TWI459697B - 直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法 - Google Patents

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Description

直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法
本發明是有關於電力電子技術，且特別是有關於一種直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法。
近年來，由於能源節約運動在世界範圍內的廣泛推行，越來越多的客戶要求開關模式的變換器在很寬的負載範圍內均能達到高變換效率，所以對變換器在輕載和空載時的效率也提出了很高的要求。對此，國際能源組織(IEA)、美國和歐洲等國家和組織已制定出或正在制定相關標準，以限制開關模式變換器等電氣產品在輕載和空載時的損耗。
串聯諧振DC/DC變換器採用諧振變換技術，可實現開關管的零電壓開通，電源損耗很小，在滿載時效率很高。第1圖是LLC串聯諧振DC/DC變換器的基本形式。這種拓撲通常採用變頻調製方式，通過改變矩形波工作頻率來穩定輸出電壓，占空比為50%，如第2圖所示。電源輸出電壓增益M與工作頻率的的關係為：
其中，諧振頻率，
其中，Ls為諧振電感值，Lm為變壓器勵磁電感值，Cs 為諧振電容值，f為矩形波工作頻率值，n為變壓器原副邊匝比，RL為輸出負載電阻值。
如第3圖所示，這種控制方式在輕載時的工作方式是：檢測負載狀況，控制串聯諧振式變換器隨負載變小而矩形波工作頻率上升，頻率上升到一定值後維持此工作頻率，進入開關間歇式控制方式(即，打嗝模式)(第3圖)。
現有的提高輕載效率的方法有：
1.降低變換器的工作頻率。因為功率器件的開關損耗和驅動損耗在輕載時的損耗中佔有較大的比例，所以降低開關頻率可以有效的降低這些損耗，進而降低輕載損耗。適用於PWM線路。
2.開關間歇式工作。通過檢測電壓誤差放大信號，使變換器在輕載時間歇式工作，這樣可以減少變換器在單位時間內的總開關次數，因而可以降低待機損耗。
由於在諧振線路中無法僅通過降低工作頻率有效地控制輸出電壓，因而第一種方法並不適用；第二種方法能在一定程度上提高輕載效率，但變換器工作頻率較高時，增益較低(小於1)(如第4圖所示)，所以每個工作周期內傳輸能量較低，因而總的開關次數還是過多，開關損耗和驅動損耗還是較高，無法達到對輕載損耗限制越來越嚴格的標準。
由此可見，上述現有的控制機制，顯然仍存在不便與缺陷，而有待加以進一步改進。為瞭解決上述問題，相關領域莫不費盡心思來謀求解決之道，但長久以來一直未見適用的方式被發展完成。因此，如何能進一步提高輕載效 率，實屬當前重要研發課題之一，亦成為當前相關領域亟需改進的目標。
為了能夠滿足嚴格的輕載高效率的要求，本發明之一態樣是在提供一種創新的直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法。
依據本發明一實施例，一種直流對直流轉換器包括負載、矩形波發生器、諧振槽、檢測單元與控制單元。輸出電路具有一負載，諧振槽電性耦接輸出電路，矩形波發生器電性耦接諧振槽。矩形波發生器具有至少一橋臂，橋臂包括一第一開關與一第二開關彼此電性耦接。檢測單元用以檢測負載的狀態，當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元以一波寬調變模式來控制第一、第二開關之啟閉以將一輸入電壓轉換成至少一矩形波給諧振槽第一開關之占空比落於一第一預定區間或一第二預定區間，且第二開關之占空比與該第一開關之占空比互補，俾使直流對直流轉換器的增益大於1。
當該負載的狀態為輕載或空載時，矩形波之工作頻率高於諧振槽之諧振頻率。
當負載的狀態為重載或滿載時，控制單元以一調頻模式來控制矩形波發生器。
第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
或者，第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
負載包含一電阻器。
輸出電路更包含一變壓器與一整流器，彼此電性耦接至電阻器。
諧振槽為一串聯諧振電路或一並聯諧振電路。
串聯諧振電路為一LC串聯諧振電路或一LLC串聯諧振電路。
LLC串聯諧振電路包含一磁激電感器、一諧振電感器與一諧振電容器彼此串聯，其中磁激電感器與變壓器並聯。
磁激電感器、諧振電感器與諧振電容器三者與第二開關並聯，控制單元控制第一開關之占空比小於0.5，當控制單元導通第一開關且關閉第二開關時，藉由磁激電感器上的鉗位電壓，變壓器向二次側傳輸能量。當控制單元關閉第一開關且導通第二開關時，變壓器不能向二次側傳輸能量。第一開關之占空比與第二開關之占空比的合為1，第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
或者，控制單元控制第一開關之占空比大於0.5，當控制單元導通第一開關且關閉第二開關時，變壓器不能向二次側傳輸能量。當控制單元關閉第一開關且導通第二開關時，藉由磁激電感器上的鉗位電壓，變壓器向二次側傳輸能量。第一開關之占空比與第二開關之占空比的合為1， 第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
依據本發明另一實施例，一種電力變換器包含上述的直流對直流轉換器、功率因數矯正裝置與電磁干擾濾波器。功率因數矯正裝置電性耦接直流對直流轉換器，電磁干擾濾波器電性耦接功率因數矯正裝置。電磁干擾濾波器用以接收一交流電，交流電經該電磁干擾濾波器及功率因數矯正裝置轉換後對直流對直流轉換器提供上述的輸入電壓。
當負載的狀態為輕載或空載時，功率因數矯正裝置降低對直流對直流轉換器所提供輸入電壓。
當負載的狀態為輕載或空載時，功率因數矯正裝置關閉。
功率因數矯正裝置包含橋式整流器與功率因數校正器，功率因數校正器電性耦接橋式整流器。
或者，功率因數矯正裝置包含一無橋功率因數校正器。
依據本發明又一實施例，一種電力變換器的控制方法包含下列步驟：檢測反映負載的狀態的信號；當負載的狀態為輕載或空載時，以一波寬調變模式來控制一橋臂上的第一、第二開關之啟閉以將一輸入電壓轉換成至少一矩形波給諧振槽，該第一開關之占空比落於一第一預定區間或一第二預定區間，且第二開關之占空比與該第一開關之占空比互補，俾使電力變換器的增益大於1。
於控制方法中，當該負載的狀態為輕載或空載時，矩 形波之工作頻率高於諧振槽之諧振頻率。
於控制方法中，當負載的狀態為重載或滿載時，以一調頻模式來調制該矩形波。
於控制方法中，第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間；或者，第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
負載包含一變壓器，諧振槽包含一磁激電感器、一諧振電感器與一諧振電容器彼此串聯，其中磁激電感器與變壓器並聯，磁激電感器、諧振電感器與諧振電容器三者與第二開關並聯，控制方法包含：控制第一開關之占空比小於0.5，當導通第一開關且關閉第二開關時，藉由磁激電感器上的鉗位電壓，變壓器向二次側傳輸能量，而當關閉第一開關且導通第二開關時，變壓器不能向二次側傳輸能量，其中第一開關之占空比與第二開關之占空比的合為1，第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
或者，控制方法包含：控制第一開關之占空比大於0.5，當關閉第一開關且導通第二開關時，藉由磁激電感器上的鉗位電壓，變壓器向二次側傳輸能量，而當導通第一開關且關閉第二開關時，變壓器不能向二次側傳輸能量， 其中第一開關之占空比與第二開關之占空比的合為1，第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
於控制方法中，可利用一功率因數矯正裝置接收一交流電，交流電經功率因數矯正裝置及一功率因數矯正裝置轉換後提供輸入電壓。
當負載的狀態為輕載或空載時，降低功率因數矯正裝置所提供輸入電壓。
或者，當負載的狀態為輕載或空載時，關閉功率因數矯正裝置。
綜上所述，本發明之技術方案與現有技術相比具有明顯的優點和有益效果。藉由在輕載和空載時工作在的開關間歇式脈寬調製控制模式，工作頻率高於諧振頻率，但增益大於1，因此能有效減少變換器在單位時間內的總開關次數，有效地提高輕載效率，滿足限制輕載時損耗的要求。
以下將以實施方式對上述之說明作詳細的描述，並對本發明之技術方案提供更進一步的解釋。
為了使本發明之敘述更加詳盡與完備，可參照所附之圖式及以下所述各種實施例，圖式中相同之號碼代表相同或相似之元件。另一方面，眾所週知的元件與步驟並未描述於實施例中，以避免對本發明造成不必要的限制。
於實施方式與申請專利範圍中，涉及『耦接(coupled with)』之描述，其可泛指一元件透過其他元件而間接連接至另一元件，或是一元件無須透過其他元件而直接連接至另一元件。
於實施方式與申請專利範圍中，除非內文中對於冠詞有所特別限定，否則『一』與『該』可泛指單一個或複數個。
本文中所使用之『約』、『大約』或『大致』係用以修飾任何可些微變化的數量，但這種些微變化並不會改變其本質。於實施方式中若無特別說明，則代表以『約』、『大約』或『大致』所修飾之數值的誤差範圍一般是容許在百分之二十以內，較佳地是於百分之十以內，而更佳地則是於百分五之以內。
本發明提出的新的技術解決方案是為了能夠滿足嚴格的輕載高效率的要求。如第5圖所示，電力變換器200包括直流對直流轉換器100、功率因數矯正裝置160與電磁干擾濾波器170。在結構上，電磁干擾濾波器170電性耦接功率因數矯正裝置160，功率因數矯正裝置160電性耦接直流對直流轉換器100。於使用時，電磁干擾濾波器170用以接收一交流電，交流電經電磁干擾濾波器170及功率因數矯正裝置160轉換後對直流對直流轉換器100提供輸入電壓Vi給直流對直流轉換器100。
如第6圖所示，功率因數矯正裝置160可以由橋式整流器161和傳統功率因數校正器162組成，也可以用無橋功率因數校正器163實現，但不限於此。
如第7圖所示，直流對直流轉換器100包括矩形波發 生器110、諧振槽120、輸出電路130、檢測單元140與控制單元150。在結構上，矩形波發生器110電性耦接諧振槽120，諧振槽120電性耦接輸出電路130，輸出電路130電性耦接檢測單元140，檢測單元140電性耦接控制單元150，控制單元150電性耦接矩形波發生器110。
矩形波發生器110可由開關器件實現，例如第8圖所示之半橋電路(A)、全橋電路(B)。控制單元150控制開關器件之啟閉以輸出矩形波，其中矩形波之幅值與輸入電壓相等，占空比為D，頻率為f。或者，於另一實施例中，矩形波之幅值可以為輸入電壓的兩倍，熟習此項技藝者當視當時需要彈性選擇之。
輸出電路130具有負載RL，例如可包含電阻器；或者或再者，輸出電路130也可以是由變壓器&整流器131和負載RL組成，其中變壓器&整流器131電性耦接至電阻器，整流器的整流方式可以是全波整流、中心抽頭整流，可以用二極體整流，也可以用同步整流，如第9圖所示，但不限於此。
諧振槽120可以是串聯諧振電路，如LC串聯諧振、LLC串聯諧振等，也可以是並聯諧振電路。其中輸出電路130與諧振槽120中的某一諧振器件，或者幾個諧振器件並聯或串聯。
如上所述之控制單元150，其具體實施方式可為軟體、硬體與/或軔體。舉例來說，若以執行速度及精確性為首要考量，則該單元基本上可選用硬體與/或軔體為主；若以設計彈性為首要考量，則該單元基本上可選用軟體為主；或 者，該單元可同時採用軟體、硬體及軔體協同作業。應瞭解到，以上所舉的這些例子並沒有所謂孰優孰劣之分，亦並非用以限制本發明，熟習此項技藝者當視當時需要，彈性選擇控制單元150的具體架構。
以半橋LLC串聯諧振直流-直流變換器為例，主電路如第10圖所示，矩形波發生器110電性耦接該諧振槽，該矩形波發生器具有至少一橋臂，包含一第一開關S1與一第二開關S2彼此電性耦接。諧振槽120為LLC串聯諧振電路，其包含，三者彼此串聯，其中激磁電感器Lm與輸出電路130並聯，諧振電感器Ls、諧振電容器Cs與激磁電感器Lm三者與第二開關S2並聯。
在直流對直流轉換器100運作時，矩形波發生器110將一輸入電壓轉換成至少一矩形波給諧振槽120，檢測單元140用以檢測反映負載的狀態的信號，舉例來說，檢測單元140檢測與負載電流相關的信號，可以是變壓器原邊電流信號，可以是變壓器副邊電流信號，可以是諧振槽120中諧振電感Ls上的電流信號，或者可以是諧振電容Cs的電壓。當輸出電路130的狀態為輕載或空載時，控制單元150以一波寬調變模式來控制第一開關S1、第二開關S2之啟閉以將一輸入電壓轉換成至少一矩形波給諧振槽120，其中矩形波之工作頻率高於諧振槽之諧振頻率，第一開關S1之占空比落於一第一預定區間或第二預定區間，且第二開關之占空與該第一開關之占空比互補，俾使直流對直流轉換器的增益大於1。
另一方面，當負載的狀態為重載或滿載時，控制單元 150以一調頻模式來控制矩形波發生器110，即通過改變矩形波工作頻率來穩定輸出電壓，以滿足重載時的高效率要求。
當控制單元150控制S1的占空比D小於0.5時，新穎的高增益控制模式的線路運行方式是：
狀態1：控制單元150導通第一開關S1且關閉第二開關S2時，諧振電容器Cs上的電壓為D*Vin，而n*Vo<(1-D)*Vin，此時諧振電容器Cs與諧振電感Ls諧振，Lm上的鉗位電壓被鉗位在n*Vo，變壓器向二次側傳輸能量。
狀態2：控制單元150導通第二開關S2且關閉第一開關S1時諧振電容器Cs上的電壓D*Vin<n*Vo，由於電壓不足，變壓器不能向二次側傳輸能量，此時諧振電容器Cs與諧振電感器和勵磁電感(Ls+Lm)一起諧振。主要電流電壓波形圖如第11圖所示。
同理，當控制單元150控制S1的占空比D大於0.5時，新穎的高增益控制模式的線路運行方式是：
狀態1：控制單元150導通第一開關S1且關閉第二開關S2時，諧振電容器Cs上的電壓為D*Vin，而n*Vo>(1-D)*Vin，由於電壓不足，變壓器不能向二次側傳輸能量，此時諧振電容器Cs與諧振電感和勵磁電感(Ls+Lm)一起諧振。
狀態2：控制單元150導通第二開關S2且關閉第一開關S1時，諧振電容器Cs上的電壓D*Vin>n*Vo，此時諧振電容器Cs與諧振電感器Ls諧振，Lm上的電壓被鉗位元在 n*Vo，變壓器向二次側傳輸能量。
新穎的高增益控制模式是：在輕載間歇工作模式下，通過控制驅動占空比和間歇時間實現對輸出電壓的控制目的。
新穎的高增益控制模式下的LLC串聯諧振電路參數選取如下：D為S1占空比，當取值範圍為0-0.5之間時，S2下管占空比為(1-D)，使增益大於1的D的取值範圍為：
其中：，而且：，
且當時，其中，，線路增益最大。
理由如下：當D在0-0.5之間時，線路運行圖如圖12所示。轉換器在Stage1階段從輸入相輸出傳輸能量，此階段的等效電路圖如圖13所示。由於諧振電容Cs上的紋波很小，因此可將諧振電感Ls和激磁電感Lm上流過的電流線性化，如圖14所示。也可通過積分計算諧振電容Cs、諧振電感Ls和激磁電感Lm上的電壓和電流。通過計算轉換器傳輸的電流可得到此線路增益M近似值如下：
其中：，
當然也可通過計算轉換器傳輸的能量計算線路的增益。
第15圖是在某一負載下線路增益和占空比D之間的關係曲線。當占空比D處在上述之預定範圍內，即第一預定區間(D1,D3)和第二預定區間(D4,D2)時，線路增益大於1。應瞭解到，第一預定下限值D1、第一預定上限值D3、第二預定下限值D4與第二預定上限值D2的具體數值會因負載RL種類的不同而有所變化，並非一個固定的數值。
若要使得增益M>1，則，即為2D 3+(B-2)D 2+A<0。
設函數f(D)=2D 3+(B-2)D 2+A，則此函數導數為f '(D)=6D 2+2(B-2)D。當f '(D)=0時，D=0或。
當D=0時，f(0)=A>0，且當D=0.5時，此時上下管占空比相等，工作頻率高於諧振頻率，由之前討論可知，此時M<1，所以f(0.5)>0。
若要使得M>1，則有f(D)<0。要使得在0-0.5記憶體在 一段區間內使得f(D)<0，則需要在0-0.5記憶體在一點D '，使得f '(D ')=0且f(D ')<0。f(D)如圖所示。
由D ' (0,0.5)且f '(D ')=0可知，，且，可得知h>1。所以：
因為f(D ')<0，所以，即。
所以當且h>1時，在0-0.5區間記憶體在一段區間使得增益M>1。
設f(D)=2D 3+(B-2)D 2+A=0，使用卡爾丹公式可求得解：
其中，，
因為，所以，所以：
所以D 3<0<D 1<D 2。
綜上所述，當工作頻率高於諧振頻率時，D在0-0.5之間存在一段區間使得增益M>1的條件是：h>1，且，此時D的區間為
因為，其中，，所以：
設f(D)=BD 3+3AD-2A=0，由卡爾丹公式可求得此方程唯一的實跟是：
所以在0-0.5範圍內，當時，其中，，線路增益M可取得最大值。
當D的範圍在0.5-1之間時，可用同樣的方法計算才 出增益大於1時的D的範圍：
其中：，而且：，
當線路M取最大值時，也可用同樣的方法計算出線路增益M取最大值時D的取值：，其中，。
新穎的高增益控制模式用於改進傳統PFM模式LLC串聯諧振電路在輕載時效率的控制模式是：檢測負載狀況，在重載時使用傳統PFM模式控制，效率高；在輕載時使用新穎的高增益控制模式，由於其增益高，可以明顯減少電路動作次數，減少損耗，提高了輕載效率。
新穎的高增益控制模式用於整體AC/DC轉換器的的控制模式是：檢測負載狀況，在重載時的工作模式與傳統的PFC+LLC工作方式相同；在輕載時，DC/DC級工作在新穎的高增益控制模式，增益高，因此可以降低PFC級的輸出電壓，亦即降低功率因數矯正裝置160的輸出電壓，例如以控制單元150降低功率因數矯正裝置160的輸出電壓，由此可提高輕載時的變換器效率。
新穎的高增益控制模式用於整體AC/DC轉換器的的控制模式是：檢測負載狀況，在重載時的工作模式與傳統 的PFC+LLC工作方式相同；在輕載時，DC/DC級工作在新穎的高增益控制模式，增益高，因此在輸入交流電壓較高時，關閉PFC級，亦即關閉功率因數矯正裝置160，例如以控制單元150關閉功率因數矯正裝置160，在輸入交流電壓較低時，降低PFC級的輸出電壓，由此可提高輕載時的變換器效率。
綜上所述，本發明之另一技術態樣為電力變換器200的控制方法，此控制方法包含下列步驟：檢測負載RL的狀態；當負載RL的狀態為輕載或空載時，以一波寬調變模式來控制第一開關S1、第二開關S2之啟閉以將一輸入電壓轉換成至少一矩形波給諧振槽120，其中矩形波之工作頻率高於諧振槽之諧振頻率，第一開關S1之占空比落於一第一預定區間或一第二預定區間，且第二開關S2之占空比與第一開關S1之占空比互補，俾使電力變換器200的增益大於1。
應瞭解到，以上所提及的步驟，除特別敘明其順序者外，均可依實際需要調整其前後順序，甚至可同時或部分同時執行。至於實施該些步驟的硬體裝置，由於以上實施例已具體揭露，因此不再重複贅述之。
於控制方法中，當負載RL的狀態為重載或滿載時，以一調頻模式來調制矩形波。
第一開關S1之占空比與第二開關S2之占空比的合為1，第一開關S1之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值D1與第一預定下限值D3之間，第二開關S2之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值D4與第二預定上限值 D2之間。
或者，第二開關S2之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值D1與第一預定下限值D3之間，第一開關S1之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值D4與第二預定上限值D2之間。
於控制方法中，可利用電磁干擾濾波器170接收一交流電，交流電經電磁干擾濾波器170及功率因數矯正裝置160轉換後提供輸入電壓Vi。
當負載的狀態為輕載或空載時，降低功率因數矯正裝置160所提供之輸入電壓Vi。
或者，當負載的狀態為輕載或空載時，關閉功率因數矯正裝置160。
藉此，在輕載和空載時工作在的開關間歇式脈寬調製控制模式，工作頻率f高於諧振頻率fs，但增益大於1，因此能有效減少變換器在單位時間內的總開關次數，有效地提高輕載效率，滿足限制輕載時損耗的要求。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100‧‧‧直流對直流轉換器
110‧‧‧矩形波發生器
120‧‧‧諧振槽
130‧‧‧輸出電路
131‧‧‧變壓器&整流器
140‧‧‧檢測單元
150‧‧‧控制單元
160‧‧‧功率因數矯正裝置
170‧‧‧電磁干擾濾波器
161‧‧‧橋式整流器
162‧‧‧功率因數校正器
163‧‧‧無橋功率因數校正器
200‧‧‧電力變換器
Cs‧‧‧諧振電容器
Lm‧‧‧激磁電感器
Ls‧‧‧諧振電感器
RL‧‧‧負載
為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：第1圖是LLC串聯諧振DC/DC變換器的方塊圖； 第2圖表示傳統LLC串聯諧振腔驅動波形；第3圖表示傳統LLC串聯諧振DC/DC變換器控制方式；第4圖表示傳統LLC串聯諧振DC/DC變換器控制方式下的增益曲線；第5圖是依照本發明一實施例之一種電力變換器的；第6圖是依照本發明一實施例所繪示之功率因數矯正裝置的方塊圖；以及第7圖是依照本發明一實施例繪示之第5圖中直流對直流轉換器的方塊圖；第8圖是依照本發明一實施例所繪示之矩形波發生器的電路圖；第9圖是依照本發明一實施例所繪示之變壓器&整流器的電路圖；第10圖是依照本發明一實施例之一種LLC串聯諧振變換器的電路方塊圖；第11圖表示新穎的高增益控制主要電流電壓波形圖(D<0.5)；第12圖表示S1開通時的電路運行圖(D<0.5)；第13圖表示S1開通時的等效電路圖(D<0.5)；第14圖表示用於增益計算的電流圖；以及第15圖表示本發明一實施例之LLC串聯諧振變換器的控制方式下的增益曲線。
100‧‧‧直流對直流轉換器
110‧‧‧矩形波發生器
120‧‧‧諧振槽
130‧‧‧輸出電路
131‧‧‧變壓器&整流器
140‧‧‧檢測單元
150‧‧‧控制單元
RL‧‧‧負載

Claims (33)

  1. 一種直流對直流轉換器，包含：一輸出電路，具有一負載；一諧振槽，電性耦接該輸出電路；一矩形波發生器，電性耦接該諧振槽，該矩形波發生器具有至少一橋臂，包含一第一開關與一第二開關彼此電性耦接；一檢測單元，用以檢測反映該負載的狀態的信號；以及一控制單元，用以當該負載的狀態為輕載或空載時，以一波寬調變模式來控制該第一、第二開關之啟閉以將一輸入電壓轉換成至少一矩形波給該諧振槽，該第一開關之占空比落於一第一預定區間或一第二預定區間，且該第二開關之占空與該第一開關之占空比互補，俾使該直流對直流轉換器的增益大於1。
  2. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀態為輕載或空載時，該矩形波之工作頻率高於該諧振槽之諧振頻率。
  3. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀態為重載或滿載時，該控制單元以一調頻模式來控制該矩形波發生器。
  4. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  5. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  6. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該負載包含一電阻器。
  7. 如請求項5所述之直流對直流轉換器，其中該負載更包含一變壓器與一整流器，彼此電性耦接至該電阻器。
  8. 如請求項7所述之直流對直流轉換器，其中該諧振槽為一串聯諧振電路或一並聯諧振電路。
  9. 如請求項8所述之直流對直流轉換器，其中該串聯諧振電路為一LC串聯諧振電路或一LLC串聯諧振電路。
  10. 如請求項9所述之直流對直流轉換器，其中該LLC 串聯諧振電路包含一磁激電感器、一諧振電感器與一諧振電容器彼此串聯，其中該磁激電感器與該變壓器並聯。
  11. 如請求項10所述之直流對直流轉換器，其中該磁激電感器、該諧振電感器與該諧振電容器三者與該第二開關並聯，該控制單元控制該第一開關之占空比小於0.5，當該控制單元導通該第一開關且關閉該第二開關時，藉由該磁激電感器上的鉗位電壓，該變壓器向二次側傳輸能量。
  12. 如請求項11所述之直流對直流轉換器，其中當控制單元關閉該第一開關且導通該第二開關時，該變壓器不能向二次側傳輸能量。
  13. 如請求項12所述之直流對直流轉換器，其中該第一開關之占空比與該第二開關之占空比的合為1，該第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  14. 如請求項10所述之直流對直流轉換器，其中該磁激電感器、該諧振電感器與該諧振電容器三者與該第二開關並聯，該控制單元控制該第一開關之占空比大於0.5，當該控制單元導通該第一開關且關閉該第二開關時，該變壓器不能向二次側傳輸能量。
  15. 如請求項14所述之直流對直流轉換器，其中當該控制單元關閉該第一開關且導通該第二開關時，藉由該磁激電感器上的鉗位電壓，該變壓器向二次側傳輸能量。
  16. 如請求項15所述之直流對直流轉換器，其中該第一開關之占空比與該第二開關之占空比的合為1，該第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  17. 一種電力變換器，包含：請求項1至16中任意一項所述的直流對直流轉換器；一功率因數矯正裝置，電性耦接該直流對直流轉換器；以及一電磁干擾濾波器，電性耦接該功率因數矯正裝置，用以接收一交流電，該交流電經該電磁干擾濾波器及該功率因數矯正裝置轉換後對該直流對直流轉換器提供該輸入電壓。
  18. 如請求項17所述之電力變換器，其中當該負載的狀態為輕載或空載時，該功率因數矯正裝置降低對該直流對直流轉換器所提供該輸入電壓。
  19. 如請求項17所述之電力變換器，其中當該負載的狀態為輕載或空載時，該功率因數矯正裝置關閉。
  20. 如請求項19所述之電力變換器，其中該功率因數矯正裝置包含：一橋式整流器；一功率因數校正器，電性耦接該橋式整流器。
  21. 如請求項19所述之電力變換器，其中該功率因數矯正裝置包含一無橋功率因數校正器。
  22. 一種電力變換器的控制方法，該電力變換器包含一負載與一諧振槽，該諧振槽電性耦接該負載，該控制方法包含：檢測反映該負載的狀態的信號；以及當該負載的狀態為輕載或空載時，以一波寬調變模式來控制一橋臂上的第一、第二開關之啟閉以將一輸入電壓轉換成至少一矩形波給該諧振槽，該第一開關之占空比落於一第一預定區間或一第二預定區間，且該第二開關之占空比與該第一開關之占空比互補，俾使該電力變換器的增益大於1。
  23. 如請求項22所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為輕載或空載時，該矩形波之工作頻率高於該諧振槽之諧振頻率。
  24. 如請求項23所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為重載或滿載時，以一調頻模式來調制該矩形波。
  25. 如請求項23所述之控制方法，其中該第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  26. 如請求項23所述之控制方法，其中該第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  27. 如請求項23所述之控制方法，其中該負載包含一變壓器，該諧振槽包含一磁激電感器、一諧振電感器與一諧振電容器彼此串聯，其中該磁激電感器與該變壓器並聯，該磁激電感器、該諧振電感器與該諧振電容器三者與該第二開關並聯，該控制方法包含：控制該第一開關之占空比小於0.5，當導通該第一開關且關閉該第二開關時，藉由該磁激電感器上的鉗位電壓，該變壓器向二次側傳輸能量，而當關閉該第一開關且導通該第二開關時，該變壓器不能向二次側傳輸能量。
  28. 如請求項27所述之控制方法，其中該第一開關之 占空比與該第二開關之占空比的合為1，該第一開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第二開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  29. 如請求項23所述之控制方法，其中該負載包含一變壓器，該諧振槽包含一磁激電感器、一諧振電感器與一諧振電容器彼此串聯，其中該磁激電感器與該變壓器並聯，該磁激電感器、該諧振電感器與該諧振電容器三者與該第二開關並聯，該控制方法包含：控制該第一開關之占空比大於0.5，當關閉該第一開關且導通該第二開關時，藉由該磁激電感器上的鉗位電壓，該變壓器向二次側傳輸能量，而當導通該第一開關且關閉該第二開關時，該變壓器不能向二次側傳輸能量。
  30. 如請求項23所述之控制方法，其中該第一開關之占空比與該第二開關之占空比的合為1，該第二開關之占空比介於一小於0.5之第一預定上限值與一第一預定下限值之間，該第一開關之占空比介於一大於0.5之第二預定下限值與一第二預定上限值之間。
  31. 如請求項23所述之控制方法，更包含：利用一電磁干擾濾波器接收一交流電，該交流電經該電磁干擾濾波器及一功率因數矯正裝置轉換後提供該輸入電壓。
  32. 如請求項31所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為輕載或空載時，降低該功率因數矯正裝置所提供該輸入電壓。
  33. 如請求項31所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為輕載或空載時，關閉該功率因數矯正裝置。
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