JP2005168296A

JP2005168296A - 電源装置

Info

Publication number: JP2005168296A
Application number: JP2005009742A
Authority: JP
Inventors: Jun Matsuzaki; 純松崎
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2005-01-18
Filing date: 2005-01-18
Publication date: 2005-06-23

Abstract

【課題】負荷変動の影響を受けることなく停電検出レベルの精度を向上させると共に、瞬時に停電の判断が可能な電源回路を提供する。
【解決手段】電圧Ｖ１及び基準電圧Ｖｒｅｆ１を比較出力する比較器ＣＯＭＰ１と、定電流源３により充電されるコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２及び基準電圧Ｖｅｒｆを比較出力する比較器ＣＯＭＰ２と、停電信号Ｓ１により制御されるスイッチング素子Ｑ１と、比較器ＣＯＭＰ１の出力信号Ｓ２により制御されるスイッチング素子Ｑ２と、二次電池ＢＡＴＴへと流れる充電電流を制御するスイッチング素子Ｑ３と、抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ３を制御すると共に出力信号Ｓ２により制御されるスイッチング素子Ｑ４とから構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は電源装置に関するものであり、更に詳しくは、交流電源の遮断時に負荷に電力供給を行う二次電池を備える電源装置に関する。

従来、二次電池を備え、交流電源の遮断時つまり停電時にも電力供給を行う電源装置に於いて、交流電源の有無を検出する手段の１つとして、整流器の直流出力を平滑した直流電圧を基準電圧と比較するものがあり、その回路例を図５に示す。（第１従来例）
本回路は、交流電源Ｖａｃを電流トランスＴ１，整流器ＤＢを介して全波整流して脈流電圧ＶＤＢを得、充電回路１を介して二次電池ＢＡＴＴを充電する充電装置と、交流電源Ｖａｃの有無を判断する停電検出回路とから構成される。停電検出回路は、脈流電圧ＶＤＢをダイオードＤ１，コンデンサＣ１を介して平滑した電圧Ｖｃ１と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較器ＣＯＭＰｏで比較することで交流電源の有無を検出する。

しかし、上記第１従来例に於いては、以下に示す様な第１の問題点が生じる。電流トランスＴ１が理想変圧器でない場合は、二次電池ＢＡＴＴの充電などによる負荷変動によって電流トランスＴ１の出力電圧が変動すると、図６（ａ）に示す様に電圧Ｖｃ１も変動してしまうので、負荷変動の度合いによっては正しく停電検出を行わない場合が生じる可能性があり、つまり高精度な停電検出を行うことは困難になってしまう。また、コンデンサＣ１は比較的大容量のコンデンサであり、交流電源遮断後は、図６（ａ）に示す様に電圧Ｖｃ１は徐々に低下していくので、停電検出するまでに時間Ｔだけロスしてしまう。

上記第１の問題点を解決する為に、コンデンサＣ１によって平滑された電圧Ｖｃ１を検出するのではなく、交流電源Ｖａｃを整流した脈流電圧ＶＤＢのピーク値を検出するものがあり、その回路図を図７に、その動作波形図を図８に示す。（第２従来例）
本回路は、脈流電圧ＶＤＢを抵抗Ｒ１〜Ｒ３で分圧して得られる電圧Ｖ１及び基準電圧Ｖｒｅｆ１を比較出力する比較器ＣＯＭＰ１と、定電流源３により充電されるコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２の両端電圧（以下、電圧と呼ぶ。）Ｖｃ２及び基準電圧Ｖｅｒｆを比較出力する比較器ＣＯＭＰ２と、比較器ＣＯＭＰ２の出力信号（以下、停電信号と呼ぶ。）Ｓ１により制御されると共に抵抗Ｒ３の両端に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ２の両端に接続されると共に比較器ＣＯＭＰ１の出力信号（以下、出力信号と呼ぶ。）Ｓ２により制御されるスイッチング素子Ｑ２と、整流器ＤＢの出力端からダイオードＤ２，抵抗Ｒ７を介して二次電池ＢＡＴＴへと流れる充電電流を制御するスイッチング素子Ｑ３と、抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ３を制御するスイッチング素子Ｑ４と、ＮＯＴゲートＮ１を介した出力信号Ｓ２，停電信号Ｓ１，抵抗Ｒ７によって検出される二次電池ＢＡＴＴの充電電流検出信号Ｓ３の３つの信号を受けてスイッチング素子Ｑ４を制御する充電電流制御回路４とから構成される。

次に、図８を参照して動作を簡単に説明する。基準電圧Ｖｒｅｆ１は出力信号Ｓ２で制御されることにより２つのレベルＶｒＨ１，ＶｒＬ１（ＶｒＨ１＞ＶｒＬ１）をとり、基準電圧Ｖｒｅｆ２は停電信号Ｓ１で制御されることにより２つのレベルＶｒＨ２，ＶｒＬ２（ＶｒＨ２＞ＶｒＬ２）をとる。図８（ａ）に示す様に、電圧Ｖ１がＶｒＬ１以下であれば比較器ＣＯＭＰ１はＬレベルの出力信号Ｓ２を出力してスイッチング素子Ｑ２をオフし、図８（ｂ）に示す様に、電圧Ｖｃ２は徐々に上昇すると共に、Ｌレベルの出力信号Ｓ２を受けて基準電圧Ｖｒｅｆ１はＶｒＬ１からＶｒＨ１へと上昇する。脈流電圧ＶＤＢが上昇することにより電圧Ｖ１がＶｒＨ１以上になると比較器ＣＯＭＰ１はＨレベルの出力信号Ｓ２を出力してスイッチング素子Ｑ２をオンし、図８（ｂ）に示す様に、電圧Ｖｃ２は抵抗Ｒ４，スイッチング素子Ｑ２を介して徐々に低下すると共に、Ｈレベルの出力信号Ｓ２を受けて基準電圧Ｖｒｅｆ１はＶｒＨ１からＶｒＬ１へと低下する。正常時は電圧Ｖ１がＶｒＨ１を越える様に設定しておくことで電圧Ｖｃ２は一定値以上には充電されず、この時の電圧Ｖｃ２をＶｒＨ２よりも小さくなる様に設定しておくことで、正常時の比較器ＣＯＭＰ２はＬレベルの停電信号Ｓ１を出力する。

Ｌレベルの出力信号Ｓ２とＬレベルの停電信号Ｓ１とが充電電流制御回路４に入力されると、充電電流制御回路４はスイッチング素子Ｑ４をオンすることによりスイッチング素子Ｑ３をオンし、図８（ｄ）に示す様な定電流の二次電池ＢＡＴＴの充電電流ＩＢが得られる。ここで充電電流ＩＢは、スイッチング素子Ｑ３つまりスイッチング素子Ｑ４のスイッチングで位相制御され、抵抗Ｒ７で充電電流ＩＢを検出することで定電流充電を行うことができる。

交流電源Ｖａｃが遮断される、つまり停電時には、図８（ａ）に示す様に電圧Ｖ１がＶｒＨ１を上回らなくなるので、比較器ＣＯＭＰ１はＬレベルの出力信号Ｓ２を出力し続けてスイッチング素子Ｑ２をオフし、図８（ｂ）に示す様に電圧Ｖｃ２は上昇し続ける。電圧Ｖｃ２がＶｒＨ２を越えると、図８（ｃ）に示す様に、比較器ＣＯＭＰ１はＨレベルの停電信号Ｓ１を出力し、これにより停電を判断することができる。つまり停電は、電圧Ｖ１がＶｒＨ１を上回らず且つ電圧Ｖｃ２がＶｒＨ２に達することで判断される。

本回路に於いて、充電電流ＩＢの位相角を９０度以下に保つような制御を行えば、０〜９０度の位相では二次電池ＢＡＴＴの充電の有無によって負荷変動が生じて脈流電圧ＶＤＢの値が変わる、つまり二次電池ＢＡＴＴの充電が行われることにより図８（ａ）に示す様に電圧Ｖ１の値が低下するものの、９０〜１８０度の位相では負荷変動がないために脈流電圧ＶＤＢの値が略一定となり、つまり二次電池ＢＡＴＴの充電がないために図８（ａ）に示す様に電圧Ｖ１の値が略一定となり、常に同条件での停電判断が可能になって停電検出レベルの精度を向上させることができる。
特開平７−３１０７０号公報

しかし、上記第２従来例では以下に示す様な第２の問題点が生じてしまう。

図７に示す回路では、充電を行う位相が９０度〜１８０度であるため、脈流電圧ＶＤＢが高電圧の場合にスイッチング素子Ｑ４をオフして充電を停止させと、スイッチング素子Ｑ４のオフによる負荷変動によって電流トランスＴ１を流れる電流が急激に減少して逆起電力が発生し、図８（ａ）に示す様に、電圧Ｖ１つまり脈流電圧ＶＤＢにサージが発生してしまう。このサージは比較器ＣＯＭＰ１の正の入力端子にサージ吸収用のコンデンサＣ３を接続することで吸収できるが、適度な容量のコンデンサＣ３を選定しなければ脈流電圧ＶＤＢの波形に歪みが生じてしまい、停電検出レベルの精度を確保することが困難となってしまう為に、スイッチング素子Ｑ４のオンオフによる負荷変動によって脈流電圧ＶＤＢの波形が変化してしまい、つまり電圧Ｖ１の波形が変化してしまい、停電検出レベルの精度が劣化してしまう。

本発明は、上記全ての問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、負荷変動の影響を受けることなく停電検出レベルの精度を向上させると共に、瞬時に停電の判断が可能な電源回路を提供することである。

上記問題点を解決するために、請求項１記載の発明によれば、交流電源の通常時に充電されると共に、前記交流電源の遮断時に負荷に電力供給を行う二次電池と、前記交流電源の遮断を検出する停電検出回路と、前記交流電源を整流した脈流出力のサイクル毎に前記二次電池の充電を行う充電回路とを備える電源装置に於いて、前記停電検出回路が前記脈流電圧が零ボルトから上昇していく過程での所定の電圧を越えたことを検出した後に、前記二次電池の充電を開始すると共に、前記充電回路は、前記二次電池の充電電流を限流すると共に、前記充電電流値が所定値に達した時点で二次電池の充電を停止させる準定電流充電を行うものであることを特徴とする。

請求項２記載の発明によれば、交流電源の通常時に充電されると共に、前記交流電源の遮断時に負荷に電力供給を行う二次電池と、前記交流電源の遮断を検出する停電検出回路と、前記交流電源を整流した脈流出力のサイクル毎に前記二次電池の充電を行う充電回路とを備える電源装置に於いて、前記停電検出回路が前記脈流電圧が零ボルトから上昇していく過程での所定の電圧を越えたことを検出した後に、前記二次電池の充電を開始すると共に、前記充電回路は、前記二次電池の充電電流値を検出し、前記充電電流値が所定値に達した時点で二次電池の充電を停止させる定電流充電を行うものであることを特徴とする。

請求項１又は請求項２に記載の発明によれば、負荷変動の影響を受けることなく停電検出レベルの精度を向上可能であると共に、瞬時に停電の判断が可能で、小型化が可能な電源回路を提供できる。

（実施の形態１）
本発明に係る第１の実施の形態の回路図を図１に、その動作波形図を図２に示す。

図７に示した第２従来例と異なる点は、充電電流制御回路４を省略すると共に出力信号Ｓ２のみによりスイッチング素子Ｑ４を制御することにより、準定電流方式の充電回路と停電検出回路とを組み合わせた構成としたことであり、その他の第２従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。つまり、上記第２従来例では二次電池ＢＡＴＴの充電停止後に脈流電圧ＶＤＢを検出していたが、本実施の形態では、脈流電圧ＶＤＢを検出することによって交流電源Ｖａｃの有無を判断した後で二次電池ＢＡＴＴの充電を行う構成を有している。

次に、図２を参照して動作を簡単に説明する。脈流電圧ＶＤＢが零ボルトから上昇していく過程では比較器ＣＯＭＰ１はＬレベルの出力信号Ｓ２を出力してスイッチング素子Ｑ４をオフし二次電池ＢＡＴＴの充電を停止する。停電検出は電圧Ｖ１がＶｒＨ１に達するか否かで判断する。電圧Ｖ１がＶｒＨ１に達した場合は、「交流電源有り」と判断し、比較器ＣＯＭＰ１はＨレベルの出力信号Ｓ２を出力してスイッチング素子Ｑ２をオンし、コンデンサＣ２の充電電荷を放電する。同時にスイッチング素子Ｑ４をオンして二次電池ＢＡＴＴへの充電を行い、図２（ｄ）に示す様な充電電流ＩＢが流れる。一方、電圧Ｖ１がＶｒＨ１に達しなかった場合は、比較器ＣＯＭＰ１はＬレベルの出力信号Ｓ２を出力してスイッチング素子Ｑ２をオフすることによりコンデンサＣ２を充電するので、図２（ｂ）に示す様に電圧Ｖｃ２は徐々に上昇し、電圧Ｖｃ２がＶｒＨ２に達した時点で「停電」と判断する。

また、脈流電圧ＶＤＢつまり電圧Ｖ１がピークを過ぎて低下してＶｒＬ１に達したとき、Ｌレベルの出力信号Ｓ２によりスイッチング素子Ｑ４をオフさせて二次電池ＢＡＴＴの充電を停止すると同時に、上述の様にコンデンサＣ２の充電を行う。充電電流ＩＢの値は抵抗Ｒ７と基準電圧ＶｒＬ１との値を変えることで任意に設定できる。

「交流電源有り」と判断して二次電池ＢＡＴＴの充電を開始すると、二次電池ＢＡＴＴの充電時には電流トランスＴ１の負荷が変動するために脈流電圧が低下する、つまり図２（ａ）に示す様に電圧Ｖ１が低下するが、二次電池ＢＡＴＴの充電以前に停電検出を既に行っているので、電流トランスＴ１の負荷変動による停電検出の精度の劣化は生じない。また、二次電池ＢＡＴＴの充電停止時に交流電源Ｖａｃの有無を判断しているので、二次電池ＢＡＴＴへの充電電流ＩＢの有無に関わらず停電検出を確実に行うことができ、よって停電検出の精度のレベルを向上することが可能となる。更に、上述の様に二次電池ＢＡＴＴへの充電停止時に逆起電力によるサージが発生するが、この時点では交流電源Ｖａｃの有無を判断を行わないので、停電検出の精度のレベルには影響を及ぼさない。仮にこの様なサージ電圧がＶｒＨ１を越えても、Ｈレベルの出力信号Ｓ２によりコンデンサＣ２の充電がリセットされるだけであり、停電検出の精度のレベルには影響を及ぼさない。このため、コンデンサＣ３の容量はノイズを除去する程度の小さいもので充分である。

更にまた、上記第２従来例では脈流電圧ＶＤＢの位相が９０度〜１８０度でのピーク電圧を検出するため、電圧Ｖｃ２がＶｒＨ２に達するポイントは、脈流電圧ＶＤＢの位相が９０度〜１８０度より後で且つ脈流電圧ＶＤＢが立ち上がった後に設定する必要があった。しかし本実施の形態では、脈流電圧ＶＤＢの立ち上がり部分でピーク電圧を検出するため、この検出ポイントを脈流電圧ＶＤＢの位相が０度〜９０度に設定でき、停電検出に要する時間Ｔを短縮することが可能である。

（実施の形態２）
本発明に係る第２の実施の形態の回路図を図３に、その動作波形図を図４に示す。

図７に示した第２従来例と異なる点は、ＮＯＴゲートＮ１を省略することにより、定電流充電方式の充電回路と停電検出回路とを組み合わせた構成としたことであり、その他の第２従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。

次に、図４を参照して動作を簡単に説明する。電圧Ｖ１がＶｒＨ１に達した時点で充電電流制御回路４によりスイッチング素子Ｑ４をオンさせ、図４（ｂ）に示す様に二次電池ＢＡＴＴの充電を開始する。充電電流ＩＢによって抵抗Ｒ７に電圧が発生するので、この電圧を検出し、充電電流ＩＢが所定値に達した時点で充電電流制御回路４によりスイッチング素子Ｑ４をオフさせて二次電池ＢＡＴＴの充電を停止する。充電停止後は、電圧Ｖ１がＶｒＬ１に達した時点でスイッチング素子Ｑ２をオフし、停電検出用のコンデンサＣ２の充電を開始する。ＶｒＬ１は、二次電池ＢＡＴＴの充電時に電圧Ｖ１がＶｒＬ１以下にならないように充分低く、且つ脈流電圧ＶＤＢの谷部近傍で電圧Ｖ１がＶｒＬ１以下になるような値に設定する。また、停電時には二次電池ＢＡＴＴの充電を行わないようにする、つまり停電信号Ｓ１がＨレベルのときにはスイッチング素子Ｑ４はオフとする。

この様に構成したことにより、よって停電検出の精度のレベルを向上することが可能で、停電検出に要する時間Ｔを短縮することが可能であると共に、脈流電圧ＶＤＢが高い位相時で二次電池ＢＡＴＴの充電の開始及び停止を行う為、つまり、図４（ｂ）に示す様に充電電流ＩＢの位相幅が短くて済む為に、効率よく二次電池ＢＡＴＴの充電を行うことができる。また、上記第１の実施の形態に示した充電電流ＩＢの位相幅と略等しいレベルまで充電電流ＩＢの位相幅を広くすれば、電流トランスＴ１の出力電圧を下げても、第１の実施の形態に示した様な充電電流ＩＢが得られるので、部品の小型化を図ることが可能となる。なお、上記第１の実施の形態に於いても、ＶｒＬ１を高めに設定しておくことで、電源トランスの小型化を図ることが可能となる。

本発明に係る第１の実施の形態を示す回路図である。上記実施の形態に係る動作波形図を示す。本発明に係る第２の実施の形態を示す回路図である。上記実施の形態に係る動作波形図を示す。本発明に係る第１従来例を示す回路図である。上記従来例に係る動作波形図を示す。本発明に係る第２従来例を示す回路図である。上記従来例に係る動作波形図を示す。

符号の説明

ＢＡＴＴ二次電池
Ｖａｃ交流電源

Claims

交流電源の通常時に充電されると共に、前記交流電源の遮断時に負荷に電力供給を行う二次電池と、前記交流電源の遮断を検出する停電検出回路と、前記交流電源を整流した脈流出力のサイクル毎に前記二次電池の充電を行う充電回路とを備える電源装置に於いて、前記停電検出回路が前記脈流電圧が零ボルトから上昇していく過程での所定の電圧を越えたことを検出した後に、前記二次電池の充電を開始すると共に、前記充電回路は、前記二次電池の充電電流を限流すると共に、前記充電電流値が所定値に達した時点で二次電池の充電を停止させる準定電流充電を行うものであることを特徴とする電源装置。
交流電源の通常時に充電されると共に、前記交流電源の遮断時に負荷に電力供給を行う二次電池と、前記交流電源の遮断を検出する停電検出回路と、前記交流電源を整流した脈流出力のサイクル毎に前記二次電池の充電を行う充電回路とを備える電源装置に於いて、前記停電検出回路が前記脈流電圧が零ボルトから上昇していく過程での所定の電圧を越えたことを検出した後に、前記二次電池の充電を開始すると共に、前記充電回路は、前記二次電池の充電電流値を検出し、前記充電電流値が所定値に達した時点で二次電池の充電を停止させる定電流充電を行うものであることを特徴とする電源装置。