Rds(on)_N。
在一個切換循環之關斷時間Toff 內，存在用以達成自Rds(on)_N_L至Rds(on)_N_H之轉變之不同方式。一項實施例基於開放環路控制-設定自圖14中所展示之時間t5 之一預定時間延遲且在時間t5 處啟用一計時器。一旦該計時器達到預定臨限值，Rds(on)_N便自低1425切換至高1429。可基於目標MOSFET特性及應用電路設計判定此時間延遲。另一實施例基於閉合環路控制。
類似於高側PMOS之可變接通電阻，為達成自Rds(on)_N_L 1425至Rds(on)_N_H 1429之轉變，類似於圖13A中所圖解說明之組態，一驅動器包括具有包含Q1之閘極至源極電壓VGS 及一臨限值之輸入之一比較器。在一項實施例中，該臨限值係目標MOSFET之在時間間隔[t7 ,t8 ]期間之典型VGS 平線區電壓，但其比Q1臨限值VTH 高。回應於Q1之閘極至源極電壓VGS 升高至高於該臨限值，該比較器經設定且發送出一控制信號以將Rds(on)_N自L切換至H。
在一項實施例中，為達成自Rds(on)_N_L至Rds(on)_N_H之轉變，類似於圖13B中所圖解說明之組態，一驅動器包括具有包含Q1之汲極至源極電壓VDS 及一臨限值之輸入之一比較器。在一項實施例中，該臨限值係指示MOSFET Q1開始進入至平線區區域中之一值且係在接通時間Ton 期間比VDS 電壓實質上高但比高DC電壓(~300 V及~300 V以上) 低得多的一值。回應於汲極至源極電壓VDS 升高至高於該臨限值，該比較器經設定且發送一控制信號以將Rds(on)_N自低切換至高。
此外，動態閘極驅動器控制可減小關斷延遲但不完全移除關斷延遲。假使關斷延遲仍係一關注(諸如當需要極嚴密電流調節時)，本文中之實施例藉由利用先前上文關於圖13所闡述之VGS 及/或VDS 比較器來將及時關斷延遲量測引入至MOSFET閘極驅動器中。在一項實施例中，當控制器決定關斷Q1時，在圖14之時間t5處起動一計時器，且基於閘極至源極電壓VGS 比較器或汲極至源極電壓VDS 比較器重設該計時器。針對VGS 比較器，一旦閘極至源極電壓VGS 下降至低於一臨限值(其低於Q1之臨限值VTH 但高於零伏以使得可容易地偵測信號)，該比較器便經設定且發送出一控制信號以重設該計時器且擷取可用於補償目的之關斷延遲資訊。針對VDS 比較器，一旦汲極至源極電壓VDS 升高至高於一臨限值(其接近或高於高DC電壓(針對300 V DC電壓，該臨限值可係大約300 V))，該比較器便經設定且發送一控制信號以重設該計時器且獲得關斷延遲資訊。
組合接通及關斷架構與控制方案形成一完整動態MOSFET閘極驅動器811，完整動態MOSFET閘極驅動器811包括閘極驅動器控制電路1501、具有一可變接通電阻之一PMOS QP 及具有一可變接通電阻之一低側NMOS QN ，如圖15中所展示。動態MOSFET閘極驅動器803可減小在接通操作及關斷操作兩者處汲極至源極電壓之改變速率 dV/dt、改良傳導損失、減小關斷延遲時間且即時量測用於計算及控制補償之延遲時間。在不損害EMI效能之情況下，經改良傳導損失將不僅改良電源供應器效率而且增強電子設備之熱能力及可製造性。經改良關斷延遲時間連同即時感測及補償一起將確保電源供應器系統在變化之組件特性及操作條件下更連貫地執行。
製造良率及組件選擇性
藉由如上文所闡述之在接通操作及關斷操作期間使用可變電阻，可由於控制方案之適應性質而改良電源供應器之可製造性。此外，可擴大組件選擇以適應電特性之變化性。
應提及，雖然在圖9中出於圖解說明目的將不同閘極驅動電流IDRIVE 位準繪製為直線，但在實際電路設計(其通常意指經嚴密控制之恆定電流源)中未必以嚴格電流位準來實施IDRIVE 位準，只要在不同位準當中存在振幅及方向上之實質差異即可。除MOSFET以外，將在諸如IGBT之其他類型之閘極控制之電力半導體切換裝置中使用此動態閘極驅動器系統架構及控制方案。
在閱讀本發明之後，熟習此項技術者將瞭解用於偵測一切換電力轉換器中之無負載條件且在無負載條件下操作該切換電力轉換器之其他額外替代設計。因此，儘管已圖解說明並闡述了特定實施例及應用，但應理解，本文中所論述之實施例不限於本文中所揭示之精確構造及組件，且可在不背離本發明之精神及範疇之情況下在本文中所揭示之 方法及裝備之配置、操作及細節方面做出熟習此項技術者將顯而易見之各種修改、改變及變化形式。
100‧‧‧返馳型切換電力轉換器/切換電力轉換器
101‧‧‧控制器
102‧‧‧輸出驅動信號/開關驅動脈衝
105‧‧‧電力級
107‧‧‧次級輸出級
201‧‧‧閘極驅動器控制電路
401‧‧‧高開關控制信號
403‧‧‧低閘極驅動器信號
405‧‧‧低閘極驅動器信號
407‧‧‧閘極至源極電壓升高
409‧‧‧高電壓/最大直流電壓/高直流電壓
411‧‧‧平線區
413‧‧‧汲極至源極電壓降低/下降
415‧‧‧電流尖峰
417‧‧‧低位準
419‧‧‧閘極至源極電壓升高/增加
421‧‧‧汲極電流升高/增加
423‧‧‧低開關控制信號
425‧‧‧高閘極驅動器信號
427‧‧‧高閘極驅動器信號
429‧‧‧閘極至源極電壓降低
431‧‧‧平線區
433‧‧‧汲極至源極電壓升高
435‧‧‧閘極至源極電壓降低
437‧‧‧汲極電流衰減
501‧‧‧較大接通狀態電阻固定值
503‧‧‧長接通時間
505‧‧‧較短接通時間
507‧‧‧較小接通狀態電阻固定值
601‧‧‧高開關控制信號
603‧‧‧低閘極驅動器信號
605‧‧‧固定高接通狀態電阻
607‧‧‧較低電流尖峰
609‧‧‧高開關控制信號
611‧‧‧低閘極驅動器信號
613‧‧‧固定低接通狀態電阻
615‧‧‧較高電流尖峰
701‧‧‧低開關控制信號
703‧‧‧高閘極驅動器信號
705‧‧‧固定高接通狀態電阻
709‧‧‧低開關控制信號
711‧‧‧高閘極驅動器信號
713‧‧‧固定低接通狀態電阻/低接通狀態電阻
800‧‧‧返馳型切換電力轉換器/切換電力轉換器
801‧‧‧動態閘極驅動器控制器
803‧‧‧開關驅動脈衝/動態金屬氧化物半導體電晶體閘極驅動器
805‧‧‧電力級
807‧‧‧次級輸出級
809‧‧‧動態閘極驅動器組態
811‧‧‧閘極驅動器/完整動態金屬氧化物半 導體場效電晶體閘極驅動器
901‧‧‧高開關控制信號
902‧‧‧第一(低)電流位準
903‧‧‧第二電流位準
905‧‧‧第三電流位準
907‧‧‧第四電流位準
909‧‧‧第五電流位準
911‧‧‧第六電流位準
913‧‧‧閘極至源極電壓升高
915‧‧‧第一電壓位準
917‧‧‧高電壓/最大直流電壓/直流電壓
919‧‧‧汲極至源極電壓降低
921‧‧‧汲極至源極電壓降低
923‧‧‧閘極至源極電壓升高
925‧‧‧低位準
927‧‧‧低開關控制信號
929‧‧‧閘極至源極電壓降低
931‧‧‧閘極至源極電壓值/平線區
933‧‧‧汲極至源極電壓升高
935‧‧‧閘極至源極電壓降低
1001‧‧‧高開關控制信號
1003‧‧‧高閘極驅動器信號/關斷
1005‧‧‧零
1007‧‧‧高電壓
1009‧‧‧低閘極驅動器信號/閘極至源極電壓升高
1011‧‧‧高接通狀態電阻/高電阻
1013‧‧‧第一電壓位準
1015‧‧‧汲極至源極電壓降低
1017‧‧‧閘極至源極電壓增加
1019‧‧‧汲極至源極電壓下降/減小
1021‧‧‧較低電阻/低電阻/低接通狀態電阻
1023‧‧‧電流尖峰減小
1025‧‧‧低位準
1027‧‧‧低開關控制信號
1029‧‧‧切斷
1031‧‧‧閘極至源極電壓降低
1033‧‧‧第二位準
1035‧‧‧汲極至源極電壓增加
1037‧‧‧閘極至源極電壓降低
1201‧‧‧閘極驅動器控制電路
1301‧‧‧閘極驅動器控制電路
1303‧‧‧閘極至源極電壓比較器/比較器
1305‧‧‧控制信號
1307‧‧‧汲極至源極電壓比較器
1309‧‧‧控制信號
1401‧‧‧高開關控制信號
1403‧‧‧低閘極驅動器信號
1405‧‧‧關斷
1407‧‧‧零
1409‧‧‧高電壓
1411‧‧‧閘極至源極電壓升高
1413‧‧‧第一電壓位準
1415‧‧‧汲極至源極電壓降低
1417‧‧‧閘極至源極電壓增加
1419‧‧‧顯著低位準/低位準
1421‧‧‧低開關控制信號
1423‧‧‧高閘極驅動器信號
1425‧‧‧低接通電阻
1427‧‧‧閘極至源極電壓降低
1429‧‧‧第二位準/較高電阻/高接通電阻
1430‧‧‧第二位準
1431‧‧‧汲極至源極電壓增加/斜升
1435‧‧‧高直流電壓
1501‧‧‧閘極驅動器控制電路
C1 ‧‧‧輸出電容器/電容器
CDS ‧‧‧汲極至源極電容/汲極至源極電容器
CGD ‧‧‧閘極至汲極電容/米勒電容/米勒電容器
CGS ‧‧‧閘極至源極電容/閘極至源極電容器/ 電容器
D1 ‧‧‧二極體
D2‧‧‧外部二極體
dv/dt‧‧‧改變速率/電壓改變速率
ID ‧‧‧經感測初級側電流/初級電流/汲極電流/驅動電流
IDRIVE ‧‧‧驅動器電流/驅動電流/閘極驅動電流
ISENSE ‧‧‧電流
LD ‧‧‧汲極引線電感
LS ‧‧‧源極引線電感
Na‧‧‧輔助繞組
Np‧‧‧初級繞組
Ns‧‧‧次級繞組
Q1‧‧‧開關
QN ‧‧‧低側N通道金屬氧化物半導體/N通道金屬氧化物半導體/驅動器低側N通道金屬氧化物半導體
QP ‧‧‧高側P通道金屬氧化物半導體/P通道金屬氧化物半導體/驅動器高側P通道金屬氧化物半導體
QPN ‧‧‧P通道金屬氧化物半導體
R1 ‧‧‧電阻器
R2 ‧‧‧電阻器
Rds(on)_N‧‧‧接通狀態電阻/N通道金屬氧化物半導體接通狀態電阻
Rds(on)_P‧‧‧接通狀態電阻/P通道金屬氧化物半導體接通狀態電阻
Rds(on)_P_H‧‧‧高接通電阻
Rds(on)_P_H_1‧‧‧較小高接通電阻
Rds(on)_P_H_2‧‧‧較大高接通電阻
Rds(on)_P_L‧‧‧低接通電阻
Rds(on)_P_L_1‧‧‧較小低接通電阻
Rds(on)_P_L_2‧‧‧較大低接通電阻
RG ‧‧‧閘極分佈電阻/閘極電阻/固定閘極電阻/接通閘極電阻/關斷閘極電阻
Rg_P_Ctrl[N：1]‧‧‧專用控制信號
RS ‧‧‧感測電阻器
S‧‧‧開關控制信號
SN ‧‧‧驅動器信號/閘極驅動器信號
SP ‧‧‧驅動器信號/閘極驅動器信號
T1‧‧‧電力變壓器/變壓器
Toff ‧‧‧關斷時間/切斷時間
Ton‧‧‧接通時間
VCC ‧‧‧穩定狀態值
VDC ‧‧‧未經調節輸入電壓
VDS ‧‧‧汲極至源極電壓
VGS ‧‧‧閘極至源極電壓
VOUT ‧‧‧經調節輸出電壓/輸出電壓
VSENSE ‧‧‧經感測輸出電壓/電壓
VTH ‧‧‧臨限電壓/臨限值
圖1圖解說明一習用切換電力轉換器。
圖2圖解說明一習用閘極驅動器組態。
圖3圖解說明一MOSFET電路模型。
圖4圖解說明習用切換電力轉換器之切換波形之一詳細視圖。
圖5圖解說明在各種電源供應器操作負載條件下之習用固定閘極電阻之切換波形。
圖6A圖解說明當在接通時使用一固定高閘極電阻時習用切換電力轉換器之切換波形。
圖6B圖解說明當在接通時使用閘極驅動器中之一固定低閘極電阻時習用切換電力轉換器之切換波形。
圖7A圖解說明當在關斷時使用閘極驅動器中之一固定高閘極電阻時習用切換電力轉換器之切換波形。
圖7B圖解說明當在關斷時使用閘極驅動器中之一固定低閘極電阻時習用切換電力轉換器之切換波形。
圖8A圖解說明根據一項實施例之一切換電力轉換器。
圖8B圖解說明根據一項實施例之一MOSFET閘極驅動器系統之一詳細視圖。
圖9圖解說明在一單個切換循環期間圖8B中所展示之MOSFET閘極驅動器系統之一項實施例之切換波形。
圖10圖解說明在一單個切換循環期間在接通時之閘極驅 動器中之經動態調整閘極電阻之一項實施例的切換波形。
圖11圖解說明基於電源供應器操作負載條件之閘極驅動器中之經動態調整閘極電阻之一項實施例的切換波形。
圖12A圖解說明根據一項實施例之具有高側MOSFET之可變接通電阻之一動態閘極驅動器。
圖12B圖解說明根據一項實施例之具有高側MOSFET之可變接通電阻之動態閘極驅動器的一詳細視圖。
圖13A圖解說明根據一項實施例之具有使用一比較器來偵測接通及關斷延遲之高側MOSFET之可變接通電阻之一動態閘極驅動器的一詳細視圖。
圖13B圖解說明根據一項實施例之具有使用一比較器來偵測接通及關斷延遲之高側MOSFET之可變接通電阻之一動態閘極驅動器的一詳細視圖。
圖14圖解說明在一單個切換循環期間在關斷時之閘極驅動器中之經動態調整閘極電阻之一項實施例的切換波形。
圖15圖解說明包括高側MOSFET之可變接通電阻及低側MOSFET之可變接通電阻之一動態閘極驅動器之一項實施例的一詳細視圖。
800‧‧‧返馳型切換電力轉換器/切換電力轉換器
801‧‧‧動態閘極驅動器控制器
803‧‧‧開關驅動脈衝/動態金屬氧化物半導體電晶體閘極驅動器
805‧‧‧電力級
807‧‧‧次級輸出級
C1 ‧‧‧輸出電容器/電容器
D1 ‧‧‧二極體
ID ‧‧‧經感測初級側電流/初級電流/汲極電流/驅動電流
ISENSE ‧‧‧電流
Na‧‧‧輔助繞組
NP ‧‧‧初級繞組
NS ‧‧‧次級繞組
Q1‧‧‧開關
R1 ‧‧‧電阻器
R2 ‧‧‧電阻器
RS ‧‧‧感測電阻器
T1‧‧‧電力變壓器/變壓器
VCC ‧‧‧穩定狀態值
VDC ‧‧‧未經調節輸入電壓
VOUT ‧‧‧經調節輸出電壓/輸出電壓
VSENSE ‧‧‧經感測輸出電壓/電壓

Claims (14)

  1. 一種切換電力轉換器，其包括：一變壓器，其包含耦合至一輸入電壓之一初級繞組及耦合至該切換電力轉換器之一輸出之一次級繞組；一場效電晶體開關，其耦合至該變壓器之該初級繞組，在接通該場效電晶體開關時產生穿過該初級繞組之電流且在關斷該場效電晶體開關時不產生該電流；及一驅動器控制電路，其經組態以在該場效電晶體開關之複數個切換循環期間產生一控制信號以接通或關斷該場效電晶體開關，該等切換循環中之每一者包含在其期間接通該場效電晶體開關之一第一部分及在其期間關斷該場效電晶體開關之一第二部分，且該驅動器控制電路將該控制信號之一量值自該場效電晶體開關之該等切換循環中之至少一者之該第一部分之一第一持續時間期間之一第一位準調整至該等切換循環中之該一者之該第一部分之一第二持續時間期間之一第二位準，該第二持續時間於時間上係稍後於該第一持續時間。
  2. 如請求項1之切換電力轉換器，其中該驅動器控制電路將該控制信號之該量值自該等切換循環中之該一者之該第二部分之一較早週期期間的一第一位準調整至該等切換循環中之該一者之該第二部分之一稍後週期期間的一第二位準。
  3. 如請求項1之切換電力轉換器，其中該驅動器控制電路包括： 一第一場效電晶體，其具有可變接通電阻；一第二場效電晶體，其串聯耦合至該第一場效電晶體且亦具有可變接通電阻；其中該場效電晶體開關之一閘極耦合至該第一場效電晶體與該第二場效電晶體之間的一節點，在該至少一個切換循環之該第一部分期間調整該第一場效電晶體之該接通電阻以調整該控制信號之該量值，且在該至少一個切換循環之該第二部分期間調整該第二場效電晶體之該接通電阻以調整該控制信號之該量值。
  4. 如請求項3之切換電力轉換器，其中該驅動器控制電路回應於一計時器自接通該場效電晶體開關之時間達到一預定時間臨限值，在該至少一個切換循環之該第一部分期間將該第一場效電晶體之該接通電阻自一第一電阻調整至一第二電阻，且其中該驅動器控制電路回應於該計時器自關斷該場效電晶體開關之時間達到一預定時間臨限值，在該至少一個切換循環之該第二部分期間將該第二場效電晶體之該接通電阻自一第三電阻調整至一第四電阻。
  5. 如請求項4之切換電力轉換器，其中該驅動器控制電路回應於在該等切換循環中之該一者之該第一部分期間該場效電晶體開關之一閘極至源極電壓超過一臨限值，在該至少一個切換循環之該第一部分期間將該第一場效電晶體之該接通電阻自該第一電阻調整至該第二電阻。
  6. 如請求項4之切換電力轉換器，其中該驅動器控制電路 回應於在該等切換循環中之該一者之該第一部分期間該場效電晶體之一汲極至源極電壓超過一臨限值，在該至少一個切換循環之該第一部分期間將該第一場效電晶體之該接通電阻自該第一電阻調整至該第二電阻。
  7. 如請求項3之切換電力轉換器，其中該驅動器控制電路回應於在該至少一個切換循環之該第二部分期間該場效電晶體之一閘極至源極電壓超過一臨限值，在該至少一個切換循環之該第二部分期間將該第二場效電晶體之該接通電阻自一第三電阻調整至一第四電阻。
  8. 如請求項3之切換電力轉換器，其中該驅動器控制電路回應於在該至少一個切換循環之該第二部分期間該場效電晶體之一汲極至源極電壓超過一臨限值，在該至少一個切換循環之該第二部分期間將該第二場效電晶體之該接通電阻自一第三電阻調整至一第四電阻。
  9. 一種在一驅動器控制電路中控制一切換電力轉換器之方法，該切換電力轉換器包含：一變壓器，其具有耦合至該切換電力轉換器之一輸出之一初級繞組；及一場效電晶體開關，其耦合至該變壓器之該初級繞組，在接通該場效電晶體開關時產生穿過該初級繞組之電流且在關斷該場效電晶體開關時不產生該電流，該方法包括：在該場效電晶體開關之複數個切換循環期間產生一控制信號以接通或關斷該場效電晶體開關，該等切換循環中之每一者包含在其期間接通該場效電晶體開關之一第一部分及在其期間關斷該場效電晶體開關之一第二部 分；及將該控制信號之一量值自該場效電晶體開關之該等切換循環中之至少一者之該第一部分之一第一持續時間期間之一第一位準調整至該等切換循環中之該一者之該第一部分之一第二持續時間期間之一第二位準，該第二持續時間於時間上係稍後於該第一持續時間。
  10. 如請求項9之方法，其中調整該控制信號之該量值包括：將該控制信號之該量值自該等切換循環中之該一者之該第二部分之一較早週期期間的一第一位準調整至該等切換循環中之該一者之該第二部分之一稍後週期期間的一第二位準。
  11. 如請求項9之方法，其中該驅動器控制電路包括串聯耦合至一第二場效電晶體之具有可變接通電阻之一第一場效電晶體，且在該第一場效電晶體與該第二場效電晶體之間的一節點耦合至該場效電晶體開關之一閘極，且其中調整該控制信號之該量值包括：在該至少一個切換循環之該第一部分期間調整該第一場效電晶體之該接通電阻以調整該控制信號之該量值；及在該至少一個切換循環之該第二部分期間調整該第二場效電晶體之接通電阻以調整該控制信號之該量值。
  12. 如請求項11之方法，其中回應於一計時器自接通該場效電晶體開關之時間達到一預定時間臨限值，在該至少一個切換循環之該第一部分期間將該第一場效電晶體之該 接通電阻自一第一電阻調整至一第二電阻，且其中回應於該計時器自關斷該場效電晶體開關之時間達到一預定時間臨限值，在該至少一個切換循環之該第二部分期間將該第二場效電晶體之該接通電阻自一第三電阻調整至一第四電阻。
  13. 如請求項12之方法，其中調整該控制信號之該量值包括：回應於該場效電晶體開關之一閘極至源極電壓在該等切換循環中之該一者之該第一部分期間超過一臨限值，在該至少一個切換循環之該第一部分期間將該第一場效電晶體之該接通電阻自該第一電阻調整至該第二電阻。
  14. 如請求項12之方法，其中調整該控制信號之該量值包括：回應於該場效電晶體之一汲極至源極電壓在該等切換循環中之該一者之該第一部分期間超過一臨限值，在該至少一個切換循環之該第一部分期間將該第一場效電晶體之該接通電阻自該第一電阻調整至該第二電阻。
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