TWI431908B - 電力轉換裝置 - Google Patents

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Description

電力轉換裝置
本發明係關於將PWM轉換器(PWM converter)並聯連接而構成之電力轉換裝置。
一般而言，將PWM轉換器予以並聯連接之際，使並聯連接之開關元件(switching element)彼此都以相同的時序(timing)動作為最理想的，但實際上會因為開關元件及開關元件的驅動電路之品質的參差而在動作時序上產生差異(gap)。當在並聯連接之開關元件的動作時序發生了差異時，就會在例如第14圖所示的裝置構成之情況，發生P(正側)與N(負側)短路之不良的狀況，而有短路電流在箭號線(粗線)所示的路徑流動之虞。
第14圖所示的電力轉換裝置，係形成為從三相交流電源1接受電力供給而產生直流電力並將之供給至負載6之構成，具備有並聯連接之PWM轉換器2及3。PWM轉換器2具備有濾波電抗器(filter reactor)4，PWM轉換器3具備有濾波電抗器5。電抗器4,5通常大多採用三相磁耦合(magnetic coupling)之電抗器。三相磁耦合之電抗器雖然對於常模電流(normal-mode current)而言具有電感(inductance)，但對於共模電流(common-mode current)而言，電感卻會變得極端地小。由於圖示的短路電流為共模電流，因此就電抗器4,5而言並無法防止短路電流。
因此，過去係如第15圖所示在交流側的三相都追加短路防止電抗器7至9，來防止P與N短路之不良的狀況。而且，短路防止電抗器7至9相互之間並不相磁偶合。
作為減低並聯連接的裝置間的短路電流之技術，下述的專利文獻1中揭示了一種：雖然與將PWM轉換器予以並聯連接之情況不同，但也是針對並聯連接的電力轉換裝置，藉由電抗器來抑制在並聯連接的電力轉換裝置間流動的橫流電流(短路電流)之電路。
(先前技術文獻)
(專利文獻)
專利文獻1：日本特開2001-177997號公報
如上述，過去係利用第15圖所示之短路防止電抗器7至9來防止短路電流，但短路防止電抗器上會有由於開關動作而產生的高頻電流流通，所以有損耗很大，以及尺寸及成本增大之傾向，而且數量還必須有三個，因此在短路防止電抗器的設置空間及經濟性上很不利。
本發明係鑑於上述的課題而完成者，其目的在獲得一種與過去相比，可實現短路防止電抗器的小型化及低成本化，以及可實現每一裝置所需的短路防止電抗器的數量的削減之電力轉換裝置。
為了解決上述課題，達成本發明之目的，本發明之電力轉換裝置具備有：並聯連接的複數個PWM轉換器將從共通的三相交流電源供給來的電力轉換為直流電力然後供給至共通的負載；以及複數個短路防止電抗器連接至前述PWM轉換器的一部份或全部的輸出側，在各PWM轉換器內的同相的開關元件相互的動作時序發生差異之情況，使在動作時序不一致之PWM轉換器間流動之短路電流減低。
根據本發明之電力轉換裝置，就會產生：可減少短路防止用的電抗器的數量，而且可實現該電抗器的低成本化及小型化，進而可使裝置小型化之效果。
以下，根據圖式來詳細說明本發明之電力轉換裝置的實施形態。惟本發明並不受此實施形態所限定。
實施形態1
第1圖係顯示本發明之電力轉換裝置的實施形態1的構成例之圖。本實施形態1之電力轉換裝置具備有：藉由PWM控制將從三相交流電源1供給來的交流電力轉換為直流電力之複數個PWM轉換器2及3、以及設置在PWM轉換器2的各輸出端子(P,N)與從PWM轉換器接受電力的供給之負載6之間之短路防止電抗器10及11。
PWM轉換器2具備有濾波電抗器4，PWM轉換器3具備有濾波電抗器5。濾波電抗器4及5皆由分別相對於從三相交流電源1供給來的各相的電力而設置之三個電抗器所形成。此處的三個電抗器係相互磁耦合(magnetic coupling)。PWM轉換器2及3中之同相的開關元件，係由省略掉圖示之控制電路加以控制俾使其動作時序一致。然而，實際上，動作時序卻大多會因為元件本身的性能參差或驅動電路的品質參差等原因而發生差異。
短路防止電抗器10及11係作成相互之間並不相磁偶合。在本實施形態之電力轉換裝置中，短路防止電抗器10及11係用來減低因為各PWM轉換器的開關元件間之動作時序的差異而發生的短路電流。
短路電流流動的路徑，除了第14圖所示的路徑之外，還存在有例如：從PWM轉換器3的電容器(capacitor)經由PWM轉換器2的P，再經由開關元件、濾波電抗器4而回到PWM轉換器3側，然後經由濾波電抗器5及開關元件而回到電容器之路徑。此路徑之短路電流係由短路防止電抗器10使之減低。
以下，說明藉由本實施形態之電力轉換裝置可得到的效果。
如上述，在本實施形態之電力轉換裝置中，採用將短路防止電抗器10及11連接至輸出側(直流側)之構成，所以與如前述之在交流側配備短路防止電抗器之過去的電力轉換裝置相比，可用更少的短路防止電抗器來減低短路電流。
此外，第2圖所示之交流側電流，如第3圖所示，係為在電源頻率(50Hz/60Hz)上重疊PWM載波頻率而成之電流波形。此處，已知電抗器的鐵心損耗(iron loss)分為磁滯損耗(hysteresis loss)及渦流損耗(eddy current loss)，且分別與頻率的1.6次方及2次方成比例，所以重疊上如此的高頻電流而成的電流流動的話，損耗就會變大。相對於此，第2圖所示的直流側電流則沒有電源頻率(50Hz/60Hz)施加於其上，而且直流側電流會由PWM轉換器內的主電路電容器加以平滑化，所以PWM載波頻率成分的高頻電流會大幅減低。因此，可大幅減輕電抗器的鐵心損耗。亦即，可將使用於電抗器之鐵心變更為較便宜的材料而謀求電抗器的低成本化。此外，可將鐵心做得較小而謀求電抗器的小型化及低成本化。
如以上所述，根據本實施形態，在一部份的PWM轉換器的輸出側(直流側)配置短路防止電抗器，來防止短路電流，因此可減少短路防止電抗器的數量，而且可實現短路防止電抗器的小型化及低成本化。隨之，可使裝置小型化。在如第1圖所示之將兩台PWM轉換器予以並聯連接而構成的電力轉換裝置之情況，只要在一方的PWM轉換器的P,N輸出側配置短路防止電抗器即可，所以可使過去需要三個之短路防止電抗器縮減為兩個。
再者，第1圖雖顯示的是將短路防止電抗器10,11連接至PWM轉換器2側的P及N之構成，但亦可將一方的短路防止電抗器連接至PWM轉換器3側。亦即，可將短路防止電抗器10連接至在PWM轉換器3的P側。此外，還可將短路防止電抗器11連接至PWM轉換器3的N側。
實施形態2
第4圖係顯示實施形態2之電力轉換裝置的構成例之圖。本實施形態之電力轉換裝置，係將實施形態1之電力轉換裝置(參照第1圖)中的短路防止電抗器10及11置換為短路防止電抗器12及13而構成者。而且，將PWM轉換器2及3控制成兩者的電流相平衡。其他的部份皆與實施形態1一樣。以下，將只針對本實施形態與實施形態1不同的部份進行說明。
關於短路防止電抗器12及13，茲利用第5至7圖來進行說明。本實施形態之電力轉換裝置所具備的短路防止電抗器12及13係形成為第5圖所示之構成，且將兩端之a端子(電極)及b端子連接至並聯連接之PWM轉換器的P側或N側。以及，將從短路防止電抗器的中間點拉出之端子c連接至負載6。
短路防止電抗器12及13具有：在如第6圖所示之電流從a端子往b端子流，或從b端子往a端子流之情況，對於這樣的電流而言具有電感，但若如第7圖所示之從端子a往端子c流之電流與從端子b往端子c流之電流為相同的大小，則雙方的磁通會相互抵銷，所以對於這樣的電流而言並不具有電感之特性。
採用如上述之構成，本實施形態之電力轉換裝置除了可得到與實施形態1之電力轉換裝置一樣的效果之外，還可得到以下所示之效果。
考慮：使用實施形態1之電力轉換裝置(參照第1圖)時負載之電流急遽變化(遽增)之情況。因為將短路防止電抗器10及11連接至PWM轉換器2，所以即便負載之電流急遽增加，從PWM轉換器2往負載6流之電流(第8圖中所示之電流Ia)也只會慢慢增加。因此，必須利用從並未連接短路防止電抗器之PWM轉換器3流過來之電流Ib來補足不足的電流Ib(參照第9圖)，然而，並聯運轉之PWM轉換器通常會被控制成兩者的電流相平衡。因此，若要利用電流Ib來補足不足的電流，就必須進行專用的電流控制處理。而且，為了使PWM轉換器3的額定電流不會不足，還必須進行下列的任一項處置。
‧不使負載急遽變化的情形發生
‧不使電力轉換裝置以100%之負載運轉，而是在保有餘裕(margin)的狀況下運轉
‧將PWM轉換器3的額定電流設定得比PWM轉換器2大(如此一來便不能與PWM轉換器2共用化)
另一方面，負載急遽變化(遽減)之情況也一樣，從PWM轉換器2往負載6流之電流Ia只會慢慢減少(參照第10圖)。因此，PWM轉換器3必須消耗掉剩餘的能量。
相對於此，在本實施形態之電力轉換裝置中，係將短路防止電抗器12及13連接至PWM轉換器2及3雙方的輸出側。而且，將從各PWM轉換器向負載6流之電流(Ia,Ib)控制成兩者相平衡。如上述，短路防止電抗器12及13在從端子a往端子c流之電流與從端子b往端子c流之電流為相同的值之情況，對於往負載6側流之電流而言並不具有電感。因此，在負載急遽變化之情況會在實施形態1之電力轉換裝置成為問題之上述現象並不會發生(參照第11圖)。因而，無需進行利用電流Ib來補足負載電流急遽變化(遽增)之情況的不足電流所需之專用的電流控制處理，本實施形態之電力轉換裝置能夠以100%之負載運轉，而且可做到PWM轉換器2及3之共用化。
在實施形態1,2中，為了說明之簡化，說明了將兩台PWM轉換器並聯連接而形成電力轉換裝置之情況的例子，但並聯連接之台數亦可為3以上。將n台PWM轉換器予以並聯連接之情況，就實施形態1而言，只要將短路防止電抗器連接至n-1台PWM轉換器的各P,N輸出即可。就實施形態2而言，則只要將第5圖所示之短路防止電抗器的兩端的兩個端子(端子a,端子b)之一方連接至PWM轉換器的P輸出(或N輸出)，將另一方連接至其他的PWM轉換器的P輸出(或N輸出)或其他的短路防止電抗器的中點(端子c)即可(參照第12圖)。第12圖顯示的雖然是將三台PWM轉換器予以並聯連接之情況的例子，但四台以上之情況也一樣。與將短路防止電抗器連接至三相交流電力輸入側之情況(參照第13圖)相比較，將短路防止電抗器連接至直流電力輸出側之情況，可將必需的短路防止電抗器的個數抑制在較少的數目。此外，如上述，直流電力輸出側並非漣波電流(ripple current)流通的路徑，所以可使短路防止電抗器小型化及低成本化。
(產業上之利用可能性)
如以上所述，本發明之電力轉換裝置可用作為將複數個PWM轉換器並聯連接而形成之電力轉換裝置，尤其適用於可實現用來減低P-N短路電流之電抗器的必需個數的刪減及電抗器的小型化之電力轉換裝置。
1．．．三相交流電源
2,3．．．PWM轉換器
4,5．．．濾波電抗器
6．．．負載
7,8,9,10,11,12,13．．．短路防止電抗器
第1圖係顯示本發明之電力轉換裝置的實施形態1的構成例之圖。
第2圖係用來說明實施形態1的電力轉換裝置的效果之圖。
第3圖係用來說明實施形態1的電力轉換裝置的效果之圖。
第4圖係顯示實施形態2的電力轉換裝置的構成例之圖。
第5圖係實施形態2的短路防止電抗器的構成圖。
第6圖係實施形態2的短路防止電抗器的動作說明圖。
第7圖係實施形態2的短路防止電抗器的動作說明圖。
第8圖係用來說明實施形態2的電力轉換裝置的效果之圖。
第9圖係用來說明實施形態2的電力轉換裝置的效果之圖。
第10圖係用來說明實施形態2的電力轉換裝置的效果之圖。
第11圖係用來說明實施形態2的電力轉換裝置的效果之圖。
第12圖係顯示將三台PWM轉換器予以並聯連接之情況的裝置構成例之圖。
第13圖係顯示將三台PWM轉換器予以並聯連接之情況的裝置構成例之圖。
第14圖係用來說明過去的電力轉換裝置之圖。
第15圖係用來說明過去的電力轉換裝置之圖。
1．．．三相交流電源
2,3．．．PWM轉換器
4,5．．．濾波電抗器
6．．．負載
10,11．．．短路防止電抗器

Claims (4)

  1. 一種電力轉換裝置，具備有：並聯連接的複數個PWM轉換器，將從共通的三相交流電源供給來的電力轉換為直流電力然後供給至共通的負載；以及複數個短路防止電抗器，連接至前述PWM轉換器的一部份或全部的輸出側，在各PWM轉換器內的同相的開關元件相互的動作時序發生差異之情況，使在動作時序不一致之PWM轉換器間流動之短路電流減低。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電力轉換裝置，其中，並聯連接之PWM轉換器為n台之情況，係相對於n-1台PWM轉換器的各P輸出端子及各N輸出端子而連接前述短路防止電抗器。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電力轉換裝置，其中，並聯連接之PWM轉換器為n台之情況，係相對於n-1台PWM轉換器的P輸出端子而連接前述短路防止電抗器，且相對於n-1台PWM轉換器的N輸出端子而連接前述短路防止電抗器。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之電力轉換裝置，其中，前述短路防止電抗器具備有分別連接於兩端之兩個電極、及連接於中間點之一個電極，各短路防止電抗器，係將其兩端的兩個電極的任一方連接至任意的PWM轉換器的P輸出，且將另一方連接至其他的PWM轉換器的P輸出或其他的短路防止電抗器的中間點，或者將其兩端的兩個電極的任一方連接至任意的PWM轉換器的N輸出，且將另一方連接至其他的PWM轉換器的N輸出或其他的短路防止電抗器的中間點，其中間點之電極則連接至其他的短路防止電抗器的兩端的任一方或連接至負載。
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