TWI411235B - 具有改良相位雜訊之電壓控制振盪器 - Google Patents

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Description

具有改良相位雜訊之電壓控制振盪器
本發明係關於一種具有較少相位雜訊之電壓控制振盪器，而且還關於一種控制此振盪器的裝置與方法。
與許多無線電系統相同，行動電話會向上轉換信號，用以將該信號從基頻帶傳送至傳送頻率。該行動電話會支援非常廣幅的傳送頻率，因此，必須能夠在非常大範圍的頻率中來調諧該傳送振盪器以及位於此電話內的局部振盪器。
一般來說，若希望於非常大的頻率範圍中來調諧一電壓控制振盪器(VCO)的話，那麼該振盪器輸出頻率與該振盪器輸入控制電壓之間便必須要有非常大的比例常數KVCO 。使用大KVCO 可使得快速地越過調諧範圍。此意謂著可於頻率間快速地移動局部振盪器並且將其鎖定在新的頻率處。不過，雖然容易進行調諧，但卻必須付出代價。出現在控制電壓上的任何雜訊皆可能會出現在該振盪器的輸出頻譜中。此雜訊會導致該振盪器之輸出相位偏離理想正弦(其具有和該振盪器之標稱頻率相同的頻率)的相位。該些誤差會造成該振盪器輸出處的相位雜訊。
行動電話的GSM標準對行動電話的傳送包封中所允許的相位雜訊有所限制。該等限制具強制性，不符該些限制的元件皆不會被允許使用。行動電話之局部振盪器或傳送振盪器中的相位雜訊可能非常容易導致輸出信號的功率密 度偏離標稱的傳送頻率，因而超出允許的傳送功率包封。結果，行動電話的電壓控制振盪器通常會變成非常昂貴的離散元件。
其中一種解決相位雜訊問題的方式便係讓該電壓控制振盪器具有非常低的KVCO 。因此，便可成比例地降低該振盪器控制電壓上的任何雜訊對該振盪器輸出頻率所產生的效應。不過，雖然降低了相位雜訊，卻同時提高於寬廣運作範圍中調諧該振盪器的難度。
於一行動電話內，該VCO係內含於一相鎖迴路(PLL)之中。熟習本項技術的人士皆已非常明白相鎖迴路。相位偵測器會比較一參考信號與一推導自該VCO輸出的信號。接著，便可將該相位偵測器的輸出轉換成(通常係利用低通濾波處理來轉換)該VCO的控制信號。
對某些振盪器拓樸而言，振盪器振幅的變化會造成振盪器頻率的變化，並且也會影響KVCO 以及PLL的迴路增益。如此會造成快速響應頻率靈敏低相位雜訊VCO之設計與控制以及相關電路的難度。
不過，就其它原因來說，設計者實際上可能會希望針對該電話的不同運作模式將該振盪器振幅設成不同的目標值。因此，由於傳送過程中的相位雜訊規定比較嚴格，所以，傳送週期期間的振盪器振幅可能會大於接收週期期間的振盪器振幅。
根據本發明第一項觀點，提供一種可變頻率振盪器， 其包括：一可變頻率振盪器核心；一振盪器控制器；以及一輸出電壓穩定元件，用於將振盪器輸出的振幅維持在預設範圍內，其中該可變頻率振盪器核心可控制用來運作於複數個頻率頻帶中其中一者中並且具有一響應該振盪器控制器的頻率控制輸入，而且為了設定新的運作頻率，該振盪器控制器會於該等頻帶內實施頻率搜尋，以便找出正確的頻帶，而且其中會於進行頻帶選擇期間實施振幅穩定化作業。
因此，本發明可改良振盪器的振幅與頻率域的穩定性。此結果非常重要，因為振幅與頻率控制並非完全彼此獨立，因此，調整該些振盪器效能參數其中一者便會影響到另一個參數。
較佳的係，該可變頻率振盪器係一電壓控制振盪器。
較佳的係，朝目標頻率來調諧該振盪器的工作係以反覆方式來實施。因此，該振盪器頻率會收斂至該目標頻率。此頻率控制作業可於複數個步驟中來實施。較佳的係，會配合該等調諧步驟中至少其中一者來實施振幅穩定作業。若利用連續近似方式來實施調諧以找出該正確頻率的話，那麼便可於所有該等近似步驟中，或是部份該等近似步驟中(舉例來說，最高有效位元/步驟)實施振幅穩定作業。
於一實施例中，二進位加權調諧電容器係被切入與切出該振盪器之電感器-電容器共振電路，切入一電容器會導致共振頻率下降。同樣地，從該共振電路中移除一電容器則會導致共振頻率上升。因此，於指示選擇一預設頻率之 後，除了最高有效之電容器C1 之外，所有該等調諧電容器便均會被切出該共振電路。接著，該輸出電壓穩定元件便會動作用以控制該振盪器電路，以便將該輸出振幅設定在由可接受數值構成的預設範圍內。該電壓穩定作業係被假設為在一預設時間週期內來進行。於允許進行電壓穩定的時間週期結束時，便會決定出振盪器頻率。於此週期期間最好禁止進行電壓穩定作業。最好僅於該振盪器中選擇一新的電容值之後才實施振幅穩定作業。
決定該振盪器頻率，該工作其中一部份便係進行測試，用以判斷該振盪器頻率是否高於或低於該目標頻率。若該振盪器頻率高於該目標頻率的話，那麼該最高有效電容器便會被保留在該振盪器電路中，否則便將其移除。
於設定該最高有效電容器之後，該程序便會繼續進行設定下一個最高有效電容器C2 。再次地，會將測試中的電容器C2 切入該振盪器電路之中。接著，振幅穩定元件便會運作，用以控制該振盪器輸出電壓，使其落在由可接受數值構成的預設範圍內，或是(於限制內)達到目標值。一旦已經超過被指派給該振幅穩定程序的預設時間週期，那麼便會實施測試，以便查看該振盪器頻率與該目標頻率的匹配情形。若該振盪器的頻率高於該目標頻率的話，那麼電容器C2 便會被保留在該振盪器電路中，否則若該振盪器頻率低於該目標頻率的話，那麼便要將電容器C2 移除。
接著便可依照前述程序來輪流設定後續的電容器C3 至CN ，其中CN 為最低有效位元。
此用來控制振盪器的「頻帶切換」方式可促使於振盪器中使用非常低的KVCO ，如此便可導致非常低的相位雜訊。
較佳的係，藉由控制從一電流源/吸收器流入或流出該振盪器電路的偏壓電流來實施振幅控制。電流流動控制可用來控制該電路的振幅，因為限制電流流動便可限制跨越該振盪器中之電感器的電流變化速率，進而限制於該等電感器上所形成的電壓。
較佳的係，藉由計算源自該振盪器的電壓循環並且將該等循環數和一參考振盪器的輸出作比較來實施頻率決定。
較佳的係，利用數位方式來實施振幅控制。相較於類比回授系統，使用數位振幅控制系統於相位雜訊效能中具有不錯的好處。類比系統必須持續努力地將振盪器振幅朝目標值調整，此固定的變化以及用來達成此目的的元件均可能會造成額外的相位雜訊。
若利用數位系統，那麼在每次數位設定的持續時間期間，該等個別電壓位準則均可有效地維持不變。如此便會有較少的雜訊被傳導至該振盪器之中，因而於該振盪器的輸出處便僅會有較少的相位雜訊。
針對特定電容器組合被切入該共振電路時的實際振盪器頻率或是對於控制電壓變化的特定響應等方面的振盪器效能並未嚴格規定。振盪器振幅同樣如此。於振盪器的效能落在由可接受數值構成的合理寬廣範圍內的前提下，PLL與輸出電壓穩定元件便可運作，以便有效地校正該振盪器 效能。如此便允許該振盪器使用較簡單的偏壓技術。同時還不需要提供溫度補償並且可降低供應電壓排斥的設計需求。從而該些振盪器的屬性便允許省略電路組件(也就是，溫度補償電路)或是簡化其它相關電路(也就是，電源供應調整)。如此便可減少組件數量，進而減少雜訊源的數量，如此便可降低進入該振盪器以及其控制電路/元件之中的雜訊。如此便可減低相位雜訊。
根據本發明第二項觀點，提供一種控制電壓控制振盪器的方法，該電壓控制振盪器具有一可調諧的輸出頻率以及一可調整的輸出振幅，其中在改變一調諧電容器數值的步驟之後，在判斷該振盪器是否運作於可接受頻率範圍內之前會先實施振幅控制功能。
根據本發明第三項觀點，提供一種供電壓控制振盪器使用的振幅控制系統，其中該控制系統會響應振盪器振幅的測量值並且將其和目標振幅作比較，以便推導出一振幅誤差數值，其中該誤差數值可用來控制一數位振幅控制器，致使可量化振盪器振幅控制信號中的變化。
因此，便可提供一種不會對該振盪器的相位雜訊效能造成負面影響的振幅穩定系統。
較佳的係，該振盪器包括一對匹配電晶體，兩者呈交叉耦合組態且會被連接至一電流源(該用語亦包含電流吸收器)。此組態意謂著流入該振盪器中的電流會經過良好界定並且可用來提供該振盪器的振幅控制。
較佳的係，跨越該振盪器之共振電路中的電感器所產 生的電壓會受到監視，以便提供振盪器振幅的測量值。可藉由對該振盪器的輸出進行整流來實施振幅測量，並且對其進行低通濾波以推導出該振幅的測量值。
根據本發明第四項觀點，提供一種控制電壓控制振盪器之振幅的方法，該電壓控制振盪器具有一振幅控制輸入，該方法包括下面步驟：決定該振盪器振幅與一目標振幅之間的誤差，以及以該誤差測量值為基礎來對該振幅控制輸入進行分離調整，該振幅控制輸入會被限制為複數個離散數值中其中一者。
有利的係，藉由線性搜尋，從最低振幅數值朝目標振幅數值爬升來實施振幅控制。相較於連續近似搜尋方式，此方式雖然比較慢，不過其優點則係絕不會超過最大允許的振盪器振幅。此結果非常重要，因為其能夠防止積體電路內的元件因跨越其上出現超額的電壓而提早故障。
根據本發明第五項觀點，提供一種對相鎖迴路內之電壓控制振盪器的比例常數實施頻率補償的裝置，其包括一比例常數修改器，用於依照該電壓控制振盪器之目標頻率的函數來修改一頻率控制迴路中所使用的比例常數。
較佳的係，該頻率控制係由一粗略頻率控制區段和一精細頻率控制區段所組成。該粗略頻率控制區段可被配置成於頻率空間搜尋期間將調諧電容器切入與切出一共振電路，以便將該振盪器設定在近似於正確的頻率處。
一旦實施粗略頻率調整之後，便可利用變容二極體(varactor)(或等效組件)來實施精細頻率調整，以便保持該共 振電路的有效電容。較佳的係，利用一個以上的MOSFET來構成該變容二極體，其中該等MOSFET的閘極會被連接至該振盪器輸出，而其源極與汲極則會被連接至一頻率控制埠。該變容二極體的電容會於一週期中不斷地變化，不過其平均電容則為控制電壓的函數。此函數會構成該振盪器的電壓頻率增益(KVCO )，接著便會構成該相鎖迴路的迴路增益，進而利用該迴路增益來控制該變容二極體。
PLL迴路增益會影響頻寬、鎖定時間、相位雜訊以及穩定性。若欲獲得良好的響應時間，應該妥善控制此迴路增益以及KVCO ，同時避免出現回授不穩現象。當使用MOSFET變容二極體時，KVCO 和振盪器振幅具有非常強烈的函數關係，所以便會受到頻帶、溫度、批次差異、以及頻率的影響。經常進行振幅校正可有效地移除KVCO 和頻帶、溫度、批次-批次間差異的相依性。結果，該KVCO 便僅會和頻率具有函數關係。實際上，經過校正的KVCO 會和頻率3 或ω3 成正比。
於一合成器PLL中，輸出頻率或輸出信號會被相鎖至一參考信號。相位偵測器或相位頻率偵測器會產生一負回授控制信號，該信號和參考頻率FREF 與回授頻率間的差異成正比，其中該回授頻率FFB 等於輸出頻率除以N，N為回授除法器的除法比例。振盪器輸出頻率FRF 等於NxFFB 且約等於NxFREF 。於此PLL之中，該開放迴路同樣和KVCO 除以N成正比且約等於KVCO x，也就是該增益和成正比，所以，該增益和F2 成正比，其中F為輸出頻率或載波頻率。
根據本發明第六項觀點，提供一種對電壓控制振盪器的比例常數實施頻率補償的方法，該方法包括構成一和該電壓控制振盪器之目標頻率成函數關係的校正信號，並且將該校正信號施加至該電壓控制振盪器的控制輸入中。
較佳的係，該校正信號會以平滑或步階方式和頻率平方成函數地產生變化。
根據本發明第七項觀點，提供一種使用於電信裝置中的電壓控制振盪器，其中該電壓控制振盪器的振幅與頻率控制參數會相依於該電信裝置的運作模式而發生改變。
因此，於GSM模式中，吾人希望可於傳送階段期間提高振幅來運轉該局部振盪器，以便最大化該傳送信號內的信號雜訊比，從而降低相位雜訊。不過，於接收期間，降低振幅則可節省電流，進而提高電池壽命。於雙模電話中(例如同時支援GSM與分碼多重存取兩種技術)，相較於GSM傳送所使用的振盪器振幅，則可降低CDMA傳送中的振盪器振幅。
根據本發明第八項觀點，提供一種配合電壓控制振盪器使用的可控制電流源，其中該電流源會提供電流給該振盪器，用於控制其振盪振幅，而且其中該電流源包括複數個被並聯配置的電流鏡。
較佳的係，該等電流鏡會經過加權並且以數位方式被控制，以便對其進行開關作業。最好該等電流鏡實質上會被二進位加權。
使用經加權的電流鏡意謂著每個電流鏡於其電晶體對 之間僅需要有較低的增益(舉例來說，一倍)。因此，被引進該電流鏡中用於界定電流的其中一側中的任何雜訊均會被遞送至該電流鏡的另一側而不會有明顯的增益。再者，源自每個該等個別電流鏡的雜訊並不同調，所以，雜訊功率會以該等雜訊功率之平方和的平方根方式相加，而電流則僅會以簡單的總和方式相加。
於經常實施振幅與頻率控制的振盪器控制系統的背景中，如此便可使用經過簡化的電流拓樸。使用並聯電流鏡(其中控制電流係由流經一電阻器的電流來界定)會導致一低雜訊的電流鏡。該電流鏡可從一穩壓器(例如低降壓穩壓器LDO)中接收其參考電壓。於此組態中，電流與電壓精確性並不重要，所以，該LDO與電流鏡均可被設計成供低雜訊使用，即使如此會使得穩壓效果受到影響亦無妨。
因此，於不包括振盪器振幅穩定性之情況下，決定設計用於低雜訊的穩壓器而非設計用於最大電壓調整效果的穩壓器便可進一步提供雜訊改良效果。
圖1所示的係一振盪器組態的概略圖，該振盪器組態適合作為行動電話中的局部振盪器以及傳送振盪器。該振盪器包括一第一電感器2，該電感器係被連接在一正電源線VCC與一第一場效電晶體6之汲極終端4之間。場效電晶體6的源極8會被連接至一電流控制元件(例如電流源10)的輸出。同樣地，有一第二電感器22會被連接在該電源線VCC與一第二場效電晶體26之汲極24之間，而該第二場 效電晶體26的源極28同樣會被連接至該電流源10的輸出。場效電晶體6與26會交叉耦合，致使第一場效電晶體6的閘極9會被連接至第二場效電晶體26的汲極24，而第二場效電晶體26的閘極29則會被連接至第一場效電晶體6的汲極4。最後，便可於該第一場效電晶體6的汲極與該第二場效電晶體26的汲極24之間提供一可變電容。該電容係透過一數位控制的電容器組40(其可對該電壓控制振盪器提供粗略頻率控制)以及一變容二極體單元42(其可對該VCO輸出頻率提供精細頻率控制)來提供。
該電容器選擇單元包括可被切入或切出位於該等場效電晶體之汲極4與24之間的電路中的複數個電容器。為簡化起見，圖1中僅於該電容器組40之中概略顯示該等可電子控制電容器中的其中一者。從圖中可以看出，每個該等可電子控制電容器實際上均包括兩個電容器50與52，兩者分別位於一場效電晶體54的兩側。電晶體54開啟，用以將該等電容器切入該振盪器電路之中；或是可被關閉，從而從該振盪器電路中有效地移除該等電容器，隔開其所具有的殘留寄生電容。該可切換電容區塊40之該等通道內的該等電容器的數值可經過有利的二進位加權，以便簡化該調諧範圍的控制。
圖4中更詳細地顯示該電容器選擇單元的特定細節。如圖4所示，該電容器調諧區塊40包括五個被並聯配置的二進位加權電容器區塊100、102、104、106、108。每個電容器區塊均具有自己的選擇信號S0至S4，該選擇信號可控 制是否應該將個別區塊內的電容器切入圖4中連接線A與B(其中一者連接至圖1中的電感器2與電晶體4之間所形成的複數個節點，另一者則連接至圖1中的電感器22與電晶體24之間所形成的節點)之間所形成的電路之中或是將其從該電路中移除。於每個區塊內，在該共振電路之節點A與B之間會串聯一場效電晶體與一電容器。電晶體僅係充當一切換器，因為其會響應一控制信號而被驅動成為高阻抗或低阻抗狀態。
圖4a中更詳細地顯示該等電容器區塊中其中一者的內部組態。如先前所述，於節點「A」與「B」之間會串聯一電容器50、一場效電晶體54、以及另一電容器52。不過，為確保該電路有一致的運作，場效電晶體54的源極與汲極兩者會透過電阻器110與114被連接至一反相器112(該反相器會於其輸入處接收一「電容器選擇」信號)的輸出。反相器112的輸出同樣係另一反相器116的輸入，而反相器116則會透過電阻器118被連接至電晶體54的閘極。該電路會使得電晶體54很難被開啟，從而可最小化一特定元件尺寸的開啟阻抗；同時亦會使得該元件很難被關閉，致使小型元件因為具有很低的寄生電容而比較有利。再者，該電路還可被完全平衡。
返回圖1，變容二極體42為一種熟知的設計並且包括兩個場效電晶體60與62。電晶體60的閘極會被連接至第一場效電晶體6的汲極4，而電晶體62的閘極則會被連接至第二場效電晶體26的汲極24。電晶體60與62的汲極與 源極會被相連在一起並且還會被連接至變容二極體控制線路64。該等電晶體60與62每一者的閘極與汲極及源極之間的電壓可視為實際改變該等電晶體60與62每一者之內的絕緣閘極與導通通道(其實際上係該電容器板中其中一者)之間的大小，從而改變變容二極體42所具有之電容。
理想上，該變容二極體之電容的變化相對於控制線路64上之控制電壓為線性。圖2所示的係該變容二極體的響應的概略關係圖。圖2中，橫座標代表的係被施加於該變容二極體上的控制電壓，該電壓為該等電晶體60與62每一者的閘極與源極/汲極(該等源極與汲極會被耦合在一起)之間的電壓。圖2中的縱座標代表的係該變容二極體的電容。從圖中可以看見，當控制電壓從零上升至第一臨界電壓VT1時，該變容二極體的電容基本上會維持不變。接著，當控制電壓從VT1上升至VT2時，該電容便會陡峭地上升。對VT2以上的控制電壓來說，該電容僅會隨著控制電壓提高而非常緩慢地提高。電壓VT1與VT2非常地靠近，所以，該變容二極體響應基本上可視為具有響應於範圍VT1至VT2中之短程轉移區域的數位響應。
圖3a所示的係該等電晶體6與26中其中一者的汲極處所出現的電壓和時間的概略關係圖。圖3a中還概略顯示出兩個電壓80與82，該等電壓代表的係被施加於該變容二極體控制線路64之上不同的控制電壓。不過，吾人將會發現，實際上，該變容二極體並不僅會響應其控制線路64之上的電壓，實際上還會響應控制線路64上的電壓與該等電晶體 60與62之閘極處的電壓之間的電壓差。結果，該變容二極體便會響應交流電壓與DC控制電壓的總和。結果，如圖3b與圖3c所示般，藉由改變輸入線路64上之DC控制電壓來改變開啟週期與關閉週期之間的標記-間隔比，便可於該電壓控制振盪器之一個運作循環中開啟與關閉該變容二極體。圖3b所示的係於該控制線路64上具有非常低的控制電壓的結果，致使僅有在跨越該變容二極體之電晶體上的電壓超過虛線80所代表的臨界電壓時的非常短的時間週期中，該控制電壓與該振盪器之輸出電壓的總和才會超過該切換臨界電壓。圖3c所示的係於該控制線路64上具有較大DC輸入電壓的效應，致使當該振盪器的輸出超過虛線82所代表的臨界電壓時，該變容二極體切換電壓便會超過。因此，於圖3c中，該變容二極體於其較高電容區域中所耗費的時間會多於圖3b中的情況。此意謂著，平均來說，圖3c中的變容二極體的電容會高於圖3b中的變容二極體的電容，因此，相較於圖3b的情況，圖3c中的電壓控制振盪器的振盪頻率便會下降。
如前面所述，藉由選擇或退選該電容器組40內的各個電容器便可決定粗略的頻率選擇結果。選擇與退選此等電容器會導致構成該振盪器電路中的組件產生變化，如此便必定會改變該振盪器的品質係數Q。此情形可部份想像成切換電晶體54內的電阻性損失。該些品質係數變化會改變該振盪器輸出的振幅。振盪器輸出的振幅發生改變則會使得跨越該變容二極體之上的電壓VGSD超過該切換臨界電壓 的時間發生變化，所以，便可清楚地發現該電壓控制振盪器的頻率會相依於該電壓控制振盪器之輸出的振幅。
結果，為達良好的頻率控制效果，便必須穩定該電壓控制振盪器的振幅。應該注意的係，該VCO之輸出振幅中的變化會有效地改變該振盪器的比例常數KVCO ，進而便會改變用來控制該VCO之運作頻率的相鎖迴路(PLL)的迴路增益。
圖1中所示的電路有兩種運作方式可控制或限制該等電壓振盪的振幅，進而控制或限制該VCO的輸出。第一種限制方式係電流限制方式。跨越該等電感器2與22每一者之上的電壓則如下所示：
其中，為流經該電感器之電流的變化率。
吾人假設該振盪器具有一標稱切換頻率，其遵循電流的變化率係受限於由電流源10所供應的偏壓電流。因此，藉由改變流經電流源10的電流便可控制跨越該等電感器2與22之上所產生的電壓波形。
替代的限制方式係電壓控制方式，此方式存在的原因在於，電流源10實際上係利用複數個電晶體建構而成，而該些電晶體跨越其上將會需要一最小的電壓餘裕，如此方能正確地運作。結果，當振盪的振幅提高，跨越該電流源10的電壓餘裕便會降低。最後，電流源10的餘裕便會降低 至無法正確運作的程度。如此必然會導致電壓控制振盪器的輸出電壓受到限制。
此兩種振幅限制方法均為類比方法，而且基本上係無法預測的。所以，便必須利用一回授電路來控制該電流源。
吾人可以假設，此作法於類比領域中的實施效果最好。因此，可以利用一峰值至峰值偵測器來測量該電壓控制振盪器內之振盪的峰值至峰值振幅，並且可將此電壓供應至一誤差放大器的第一輸入。該誤差放大器的第二輸入可接收一參考電壓，而該誤差放大器的輸出則與所測得之峰值至峰值電壓與目標峰值至峰值電壓之間的差異具有函數關係。接著，便可將該誤差放大器的輸出提供給該可變電流源10的控制輸入，以便穩定該VCO的振盪振幅。
雖然從振幅控制的觀點來說，此項技術的效果令人滿意；不過，就該電壓控制振盪器的雜訊效能來說，此項技術的效果則無法令人滿意。事實上，回授會不斷地試圖穩定透過該電流源將雜訊引入該電路之中的輸出電壓。該電流源之中的雜訊會導致該振盪器之振盪振幅中的雜訊。振盪振幅中的雜訊則會透過圖3a至3c中概略顯示的方法被轉換成該VCO之相位域中的雜訊。此雜訊會損及該VCO的相位效能，而且實際上可能會阻礙該元件符合GSM規格中嚴格的相位雜訊規定。
本案發明人瞭解到，為利用圖1所示之電路取得可接受的相位雜訊效能，吾人並不希望對該電流源實施類比控制以控制振盪器振幅。
本案發明人瞭解到，數位控制該電流源可提供更好的相位雜訊效能。這係因為數位控制的週期性本質意謂著，對電流源運轉的大部份時間來說，該電流源的電流控制信號係不變的。電流控制信號不變的本質意謂著該控制信號並不會成為該電流源所供應之電流中的雜訊源，因此，並不會經由該VCO的動作而被轉換成相位雜訊。於時域多工系統中，偏壓電流中的變化可能會被限制發生在該電話並未進行傳送及/或接收的時候。
於一CDMA系統內並不容易達成此等限制條件，於此情況中，振盪器偏壓電流的變化大小應該受到限制，如此方不會導致被接收或被傳送的符號遭到破壞。
圖5所示的係構成本發明一實施例之振盪器與位準控制電路(其會構成一振盪器控制器的一部份)的概略圖。以符號200來表示的振盪器係前面參考圖1至4所述的類型。該振盪器會被連接至節點202與204，該等節點分別代表振盪器200第一側中電感器2與電晶體6之間的連接以及振盪器200第二側中電感器22與電晶體26之間的連接。節點202與204會透過退耦電容器210與212延伸連接至整流器216的第一與第二輸入，該整流器216會對該參考電壓進行整流，以取得該振盪器之輸出的峰值至峰值振幅的測量值。整流器216的輸出218會透過一低通濾波器220被供應至一比較器224的非反相輸入222。比較器224的反相輸入226則會接收一代表該振盪器200之目標振幅的參考輸入。該比較器的輸出會被供應至一位準控制器230，該 位準控制器230會透過一控制匯流排250提供複數個控制信號給複數個可數位控制的電流鏡240、242、244、246、以及248。吾人將會發現，必要時亦可提供更多的電流鏡。該等電流鏡具有一共同結構，而為簡化起見，吾人將僅詳細地說明第一電流鏡240。電流鏡240包括一對匹配電晶體260與262，兩者的閘極會被耦合在一起。電晶體260與262的源極終端亦會被耦合在一起，並且還會被耦合至局部接地連接線264。電晶體260的汲極終端會透過一電控切換器268與一電流控制電阻器270被連接至一電源線266。電晶體262的汲極終端會被連接至該振盪器200，更明確地說，會被連接至電感器274輸入處的節點272，接著便會連接至節點276，進而連接至電晶體6與26的源極。電感器274的好處係，對傳導至該電流鏡之中的振盪而言，該電感器係呈現出高阻抗。亦可使用其它的電流控制組態，例如僅將複數個電阻器切入該振盪器與接地之間的路徑之中；或是將複數個電阻器切入與切出該電流鏡240的參考臂之中。該偏壓技術非常簡單，因為其並不包含溫度補償而且具有很低的電源排斥。
如前面所提，全部的電流鏡均具有相同的組態，不過，該等電流鏡之間的電流控制電阻器的數值卻不相同。可有利地對該等電流鏡進行二進位加權處理。假使電流鏡240係最高有效電流鏡的話，那麼假使電流鏡240之中的電阻器270具有數值R的話，那麼，下一個電流鏡中的電流控制電阻器的數值便為2R，致使相較於流入電流鏡240之中 的電流而言，流入電流鏡242之中的電流便會減半。電流鏡246中的電流控制電阻器的數值為4R，電流鏡248中的電流控制電阻器的數值則為8R，依此類推。
圖中還提供另一個電流鏡280，其電流為維持該振盪器運作所需要的最小數額(外加一安全邊限)，而且此電流鏡280會永遠開啟。
電源線266可源自於一參考電壓，不過，有利的係，送至該振盪器核心200的電壓供應線。依此方式，退耦電容器282便會扮演雙重角色，其除了可確保穩定性且限制LDO輸出處之雜訊頻寬(其通常係一項基本功能)以外，同時還可限制偏壓產生電路中的雜訊頻寬。
為簡化起見，送至該振盪器核心的電源供應可透過一可能具有非常簡單設計之低降壓穩壓器(也就是，不需要很多電壓餘裕的穩壓器)來進行。該穩壓器的優點係並未被設計成具有最大化穩壓的效果，取而代之的係被設計成具有最小化雜訊的效果。如此便可改良該振盪器的相位雜訊效能。
圖6與7所示的係根據本發明之振盪器的實施例，該振盪器已經概略地顯示於圖5之中。圖中以元件符號200來表示的振盪器的功能對應的係圖1中所示的電路。電感器2與22係被設計在功能區塊302之內，粗略調諧係由調諧區塊40內的可切換電容器來實現，而精細控制則係由變容二極體42來實施。交叉耦合的場效電晶體6與26會從一電流鏡306中接收電流。電流鏡306內的各個電晶體會 受控於一切換電路308。返回振盪器200，其進一步包含一緩衝電路310，用以產生該振盪器輸出的緩衝數值，以供使用於該電信裝置的其它部份之中。圖中還提供一偵測指定電路312，其會提供信號316與318，用以代表振盪振幅。該偵測指定電路312的該等輸出會被提供至圖7中所示的另一偵測元件322，該偵測元件的功能係整流及平滑化線路316與318之上的信號，用以提供一合成偵測信號。
偵測元件322亦會透過輸入330從一控制器230中接收一目標振幅。該偵測元件會比較主要振幅與該目標數值，並且將比較結果輸出至一比較器224的非反相輸入。該比較結果的反相值則會被提供至該比較器224的反相輸入。比較器224可用來放大偵測元件320的輸出並且對其進行位準移動，致使獲得適合其它數位電路使用的數位信號。
控制器230(圖7)可藉由電流鏡10(圖1)來控制該振盪器的振幅。該電流鏡(如圖6中的詳細顯示)包括六個可數位控制的二進位加權電流鏡240、242、246、248、340、342以及一條可確保必定會有最小值電流存在之永遠開啟的通道280。此組態非常實用，因為其可防止該振盪器被不慎關閉。
GSM電話行動系統係一種分時多重存取(TDMA)系統，其中該行動電話僅會於預定的時槽期間進行傳送或接收。因此，便可於該電話未進行傳送或接收的週期期間來對振盪器振幅實施數位控制，然後再中止進行振幅控制，也就是，於該TDMA系統中傳送或接收叢訊期間有效地進 入「開路」。不過，本發明亦可套用於分碼多重存取(CDMA)系統中，其包含3G電話系統在內，該等系統中的傳送器與接收器會持續地保持作用。本發明非常適合套用於CDMA系統中，因為數位系統的週期性特性意謂著電流源(也就是，電流鏡10)的控制字組或信號依然僅會被週期性地更新，所以於一時脈循環的大部份期間，該控制信號/字組會保持不變且不會是雜訊源。
雖然該振盪器的電壓可能會隨著溫度與供應電壓而改變，不過，吾人可合理地預期該些變化非常地慢。因此，僅需要週期性地實施振幅校正。實際上，僅有在開啟電源時才可實施振幅校正。不過，為達改良效能的目的，吾人希望可反覆地進行振幅校正，如此方能應付溫度的變化，舉例來說，由於使用者手上的熱量的關係而讓讓一行動電話持續地升溫。
該行動電話可能必須具頻率靈敏度。舉例來說，該GSM電話系統可能會要求該行動電話於進行電話通話期間改變運作頻率。假使被命令進行頻率改變的話，該電話於其下個傳送循環以前則僅有約200μs的週期來設定其運作頻率。
製造容限值以及溫度相依性意謂著，當被設計於一積體電路之內時，並無法完全預測圖1所示的振盪器組態。所以，當選擇傳送頻率時，便可於該振盪器的頻率空間中實施頻率搜尋，以便最正確地選出該粗略調諧單元40內的電容器，從而將其切入(其實際上則係被切出)該振盪器。
假設該選擇區塊40內的電容器數值被二進位加權，該 等電容器會被切入及切出該振盪器電路，以便連續地近似搜尋該頻率空間。於此搜尋中，最高有效(也就是，最大的)電容器會被切入該電路之中，並且測量振盪頻率，以便判斷該振盪器究竟係高於或低於該目標頻率。假使該振盪器高於該目標頻率的話，那麼該電容器便會維持被選擇，否則其便會被切出該振盪器電路。接著，次一最最高有效電容器會被切入該振盪器電路之中，並且再次進行頻率測量，以便判斷該振盪器頻率究竟係高於或低於該目標頻率。假使該振盪器高於該目標頻率的話，那麼該電容器便會維持被選擇，否則其便同樣會從該電路中被移除。此程序可針對每個該等電容器反覆進行，而需謹記的係，每個電容器的選擇均會降低運作頻率。
由於振幅與振盪頻率相互關聯的關係，本案發明人已經發現於電容器頻率搜尋作業間插入振幅穩定化作業的作法相當適切。達成此目的的方式為整合該等測試，致使第一個電容器被切入該電路之中以後，於進行頻率測量與頻率決定之前先行實施振幅測試與穩定化作業。當然，該項程序可以延伸，致使第一個電容器被選擇以後，在選擇或啟動第二個電容器測試時同樣可於進行和該第二個電容器有關的頻率測量步驟以前先行實施振幅控制。該項程序同樣可針對第三與後面的電容器來反覆進行，不過，合理的期望係，當電容器選擇作業由最高有效電容器移至最低有效電容器時，和此項程序有關的振幅變動情形亦將會下降。因此，必要時，設計人員可選擇禁止對最低有效電容 器實施振幅穩定化作業。
圖8所示的係一頻率或頻帶選擇與位準控制程序的概略區塊圖，其可被設計在構成本發明實施例的行動電話內。有一控制器(圖中未顯示)會負責利用該行動電話基礎架構來處理控制信號。因此，在開始進行圖9中所示的程序以前，該控制器會已經收到且解碼出和該電話可於其上進行接收與傳送之頻率有關的指令。
該程序從步驟400開始，於該處會載入一新的頻率字組。此字組代表的係該電壓控制振盪器的目標頻率。接著控制權便會被傳送至步驟402，於該處會實施VCO校正。一旦完成該項作業之後，控制權便會被傳送至步驟404，於該處會實施傳送或接收作業。可將控制權從步驟404傳送至其它程序(圖中未顯示)之中，或是該控制器亦可命令返回步驟400。
步驟402實際上係一反覆步驟，其本身便會實施數道步驟。圖8中的虛線區塊406內便概略顯示步驟402的子步驟。VCO校正包含於頻率空間中進行連續的近似搜尋作業，以便將該振盪器鎖定在含有預期頻率的頻率頻帶中。
如上面所述，該振盪器的粗略調諧係受控於二進位加權電容器的切換作業(不過，二進位加權並非必要條件)。精細控制則可利用變容二極體來實施。於頻率選擇期間，該變容二極體會被設在其最小的電容值處。此結果為，該變容二極體僅可用於在朝下方向中來精細調諧該振盪器的頻率。當然亦可能有其它模式，舉例來說，可將該變容二極 體設在其最大的電容處，因此便可在遞增頻率的方向中來進行精細頻率控制。
圖9所示的係運作頻率隨著電容控制字組與變容二極體電壓產生變化的關係圖。因此，假使將電容控制字組的最小值設為0且名義上全部電容器均被切出該振盪器的話，那麼該振盪器便將會以其最高頻率進行振盪。當該控制字組循序地提高至其最大值N時，那麼便會選擇到第1、第2、...至第N個頻帶，每個頻帶均具有低於前一個頻帶的初始頻率。就頻率涵蓋而言，非常重要的係該等頻帶會與至少最接近的頻帶產生重疊，以便確保必須產生的最小頻率與最大頻率間的運作範圍中不會有任何的間隙。
假設共有64個調諧頻帶可用，分別標示為0至63。該些頻帶可透過一6位元控制字組來選擇。假使吾等假設最低有效位元為位元0，而最高有效位元為位元5，那麼VCO設定程序便會以下面的方式來實施頻率搜尋。
該等頻率選擇位元會從位元5至位元0利用反覆執行步驟410、412以及414(圖8)被連續測試。
因此，於步驟410處會設定該頻率控制字組的測試位元。於第一次操作期間，接受測試的係位元5。接著，控制權便會被傳送至步驟412，於該處會實施振幅位準控制。一旦設定該振盪器振幅之後，控制權便會被傳送至步驟414，於該處會比較該振盪器頻率與於步驟400處被載入的頻率控制字組所界定的目標頻率。該比較方式係以一晶體振盪器所提供的參考頻率為基準來測量該振盪器。
假使該振盪器的運轉頻率高於該目標值的話，那麼便可維持該控制位元，否則便重置該控制位元。
接著選擇次一最高有效位元，並且反覆執行步驟410、412以及414。因此，經過此項程序6次操作之後，便可找出正確的頻率頻帶。其優點係，假使最後的頻率控制位元(LSB)並未維持的話，便可能會執行另一次振幅位準控制循環，用以調整已經被選出之實際頻帶的振幅。
接著，振盪器控制便會進入相鎖迴路，用以鎖定該目標頻率並且透過變容二極體控制電壓來對該振盪器頻率進行精細調整。
圖10所示的係圖9之步驟412內所實施的程序的概略圖式。
雖然於振幅空間中實施連續近似搜尋的速度可能很快，不過卻可能會超出最大的允許振幅而且可能會超過很大的容限值。此結果可能會破壞該振盪器內的組件。較慢但較安全的策略係實施線性搜尋，從最低振幅向上搜尋至該目標振幅。不過，更佳的係兼具振幅調整之粗略步驟與精細步驟的線性搜尋。此作法既安全且快速。圖10中概略顯示的演算法便會實施此種搜尋。該電流源所提供的電流係受控於被標示為「level」的振幅控制字組。「level」的數值會受限於0至63之間。
圖中有兩個目標數值TGT1及TGT2，兩者分別係運用於該搜尋的粗略階段及精細階段期間。TGT1的數值會受限在小於最大安全振幅扣除最大預期粗略步階大小。TGT2會 被設為等於必要的振幅數值扣除最低有效位元的1/2等效值。
該演算法係開始於步驟420，「level」的初始值會於該處被設為3。接著，控制權便會被傳送至步驟422，於該處會比較該振盪器振幅與第一目標數值TGT1。比較作業係在步驟422處進行，假使該振盪器振幅的數值超過第一目標數值TGT1的話，那麼控制權便會被傳送至步驟424。不過，假使該振盪器振幅的數值仍然小於TGT1的話，那麼控制權便會被傳送至步驟426，於該處會對該「level」的數值進行測試。假使該「level」的數值小於63的話，那麼控制權便會被傳送至步驟428，該「level」的數值會於該處被增加4，接著便會控制返回步驟422。不過，假使步驟426處的測試判斷出該「level」的數值不小於63的話，那麼控制權便會被傳送至步驟440，此動作代表離開該振幅控制標準程序。
假使步驟422將控制權傳送至步驟424的話，那麼步驟424便會將該「level」的數值減少3。接著，控制權便會被傳送至步驟432，於該處會比較該振盪器振幅與第二目標數值TGT2。第二目標數值TGT2會被設為該振盪器的必要振幅扣除該位準控制之最低有效位元的數值的一半。假使步驟432判斷出該振幅大於數值TGT2的話，那麼控制權便會被傳送至步驟440，此動作代表離開該位準設定標準程序。不過，假使步驟432判斷出該振盪器振幅小於TGT2的話，那麼控制權便會被傳送至步驟434。步驟434會測試「level」的數值，而且假使其小於63的話，那麼控制權便 會被傳送至步驟430，否則控制權便會被傳送至步驟440。於步驟430處，該「level」的數值會被增加1。接著控制權便會被傳送至步驟432。
圖11與12概略地顯示適合用來決定圖1所示之振盪器的振盪頻率的電路。如前面所述，電話會被命令將其振盪器設為一預設頻率系列中的任何一者。該等頻率並非隨意選出的，實際上，該等頻率係為被事先指派的頻道頻率。每支GSM電話皆具備一非常精確的振盪器，用來構成該電話的頻率與時序參考。
於圖11所示電路中，該振盪器控制器包括兩個計數器500與502，兩者具有相同的構造。第一計數器500會於一時脈輸入處接收頻率參考信號Fref，並且將該頻率信號除以一預設數值，例如32。結束除法時，計數器500的輸出506便將會改變狀態，舉例來說，其會進入邏輯高態。計數器502會透過一分數除法器512被連接至該電壓控制振盪器510。如上面所述，該目標VCO頻率為該頻率參考的倍數。該頻率參考的此倍數會被標示為N。因此，假使分數除法器512被程式化成除以N的話，那麼被送至第二計數器512的信號的頻率便應該與被送至第一計數器500的信號的頻率相同。結果，僅有同時開啟計數器500與502，令其計算相同的時脈脈衝數量，並且判斷何者會先結束，方能比較VCO頻率與目標頻率。率先結束的一者將會被供給較高速率的時脈，此容易遭受到小量的量化誤差，因為吾等無法確保於開始計數時被送至計數器500與502的時脈係同 相。第一計數器500的輸出506會被提供至控制器516的第一輸入514。第二計數器502的輸出520會被提供至控制器516的第二輸入522。控制器516可重置計數器500與502，或是透過一條共享控制線路524讓其兩個計數器開始計數。因此，重置/控制線路524可能會進入低位準以重置該等計數器，並且可能會被送至高位準以啟動計數作業。假使於計數器500之前從計數器502中接收到該信號的話，那麼便可判定一輸出524，用來判定該電壓控制振盪器的運轉速度高於該參考值。
因此，便可提供一種非常簡單且可靠的電路組態，用以設定該電壓控制振盪器的粗略頻率。
圖12所示的係用於對電壓控制振盪器510實施精細頻率控制的電路組態的示意圖。此處，如圖12所示，該VCO的輸出會經過分數除法器512相除。提供一相位頻率敏感偵測器530，其會於其第一輸入處接收該頻率參考信號並且於其第二輸入處接收該分數除法器512的輸出。該相位頻率敏感偵測器係一眾所熟知的組件，其會產生一輸出531，用以代表其輸入信號之間的相位差。此信號的極性和強度代表的係欲被施加至該電壓控制振盪器的校正值，此信號會被供應至一電荷泵536的第一輸入。校正計算器534會響應源自該控制器的頻率控制字組，並且輸出一校正數值給一第二輸入，用以控制該電荷泵536的偏壓電流。該電荷泵的輸出會經過低通濾波處理，並且可用來控制該電壓控制振盪器510中的變容二極體42。
有利的方式係可將該校正計算器534設計成一對照表，因為如此便可隨著設計者的意願來改變該校正計算器欲實現的解析程度及函數形狀。一般來說，該校正計算器將會實現一會隨著頻率平方而改變的函數，以便針對會隨著頻率立方而改變的電容變化來補償頻率變化。
假設於獨立控制迴路中實施粗略頻率控制及精細頻率控制，吾人便會希望能夠於該粗略頻率控制期間禁止該精細頻率控制迴路進行運作。為達成此目的，可於該VCO的輸入處提供一切換器540。可以選擇該切換器以便將該電壓控制振盪器的輸入連接至一參考電壓542，以便將該變容二極體的頻率控制維持在一預設數值處。
因此，可以提供一種具有低相位雜訊的電壓控制振盪器，而且藉由被整合至一積體電路之中，其成本亦不昂貴。
2‧‧‧電感器
4‧‧‧汲極
6‧‧‧場效電晶體
8‧‧‧源極
9‧‧‧閘極
10‧‧‧電流源
22‧‧‧電感器
24‧‧‧汲極
26‧‧‧場效電晶體
28‧‧‧源極
29‧‧‧閘極
40‧‧‧電容器組
42‧‧‧變容二極體單元
50‧‧‧電容器
52‧‧‧電容器
54‧‧‧場效電晶體
60‧‧‧場效電晶體
62‧‧‧場效電晶體
64‧‧‧控制線路
100‧‧‧二進位加權電容器區塊
102‧‧‧二進位加權電容器區塊
104‧‧‧二進位加權電容器區塊
106‧‧‧二進位加權電容器區塊
108‧‧‧二進位加權電容器區塊
110‧‧‧電阻器
112‧‧‧反相器
114‧‧‧電阻器
116‧‧‧反相器
118‧‧‧電阻器
200‧‧‧振盪器
202‧‧‧節點
204‧‧‧節點
210‧‧‧電容器
212‧‧‧電容器
216‧‧‧整流器
218‧‧‧輸出
220‧‧‧低通濾波器
222‧‧‧非反相輸入
224‧‧‧比較器
226‧‧‧反相輸入
230‧‧‧位準控制器
240‧‧‧電流鏡
242‧‧‧電流鏡
244‧‧‧電流鏡
246‧‧‧電流鏡
248‧‧‧電流鏡
250‧‧‧控制匯流排
260‧‧‧電晶體
262‧‧‧電晶體
264‧‧‧局部接地連接線
266‧‧‧電源線
268‧‧‧切換器
270‧‧‧電阻器
272‧‧‧節點
274‧‧‧電感器
276‧‧‧節點
280‧‧‧電流鏡
282‧‧‧退耦電容器
302‧‧‧功能區塊
306‧‧‧電流鏡
308‧‧‧切換電路
310‧‧‧緩衝電路
312‧‧‧偵測指定電路
316‧‧‧線路
318‧‧‧線路
322‧‧‧偵測元件
330‧‧‧輸入
340‧‧‧電流鏡
342‧‧‧電流鏡
500‧‧‧計數器
502‧‧‧計數器
506‧‧‧輸出
510‧‧‧電壓控制振盪器
512‧‧‧分數除法器
514‧‧‧輸入
516‧‧‧控制器
520‧‧‧輸出
522‧‧‧輸入
524‧‧‧重置/控制線路
530‧‧‧相位頻率敏感偵測器
531‧‧‧輸出
534‧‧‧校正計算器
536‧‧‧電荷泵
540‧‧‧切換器
542‧‧‧參考電壓
S0‧‧‧選擇信號
S1‧‧‧選擇信號
S2‧‧‧選擇信號
S3‧‧‧選擇信號
S4‧‧‧選擇信號
Vcc‧‧‧正電源線
圖1係示意性地表示一電壓控制振盪器；圖2係示意性地表示圖1所示之振盪器的變容二極體調諧元件所具有的電容；圖3a係示意性地表示，相較於該變容二極體之切換電壓，於該等變容二極體元件其中一者之輸入處所發生的峰值至峰值輸出電壓，而圖3b與3c係示意性地表示，針對不同的變容二極體控制電壓，該變容二極體於該振盪器的一運作週期的電容；圖4係示意性地表示圖1之振盪器的粗略調諧區塊的組態，而圖4a較詳細地表示一電容器選擇區塊之內容； 圖5係示意性地表示一振盪器輸出位準控制電路；圖6所示的係一位準控制電路之實施例的電路圖；圖7所示的係配合控制器的位準比較器的電路圖；圖8所示的係一頻率控制與振幅控制程序的流程圖；圖9係示意性地表示可利用該電壓控制振盪器來選擇的頻帶之頻率範圍；圖10係更詳細地表示部份振幅控制程序；圖11係示意性地表示用於比較該振盪器頻率和一參考頻率之電路；以及圖12係示意性地表示用於對該振盪器實施精細頻率控制的電路。
2‧‧‧電感器
4‧‧‧汲極
6‧‧‧場效電晶體
8‧‧‧源極
9‧‧‧閘極
10‧‧‧電流源
22‧‧‧電感器
24‧‧‧汲極
26‧‧‧場效電晶體
28‧‧‧源極
29‧‧‧閘極
40‧‧‧電容器組
42‧‧‧變容二極體單元
50‧‧‧電容器
52‧‧‧電容器
54‧‧‧場效電晶體
60‧‧‧場效電晶體
62‧‧‧場效電晶體
64‧‧‧控制線路

Claims (11)

  1. 一種可變頻率振盪器，其包括：一可變頻率振盪器核心，包括複數電容，該等電容選擇性的連接至一共振電路，用以控制一輸出頻率；一振盪器控制器；以及一輸出電壓穩定元件，用於將振盪器輸出的振幅維持在預設範圍內，其中該可變頻率振盪器核心可控制用來運作於複數個頻率頻帶中其中一者中並且具有一響應該振盪器控制器的頻率控制輸入，而且為設定新的運作頻率，該振盪器控制器會於該等頻帶內實施頻率搜尋，以便經由以下步驟設定該輸出頻率：a.連接或斷開該共振電路之該等電容之一者而調整震盪器之該輸出頻率；b.在將震盪器之該輸出頻率與一目標頻率相比較之前調整震盪器輸出的振幅至一目標值；c.將該輸出頻率與該目標頻率相比較；以及d.基於該比較基準重複步驟a至c直到得出連接至該共振電路之該等電容之一適當選擇，其中該振盪器會串聯一電流控制元件，而且流經該電流控制元件的電流的強度可以被改變，以便控制該振盪器的輸出信號的振幅，而且其中可以數位方式來控制該電流控制元件，其中該振盪器控制器會響應該振盪器的振幅測量值，而且該振盪器控制器會調整該電流控制元件中的電流，以便將該振盪器的振幅維持在可接受的範圍中。
  2. 如申請專利範圍第1項之可變頻率振盪器，其中該頻率搜尋係連續近似搜尋。
  3. 如申請專利範圍第1項之可變頻率振盪器，其中該電流控制元件包括複數個被並聯配置的電阻器，每個電阻器均具有一和其相關連的可電控切換元件，致使可選擇性地啟動或禁止流經每個電阻器的電流。
  4. 如申請專利範圍第1項之可變頻率振盪器，其中該電流控制元件包括複數個並聯的電流源，而且可個別地控制該等電流源以便將其開啟或關閉。
  5. 如申請專利範圍第4項之可變頻率振盪器，其中該等電流源會被二進位加權。
  6. 如申請專利範圍第1項之可變頻率振盪器，其中該振盪器控制器會選擇電流使其根據電流之實質上單調增加變化流入該振盪器，直到抵達正確的振幅為止。
  7. 如申請專利範圍第6項之可變頻率振盪器，其中該振盪器控制器會對抵達可接受振幅的所需電流實施粗略搜尋，然後利用精細搜尋的方式讓被供應的電流更為精確，以便控制該振盪器的振幅。
  8. 一種用於對一電壓控制振盪器之「比例常數」實施頻率補償的裝置，其包括一比例常數修改器，耦接該電壓控制振盪器，與該電壓控制振盪器形成一頻率控制迴路，用於依照該電壓控制振盪器之目標頻率的函數來修改該頻率控制迴路中所使用的比例常數；其中該比例常數修改器會產生一校正信號，其會隨著該目標 頻率的平方而改變。
  9. 如申請專利範圍第8項之裝置，其中該比例常數修改器包含一對照表，以便推導該校正信號的校正值。
  10. 一種對相鎖迴路內之電壓控制振盪器的比例常數實施頻率補償的方法，該方法包括下面步驟：①讀取該電壓控制振盪器的目標頻率；②根據該目標頻率來推導一校正數值；以及③供應該校正數值以便讓該電壓控制振盪器直接或間接使用；其中該校正數值會隨著該目標頻率的平方而改變。
  11. 一種包含有如申請專利範圍第1項之電壓控制振盪器的行動電話。
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