TWI376986B - Capacitor charging methods and apparatus - Google Patents

Description

1376986 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明與電容器充電電路有關，更特定地與用於對照 相機閃光燈電容器充電的方法及設備有關。 【先前技術】 使用傳統交換式電源供應器或轉換器電路對電容負載 (諸如照相機閃光燈電容器）充電爲吾人所熟知。授予 Schenkel 等人名稱爲"Circuits and Techniques for Capacitor Charging Circuits"的美國專利 No. 6,518,733 中 描述此電路的各種特徵。例如，'73 3專利中所描述的交換 式控制設計，主轉換器的切換係根據變壓器初級繞組電流 與次級繞組電流來控制。特別是，開關導通的時間係反應 所感測之初級繞組的電流來控制，且開關切斷的時間係反 應所感測之次級繞組的電流來控制。以上所參考的專利也 描述了以比較器來感測變壓器之初級側的轉換器輸出電壓 ，以便決定電容器何時被充電到所要的位準。單擊電路（ One-shot circuitry)係用來在該開關之每一個切斷時間開 始之時使比較器的輸出去能一段間隔，這是因爲當開關切 斷時發生的電壓尖波並非該實際輸出電壓的指示。該專利 中也描述一旦到達所要的輸出電壓時，藉由停止傳送電力 給該電容器負載以節省電力的控制電路。爲了使電容器輸 出負載保持在就緒的恆定狀態，一訊問計時器（ interrogation timer ) 在電力傳送電路被去啓動（ 1376986 deactivate ) 了一預定的時間後將該電力傳送電路啓動（ activate )。在某些實施例中，一旦該電容器電壓在所要 的位準時，爲進一步降低電力消耗，控制電路將電力傳送 電路與測量電路兩者都去能。 在名稱也爲"Circuits and Techniques for Capacitor Charging Circuits"之相關的美國專利公告 No. 2004/01 30299中描述另一種交換式控制設計，其主轉換器 開關係根據變壓器初級繞組電流與初級繞組電壓來控制。 特別是，開關的導通時間係反應所感測的初級繞組電流來 控制，以及開關的切斷時間係反應所感測的初級繞組電壓 來控制。 【發明內容】 按照本發明，一電容器充電電路，具有初級繞組耦接 至一開關及次級繞組耦接至一輸出電容器的變壓器，該電 路包括位在該變壓器之初級側的RC網路，該RC網路具 有與該輸出電容器相關之RC時間常數有預定之關係的RC 時間常數。一控制電路，反應跨於該RC網路所提供的調 節電壓並提供一致能信號以致能一充電模式，在此模式期 間，該開關被導通及切斷以充電該輸出電容器，及將該充 電模式去能。該RC網路的該RC時間常數與該輸出電容 器相關之RC時間常數間的預定關係可被選擇，以獲致所 要的輸出電壓調節》 —衰減器，耦接至該變壓器的該初級繞組，以提供一 -6- 1376986 正比於跨於該初級繞組之電壓之經衰減的電壓。在某些實 施例中，一取樣及保持電路耦接於該衰減器與該RC網路 之間以對該RC網路充電。在另一實施例中，提供一參考 電壓以對該RC網路充電。該控制電路包括第一比較器用 以提供滿電荷指示信號，以及第二比較器用以提供低電荷 指示信號。 本文也描述一種使輸出電容器保持在實質的滿電荷狀 態之方法，該方法包括經由測量跨於RC網路上之電壓以 偵測該變壓器之初級側的該輸出電壓，該RC網路以與該 輸出電容器之放電速率具有預定之關係的速率放電，並反 應跨於該RC網路之該電壓下降至一預定之位準而開始充 電模式的操作。反應跨於該RC網路之該電壓超過第二預 定位準而終止該充電模式的操作，其中該第二預定位準大 於該第一預定位準。 有了上述的配置，無論是在充電模式期間輸出電壓增 加，或是充電模式一旦終止致使輸出電壓逐漸下降，輸出 電壓都是根據該輸出電壓在初級側的反映而被偵測。優點 是該充電模式不會無必要地開始，因爲直到輸出電壓的偵 測要求該電容器電荷必須被補充之前，充電模式都不會開 始。 按照本發明的另一態樣，一馳返轉換器包括：一具有 初級繞組及次級繞組的變壓器，且該次級繞組耦接至一輸 出電容器：一開關，具有一端點耦接至該初級繞組；以及 —開關控制電路，具有用以控制該開關之導通時間的第一 1376986 電路部分，以及用以控制該開關之切斷時間的第二 分’其中該第二電路部分包含一斜率偵測電路，用 該開關端點處之該電壓之極性的改變。 在一特定的實施例中，該斜率偵測電路包括一 關，耦接至該開關端點，且具有一控制端點；一鉗 耦接至該控制端點；一電阻器，耦接至該控制端點 一比較器，耦接至該控制端點，且當在該開關端點 壓的斜率從負斜率改變到正斜率時，提供一從第~ 準轉換到第二邏輯位準的比較器輸出信號。在另一 中，該斜率偵測電路包括：一電容器，具有耦接至 端點之第一端點及第二端點；一電阻器，耦接至該 的該第二端點；以及一比較器，耦接至該電容器的 端點，且當在該開關端點處之電壓的斜率從負斜率 正斜率時，提供一從第一邏輯位準轉換到第二邏輯 比較器輸出信號。一鉗位器可設置於該電容器的該 點與接地之間。 本發明的另一種方法係配合馳返轉換器使用， 轉換器具有一變壓器，該變壓器具有一耦接至一開 初級繞組以及一次級繞組，該方法包括：偵測該開 點處之電壓斜率之極性的改變，以及反應該偵測以 開關。 有了上述的配置，反應偵測到開關電壓Vsw之 性的改變而控制該開關的切斷時間（即開關被導通 便實施零（或至少在零附近）電壓切換設計，藉以 電路部 以偵測 感測開 位器， :以及 處之電 邏輯位 實施例 該開關 電容器 該第二 改變到 位準的 第二端 該馳返 關的一 關之端 導通該 斜率極 )，以 該開關 -8- 1376986 在該開關電壓剛好降爲零伏時被導通，以按所想要地減少 切換損失。 【實施方式】 參考圖1，電容器充電電路10包括輸入電壓源14、 具有初級繞組18a及次級繞組18b的變壓器18、主開關 22、二極體24、及輸出電容器26,按圖示耦接以供應電 力給負載30。電路10具有馳返的拓撲。在說明的實施例 中，負載30爲照相機閃光燈，因此，電路10可視爲閃光 燈充電器或充電電路。典型上，閃光燈電壓需要300伏的 大小。在說明的實施例中，輸入電壓源14例如是電池， 諸如鹼性電池、NiMH、或鋰電池，提供範圍在大約1.8至 5 . 〇伏間的電壓。 操作中，當開關22導通（on)時，能量被儲存在變 壓器的初級繞組18a內，在此時間期間，二極體24爲反 向偏遽，且沒有電流被傳送至輸出電容器26。當開關切斷 (turn off)時，二極體24變爲正向偏壓，且能量從變壓 器的次級繞組18b傳送至輸出電容器26。 電容器充電電路10包括開關控制電路28，用以爲開 關22產生控制信號，開關22可以是MOSFET裝置。該控 制信號較佳是以適應性之速率而非固定的頻率致使該開關 導通或切斷，直至跨於電容器26上的輸出電壓Vout到達 所要的位準，諸如說明之實施例中的3 00伏。一旦輸出電 壓V 〇ut到達所要的位準，典型上會提供.該閃光燈3 0可被 -9 - 1376986 啓動的指示給照相機的使用者。當使用者啓動該閃光燈30 時，能量從輸出電容器26傳送給負載。 開關控制電路28包括第一比較器32，其具有在節點 38處耦接至開關電壓Vsw的反相輸入，以及反應參考電 壓Vrefl的非反相輸入。正反器或鎖存器36具有一設定 輸入，其爲比較器32的輸出信號所提供。第二比較器34 具有一非反相輸入耦接至電阻器42,設置以感測初級繞組 φ 電流，以及一反相輸入反應參考電壓Vref2。比較器34的 輸出被耦接至鎖存器36的重置輸入。鎖存器36的輸出耦 接至開關22的閘極，如圖所示。 操作中，每一開關周期的導通時間部分是由電阻器42 所感測的初級繞組電流來控制。特別是，當初級繞組電流 到達一預定位準時，如由參考電壓Vref2所建立的位準， 比較器34的輸出爲高，藉以重置鎖存器36，並致使開關 控制信號變爲低以切斷開關22。參考電壓位準Vref2被選 φ 擇（事實上可由使用者選擇），以便提供特定的輸入電流 限制。當開關電壓Vsw降至參考電壓Vrefl的位準時，比 較器32的輸出變爲高，致使鎖存器的輸出變爲高，並導 通開關22。 爲了一旦次級電流變爲不連續（即通過零安培）時， 選擇提供給比較器32的參考電壓Vrefl致使開關22導通 ，以使電路在連續/不連續邊界附近操作，藉以實現高的 馳返轉換效率。參考電壓Vrefl的位準不與任何特定的次 級電流位準相關，但被選擇僅用來確保比較器32的輸出 1376986 • 僅在次級電流變爲不連續時才轉變。事實上’當開關電壓 Vsw到達參考電壓Vrefl之位準時所發生的次級電流位準 ，將視各種因子而定，包括變壓器的洩漏電感與寄生電容 〇 本技術中具有通常知識之人士將可明瞭，各種不同的 設計都可用來控制開關22 »例如前文參考的美國專利 N〇.6,5 1 8,73 3所描述的開關控制設計，其中開關導通的時 φ 間係反應所感測之初級繞組的電流來控制，而切斷的時間 係反應所感測的次級繞組電流來控制。在另一設計中，其 中導通的時間是反應初級繞組電流來控制，以及切斷的時 間係反應所感測之輸出電容器電流來控制，以下將配合圖 4及5來描述。 按照本發明的一態樣，充電器10包括輸出電壓感測 電路40，用於感測來自變壓器之初級側的轉換器輸出電壓 Vout，此乃爲了避免通常與感測高輸出電壓電路之次級側 φ 電壓相關的高電力消耗。輸出電壓感測電路40包括加總 元件50、包含電阻器54與58之電阻分壓器型式的位準位 移器、用於在開關22的切斷時間期間用來平均—個周期 之位準位移開關電壓Vsw的電阻器64與電容器62、用於 取樣及保持經濾波之信號的二極體66與電容器70、以及 開關74，所有組件按圖所示的方式耦接。 加總元件50具有一非反相輸入耦接至電路節點38, 一反相輸入親接至輸入電壓源Vin，以及一輸出耦接至電 阻器54。當開關22切斷時，電阻器54與58之接合點（ 1376986 • 即電路節點44)上的電壓正比於輸出電壓Vout。電路節 點44上的電壓被電阻器64與電容器62平均，以便消除 當開關22切斷時發生於電路節點38處之電壓尖波的影響 。電壓尖波可歸因於通過變壓器洩漏電感與開關22之寄 生電容的電流振鈴所造成。電路節點46處之經過濾波的 電壓被二極體6'6與電容器70取樣以提供DC電壓Vsense ，其正比於當開關22切斷時的輸出電壓Vout，且不受當 φ 開關22切斷時發生於電路節點38處之電壓尖波的影響。 因此，組件64及62(及電容器70)用來濾波或波形整形 節點44處的電壓，以使Vsense電壓爲輸出電壓Vout之 精確的指示，已消除了洩漏電感振鈴的影響及在開關電壓 Vsw上產生的電壓尖波。本技術中具有通常知識之人士將 可明瞭，電阻器64可用電阻器54與58的組合來實現。

Vsense電壓被耦接至比較器 82用於與參考電壓 Vref3比較，以提供輸出電壓Vout是否已達所要之滿充電 φ 位準之指示的控制信號84。控制信號84用於設定鎖存器 88，該鎖存器僅反應控制信號84的一邊緣，如上升緣， 其輸出提供一脈衝型式的"充電完成”信號Vcd 86，用以指 示電容器滿充電的狀態。參考電壓Vref3被選擇，以使當 輸出電壓Vout到達所要位準時，Vsense電壓超過該參考 電壓。 在一說明的實施例中，當充電完成信號Vcd指示該輸 出電壓已到達所要位準時，該充電器10被關閉。須瞭解 ，也可採取其它適當的動作來反應該充電完成信號Vcd， -12- 1376986 諸如實施前文參考之美國專利N〇· 6,5 1 8,73 3中所描述的 再新特徵。 爲平均節點44處的位準位移開關電壓，電阻器64與 電容器62及70的數値經過選擇’以便去除當開關切斷時 所發生之至少大部分的電壓尖波。在選擇濾波器組件之値 時要考慮的其它因子例如包括標稱輸出電壓位準、參考電 壓Vref3的位準、變壓器的圈數比、及該等組件是獨立於 或結合於積體電路內（由於在梢後的情況中’保持電容器 値小很重要）。在一說明的實施例中’將由於電阻器54、 58、64與電容器62、70並聯所致使到達Vref3的RC時 間周期選擇爲標稱開關切斷時間四分之一的大小。 視比較器82的速度而定，可取消取樣及保持二極體 66與電容器70 (另可稱爲峰値充電電路）。如果比較器 82的速度夠快，在節點46處之隨時間改變的平滑信號可 直接耦接至該比較器的輸入。不過，在較佳的實施例中， 峰値充電元件66與70也用來提供直流的Vsense電壓給 比較器82的輸入，如圖所示。 開關74(例如MOSFET裝置）與電容器70並聯耦合 ，如圖所示。當以下情況之一發生時，控制信號78將開 關74導通，藉以將電容器70放電，該等情況係：（1) 閃光燈30被啓動；或（2 )藉由Vsense電壓超過參考電 壓Vref3而決定輸出電壓Vout到達所要的位準。 現請參考圖1A，圖中顯示各種波形用以說明當輸出 電壓Vout未達所要之位準時，輸出電壓感測電路40的操 -13- 1376986 作。波形44顯示電路節點44處的位準位移開關電壓，波 形46顯示電路節點46處之經濾波的電壓，及波形68顯 示節點68處的峰値充電vsense電壓。圖中也顯示參考電 壓Vref3大於VSense電壓68，藉以指示輸出電壓Vout尙 未到達所要位準。因此，比較器82之輸出處的控制信號 84保持在邏輯低位準。 現請參考圖1B，圖中顯示與圖1A中所示相同的波形 。不過，在此的輸出電壓 Vout已到達所要位準，如 VSense電壓68在時間A處超過Vref3電壓所指示。因此 ’控制信號84在時間A轉變成邏輯高位準，如圖所示。 現請參考圖2，圖中顯示另一型電容器充電電路80, 圖中相同的參考編號指示相同的元件。因此，電路80包 括輸入電壓源14、變壓器18、開關22、開關控制電路28 (在此簡化以便於說明）、二極體24、輸出電容器26。 充電電路80與圖1所示充電器10不同之處在於電路80 包括另一型的輸出電壓感測電路110，其是感測來自變壓 器初級側的轉換器輸出電壓Vout。 電路80也包括串接於輸出電容器26與接地之間的電 阻器36，用於感測流過輸出電容器26的電流leap，132。 跨於電阻器36上的電壓正比於電流leap。以下將描述輸 出電壓感測電路1 1 〇使用所感測的電容器電流leap。 輸出電壓感測電路110包括一加總元件90以及包含 電阻器92與94之電阻分壓器型式的位準位移器。加總元 件90具有耦接至電路節點38的非反相輸入，耦接至輸入 -14- 1376986 電壓源Vin的反相輸入，以及耦接至電阻器92 當開關22切斷時，電阻器92與94接合處（即節 的電壓正比於輸出電壓Vout。 輸出電壓感測電路110也包括第一比較器1 有耦接至電阻器92與94接合處之節點130的非 ，以及反應參考電壓Vrefl的反相輸入點比較器 出信號134耦接至AND閘118的輸入。比較器 輸出電壓Vout何時到達所要位準。因此，經由 數比與電阻器92與94的電阻分壓器比選擇: Vrefl，以對應於所要的滿充電電容器電壓。在一 施例中，所要的輸出電壓爲3 00伏，且參考電壓 5伏或Vin。 第二比較器1 22具有耦接至電流感測電阻器 相輸入，反應參考電壓Vref2的非反相輸入，並 出信號1 36耦接至AND閘1 1 8的輸入，如圖所 器122感測電容器電流lcap，132何時變爲非常 大約其峰値的10%。爲此目的，參考電壓Vref2 於接地數十微安培乘以電阻器3 6的電阻以應付 或其它的非理想影響。 當以下兩個條件爲真時，AND閘118的輸出 提供一控制信號，用以指示輸出電壓Vout已到 位準：輸出電壓Vout已到達由參考電壓Vrefl所 要的電壓位準，以及輸出電容器被滿充電一由· 所感測之電容器電流變爲不連續所決定的給定開 的輸出。 丨點130 ) 14，其具 反相輸入 1 14的輸 1 1 4感測 變壓器圈 參考電壓 說明的實 Vrefl 爲 36的反 提供一輸 示。比較 小，例如 通常爲高 傳播延遲 信號112 達所要的 建立之所 ί阻器3 6 關周期。 -15- 1376986 特別是’控制信號112僅在比較器114與比較器122的輸 出都爲高時才爲高。控制信號112設定一鎖存器116，該 鎖存器的輸出在控制信號112的每一個上升緣處提供一脈 衝型式的充電完成信號Vcd，138，諸如可用來關閉充電器 80 〇 現請參考圖2A，圖中顯示與電路80相關的數個波形 ，用以說明當輸出電壓Vout未達到所要位準時電壓感測 電路110的操作。特別是，波形130顯示節點130處的位 準位移開關電壓，以及波形132顯示電容器電流leap。波 形134顯示比較器114的輸出信號，波形136顯示比較器 122的輸出信號，以及波形112顯示在AND閘1 18之輸出 處的控制信號1 1 2。 圖中亦顯示當開關22切斷時發生的電壓尖波一旦消 失，參考電壓Vrefl即大於位準位移開關電壓130，藉以 指示輸出電壓Vout尙未到達所要的位準。不過，電壓尖 波的某些峰値會超過參考電壓Vrefl，且因此比較器114 的輸出信號134據此轉變，如圖所示。當電容器電流132 變爲非常小時，比較器122的輸出信號136變爲高。不過 ，由於比較器114的輸出信號134爲低，由於輸出電壓 Vout未到達所要的位準，因此，控制信號1 1 2如所要地保 持在低。 現請參考圖2B，顯示與圖2A中相同的波形。不過’ 在此的輸出電壓已到達所要的位準，如開關電壓130超過 參考電壓Vrefl所指示。因此，在時間A反應電壓尖波’ -16- 1376986 比較器114的輸出信號134轉變，且該電壓尖波一旦消失 ，其仍停留在高。在稍後的時間B，電容器電流leap 132 下降到小値，以使比較器1 22的輸出信號1 36往高。由於 在時間B時比較器114的輸出信號134也爲高，因此， AND閘118的輸出信號112也變爲高，如圖所示。 以此配置，可防止當開關22切斷時典型發生在開關 電壓VsW上的電壓尖波影響控制信號112及充電完成信號 Ved，138。這是因爲僅當電容器電流變爲非常小時，指示 輸出電壓已到達所要位準的控制信號112才會變爲高，經 過此段時間，振鈴所造成的電壓尖波將會消失。因此，即 使當輸出電壓未到達所要位準而開關電壓130上的電壓尖 波致使比較器114的輸出信號134變爲高，但由於電容器 電流1 3 2未到達所要的小値，控制信號1 1 2也不會變爲高 〇 須瞭解，爲了決定電容器電流何時降到所要的小値， 雖然電路110是反應跨於電阻器36上的電壓，但也可使 用感測輸出電容器電流或次級繞組電流的其它設計，以便 提供輸入給比較器122» 現參考圖3，圖中顯示另一電容器充電電路實施例 140，其中相同的參考編號指示相同的元件。因此，電路 140包括輸入電壓源14、變壓器18、開關22、開關控制 電路28 (同樣地，予以簡化以便於說明）、二極體24、 以及輸出電容器26。電路140不同於圖2之充電器80在 於電路140包括另一型的輸出電壓感測電路144。分別如 -17- 1376986 同圖1及2的輸出電壓感測電路40及110，電路144感測 來自變壓器18初級側之輸出電壓的方式，可確保反應當 開關22切斷時發生在開關電壓Vsw上的電壓尖波不會發 生錯誤的感測。 輸出電壓感測電路144包括加總元件162及包含電阻 器164與168之電阻分壓器型式的位準位移器。加總元件 162具有耦接至電路節點38的非反相輸入，耦接至輸入電 壓源Vin的反相輸入，以及耦接至電阻器164的輸出。電 阻器164與16 8接合點（即節點.142)處的電壓正比於當 開關22切斷時的輸出電壓Vout» 輸出電壓感測電路144另包括第一比較器148，其具 有耦接至位在電阻器164與168之接合點處之節點142的 非反相輸入，適合接收參考電壓 Vrefl的反相輸入，並提 供輸出信號150。經由變壓器圏數比，選擇參考電壓Vrefl 以對應於輸出電壓Vout所要的滿充電位準。在一說明的 實施例中，所要的輸出電壓爲3 00伏，且參考電壓Vrefl 等於5伏或Vin。比較器的輸出信號150耦接至延遲元件 152，其延遲比較器的輸出信號以提供經延遲的信號158 給 AND 閘 1 56。 第二比較器160具有耦接至位在電阻器164與168之 接合點處之節點142的反相輸入，適合接收第二參考電壓 Vref2的非反相輸入，並將輸出信號162提供給AND閘 156的第二輸入，如圖所示。從圖3A及3B即可明瞭，當 以下兩條件都爲真時，AND閘156的輸出信號164提供一 1376986 用以指示輸出電壓Vout已到達所要位準的控制信號164 : (a)從輸出電壓Vout已到達參考電壓Vrefl所建立之所 要位準開始的延遲已發生，以及（b)電容器26被滿充電 由延遲元件152與參考電壓Vref2結合所建立的開關周期 。控制信號164用以設定鎖存器154，該鎖存器僅反應控 制信號164的一邊緣（諸如上升緣），其輸出提供一脈衝 型式的充電完成信號Vcd，166，用以指示滿充電的電容器 狀態》在一說明的實施例中，當指示電容器26已被滿充 電的充電完成信號Vcd，166變爲高時，充電器140關閉。 現請參考圖3A，圖中顯示某些與電路140相關的波 形’用以說明當輸出電壓Vout未到達所要位準時，輸出 電壓感測電路144的操作。波形142顯示節點142處與參 考電壓Vrefl及Vref2有關的位準位移開關電壓Vsw。波 形150顯示比較器148的輸出信號，波形158顯示延遲元 件152的輸出信號，波形162顯示比較器160的輸出信號 ，以及波形164顯示AND閘156之輸出處的控制信號。 在操作中，當節點142處的位準位移開關電壓到達參 考電壓Vrefl的位準時，比較器的輸出信號150變爲高。 在此，即使輸出電壓Vout未到達所要的位準，當開關切 斷時，在節點142處發生的電壓尖波造成比較器148的輸 出信號150變換數次，如圖所示。 —旦節點142處的位準位移開關電壓降至第二參考電 壓Vref2以下，比較器160的輸出信號162變爲高，如圖 所示。僅當延遲信號158與比較器輸出信號162兩者皆爲 -19- 1376986 高時，AND閘156的輸出信號164才會變爲高。在此，由 於延遲信號158與比較器輸出信號162兩者不會同時皆爲 高，因此，控制信號164仍維持低，藉以精確地指示輸出 電壓Vout尙未到達所要的電壓位準。· 也參考圖3B，圖中顯示與圖3A相同的波形。不過， 在此的輸出電壓Vout已到達所要位準。因此，比較器148 的輸出信號150由於開關電壓上的電壓尖波超過參考電壓 Vrefl而變換數次，一旦電壓尖波消失，其即停留在高。 不過，在此，當該開關電壓下降並跨過參考電壓Vref2時 ，致使比較器160的輸出信號162變爲高，AND閘156的 輸出信號164也變爲高，如圖所示，藉以精確地指示輸出 電壓Vout已到達所要的電壓位準。 選擇由延遲元件1 5 2所提供的延遲，以對應於至少使 節點142處之位準位移開關電壓從其平頂下降至參考電壓 Vref2所用的時間。不過，該延遲須短到足以避免在節點 142處之電壓尖波錯誤地造成電容器已被充滿電的指示。 在一說明的實施例中，延遲元件152提供大約60至150 奈秒之大小的延遲，諸如1〇〇奈秒。習用的電路模擬技術 可用來提升最佳的延遲。 現參考圖4，圖中顯示另一型的電容器充電電路170 ，其中相同的元件符號指示相同的元件。電路170包括輸 入電壓源14、變壓器18、開關22、二極體24'以及耦接 至負載30的電容器26，如圖所示。電路170包括稱接至 開關節點3 8處的輸出電壓感測電路1 76，例如可採用分別 -20- 1376986 如圖1、2、及3中之電路40、110、及144其中任一的型 式。 充電器170也包括與電容器26串接以便感測電容器 電流leap的電阻器178及開關控制電路174。開關控制電 路174提供有別於前文結合圖1所描述之電路28的另一 開關控制設計。在此，反應所感測的初級繞組電流來控制 每一開關周期的導通時間部分，以及反應所感測的電容器 電流leap來控制切斷時間部分。以耦接於輸出電容器26 與接地間的電阻器178來感測輸出電容器電流，如圖所示 〇 本技術領域中具有通常知識之人士將可明瞭，除了供 開關控制電路174使用之外，還有其它理由要感測電容器 電流leap»理由之一是供輸出電壓感測電路使用，例如結 合圖2中所示及描述。感測電容器電流的另一理由是供圖 6的電路所用，用以加速電容器充電，如以下的描述。 開關控制電路174包括第一比較器182,其具有適合 接收參考電壓Vrefl的反相輸入以及耦接至電阻器190的 非反相輸入》跨於電阻器190上的電壓正比於初級繞組電 流Ipri。因此，當初級繞組電流Ipri大於由參考電壓 Vrefl所設定的第一預定電流位準時，比較器182的輸出 信號爲高邏輯位準，以及當初級繞組電流Ipri小於第一預 定位準時，比較器182的輸出信號爲低邏輯位準。 開關控制電路174另包括第二比較器184，其具有適 合接收參考電壓Vref2的非反相輸入以及耦接至電阻器 -21 - 1376986 178的反相輸入’如圖所示。因此，當輸出電容器電流 leap大於由參考電壓Vref2所設定的第二預定電流位準時 ，·比較器184的輸出信號爲低邏輯位準，以及當輸出電容 器電流leap小於第二預定位準時，比較器184的輸出信 號爲高邏輯位準。 比較器182的輸出信號耦接至正反器或鎖存器188的 重置輸入，且比較器184的輸出信號耦接至鎖存器188的 設定輸入，如圖所示。鎖存器188的輸出信號提供控制信 號給開關22的閘極。 在操作中，當初級繞組電流Ipri到達由參考電壓 Vrefl所建立的第一預定位準時，鎖存器188被重置，且 開關22被切斷。輸出電容器電流leap —旦降至由參考電 壓Vref2所建立的第二預定位準以下時，鎖存器188被設 定，且開關22被導通。經由適當地選擇參考電壓Vref2， 可使電路170在連續與不連續操作的邊界條件中操作。 上述的開關控制電路174提供一用於對電容負載30 充電的有效設計，特別是在所說明的閃光燈充電器應用， 其中負載需要一寬的電壓範圍。此外，本設計以比之前所 用簡單的電路實現有效率的效能。這是因爲使用電阻器 178耦接至輸出電容器26以感測該電容器電流。在上述參 考的美國專利No. 6,518,733中，由於次級電流通過感測 電阻器的方向，因此是一負電壓與參考電壓比較。 現參考圖5，圖中顯示另一型的電容器充電電路200 ，其中相同的元件符號指示相同的組件。因此，電路200 -22- 1376986 包括按圖所示耦接的輸入電壓源14、變壓器18、開關22 、二極體24、以及輸出電容器26。圖中也顯示輸出電壓 感測電路176。 充電電路200也包括耦接於輸出電容器26與接地間 的電阻器178,提供跨於該電阻器上之通過該輸出電容器 之電流leap的電壓指示。在此，如圖4的實施例，所感 測的輸出電容器電流供開關控制電路使用。 充電電路2 00與圖4之電路170間的差異在於開關控 制電路202。開關控制電路202獲致與開關控制電路174 相同類型的適應速率（adaptive rate)，但不需要電阻器 190(圖4)。因此，在此再次是反應所感測的初級繞組電 流Ipri來控制每一開關周期的導通時間部分，以及反應所 感測的電容器電流leap來控制切斷時間部分。當開關22 導通時，跨於電阻器178上的電壓是初級繞組電流Ipri的 指示》這是因爲當開關22導通時次級電流不流動，因此 ，流過電阻器178的電流僅是初級繞組電流Ipri。然而， 當開關22切斷時，跨於電阻器178上的電壓是輸出電容 器電流leap的指示。 開關控制電路202包括第一比較器204，具有適合接 收參考電壓Vrefl的反相輸入，以及耦接至電阻器178的 非反相輸入，如圖所示。因此，當初級繞組電流Ipri大於 由參考電壓Vrefl所設定的第一預定位準時，比較器204 的輸出信號是在高邏輯位準，以及當初級繞組電流小於第 —預定位準時，比較器2 0 4的輸出信號是在低邏輯位準。 -23- 1376986 開關控制電路202另包括第二比較器208，具有適合 接收參考電壓Vref2的非反相輸入，以及耦接至電阻器 178的反相輸入，如圖所示。因此，當輸出電容器電流 leap大於由參考電壓Vref2所設定的第二預定位準時，比 較器208的輸出信號是在低邏輯位準，以及當輸出電容器 電流小於第二預定位準時，比較器208的輸出信號是在高 邏輯位準。 比較器204的輸出信號耦接至正反器或鎖存器212的 重置輸入，且比較器20 8的輸出信號耦接至該鎖存器的設 定輸入。鎖存器212的輸出信號提供控制信號給開關22 的閘極，如圖所示。 在操作中，當初級繞組電流到達由參考電壓Vrefl所 建立的第一預定位準時，鎖存器212被重置，且開關22 被切斷。輸出電容器電流leap —旦降至由參考電壓Vref2 所建立的第二預定位準以下時，鎖存器212被設定，且開 關22被導通。 現參考圖6，圖中顯示另一型的電容器充電電路220 ，其中相同的元件符號指示相同的組件。因此，電路220 包括輸入電壓源14、變壓器18、開關22、開關控制電路 28 (在此爲便於說明而予以簡化）、二極體24'以及耦接 至負載的電容器26，如圖所示。須瞭解，開關控制電路 28可以是圖4及5中分別描述的電路174及202其中任一 〇

電路220另包括一輔助開關22 4，其可以是MOSFET -24- 1376986 裝置，並提供相關的電路以縮短二極體24的反向恢復時 間，並加速次級繞組寄生電容的放電。圖6中也顯示馳返 變壓器18的模型，其中包括變壓器18的寄生元件’以便 說明輔助開關224的優點。特別是顯示變壓器磁化電感 18c，有效寄生電容18d，及洩漏電感18e。 欲縮短二極體之反向恢復時間的理由是因爲在反向恢 復時間期間，通過寄生電容器及二極體的電流反映到初級 側（即，由於開關22切斷，此電流大部分地流過變壓器 磁化電感18c)，造成流過變壓器磁化電感18c的負電流 (圖6中18c與18a之環路中順時針流動的電流），且因 此造成當開關22導通時的負初始開關電流。負初始電流 擺動的大小，隨著輸出電壓增加。負開關電流限制了最小 開關周期，並因此減緩了電容器26的充電。藉由縮短二 極體的反向恢復時間，負初始電流減小，且開關周期變得 較短，電容器26的充電也變得比用其它方法來得快。例 如，使用輔助開關224可縮短電容器充電時間6%-8%之大 小。 輔助開關224與主開關22並聯耦接，以使開關224 的汲極耦接至開關22的汲極，且開關224的源極耦接至 開關22的源極並接地。當開關224被導通時，開關節點 38經由開關224被耦接至接地。當開關224被切斷時，開 關224被從開關節點38去耦。開關224的閘極被耦接至 比較器22 8的輸出。開關224選擇具有比主開關22高的 Rdson及較低的電容，以便具有比開關22更快的反應。 -25- 1376986 比較器228具有反相輸入耦接至輸出電容器電 電阻器178,以及非反相輸入耦接至接地，如圖所 輸出電容器電流leap降至零安培以下時，比較器 輸出變爲高，藉以導通輔助開關224。此爲該二極 間隔的開始" 當開關224導通時，由於二極體之恢復時間而 流過變壓器次級繞組18b之電流的電流Ipri流過開 至接地。此導致節點38處的開關電壓Vsw較快速 並允許發生次一個開關周期之初始化的延遲較短， 短電容器26的整體充電時間。 現參考圖6A，圖中提供與圖6所示電路220 取消輔助開關224之電路操作的各種波形，藉以說 開關224的優點》亦即，圖6A中的波形38、232 及238說明不使用輔助開關224之電路220的操作 是，波形38顯示節點38處的開關電壓Vsw，波形 示輸出電壓Vout，波形234顯示流過變壓器洩漏霄 的初級電流Ipri，及波形23 8顯示次級電流Isec ». 很明顯，當次級電流Isec，238在時間A到達 時，開關22被導通，二極體24恢復所花費的時間 奈秒之大小，且因此在時間B，節點3 8處的開關 至輸入電壓位準，以使正的初級電流可開始流動。 周期中之此114奈秒的反向恢復間隔，加上初級電 從負峰値電流斜坡上升至零的時間限制了開關周期 —種說法是限制了最大切換頻率，並因此減緩了輸 流感測 不。當 228的 體恢復 反映自 !關 224 崩潰， 藉以縮 類似但 明輔助 、234 ' 。特別 232顯 ΐ 感 1 8 e 零安培 | 爲 114 電壓降 在每一 流 Ipri ，或另 出電容 -26- 1376986 器26的充電。取消了電路220中的開關224 ’使電容器 26滿充電要花費76微秒之大小° 現參考圖6B，圖中波形38、232、234、及238說明 具有功能如前所述之輔助開關224之電路220的操作。特 別是，波形38顯示節點38處的開關電壓Vsw ’波形232 顯示輸出電壓’波形234顯示流過變壓器洩漏電感18£!的 初級電流Ipri ’及波形23 8顯示次級電流Isec。使用輔助 開關224的操作如前所述，當次級電流23 8在時間A到達 零安培時，輔助開關224以夠快的速度被導通。一較大的 恢復電流流過次級繞組’其必然縮短恢復時間’導致開關 節點電壓加速崩潰’並降低了初級電流的擺動。特別是， 二極體24的恢復僅花費58奈秒，且因此使節點38處的 電壓在時間B降至輸入電壓位準，以使初級電流可從較小 的負電流開始流動。因此，輔助開關224縮短了每一個開 關周期，因此，與沒有輔助開關的電路相較，對電容器26 充電的時間可縮短。以此配置，電容器26的充電加快， 在一說明的實施例中，諸如可加快6%-8%之大小。在電路 220中使用輔助開關224，只需70微秒之大小即可使電容 器26滿充電。 現參考圖7，圖中顯示另一型的電容器充電電路250 ，其中相同的元件符號指示相同的組件。電容器充電電路 250係與前述電路相同的一般馳返拓撲，且因此包括提供 輸入的輸入電壓源14或電池電壓，在此標示爲VBAT、具 有初級繞組18a與次級繞組18b的變壓器18、開關22、 -27- 1376986. 開關控制電路28、二極體24、以及與負載（諸如照 的閃光燈）耦接的輸出電容器26»開關控制電路28 多種不同的型式•例如，該開關控制電路可使用與圖 描述相關的類型，其中，開關的導通時間係反應初級 位準來控制，而開關的切斷時間係反應開關電壓Vsw 準來控制，或用與圖4所描述有關的類型，其中，導 間係反應初級繞組電流來控制，而切斷時間係反應所 的輸出電容器電流來控制。另者，開關控制電路28 用圖11中之電路406的型式，其中，開關的導通時 反應初級電流位準來控制，而開關的切斷時間係藉由 開關電壓之斜率極性的改變來控制。 按照本發明之態樣，電路250與上述電容器充電 不同之處在於其包括用於實施"再新"特徵的輸出電壓 電路254。輸出電壓Vout —旦到達所要的位準，電容 充電被終止，且開關22被切斷，藉以節省電力.。電 被充電（即當該開關被導通及切斷時）之期間的間隔 本文中稱爲"充電模式"。爲使電容器26保持實質的 電，吾人希望偵測輸出電壓位準，並視需要對該電容 充電（即再新或補充），以保持該電容器在滿充電狀ί 如同上述的輸出電壓感測電路，爲了避免通常與 高輸出電壓電路中之次級側電壓相關的大電力消耗， 254感測來自變壓器18之初級側的輸出電壓Vout， 此做法，多少可避免反應當開關22切斷時發生在開 壓Vsw上之電壓尖波的不正確感測。 相機 可有 2所 電流 的位 通時 感測 可採 間係 偵測 電路 感測 器的 容器 ，在 滿充 器再 I ° 感測 電路 且按 關電 -28- 1376986 有助益的是即使在充電模式終止之後，輸出電壓感測 電路254仍持續地偵測輸出電壓Vout。因此，無論是在充 電模式期間輸出電壓增加，或是充電模式一旦被終止時輸 出電壓緩慢下降，電路254都是根據輸出電壓在初級側的 反映來偵測輸出電壓Vout。有此配置，充電模式不會無端 地開始，因在輸出電壓Vout的偵測要求再補充該電容器 的電荷之前，充電模式不會開始。 圖7以方塊圖的型式顯示輸出電壓感測電路254，其 包括差分電壓產生器256及衰減器258。這些元件與上述 相同的元件類似，例如與圖1有關的加總元件50及包括 電阻器54與58的位準位移器。因此，差分電壓產生器 256提供跨於初級繞組18a上的電壓，及衰減器258向下 位移該差分電壓的位準。因此，當開關22切斷時，衰減 器的輸出電壓VA正比於輸出電壓Vout。爲了平均或平滑 經衰減的電壓VA，可在衰減器258的輸出處提供一濾波 器（顯示於圖8、10及10A)。 取樣及保持電路260反應該經衰減的電壓VA並提供 —取樣及保持電壓VSH。取樣及保持電路260可採用多種 型式。例如，在圖8的實施例中，取樣及保持電路的操作 是在開關的切斷時間期間取樣該經衰減的電壓，並在之後 保持該被取樣的電壓。在圖1〇的實施例中，取樣及保持 電路將一電容器充電到該經衰減之電壓VA的峰値，且因 此可另將其描述成峰値充電器。且在圖10A中並未使用取 樣及保持電路。 -29- 1376986 輸出電壓感測電路254另包括輸出複製電路2 64,其 複製輸出電容器26的放電特性（或更一般來說，其顯現 的放電特性具有關於輸出電容器放電特性之預定的關係） ，並提供一調節電壓VRE(J給充電模式控制電路270 »調節 電壓VREG追踪輸出電壓V〇ut，如輸出電壓的增加（即追 踪該輸出電壓的正斜率），且値得注意的是其也追踪輸出 電壓的減少（即追踪該輸出電壓的負斜率）。如以下的描 φ 述，充電模式（即補充電容器26)係根據調節電壓VREG 而開始，且因此是根據所測量之輸出電壓降的指示而開始 。有此配置，藉由在需要充電之前不開始非必要的充電模 式以節省電力。 更具體來說，輸出電容器26具有與其相關的電容及 " 洩漏電阻。爲說明之目的，洩漏電阻以單獨的電阻元件27 顯示》輸出複製電路264以包含由電阻器與電容器所形成 的RC網路爲較佳，如圖8、10及10A的實施例所示。RC φ 網路的RC時間常數與輸出電容器26之電容及洩露電阻相 關之RC時間常數間具有一預定的關係。例如，電路264 的RC時間常數可實質上等於輸出電容器26的RC時間常 數。因此，在此情況中，調節電壓 VreG會以與輸出電壓 Vout相同的速率上升及下降或衰變。或者，電路2 64的 RC時間常數可選擇小於輸出電容器26的RC時間常數， 在此情況中，調節電壓VRE<3會以比輸出電壓快的速率上 升及下降。在想要更細密地調節輸出電壓的應用中，此配 置爲有利。電路264的RC時間常數也可大於輸出電容器 -30- 1376986 的RC時間常數。 爲確保調節電壓 VreG以關於輸出電壓之預定的速率 衰變，電路264與輸出電容器26的位置以靠近爲有利， 以使該兩者所感受的温度變化類似。在所說明之閃光燈充 電器應用的情況中，由於該等組件都裝在照相機的內部， 因此各組件都會在一夠緊密的空間內。輸出電容器26與 RC網路264的電容器都使用相同類型的電容器爲有利， 諸如兩者都使用電解質電容器。雖然本文所描述的輸出複 製電路2 64爲RC網路，但本技術中具有通常知識之人士 可明瞭，有很多不同的電路都可用來複製輸出電容器，特 別是在電壓衰變速率或放電特性方面，諸如使用LR網路 〇 充電模式控制電路270反應調節電壓VREG及經衰減 的電壓VA (或如虛線所示的取樣及保持電壓VSH)，並提 供致能信號VEN給開關控制電路28，如圖所示。當致能信 號VEN在諸如高邏輯位準的第一邏輯位準時，開關控制電 路28被致能以導通及切斷該開關22 (即充電模式被致能 )。然而，當致能信號VEN在諸如低邏輯位準的第二邏輯 位準時，開關控制電路被去能，藉以防止該開關的導通與 切斷，並終止該充電模式（即充電模式被去能）。 現請參考圖8^圖中顯不圖7之輸出電壓感測電路 254的實施例274 ^輸出電壓感測電路274包括具有增益 A之運算放大器2 76型式的差分電壓產生器。因此，放大 器276的輸出係初級繞組電壓的衰減型式，在開關切斷時 -31 - 1376986 間期間，其正比於輸出電壓Vout。在一說明的實施 其標稱的輸出電壓爲300伏之大小，標稱的輸入 1.5伏至10伏的大小，變壓器的圈數比爲10之大 大器增益A爲1/26之大小，標稱的放大器輸出電腫 伏之大小。 濾波器27 8耦接至運算放大器27 6的輸出，且 的濾波器係爲包括電阻器280與電容器282的RC 濾波器278用來平均或平滑被反映的電壓，以便消 大部分當開關切斷時所發生的電壓尖波，如前文關 之濾波器的描述。濾波器的輸出電壓（在此爲經衰 壓VA)提供於電路節點290。 濾波器278耦接至包含比較器284、開關286 容器288的取樣及保持電路。比較器2 84具有耦接 器278的非反相輸入，耦接至電容器28 8的反相輸 耦接至開關286之控制端點的輸出。開關286串接 器278與電容器288之間，或（即電路節點2 90與 點292之間，在該處提供取樣及保持電壓VSH )。 在操作中，當節點290處的電壓增加到比節點 之電壓高於開關286的正向電壓降時，比較器284 變爲高，以將開關286導通，藉以致使電容器288 到節點290處之經衰減之電壓VA的位準（即致使 的輸出電壓被取樣）。在其它時間，比較器的輸出 開關286不導通，藉以致使先前取樣的電壓被保持 方式，在電路節點292處的電壓VSH追踪輸出電眉 例中， 電壓在 小，放 :爲 1.2 在此處 型式。 除至少 於圖1 減的電 、及電 至濾波 入，及 於濾波 電路節 292上 的輸出 被充電 被反映 爲低且 。按此 I Vout -32- 1376986 的正斜率。 取樣及保持電壓VSH被耦接至緩衝器294，依次被耦 接至輸出複製網路，在此是包含電阻器302與電容器304 之RC網路3 00的型式。以此配置，RC網路300被取樣及 保持電壓VsH充電，以便致使調節電壓VreG跨於RC網路 3 00上來追踪該輸出電壓的正斜率。因此，·當充電模式被 致能時，隨著输出電容器被充電，取樣及保持電壓VSH實 質上等於調節電壓VREG »緩衝器294防止跨於RC網路 3 00上的調節電壓VREG經由電容器288被放電。此乃經由 設置3態緩衝器型式的緩衝器2 94以達成，其反應致能信 號VEN3 2 6變爲低而提供一開集極的輸出。因此，當致能 信號 VEN3 26爲低（即當充電模式被終止）時，緩衝器 2 94切斷RC網路300與取樣及保持電路的連接。當開關 2 86閉合時，緩衝器294另外提供電流充電能力以對電容 器304充電。 充電模式控制電路包括緩衝器294、"滿電荷"比較器 310、"低電荷"比較器314、正反器318。正反器318的輸 出提供致能信號VEN326給開關控制電路28 (圖7 )。比 較器310具有耦接至取樣及保持電壓VSH的第一輸入（在 此爲非反相輸入），耦接至參考電壓Vrefl 3 12的第二輸 入（在此爲反相輸入）》比較器310的輸出提供一重置信 號VR3 20給正反器318。操作時，當輸出電壓Vout到達 所要的滿充電位準時，比較器310的輸出變爲高以重置正 反器318，其依次致使致能信號VEN326變爲低以終止充 -33- 1376986 電模式。因此，重置信號VR可視爲滿電荷指示信號。參 考電壓Vrefl經過選擇，以使得當輸出電壓Vout到達所要 的滿充電位準時，比較器310的輸出轉變爲指示一滿充電 狀態。 比較器314具有反應跨於RC網路3 00之調節電壓 VreG 296的第一輸入（在此爲反相輸入），耦接至第二參 考電壓Vref2 316的第二輸入（在此爲非反相輸入）。比 較器314的輸出提供一設定信號VS3 22給正反器318。操 作時，當輸出電壓Vout下降至一無法接受的低位準時， 比較器314的輸出變爲高以設定正反器318，其依次致使 致能信號VEN326變爲高以開始充電模式。因此，設定信 號Vs3 22可視爲低電荷或無法接受之電荷的指示信號。在 此，選擇第一參考電壓Vrefl的某一百分比做爲第二參考 電壓 Vref2，諸如 90%。不過，更一般來說，參考電壓 Vref2 316被選擇，當輸出電壓下降至須補充電容器電荷 之無法接受的位準時，致使設定信號VS3 22變爲高。因此 ，當輸出電壓Vout降至無法接受的位準時，致能信號 VEN 3 26變爲高以開始充電模式的操作，且當輸出電壓上 升至所.要的滿充電位準時，致能信號變爲低以終止該充電 模式。 請參考圖9，圖中顯示說明與圖7及8之電容器充電 電路相關的波形。特別是，所顯示的開關電壓Vsw波形包 括標示爲"充電模式致能"之區間的第一周期，在此區間期 間，開關22被導通與切斷，分別標示爲ton與toff。開關 -34- 1376986 電壓Vsw波形也包括"充電模式去能"之區間，在此區間期 間，開關22保持切斷。 亦如圖9所示，圖中說明輸出電壓Vout的波形。每 次開關22被切斷時，輸出電壓Vout上升，在此時間，電 荷被從初級繞組18a傳送至次級繞組，並從次級繞組傳送 至輸出電容器26。圖9中顯示與輸出電壓Vout有關的滿 電荷位準（標示爲FC)與無法接受的電荷位準（UC)。 $ FC位準代表所要的電壓位準，在此位準的電容器26被視 爲滿充電，以及UC位準係輸出電壓低於此位準，即爲無 法接受的電壓位準，且因此是低於此位準即須補充電容器 電荷的電壓位準。在典型的閃光燈充電器應用中，UC位 準比FC位準低10%至20%之大小。 " 圖中顯示圖8之電路節點290處所提供之經衰減的電 壓VA與Vrefl電壓及Vref2電壓的關係。回憶Vrefl電壓 係被選擇用來對應滿充電的電容器電壓位準，及Vref2電 φ 壓係被選擇用來對應低或無法接受的電容器電壓位準。 圖中也顯示調節電壓VREG296與Vrefl電壓及Vref2 電壓的關係。回憶前文，一旦經衰減的電壓VA超過取樣 及保持電壓VSH —開關286的小電壓降時，調節電壓Vreq 即增加。因此，在充電模式期間，取樣及保持電壓VSH質 實地等於VREG電壓296。在此，更一般來說，在時間標示 爲tl、t2、t6、及t8處，經衰減的電壓VA超過取樣及保 持電壓VSH —開關286的正向壓降，藉以致使開關286閉 路並使VREG電壓上升。在時間t2稍後的時間t3處，調節 -35- 1376986 電壓VREG超過Vrefl電壓，藉以致使重置信號VR320變 爲高，以指示該輸出電壓Vout已到達所要的滿充電位準 。重置信號VR320變爲高以致使致能信號VEN326變爲低 ，藉以將該充電模式去能，如圖所示。 該充電模式一旦被去能，輸出電壓Vout將緩慢地衰 變或下降。在負載不存在的說明實施例中，主要由於洩漏 電阻27所造成之輸出電壓Vout的衰變，與從零電壓將輸 出電容器26充電到大約300伏的滿電荷相較非常緩慢。 例如，在一說明的實施例中，輸出電容器爲10μί，且電池 電壓爲1.8伏至10伏之大小，將該輸出電容器從零伏充 電到3 00伏的時間需要約1秒，而輸出電壓衰變到其滿充 電位準的90%需時約22秒。爲便於說明，圖9中將電容 器放電的時間刻度予以濃縮。通常，調節電壓VREG從 Vout放電到VT所需的時間爲T = R.C.ln ( Vout/VT)。在 時間t4，輸出電壓已從稍高於滿充電位準降回到滿充電位 準以下，且調節電壓 Vreg已落到Vrefl位準，致使重置信 號VR320變爲低。 値得注意的，如圖所示，輸出電壓Vout的衰變率實 質上等於調節電壓 Vreg的哀變率。更一般來說，回億輸 出電壓Vout的衰變率與調節電壓

Vreg的衰變率間存在一 預定的關係，在圖9的例中，該衰變率爲相等。如前所述 ，在某些實施例中，吾人希望將網路300的RC時間常數 設定成比輸出電容器相關的時間常數短，此乃更細密地調 節輸出電壓之途。 -36- 1376986 經過時間t5 ’輸出電壓Vout已衰變到無法接受的位 準UC，如圖所不。稍後’調節電壓Vreg降至Vrefl電壓 位準以下，藉以致使設定信號Vs322變爲高以設定正反器 318，且因此致使致能信號VEN3 2 6變爲高，以開始充電模 式。 充電模式一旦被致能，輸出電壓Vout開始再次增加 ，且經過時間t6’輸出電壓超過無法接受的電荷位準UC 。稍後，在時間t7’調節電壓VrEG超過Vref2電壓，致 使設定信號Vs3 22變爲低。在每一個開關切斷期間，輸出 電壓持續上升，且調節電壓VREG追踪該輸出電壓的上升 ，如圖所示。 現參考圖1〇，圖中顯示圖7之輸出電壓感測電路250 的另一實施例350。基本上，輸出電壓感測電路350與圖 8之電路2 74間的差異在於取樣及保持電路，如下文中的 描述。因此，輸出電壓感測電路350包括運算放大器354 ，如同圖8的運算放大器276，其在開關切斷時間的期間 ，提供正比於輸出電壓之經衰減的初級繞組電壓。電路 350另包括濾波器356,其類似圖8的濾波器278，其用來 使被反映的電壓變平滑，以消除大部分當開關切斷時所發 生的電壓尖波。 輸出電壓感測電路350包括輸出複製RC網路3 70, 其包括有電阻器372與電容器374。如前文所述，電阻器 3 72與電容器374經過選擇，以提供與輸出電容器26相關 之RC時間常數間具有預定關係之RC時間常數的RC網路 -37- 1376986 370 〇 節點3 62處的電壓，在此爲經衰減的電壓VA，被耦 接至包括比較器3 64與開關366的取樣及保持電路。比較 器364的第二輸入反應調節電壓VREG368，且比較器的輸 出耦接至開關3 66的控制端點。開關3 66被耦接於電壓源 (諸如圖中所示的電池電壓VBAT)與RC網路370之間。 操作中，當經衰減的電壓 VA3 62超過調節電壓 φ VREG3 68時，比較器364的輸出轉變成邏輯高位準，以使 開關366導通。隨著開關366導通，電池電壓VBAT對電 容器3 74充電。因此，比較器364與開關3 66的操作如同 _ 峰値充電器，以將VREG電壓3 68保持在經衰減之電壓 VA3 62的峰値，且因此在圖1〇的實施例中，取樣及保持 電壓Vsh (圖7)等於調節電壓 VreG。一旦輸出電壓Vout 開始下降，比皎器364的輸出將保持在邏輯低位準，且開 關366將因此保持切斷，藉以允許調節電壓VREG3 68如所 φ 要地以與該輸出電壓相關的預定關係下降。本技術中具有 通常知識之人士應瞭解，施加於開關366用以對電容器 3 74充電的電壓，可以是當開關366導通時有能力提供足 夠電荷給電容器之任何適當的電壓，其中電池電壓VBAT 係一個例子。充電模式控制電路包括第一滿電荷比較器 3 80、第二低電荷比較器3 84、以及正反器3 90。正反器 3 90的輸出提供致能信號VEN3 92給開關控制電路以致能 及去能該充電模式。比較器380具有在電路節點362處耦 接至經衰減之電壓VA的第一輸入（在此爲非反相輸入） -38- 1376986 ，以及耦接至參考電壓Vrefl 382的第二輸入（在此爲反 相輸入）。比較器3 80的輸出提供重置信號VR3 76給正反 器3 90。操作中，當輸出電壓Vout到達所要的滿充電位準 時，比較器380的輸出變爲高，以重置正反器390。因此 ，輸出信號VR可視爲滿電荷指示信號。 比較器384具有反應跨於RC網路370之調節電壓 VREG3 68的第一輸入（在此爲反相輸入），以及反應第二 φ 參考電壓Vref2 386的第二輸入（在此爲非反相輸入）。 比較器384的輸出提供一設定信號VS3 78給正反器3 90。 操作中，當輸出電壓Vout下降到無法接受的低位準時， 比較器384的輸出變爲高以設定正反器390,其依次致使 致能信號VEN3 94變爲高以致能該充電模式。因此，設定 ' 信號VS3 78可視爲低或無法接受之電荷的指示信號。在此 ，選擇第一參考電壓Vrefl的某一百分比做爲第二參考電 壓Vref2，諸如90%。不過，更一般來說，參考電壓Vref2 φ 386被選擇，當輸出電壓下降至須補充電容器電荷之無法 接受的位準時致使設定信號VS378設定正反器390。因此 ，當輸出電壓Vout降至無法接受的位準時，致能信號 VEN 3 94變爲高以開始充電模式的操作，且當輸出電壓上 升至所要的滿充電位準時，致能信號變爲低以終止該充電 模式。 與圖10之輸出電壓感測電路350相關的波形實質上 相同於與圖9中所示圖8之輸出電壓感測電路2 74相關的 類似波形。 -39- 1376986 現參考圖10A，圖中顯示圖7之輸出電壓感測電路 250的另一實施例3 92。輸出電壓感測電路392與圖10之 電路350的不同之處在於取消了取樣及保持電路，如下文 之描述。因此，輸出電壓感測電路3 92包括運算放大器 3 54，其提供初級繞組電壓經衰減的電壓，在開關切斷的 時間期間，該電壓正比於輸出電壓。電路392另包括濾波 器356，其平滑該反映的電壓，以消除當開關切斷時所發 生之大部分的電壓尖波。 輸出電壓感測電路392包括輸出複製RC網路370, 其包括電阻器372與電容器3 74。如前文所述，電阻器 3 72與電容器3 74經選擇，以提供RC網路3 70具有與輸 出電容器26之RC時間常數相關之預定關係的RC時間常 數。 充電模式控制電路包括第一滿電荷比較器3 80、第二 低電荷比較器3 84、以及正反器3 90。正反器3 90的輸出 提供致能信號VEN3 92給開關控制電路以致能及去能該充 電模式。比較器3 80具有在電路節點3 62處耦接至經衰減 之電壓VA的第一輸入（在此爲非反相輸入），以及耦接 至參考電壓Vrefl 3 82的第二輸入（在此爲反相輸入）。 比較器380的輸出提供重置信號VR376給正反器390。操 作中，當輸出電壓Vout到達所要的滿充電位準時，比較 器380的輸出變爲高，以重置正反器390。因此，輸出信 號VR可視爲滿電荷指示信號。 比較器384具有反應跨於rc網路370之調節電壓 -40- 1376986

Vre〇368的第一輸入（在此爲反相輸入）’以及反應第一 參考電壓Vref2 386的第二輸入（在此爲非反相輸入）。 比較器384的輸出提供一設定信號Vs378給正反器390。 參考電壓源極398提供的第三參考電壓Vref3 3 98耦 接至緩衝器396。緩衝器396的輸出耦接至提供調節電壓 VREG368的RC網路370，如圖所示。緩衝器396係一3態 樣緩衝器，其反應變爲低的致能信號VEN326以提供一開 集極的輸出。因此，當致能信號Ven3 94爲高（即在充電 模式期間）時，緩衝器396提供對電容器3 74充電的電流 充電能力》以及當致能信號VEN394爲低（·即當充電模式 被終止時）時，緩衝器396切斷RC網路3 70與參考電壓 Vref3 3 98的連接。在充電模式期間對電容器3 74充電的 第三參考電壓Vref3 398，可以是有能力提供足夠之電荷 給該電容器之任何適合的電壓，電池電壓Vbat爲其一例 〇 操作中，當輸出電壓Vout下降到無法接受的低位準 時，比較器3 84的輸出變爲高以設定正反器3 90，其依次 致使致能信號VEN3 94變爲高以致能充電模式。因此，設 定信號Vs3 78可視爲低電荷或無法接受之電荷的指示信號 。在此，再次選擇第一參考電壓Vrefl的某一百分比做爲 第二參考電壓Vref2，諸如90%。不過，更一般來說，參 考電壓Vref2 386經過選擇，當輸出電壓下降至須補充電 容器電荷之無法接受的位準時，致使設定信號Vs378設定 正反器390。因此，當輸出電壓Vout降至無法接受的位準 -41 - 1376986 時，致能信號VEN 3 94變爲高以開始充電模式的操作， 當輸出電壓上升至所要的滿充電位準時，致能信號變爲 以終止該充電模式。 與圖10A之輸出電壓感測電路392相關的波形實質 相同於與圖9中所示圖8之輸出電壓感測電路2 74相關 類似波形。現參考圖11，圖中顯示另一電容器充電電 4 00，其中相同的元件符號指示相同的元件。因此，電 400包括輸入電壓源14、變壓器18、開關22、二極體 、以及輸出電容器26。電容器充電電路40 0也包括輸出 壓感測電路402，其可以採用各種形式，諸如關於上述 1、3、8及10所描述之例子的那些形式。電壓感測電 402也可以簡單地提供電容器滿電荷的指示。此外或另 ，電壓感測電路402也可實施再新特徵，分別如圖7、8 10、及10A中之電壓感測電路250、274、350、及392 方式。 按照本發明的一態樣，電容器充電電路400包括一 關控制電路406，用於反應偵測到開關電壓Vsw之斜率 性的改變，以便實施零（或至少零附近）電壓切換設計 藉以使開關22在開關電壓剛好降至零伏即被導通，以 制開關的切斷時間，以達成吾人所想要的減少切換損失 在此，開關控制電路406反應通過初級繞組18a之電 Ipri的位準來控制該開關的導通時間。 感測開關410具有一耦接至開關22之汲極且因此 接到開關電壓Vsw的汲極端點，一耦接至接地的源極端 且 低 上 的 路 路 2 4 電 圖 路 外 、 的 開 極 ) 控 〇 流 耦 點 -42- 1376986 ，以及一提供信號Vci 424的閘極端點。圖中顯示一電容 器412位於感測開關410的汲極與閘極端點之間。二極體 414與416及電阻器418耦接於感測開關410的閘極端點 與接地之間。感測開關4 1 0的閘極端點耦接至比較器420 輸入，在此爲非反相輸入，如圖所示。比較器420的第二 輸入（在此爲反相輸入）反應一小的負補償電壓-Ve，例 如-0.3伏之大小。比較器42 0的輸出（經由D型正反器 42 8及OR閘432)提供一設定輸入信號Vs 42 2給正反器 430，其在Q輸出處提供開關控制信號。如下文的描述， —般言之，當設定信號Vs 422變爲高時，開關22被導通 。雖然圖中顯示的電容器412關於感測開關410爲一獨立 組件，但本技術中具有通常知識之人士將可瞭解，該電容 器也可由開關410的固有米勒（Miller)電容來提供。 更特定地說，在操作中，電容器412在開關電壓Vsw 上升或下降時分別被充電及放電。所得到的比較器輸入電 壓Vci包含分別對應於開關電壓增加及減少之時間的正與 負脈衝。且當開關電壓Vsw不變時（即具有實質的零斜率 )，比較器輸入信號Vci在零伏。在說明的實施例中，選 擇一補償電壓-Ve，以使除了當開關電壓Vsw的斜率從負 斜率轉變爲正斜率之外，比較器輸出信號Vci爲高，如圖 1 2所示。 如所述，在此，開關的導通時間係反應初級電流Ipri 來控制。爲達此目的，電阻器444耦接於開關22的源極 與接地之間，且比較器438具有一輸入（在此爲非反相輸 -43- 1376986 入）耦接至該電阻器，如圖所示。比較器438的第二輸入 (在此爲反相輸入）反應參考電壓Vref，如此，當初級電 流Ipri到達一預定位準時，例如由參考電壓Vref所建立 的位準，比較器43 8的輸出變爲高，以便重置正反器43 0 ，並切斷開關22。 在比較器438的輸出與D型正反器42 8的重置輸入之 間耦接一單擊446，以便防止由於當開關22切斷時出現於 φ 開關電壓Vsw上之電壓尖波造成開關22過早被導通。比 較器420的輸出耦接至D型正反器428的時鐘輸入，亦即 反應其D輸入上的邏輯高電壓位準。正反器428的Q輸 出信號Vq4 34耦接至OR閘432的第一輸入，該閘也反應 計時器436。以此配置，當該時鐘信號輸入（即設定信號 • Vs 422)變爲高時，正反器428的Q輸出變爲高，且停留 在高一直到被重置，此爲是在由單擊446所提供之重置信 號44 8的上升緣上。重置信號44 8停留在高，藉以在單擊 φ 的間隔期間防止正反器428的Q輸出變爲高。按此方式， 在初級電流Ipri到達預定的位準之後，該單擊將比較器 420的輸出信號抑制（blank )—段預定的時間。單擊的間 隔經過選擇，至少與開關電壓Vsw上之電壓尖波的持續時 間等長。設置OR閘43 2與計時器43 6以確保在供電給電 路400之後開關22不會無法導通。更明確地說，在開關 22被導通後如果一預定的時間消逝，計時器的輸出變爲高 以導通該開關。OR閘43 2的輸出提供一設定輸入信號給 正反器43 0，該正反器在其Q輸出處依次提供閘極驅動信 -44-

1376986 號給開關22，如圖所示。 本技術中具有通常知識之人士將可瞭解，圖 測開關410可設置成爲獨立分離的開關。或者，富 關可設置成形成開關22之一或多個開關的陣列。 說，感測開關410與開關22爲同類型的開關 DMOS)。 如另一選擇，感測切換的功能可由開關22 4 供。因此，在此情況中，耦接於開關22之汲極端 極端點間的獨立電容器，或開關22本身的固有沖 ，可提供從閘極偵測開關電壓Vsw之斜率的機制。 如一例所示，此配置可藉由取消感測開關410與 4 12，而將開關22的閘極耦接至比較器420的非 ，並在開關22的汲極與閘極端點間設置一電容器 。爲實施此設計，其必須閘極浮動並由二極體來敍 需要特殊的裝置幾何構造。 也請參考圖11A，圖中顯示另一電容器充電電 ，其中相同的元件符號指示相同的元件。因此，電 包括輸入電壓源14、變壓器18、開關22、二極體 及輸出電容器26。電路450進一步包括另一型的関 電路454。如同圖1 1的開關控制電路406，爲了瀆 或至少零附近）電壓切換設計，開關控制電路454 測到開關電壓Vsw之斜率的極性改變，藉以使開| 開關電壓剛好降至零伏即被導通，以達成所想要坊 換損失。在此，再次是開關控制電路454反應通適 1 1的感 客感測開 一般來 (例如 :身來提 ί點與閘 :勒電容 因此， 1電容器 i相輸入 ^來提供 f限。此 【路450 ί 路 450 24、以 !關控制 ί施零（ 反應偵 蜀22在 !減少切 i初級繞 -45 - 1376986 組18a之電流Ipri的位準來控制該開關的導通時間。 開關控制電路454除了取消感測開關410以及電容器 458爲一分離的電容器而非DMOS裝置幾何中之固有的米 勒或Cgd電容之外，其餘與圖1 1的開關控制電路406類 似。電容器45 8必須能夠承受高的開關電壓Vsw。在一說 明的實施例中，其中的輸出電壓爲315伏之大小，且變壓 器的圈數比爲10，電容器458必須能承受至少31.5伏加 上公差與電壓切換尖波的餘裕。在此實施例中，電容器 45 8的額定電壓爲80伏；然而，該技術之閘極氧化物的額 定電壓僅8伏。因此，電容器45 8的第一端點耦接至開關 22的汲極，且因此耦接至開關電壓Vsw，以及在第二端點 處提供信號Vci 424給比較器420的輸入，在此爲非反相 輸入。二極體414與416及電阻器418耦接於電容器458 與接地之間。比較器420的第二輸入（在此爲反相輸入） 反應小的負補償電壓-Ve，例如-0.3伏之大小。比較器420 的輸出提供一設定輸入信號Vs 422 (經由D型正反器428 與OR閘432)給正反器430，其在Q輸出處提供開關控 制信號。如以下的描述，通常，當設定信號Vs 4 22變高 時，開關22被導通。 操作中，當開關電壓Vsw上升或下降時，電容器458 分別被充電及放電。所得到的比較器輸入電壓Vci包含分 別對應於開關電壓增加及減少之時間的正與負脈衝。且當 開關電壓Vsw不變時（即具有實質的零斜率），比較器輸 入信號Vci在零伏。在說明的實施例中，選擇一補償電 -46- 1376986 壓-Ve，以使除了當開關電壓Vsw的斜率從負斜率轉變爲 正斜率之外，比較器輸出信號Vci爲高，如圖12所示。 如圖1 1所示，設置電阻器444與比較器438以感測 初級電流位準，以便當初級電流Ipri到達一預定位準（如 由參考電壓Vref所建立的位準）時，比較器438的輸出 變爲高，以重置正反器430並切斷開關22。單擊446耦接 於比較器43 8的輸出與D型正反器42 8的重置輸入之間， 以防止由於當開關22切斷時出現於開關電壓Vsw上之電 壓尖波而造成開關22過早被導通。比較器420的輸出耦 接至D型正反器428的時鐘輸入，其反應其D輸入上的 邏輯高電壓位準。正反器428的Q輸出信號Vq434耦接 至OR閘432的第一輸入，該閘也反應計時器436。以此 配置，如前所述，在初級電流Ipri到達預定的位準之後， 該單擊將比較器420的輸出信號抑制一段預定的時間。設 置OR閘432與計時器43 6以確保在供電給電路400之後 開關22不會無法導通，亦如前文之描述。OR閘432的輸 出提供一設定輸入信號給正反器430，該正反器在其Q輸 出處依次提供閘極驅動信號給開關22，如圖所示。 圖式顯示另一電容器充電電路460，其中相同的元件 符號指示相同的元件。如同圖1 1的開關控制電路406與 圖11A的開關控制電路45 4，爲了實施零（或至少零附近 )電壓切換設計，開關控制電路464反應偵測到開關電壓 Vsw之斜率極性的改變而控制開關的切斷時間，藉以使開 關22在開關電壓剛好降至零伏即被導通，以控制開關的 -47- 1376986 切斷時間，以達成所想要的減少切換損失。在此，開關控 制電路464再次是反應通過初級繞組18a之電流Ipri的位 準而控制開關的導通時間。 開關控制電路464除了取消二極體414與416之外， 其餘與圖11A的開關控制電路454類似。現結合圖12的 波形描述取消二極體的意義。在所有其它方面，圖11A的 電路都與圖11的電路相同。 現請參考圖12，圖中分別顯示與圖11、11A及11B 之開關控制電路406、454、及464相關的說明波形。特別 顯不在開關周期期間的開關電壓Vsw與初級電流Ipri。在 開關導通時間期間，初級電流Ipri斜坡上升。在時間11， 初級電流超過預定的位準，致使比較器438的輸出變爲高 而重置正反器430，並切斷開關22。比較器438的輸出變 爲高也觸發單撃446，致使正反器428的輸出信號V〇434 保持在低至少一段抑制間隔。 在時間tl與t2之間，一旦開關22切斷，開關電壓 Vsw上升。在此區間期間，電容器被充電，諸如圖11的 電容器412或圖11A及11B的電容器45 8，致使比較器輸 入信號Vci 4 24上升在圖11的電路4 00與圖11A的電 路450中，比較器輸入信號Vci 424上升到與二極體414 相關之正鉗限電壓 Vd的位準；然而，在圖11B的電路 460中，由於取消了鉗限二極體，因此，比較器輸入信號 Vci 424上升到一較高的位準（由點線所示）。隨著開關 電壓Vsw的斜率在時間t2處漸減到零，信號Vci也降至 -48- 1376986 間 時 。 在 伏 培 安 零 到 降 已 xly 示 顯 未 Γν 流 rpr 級 次 於 由 開關電壓Vsw開始下降。由於二極體24的反向恢復，當 開關電壓Vsw改變極性時，其會持續下降直到稍前於時間 t4。隨著開關電壓Vsw開始下降，電容器被放電，諸如圖 11的電容器412或圖11A及11B的電容器458，藉以致使 比較器輸入信號Vci 424變爲負。在圖1 1的電路400與 圖1 1 A的電路450中，比較器輸入信號Vci 424下降到與 二極體416相關之負鉗限電壓-Vd的位準；然而，在圖 11B的電路460中，由於取消了鉗限二極體，因此，比較 器輸入信號Vci 424下降到一較低的位準（由點線所示） 。輸入信號Vci 424停留在負直至時間t4，當開關電壓斜 率回到零時，致使信號Vci回到零伏。 由於比較器420比較輸入信號Vci 424與-Ve補償信 號，因此，當輸入信號Vci降至低於-Ve補償信號時，比 較器輸出信號Vs 422保持在高，一直到稍後於時間t3。 之後，當輸入信號Vci超過-Ve補償信號時，比較器輸出 信號Vs保持在低，一直到稍後於時間t4，如圖所示。 在時間tl，正反器428的Q輸出Vq434被抑制信號 448重置。正反器428的輸出保持在低，直至大約在時間 t4時Vs變爲高，如圖所示。正反器428的Q輸出VQ — 旦變爲高，OR閘43 2的輸出即變爲高，藉以設定正反器 430，並致使開關22被導通，以開始下一個開關周期。 本技術中具有通常知識之人士將可瞭解，在開關電壓 -49- 1376986

Vsw開始爬升前不會到達零的應用中，開關控制電路406 特別有利。這是因爲在斜率極性改變的偵測中，電壓不需 要與任何特定的電壓位準比較。 亦將可瞭解，雖然在本文中係結合電容器充電電路來 描述本發明的電路與技術，但這些電路與技術也可用於其 它各種不同應用的轉換器中。 現已描述了本發明的較佳實施例，但本技術中具有通 常知識之人士現可明瞭，結合這些較佳實施例之槪念的其 它實施例也都可使用。 例如，本技術中具有通常知識之人士現可明瞭，本文 所描述之各不同的發明特徵可結合在一起以用於電容器充 電電路，或者可選擇性地及單獨地使用。例如，圖1、2、 及3各自的輸出電壓感測電路40、110、及114可單獨地 用於在其它方面爲習用的電容器充電電路，或另者，也可 用於結合本文所討論之其它發明槪念的充電電路，諸如結 合圖4至6所做的討論。 亦須明瞭，雖然爲解釋本發明的槪念已描述了特定的 電路元件甚至邏輯信號位準，但本發明的實施例並不限於 所揭示的實施例，而是僅由申請專利的精神與範圍來限制 【圖式簡單說明】 結合詳細說明及圖式，將可對本發明的優點及態樣有 更完整的瞭解，其中： -50- 1376986 圖1係具有初級側輸出電壓感測電路之電容器充電電 路的不意圖； 圖1A顯示當輸出電壓尙未達所要的位準時，與圖1 之充電電路相關的數個波形： 圖1B顯示當輸出電壓到達所要的位準時，與圖1之 充電電路相關的數個波形； 圖2係圖1之電容器充電電路之另一實施例的示意圖 ，其具有另一初級側輸出電壓感測電路； 圖2A顯示當輸出電壓尙未達所要的位準時，與圖2 之充電電路相關的數個波形： 圖2B顯示當輸出電壓到達所要的位準時，與圖2之 充電電路相關的數個波形； 圖3係圖1之電容器充電電路又一實施例的示意圖， 其具有又一初級側輸出電壓感測電路： 圖3A顯示當輸出電壓尙未達所要的位準時，與圖3 之充電電路相關的數個波形； 圖3B顯示當輸出電壓到達所要的位準時，與圖3之 充電電路相關的數個波形： 圖4係按照本發明另一態樣之電容器充電電路的示意 圖，其包括用以感測輸出電容器電流的電路，以及反應所 感測之輸出電容器電流的開關控制電路： 圖5係圖4之電容器充電電路的另一實施例的示意圖 ，包括感測該輸出電容器電流的電路，以及反應所感測之 輸出電容器電流的另一開關控制電路： -51 - 1376986 圖6係電容器充電電路的示意圖，包括用以縮短該電 容器充電時間的電路； 圖6A顯示與圖6之充電電路實質上類似但無輔助開 關之充電電路相關的數個波形； 圖6B顯示與圖6中具有輔助開關之充電電路相關的 數個波形： 圖7係按照本發明之態樣之電容器充電電路的示意圖 ，其具有用以實施輸出電容器再新特性的初級側輸出電壓 感測電路； 圖8係圖7之輸出電壓感測電路之一實施例的示意圖 « 圖9顯示與圖7及8之電容器充電電路相關之數個說 明的波形； 圖10係圖7之輸出電壓感測電路之另一實施例的示 意圖； 圖10A係圖7之輸出電壓感測電路之又另一實施例的 示意圖； 圖11係按照本發明之另一態樣之電容器充電電路的 示意圖，其包括一實施閘極感測設計的開關控制電路； 圖11A係電容器充電電路的示意圖，其包括實施另一 閘極感測電路的開關控制電路； 圖11B係電容器充電電路的示意圖，其包括實施又另 一閘極感測電路的開關控制電路；以及 圖12顯示與圖11、11A及11B之電容器充電電路相 -52- 1376986 關的數個波形例。 【主要元件符號說明】 10:電容器充電電路 1 4 :輸入電壓源 1 8 :變壓器 18a :初級繞組 18b :次級繞組 18c :變壓器磁化電感 1 8d :有效寄生電容 18e:變壓器洩漏電感 22 :主開關 24 :二極體 26 :輸出電容器 2 7 :電阻元件 28 :開關控制電路 30 :負載 32 :第一比較器 34 :第二比較器 36 :鎖存器 3 6 :電阻器 3 8 :節點 4 0 :輸出電壓感測電路 42 :電阻器 -53 1376986

5 Ο :加總元件 54 :電阻器 5 8 :電阻器 62 :電容器 64 :電阻器 66 :二極體 70 :電容器 74 :開關 80:電容器充電電路 82 :比較器 8 4 :控制信號 88 :鎖存器 90 :加總元件 9 2 :電阻器 94 :電阻器

1 1 4 :第一比較器 118 : AND 閘 122 :第二比較器 1 3 0 :位準位移開關電壓 140:電容器充電電路 144 :輸出電壓感測電路 1 4 8 :第一比較器 1 5 2 :延遲元件 154 :鎖存器 -54 1376986 1 56 : AND 閘 160 :第二比較器 162 :加總元件 164 :電阻器 1 6 8 :電阻器 170:電容器充電電路 174 :開關控制電路 176:輸出電壓感測電路 1 7 8 :電阻器 182 :第一比較器 184 :第二比較器 188 :鎖存器 190 :電阻器 200 :電容器充電電路 2 02 :開關控制電路 204 :第一比較器 208 :第二比較器 212 :鎖存器 220 :電容器充電電路 224 :輔助開關 228 :比較器 250 :電容器充電電路 254:輸出電壓感測電路 256 :差分電壓產生器 -55- 1376986 25 8 :衰減器 260 :取樣及保持電路 264:輸出複製電路 270 :充電模式控制電路 2 74:輸出電壓感測電路 276 :運算放大器 278 :濾波器 2 8 0 :電阻器 282 :電容器 284 :比較器 2 8 6 :開關 28 8 :電容器 • 294 :緩衝器 3 00 ： RC網路 3 0 2 :電阻器 ^ 3 04 :電容器 3 1 0 :滿電荷比較器 3 1 4 :低電荷比較器 318 :正反器 350:輸出電壓感測電路 3 54 :運算放大器 .3 5 6 :濾波器 3 6 4 :比較器 3 6 6 :開關 -56- 1376986 3 70 :輸出複製RC網路 372 :電阻器 374 :電容器 3 80:第一滿電荷比較器 3 84 :第二低電荷比較器 3 90 :正反器 392:輸出電壓感測電路

3 96 :緩衝器 400 :電容器充電電路 402:電壓感測電路 406 :開關控制電路 4 1 0 :感測開關 412 :電容器

4 1 4 :二極體 416 :二極體 4 1 8 :電阻器 4 2 0 :比較器 428 : D型正反器 430 :正反器 432 ： OR 閘 436 :計時器 4 3 8 :比較器 444 :電阻器 446 :單擊 -57 1376986 路 電路 電電 充制 器控器 容關容 電開電

464 :開關控制電路 Ipri:初級繞組電流 Vcd:充電完成信號 Vout :輸出電壓 Vref2 :參考電壓

Vrefl :參考電壓 Vsw :開關電壓

Claims (1)

1^76986 附件3A :第096140583號申請專利範圍修正本 民國101年6月18曰修正 十、申請專利範圍 1. 一種馳返轉換器，包含： 一變壓器，具有初級繞組及次級繞組； 一開關，具有一端點耦接至該初級繞組；以及 一開關控制電路，具有用以控制該開關之導通時間的 φ 第一電路部分，以及用以控制該開關之切斷時間的第二電 路部分，其中該第二電路部分包含一斜率偵測電路，用以 偵測該開關端點處之該電壓之斜率從負斜率的改變，其中 . 該斜率偵測電路包含： 一電容器，具有耦接至該開關端點之第一端點 及第二端點； 一電阻器，耦接至該電容器的該第二端點；以 及 • 一比較器，耦接至該電容器的該第二端點，且 當在該開關端點處之電壓的斜率從負斜率改變時，提 供一從第一邏輯位準轉換到第二邏輯位準的比較器輸 m/S· 1a疏。 2 ·如申請專利範圍第1項的轉換器，其中該斜率偵 測電路進一步包含： 一感測開關，耦接至該開關端點，且具有一控制端點 ，耦接至該電容器之第二端點；以及 一鉗位器，耦接至該控制端點。 1376986 3. 如申請專利範圍第2項的轉換器，其中該開關包 含複數個開關，且其中該感測器開關係該複數個開關其中 之一。 4. 如申請專利範圍第1項的轉換器，另包含一鉗位 器，耦接於該電容器的該第二端點與接地之間。 5. 如申請專利範圍第1項的轉換器，另包含一正反 器，具有一組反應該比較器輸出信號的輸.入，以及一輸出 ，在該輸出處提供一開關控制信號，其中該開關控制電路 φ 的該第二電路部分包含： 第二電阻器，耦接至該開關：以及 第二比較器，具有耦接至該第二電阻器的第一輸入、 反應一參考電壓的第二輸入，並提供一輸出信號信號給該 正反器的重置輸入。 * 6. —種在具有一變壓器之馳返轉換器中的方法，該 變壓器具有一親接至一開關之端點的一初級繞組以及一次 級繞組，該方法包含： φ 偵測該開關之端點處之電壓斜率從負斜率的改變：以 及 反應該偵測以導通該開關，其中該偵測包含： 提供一電容器’該電容器具有耦接至該開關端 點之第一端點及並具有第二端點， 提供一電阻器，該電阻器耦接至該電容器的該 第二端點；以及 比較該電容器之第二端點處之該電壓與一參考 -2 - 1 巧986 電壓，以偵測該開關端點處之電壓斜率從負斜率的改 變。 7.如申請專利範圍第6項的方法，其中該偵測包含 提供具有耦接至該開關端點之第一端點以及具有耦接 至該電容器之第二端點的第二控制端點的感測開關： 鉗位該控制端點處的該電壓。 φ 8.如申請專利範圍第6項的方法，另包含鉗位該電 容器之該第二端點處的電壓。 9. 如申請專利範圍第6項的方法，另包含： 測量該初級繞組中的電流，以決定該初級繞組中的電 流何時超過一預定位準；以及 反應該決定而切斷該開關。 10. —種馳返轉換器，包含： 一變壓器，具有初級繞組及次級繞組； # 一開關，具有一端點耦接至該初級繞組；以及 一開關控制電路，具有用以控制該開關之導通時間的 第一電路部分，以及用以控制該開關之切斷時間的第二電 路部分，其中該第二電路部分包含一斜率偵測電路，用以 偵測該開關端點處之該電壓之斜率從負斜率的改變，其中 該斜率偵測電路包含： 一感測開關，耦接至該開關端點，且具有一控 制端點； 一鉗位器，耦接至該控制端點 -3- 1376986 一電阻器，耦接至該控制端點；以及 一比較器，耦接至該第二端點，且當在該開關 端點處之電壓的斜率從負斜率改變時，提供一從第一 邏輯位準轉換到第二邏輯位準的比較器輸出信號。 11.如申請專利範圍第10項的轉換器，其中該開關 包含複數個開關’且其中該感測器開關係該複數個開關其 中之一。

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