JP2020072618A - 負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なタイミングでスイッチ素子をターンオンさせる。【解決手段】負荷駆動装置は、電源に接続される１次巻線と負荷に接続される２次巻線とを有するトランスと、１次巻線の接地側に配置され、１次巻線の印加電圧を制御するスイッチ素子と、を含むフライバックコンバータを備える。そして、１次巻線とスイッチ素子との間の電圧（Ｖｄｓ）よりも低い比較対象電圧（Ｖｃ）を生成し、比較対象電圧（Ｖｃ）が所定電圧（接地電位）まで低下したときに（時刻ｔｃ）、スイッチ素子に対する駆動信号（Ｖｇｓ）を変化させて、スイッチ素子をオフ状態からオン状態にする。【選択図】図４

Description

本発明は、フライバックコンバータを備えた負荷駆動装置に関する。

フライバックコンバータでは、電流不連続モードの動作において、１次側のスイッチ素子がオフ期間で、かつ、２次側の整流ダイオードの電流が零になったときに、トランスの励磁インダクタンスとスイッチ素子の寄生容量等による共振が始まることが知られている。このようなフライバックコンバータがスイッチング周波数一定の他励方式である場合に、共振中にドレイン−ソース間電圧が比較的高い状態でターンオンされるとスイッチング損失が著しく大きくなってしまう。そこで、共振中のスイッチング損失を低減すべく、例えば特許文献１に記載されているように、ドレイン−ソース間電圧が最小値となるタイミングでスイッチ素子をターンオンさせるものが知られている。

特開平１０−１７８７７６号

しかし、ドレイン−ソース間電圧が最小値となるタイミングでスイッチ素子をターンオンさせたときには、ドレイン−ソース間電圧は既に入力電圧より低い状態となっている。このため、トランスに蓄えられたエネルギーが放出されて少なくなっていることから、昇圧特性が低下してしまう。

これに対し、昇圧特性の向上という観点からは、例えば、２次側の整流ダイオードの電流が零になるタイミングでスイッチ素子をターンオンすることが好ましいが、このタイミングでは、ドレイン−ソース間電圧は入力電圧より高い状態となっている。このため、ターンオンによってスイッチ素子に大電流が流れてしまい、スイッチング損失による過度の温度上昇を招くおそれがある。

本発明は上記問題点を鑑みてなされたものであり、フライバックコンバータにおいて、昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なタイミングでスイッチング素子をターンオンさせることができる負荷駆動装置を提供することを目的とする。

このため、本発明に係る負荷駆動装置は、電源に接続される１次巻線と負荷に接続される２次巻線とを有するトランスと、１次巻線の接地側に配置され、１次巻線の印加電圧を制御するスイッチ素子と、を含むフライバックコンバータを備え、１次巻線とスイッチ素子との間の電圧よりも低い比較対象電圧を生成し、比較対象電圧が所定電圧まで低下したときに、スイッチ素子をオフ状態からオン状態にする。

本発明に係る負荷駆動装置によれば、フライバックコンバータにおいて、昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なタイミングでスイッチ素子をターンオンさせることができる。

第１実施形態における車両用ダンパシステムの一例を示す概略構成図である。 同実施形態における減衰力可変ダンパの一例を示す概略断面図である。 同実施形態における高電圧供給装置の一例を示す回路図である。 同実施形態におけるフライバックコンバータの動作波形図である。 同実施形態におけるレベルシフトの電圧降下幅の設定方法を示す図である。 第２実施形態における高電圧供給装置の一例を示す回路図である。 従来のフライバックコンバータの動作波形図である。

以下、添付された図面を参照し、本発明を実施するための実施形態について、詳細に説明する。

［第１実施形態］
本発明に係る負荷駆動装置の第１実施形態について説明する。

図１は、負荷駆動装置の適用例として車両用ダンパシステムを示す。車両用ダンパシステムは、例えば四輪の車両１の走行中における路面凹凸による振動を減衰させるために、車輪２ａ〜２ｄにそれぞれ減衰力可変ダンパ３を備える。減衰力可変ダンパ３は、これに印加する電圧（例えば５ｋＶ等、最大数キロボルトの高電圧）によって粘度が変化する電気粘性流体を作動流体として内部に封入するとともに、印加する電圧を外部から制御することで減衰力の高低を調整できるように構成される。減衰力可変ダンパ３はそれぞれ、車輪２ａ〜２ｄにおいて、図示省略の懸架ばねとともにサスペンション装置を構成する。

また、車両用ダンパシステムは、車両１の車体挙動情報の一例として、車輪２ａ〜２ｄにおける車高を検出するために、車輪２ａ〜２ｄのそれぞれのサスペンション装置に取り付けられた車高センサ４を備えている。車高センサ４は、例えばサスペンションアームと車体との上下変位量等、車輪２ａ〜２ｄにおける路面からの車体の高さに相当する量を検出し、かかる検出量を車高信号として出力する。

そして、車両用ダンパシステムは、車高センサ４から入力した車高信号に応じて減衰力可変ダンパ３において必要となる減衰力を発生させるべく、減衰力可変ダンパ３に印加する電圧を供給する高電圧供給装置５を備える。高電圧供給装置５は、後述のフライバックコンバータを備え、このフライバックコンバータによって、直流電源である車載バッテリ６から入力した電圧を昇圧して、減衰力可変ダンパ３に印加する電圧を供給する。要するに、高電圧供給装置５は、負荷としての減衰力可変ダンパ３を駆動する負荷駆動装置である。

図２は、減衰力可変ダンパの一例を模式的に示す。減衰力可変ダンパ３において、その外郭をなす円筒状の外筒３１の下端開口を下端キャップ３２により閉塞した有底円筒体に、下端開口をバルブ体３３で閉塞した、外筒３１よりも小径の円筒状の内筒３４が、外筒３１と同軸に収容されている。外筒３１及び内筒３４の上端開口は、上端キャップ３５により閉塞されている。外筒３１と内筒３４（正確には後述の電極筒）との間にはリザーバ室αが形成される。内筒３４は、導電線７１を介して、高電圧供給装置５の出力端子５０１に電気的に接続される。導電線７１は、内筒３４との接続部、及び高電圧供給装置５との接続部を除き、周囲の構成部品から電気的に隔離されている。

また、減衰力可変ダンパ３において、内筒３４の内部には、上端キャップ３５の挿入口３５ａを介してピストンロッド３６が挿入される。ピストンロッド３６と挿入口３５ａとの間は液密かつ気密となるように構成される。ピストンロッド３６の先端には、内筒３４の内周面と摺動しつつ上下動を繰り返すピストン３７が備えられる。内筒３４の内部空間は、ピストン３７によって上端キャップ３５側の上部シリンダ室βとバルブ体３３側の下部シリンダ室γとに画成される。

内筒３４の側面のうち上端キャップ３５の近傍には、内筒３４の内外を連通する内筒連通孔３４ａが設けられる。また、バルブ体３３には、リザーバ室αと下部シリンダ室γとを連通するバルブ体連通孔３３ａが設けられるとともに、下部シリンダ室γからリザーバ室αへの作動流体の流通を制限するバルブ体逆止弁３３ｂが設けられる。さらに、ピストン３７には、上部シリンダ室βと下部シリンダ室γとを連通するピストン連通孔３７ａが設けられるとともに、上部シリンダ室βから下部シリンダ室γへの作動流体の流通を制限するピストン逆止弁３７ｂが設けられる。

また、減衰力可変ダンパ３において、内筒３４と外筒３１との間であって、かつ上端キャップ３５とバルブ体３３との間には、導電体である円筒状の電極筒３８が、内筒３４及び外筒３１と同軸に、かつ内筒３４及び外筒３１から離間して配置される。電極筒３８は、導電線７２を介して、高電圧供給装置５の出力端子５０２に電気的に接続される。導電線７２は、電極筒３８との接続部、及び高電圧供給装置５との接続部を除き、周囲の構成部品から電気的に隔離されている。電極筒３８は、電気絶縁材料である環状のアイソレータ３９によって、電極筒３８の上端部及び下端部において、内筒３４と電極筒３８との間の隙間が閉塞されるとともに、外筒３１及び内筒３４等の周囲の構成部品から電気的に隔離されている。

電極筒３８と内筒３４との間には、流通する作動流体に電圧が印加される電圧印加流路δが形成され、電極筒３８の下端部におけるアイソレータ３９には、電圧印加流路δとリザーバ室αとを連通するアイソレータ連通孔３９ａが設けられる。

減衰力可変ダンパ３は、外筒３１の下端部が各車輪（車軸）に取り付けられ、ピストンロッド３６の上端部が車体に取り付けられることで車両１に装着される。

ピストンロッド３６が伸びるときには、内筒３４内のピストン３７が上昇することで上部シリンダ室βの作動流体が加圧され、上部シリンダ室βの作動流体が内筒連通孔３４ａを通して電圧印加流路δ内に流入する。このとき、ピストン３７の上昇により電圧印加流路δ内に流入した作動流体に相当する量の作動流体が、リザーバ室αからバルブ体連通孔３３ａを介して下部シリンダ室γに流入する。

ピストンロッド３６が縮むときには、内筒３４内のピストン３７が下降することで下部シリンダ室γの作動流体がピストン連通孔３７ａを介して上部シリンダ室βへ流入する。このとき、内筒３４内に占めるピストンロッド３６の体積増大により押し退けられた作動流体が、上部シリンダ室βから内筒連通孔３４ａを介して電圧印加流路δへ流入する。

ピストンロッド３６が伸びるとき及び縮むときのいずれにおいても、電圧印加流路δ内に流入した作動流体は、電圧印加流路δをアイソレータ連通孔３９ａに向けて移動する。したがって、電圧印加流路δ内の作動流体は、高電圧供給装置５から供給された電圧が導電線７１，７２を介して印加されることで、内筒３４と電極筒３８との間に生じた電位差に応じた粘度となる。これにより、減衰力可変ダンパ３において必要となる減衰力を発生させている。

図３は、車両用ダンパシステムにおける高電圧供給装置の一例を示す。高電圧供給装置５は、フライバックコンバータとして、昇圧回路５１及び制御ＩＣ（Integrated Circuit）５２を備える。昇圧回路５１は制御ＩＣ５２からの制御信号に基づいて昇圧動作を行い、昇圧回路５１と制御ＩＣ５２とで他励方式のフライバックコンバータを形成する。

昇圧回路５１は、直流電源である車載バッテリ６の電源電圧を昇圧して発生させた電圧を減衰力可変ダンパ３に供給すべく、４つの減衰力可変ダンパ３のそれぞれについて個別に設けられる。したがって、高電圧供給装置５は４つの昇圧回路５１を有するが、図中では説明の便宜上、１つの減衰力可変ダンパ３についての１つの昇圧回路５１のみを示している。

昇圧回路５１は、トランス５１１、第１スイッチ素子５１２、第１ダイオード５１３及び平滑コンデンサ５１４を備え、昇圧回路５１の入力側が車載バッテリ６に接続され、昇圧回路５１の出力側が減衰力可変ダンパ３に接続される。

トランス５１１は、図示省略のコアに、入力側の１次巻線５１１１と出力側の２次巻線５１１２とが巻き回されたものである。図中において１次巻線５１１１及び２次巻線５１１２に付された黒丸印は各巻線の極性（巻き始め）を示している。トランス５１１の１次巻線５１１１において、一端は入力端子５０３を介して車載バッテリ６の正極に接続され、他端は第１スイッチ素子５１２を介して車両１のボディアースに接地される（ひいては車載バッテリ６の負極に接続される。以下同様）。トランス５１１の２次巻線５１１２において、一端は第１ダイオード５１３及び出力端子５０２を介して導電線７２に接続され、他端は出力端子５０１を介して導電線７１に接続される。

第１ダイオード５１３において、アノードは２次巻線５１１２に接続され、カソードは出力端子５０２に接続され、これにより、第１ダイオード５１３は、２次巻線５１１２から出力端子５０２への一方向へ電流を流す整流作用を奏する。平滑コンデンサ５１４は、出力端子５０１，５０２間において２次巻線５１１２と並列に配置され、具体的には、第１ダイオード５１３のカソードと２次巻線５１１２の他端とを接続して、昇圧回路５１の出力電圧の脈動を低減する。

第１スイッチ素子５１２は、その制御端子において制御ＩＣ５２と接続され、制御ＩＣ５２から入力した制御信号に基づいてオン状態又はオフ状態に切り替わるスイッチング動作を行う半導体スイッチ素子である。第１スイッチ素子５１２がオン状態であるときに１次巻線５１１１と車両１のボディアースとの間が電気的に導通し、第１スイッチ素子５１２がオフ状態であるときに１次巻線５１１１と車両１のボディアースとの間が電気的に遮断される。

第１スイッチ素子５１２は、その一例としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。第１スイッチ素子５１２がターンオンするときのゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓは、ゲート閾値電圧Ｖ_ｔｈである。なお、第１スイッチ素子５１２は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、制御端子に入力した制御信号に基づいてスイッチング動作を行う半導体スイッチ素子であればよく、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等であってもよい。

制御ＩＣ５２は、マイクロコンピュータを内蔵し、入力端子５０４を介して入力した車高センサ４からの車高信号に基づいて、減衰力可変ダンパ３の減衰力の高低を調整すべく、減衰力可変ダンパ３に印加する電圧の電圧値（印加電圧値）を演算する。制御ＩＣ５２は、印加電圧値に基づいて、第１スイッチ素子５１２のオン状態とオフ状態との間のスイッチング制御を行う。具体的には、制御ＩＣ５２は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により、第１スイッチ素子５１２にスイッチング動作を行わせるＰＷＭ信号を生成して、このＰＷＭ信号を変換したゲート駆動信号（制御信号）を第１スイッチ素子５１２のゲート端子（制御端子）へ出力する。第１スイッチ素子５１２にスイッチング動作を行わせる際のオン期間とオフ期間との比率（デューティ）は、印加電圧値に基づいて設定され、ＰＷＭ信号は、デューティに応じた電圧レベルの指令信号とキャリア信号とを比較して生成される。これにより、ＰＷＭ信号は、高電位状態及び低電位状態の２つの電位状態を有する矩形波状のパルス信号となる。したがって、ゲート駆動信号（ゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓ）も、ゲート閾値電圧Ｖ_ｔｈ以上となる高電位状態と、ゲート閾値電圧Ｖ_ｔｈ未満となる低電位状態と、の２つの電位状態を有する矩形波状のパルス信号となる。

高電圧供給装置５のフライバックコンバータでは、ＰＷＭ信号が高電位状態となると、このＰＷＭ信号を変換したゲート駆動信号に基づいて、第１スイッチ素子５１２がターンオンする。すると、１次巻線５１１１に電流が流れ、１次巻線５１１１によって生じた磁束変化はコアを通じて２次巻線５１１２に誘導起電力を発生させる。しかし、２次巻線５１１２は１次巻線５１１１とは逆極性であるため、２次巻線５１１２の誘導電流は２次側の第１ダイオード５１３によって遮断される。その代りに、平滑コンデンサ５１４の放電電流が出力端子５０２へ流れる。これにより、第１スイッチ素子５１２がオン状態であるときに１次巻線５１１１に供給された励磁エネルギーが、トランス５１１内に蓄積される。一方、制御ＩＣ５２から出力されたＰＷＭ信号が低電位状態となると、このＰＷＭ信号に基づいて第１スイッチ素子５１２がターンオフする。すると、２次巻線５１１２には反対向きに誘導起電力が発生するので、２次巻線５１１２の誘導電流が２次側の第１ダイオード５１３を通して出力端子５０２へ流れるようになる。これにより、トランス５１１内に蓄積された励磁エネルギーが減衰力可変ダンパ３へ放出される。

ここで、高電圧供給装置５のフライバックコンバータは、昇圧回路５１のそれぞれについて、第１スイッチ素子５１２をターンオンさせるタイミングを検出するオンタイミング検出回路５３を更に備える。このようなオンタイミング検出回路５３を設ける目的について、図７を参照しつつ従来のフライバックコンバータにおける課題に言及することで説明する。

図７は、従来のフライバックコンバータにおける動作波形を示す。なお、従来のフライバックコンバータは、図示省略するが、オンタイミング検出回路５３を除いて高電圧供給装置５のフライバックコンバータと同一の構成を有しているものとし、同一の構成については同一の符号を付して説明する。

図７（ａ）は第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓの時間変化を示す。図７（ｂ）は第１スイッチ素子５１２のゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓの時間変化、すなわちゲート駆動信号を示す。図７（ｃ）は第１ダイオード５１３の順方向電流Ｉ_ｆの時間変化を示す。

従来のフライバックコンバータにおいて、電流不連続モードの動作では、第１スイッチ素子５１２がオフ期間（Ｔ_ｏｆｆ）で、かつ、順方向電流Ｉ_ｆが零になったときに（時刻ｔ_α）、共振（リンギング）が始まる。この共振は、トランス５１１の励磁インダクタンスと第１スイッチ素子５１２の寄生容量等により決定されるものである。共振の波形は、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓの時間変化として、時刻ｔ_αから時刻ｔ_βまでの実線と時刻ｔ_βからの点線とで示され、第１スイッチ素子５１２がターンオンするまでは、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓは徐々に減衰して入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣに向けて収束する。ところが、他励方式のフライバックコンバータでは、第１スイッチ素子５１２のスイッチング周波数が一定であると、共振中にドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが比較的高い状態（例えば共振波形の山）で第１スイッチ素子５１２がターンオンされる場合が想定される。この場合には、第１スイッチ素子５１２におけるスイッチング損失が著しく大きくなってしまう。このため、従来の他励方式のフライバックコンバータには、共振中のスイッチング損失を低減すべく、第１スイッチ素子５１２をターンオンさせるタイミングを調整するものがある。これによれば、共振中にドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが最小値（谷）Ｖ_ｍｉｎとなるタイミング（時刻ｔ_β）で、第１スイッチ素子５１２をターンオンさせることができる。

しかし、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが最小値Ｖ_ｍｉｎとなるタイミングで第１スイッチ素子５１２をターンオンしたときには（時刻ｔ_β）、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓは既に入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣより低い状態となっている。このため、トランス５１１に蓄えられたエネルギーが放出されて少なくなっているため、その後の昇圧特性が低下してしまう。

これに対し、昇圧特性の向上という観点からは、例えば、順方向電流Ｉ_ｆが零になったタイミング（時刻ｔ_α）で第１スイッチ素子５１２をターンオンすることが好ましい。しかし、このタイミングでは、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓは入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣより高い状態となっているため、スイッチング損失が増大してしまう。

そこで、高電圧供給装置５のフライバックコンバータにおけるオンタイミング検出回路５３は、昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なターンオンのタイミングを特定する目的で設けられる。換言すれば、オンタイミング検出回路５３は、昇圧特性及びスイッチング損失特性のいずれか一方が過度に低下することを抑制したターンオンのタイミングを特定する目的で設けられる。

図３を再び参照すると、オンタイミング検出回路５３は、１次巻線５１１１と第１スイッチ素子５１２との間から分岐する分岐経路に、第２ダイオード５３１、抵抗５３２及びコンパレータ５３３を備える。第２ダイオード５３１のアノードは、第１スイッチ素子５１２のドレイン端子に接続され、第２ダイオード５３１のカソードは、抵抗５３２を介して車両１のボディアースに接地される。第２ダイオード５３１は、順方向電圧降下Ｖ_ｆを有するため、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓは、アノードからカソードまでの間で一定の電圧降下幅ΔＶ（＝Ｖ_ｆ）によるレベルシフトがなされる。

コンパレータ５３３の＋入力端子には第２ダイオード５３１のカソードが接続され、コンパレータ５３３の−入力端子には車両１のボディアースが接続され、コンパレータ５３３の出力端子は、制御ＩＣ５２に接続される。コンパレータ５３３は、＋入力端子及び−入力端子に入力された２つのコンパレータ入力電圧の比較結果に基づいて、高電位状態及び低電位状態の２つの電位状態による電圧を出力する。なお、汎用のオペアンプをコンパレータとして用いてもよい。

オンタイミング検出回路５３において、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓは、第２ダイオード５３１の順方向電圧降下Ｖ_ｆに相当する電圧降下幅ΔＶでレベルシフトがなされる。このため、コンパレータ５３３の＋入力端子に入力される比較対象電圧としてのコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃは（Ｖ_ｄｓ−Ｖ_ｆ）となる。コンパレータ５３３は、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが接地電位と等しくなったときには、低電位状態のコンパレータ出力電圧Ｖ_０を制御ＩＣ５２へ出力する。逆に、コンパレータ５３３は、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが接地電位よりも高いときには、高電位状態のコンパレータ出力電圧Ｖ_０を制御ＩＣ５２へ出力する。

制御ＩＣ５２は、コンパレータ出力電圧Ｖ_０が高電位状態から低電位状態へ遷移する立ち下がりを検出し、この立ち下がりをトリガとして、第１スイッチ素子５１２をターンオンするゲート駆動信号を第１スイッチ素子５１２のゲート端子へ出力するように構成される。すなわち、制御ＩＣ５２は、第１スイッチ素子５１２のスイッチング周波数を調整するように構成される。

制御ＩＣ５２におけるスイッチング周波数調整は、以下のようにして実現可能である。例えば、制御ＩＣ５２は、微分回路等の立ち下がり検出回路によって、コンパレータ出力電圧Ｖ_０の立ち下がりを検出する。そして、制御ＩＣ５２は、コンパレータ出力電圧Ｖ_０の立ち下がりを検出したときに、直近の２つの立ち下がりタイミング間の周期をカウントし、この周期でのこぎり波のキャリア信号を１周期分生成する。ただし、制御ＩＣ５２は、キャリア信号の１周期の途中でコンパレータ出力信号Ｖ_０の立ち下がりを検出した場合には、上記のように、直ちに次の１周期分のキャリア信号を生成する。このように生成したキャリア信号をデューティに応じた指令信号と比較することでＰＷＭ信号を生成する。三角波のキャリア信号と指令信号とを比較する場合と異なり、のこぎり波のキャリア信号と指令信号とを比較すると、ＰＷＭ信号が各キャリア周期の最初から高電位状態となる。このため、コンパレータ出力電圧Ｖ_０の立ち下がりと第１スイッチング素子５１２のターンオンとを略同期させることができる。制御ＩＣ５２は、次にコンパレータ出力電圧Ｖ_０の立ち下がりを検出したときに、上記と同様にしてＰＷＭ信号を生成する。なお、制御ＩＣ５２におけるスイッチング周波数調整の一部又は全部は、ＰＷＭ制御が遅延しない限り、内蔵するマイクロコンピュータにおいてソフトウェアを実行することで処理されてもよい。

図４は、高電圧供給装置におけるフライバックコンバータの動作波形を示す。なお、図４の動作波形は、不連続モード動作中に、第１スイッチ素子５１２がオフ期間（Ｔ_ｏｆｆ）で、かつ、順方向電流Ｉ_ｆが零になったときに始まる共振に着目しているため、図７の動作波形よりも時間軸を拡大している点に留意されたい。

図４（ａ）は第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓ及びコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃの時間変化を示す。図４（ｂ）はコンパレータ出力電圧Ｖ_０の時間変化を示す。図４（ｃ）は第１スイッチ素子５１２のゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓの時間変化、すなわちゲート駆動信号を示す。図４（ｄ）は第１ダイオード５１３の順方向電流Ｉ_ｆの時間変化を示す。

時刻ｔ_ａにおいて、第１ダイオード５１３の順方向電流Ｉ_ｆが零になると、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓは共振によって低下し始める。コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃは、第２ダイオード５３１によってドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓから電圧降下幅ΔＶのレベルシフトがなされた電圧であり、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓとともに低下する。このとき、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃは接地電位よりも高いので、コンパレータ出力電圧Ｖ_０は高電位状態を維持している。また、高電圧供給装置５のフライバックコンバータは不連続モード動作を行うので、第１スイッチ素子５１２のゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓ（ゲート駆動信号）も低電位状態を維持している。

電圧降下幅ΔＶが後述のように設定されていると、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣまで低下する時刻ｔ_ｂから共振中における最小値Ｖ_ｍｉｎとなる時刻ｔ_ｄまでの間の時刻ｔ_ｃで、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが接地電位まで低下する。これにより、コンパレータ出力電圧Ｖ_０は高電位状態から低電位状態へ遷移する。

制御ＩＣ５２は、コンパレータ出力電圧Ｖ_０の立ち下がりを検出すると、この立ち下がりをトリガとして、ＰＷＭ信号を低電位状態から高電位状態に遷移させるので、ゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓ（ゲート駆動信号）が低電位状態から高電位状態へ遷移する。これにより、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣと最小値Ｖ_ｍｉｎとの間にあるときに第１スイッチ素子５１２がターンオンする。

その後、時刻ｔ_ｅにおいて、ゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓ（ゲート駆動信号）がＰＷＭ信号の立ち下がりに応じて低電位状態に遷移すると、第１スイッチ素子５１２はターンオフして、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが再び上昇する。また、第１スイッチ素子５１２がオン状態のときに蓄積された励磁エネルギーが放出されるので、第１ダイオード５１３の順方向電流Ｉ_ｆが急激に上昇する。その後、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが再び接地電位より大きくなるので、コンパレータ出力電圧Ｖ_０が低電位状態から高電位状態へ遷移する。なお、制御ＩＣ５２は、ＰＷＭ信号あるいはゲート駆動信号を高電位状態から低電位状態に遷移させるタイミングとして、コンパレータ出力電圧Ｖ_０の立ち上りをトリガとしていないことに留意されたい。

図５は、ドレイン−ソース間電圧をレベルシフトしてコンパレータ入力電圧を生成するときの電圧降下幅の設定方法を示す。図５には、上記の時刻ｔ_ａから時刻ｔ_ｄ（図４参照）において、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓに対して好適なコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃの範囲（斜線部分）が示される。上記のように、高電圧供給装置５のフライバックコンバータでは、昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なタイミングで第１スイッチ素子５１２をターンオンさせることを目的としている。このため、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓをコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃまでレベルシフトさせるときの電圧降下幅ΔＶは、以下のようにして設定される。すなわち、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣまで低下する時刻ｔ_ｂと共振中における最小値Ｖ_ｍｉｎとなる時刻ｔ_ｄとの間で、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが接地電位となるように、電圧降下幅ΔＶが設定される。具体的には、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが共振中における最小値Ｖ_ｍｉｎとなったときに接地電位まで低下するコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃ（Ｖ_ｃ１）の電圧降下幅ΔＶが、その下限値Ｖ１となる。また、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣまで低下したときに接地電位まで低下するコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃ（Ｖ_ｃ２）の電圧降下幅ΔＶが、その上限値Ｖ２となる。したがって、第２ダイオード５３１によるレベルシフトの電圧降下幅ΔＶ（＝Ｖ_ｆ）は、下限値Ｖ１よりも大きくかつ上限値Ｖ２よりも小さい範囲（Ｖ１＜ΔＶ＜Ｖ２）から適宜設定される。すなわち、第２ダイオード５３１は、その順方向電圧降下Ｖ_ｆがＶ１＜Ｖ_ｆ＜Ｖ２の関係を満たすものである。

ところで、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓの時間変化の態様は、フライバックコンバータの回路条件によって異なるため、電圧降下幅ΔＶの下限値Ｖ１及び下限値Ｖ２は、シミュレーションや実験等によって想定される様々な回路条件の変動を考慮して設定される。回路条件の変動としては、車載バッテリ６の電源電圧変動による入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣのばらつきや、減衰力可変ダンパ３の要求減衰力の変動による印加電圧値のばらつき等があげられる。例えば、下限値Ｖ１は、共振中におけるドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓの最小値Ｖ_ｍｉｎが回路条件に応じてばらつくため、最小値Ｖ_ｍｉｎがそのばらつき範囲で最大となるときにコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃ（Ｖ_ｃ１）が接地電位まで低下するように設定される。一方、上限値Ｖ２は、回路条件の変動に伴うドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓのばらつきにかかわらず入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣに相当するが、入力電圧_ｉｎＤＣが車載バッテリ６の電源電圧変動によってばらつくため、入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣのばらつき範囲の最小値として設定される。

なお、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓをレベルシフトしたコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃを用いる代わりに、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣと最小値Ｖ_ｍｉｎとの間の所定電圧Ｖｘになったときに、第１スイッチ素子５１２をターンオンすることも考えられる。この場合、コンパレータにおいてドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓと比較する所定電圧Ｖｘを基準電圧として生成するために、基準電圧生成回路を設ける必要がある。しかし、基準電圧生成回路の出力安定性が低い場合には、入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣ及び最小値Ｖ_ｍｉｎのばらつきを考慮すると、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣと最小値Ｖ_ｍｉｎとの間にあるときに第１スイッチ素子５１２をターンオンできなくなるおそれがある。一方、車載バッテリ６の電源電圧変動や温度依存性等による影響を低減して基準電圧生成回路の出力安定性を向上させると、複雑な回路構成となって実装面積や製品コストが増大してしまう。これに対し、高電圧供給装置５のフライバックコンバータでは、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓを電圧降下幅ΔＶでレベルシフトしたコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃを接地電位と比較しているので、高安定性の基準電圧生成回路を設ける必要性がないという点で有利である。

このような高電圧供給装置５のフライバックコンバータによれば、比較的簡易な構成によって、昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なタイミングで第１スイッチ素子５１２をターンオンさせることが可能となる。

［第２実施形態］
次に、本発明に係る負荷駆動装置の第２実施形態について説明する。なお、第２実施形態では、負荷駆動装置は第１実施形態と同じ車両用ダンパシステムに適用されたときの高電圧供給装置であるものとし、第１実施形態と同一の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略ないし簡潔にする。

図６は、車両用ダンパシステムにおける高電圧供給装置の一例を示す。車両用ダンパシステムにおける高電圧供給装置５ａは、フライバックコンバータとして、昇圧回路５１、制御ＩＣ５２及びオンタイミング検出回路５３ａを備える。

オンタイミング検出回路５３ａは、第２ダイオード５３１に代えて、第２スイッチ素子５３４を備える。第２スイッチ素子５３４は、ゲート閾値電圧Ｖ_ｔｈを有するＮチャネルのＭＯＳＦＥＴであり、その電圧降下特性ひいてはその温度依存性が第１スイッチ素子５１２と同じ半導体スイッチ素子である。第２スイッチ素子５３４のドレイン端子は、第１スイッチ素子５１２のドレイン端子に接続され、第２スイッチ素子５３４のソース端子は、抵抗５３２を介して車両１のボディアースに接地されるとともに、コンパレータ５３３の＋入力端子に接続される。

また、第２スイッチ素子５３４は、ドレイン端子とゲート端子とが短絡されたダイオード接続ＭＯＳであり、ゲート閾値電圧Ｖ_ｔｈに相当する順方向電圧降下を有するダイオードとして機能する。このため、第２スイッチ素子５３４のオン状態では、第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓは、ドレイン端子からソース端子までの間で一定の電圧降下幅ΔＶ（＝Ｖ_ｔｈ）のレベルシフトがなされる。第２スイッチ素子５３４によるレベルシフトの電圧降下幅ΔＶ（＝Ｖ_ｔｈ）は、上記の範囲（Ｖ１＜ΔＶ＜Ｖ２）から適宜設定される。すなわち、第２スイッチ素子５３４は、そのゲート閾値電圧Ｖ_ｔｈがＶ１＜Ｖ_ｔｈ＜Ｖ２の関係を満たすものである。

コンパレータ５３３は、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃ（＝Ｖ_ｄｓ−Ｖ_ｔｈ）が接地電位と等しくなったときに、低電位状態のコンパレータ出力電圧Ｖ_０を制御ＩＣ５２へ出力する。逆に、コンパレータ５３３は、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが接地電位よりも高いときには、高電位状態のコンパレータ出力電圧Ｖ_０を制御ＩＣ５２へ出力する。制御ＩＣ５２は、コンパレータ出力電圧Ｖ_０の立ち下がりを検出し、この立ち下がりをトリガとして、第１スイッチ素子５１２をターンオンするゲート駆動信号を第１スイッチ素子５１２のゲート端子へ出力する。これにより、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣと最小値Ｖ_ｍｉｎとの間にあるときに第１スイッチ素子５１２がターンオンする。

このような高電圧供給装置５ａのフライバックコンバータによれば、第１実施形態と同様に、比較的簡易な構成によって、昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なタイミングで第１スイッチ素子５１２をターンオンさせることが可能となる。

また、高電圧供給装置５ａのフライバックコンバータでは、電圧降下を生じる素子として、第１スイッチ素子５１２と電圧降下特性ひいてはその温度依存性が同等の第２スイッチ素子５３４を用いている。このため、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが回路条件や周囲温度に応じて変動しても、その変動幅に応じた電圧降下幅ΔＶで第２スイッチ素子５３４によるレベルシフトがなされる。したがって、回路条件や周囲温度の変動による影響を低減して、昇圧特性とスイッチング損失特性とのバランスを考慮した適切なタイミングでスイッチング素子をターンオンさせやすくなる。

なお、上記の第１及び第２実施形態において、共振によりドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが接地電位まで低下する場合には、以下のようにして電圧降下幅ΔＶが設定される。すなわち、共振中において第１スイッチ素子５１２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが入力電圧Ｖ_ｉｎＤＣまで低下する時刻ｔ_ｂと接地電位となる時刻との間で、コンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが接地電位となるように、電圧降下幅ΔＶが設定される。

上記の第１及び第２実施形態において、コンパレータ５３３の＋入力端子が接続される接地点の接地電位よりもコンパレータ５３３の−入力端子が接続される接地点の接地電位の方が低くなる場合等が想定される。この場合に、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓが最小値Ｖ_ｍｉｎとなる時刻ｔ_ｄ（図５参照）付近でコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが接地電位となるように電圧降下幅ΔＶを設定していると、＋入力端子のコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが−入力端子の接地電位まで低下しないことも考えられる。このため、コンパレータ５３３として、入力オフセット電圧が以下のようになるものを選択することができる。すなわち、コンパレータ５３３としては、そのコンパレータ出力電圧Ｖ_０が低電位状態となるときに、＋入力端子の入力電圧よりも−入力端子の入力電圧の方が高くなるものを選択することができる。これにより、−入力端子の接地電位が正側にオフセットされるので、＋入力端子のコンパレータ入力電圧Ｖ_ｃが−入力端子の接地電位まで低下しない場合でも、コンパレータ出力電圧Ｖ_０を高電位状態から低電位状態へ遷移させることが可能となる。

上記の第１及び第２実施形態において、オンタイミング回路５３，５３ａは制御ＩＣ５２の外部に備えられるものとして説明したが、これに限らず、オンタイミング回路５３，５３ａの一部又は全部を制御ＩＣ５２に内蔵する構成としてもよい。

上記の第２実施形態において、第２スイッチ素子５３４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、コレクタとベースとが短絡されたＮＰＮトランジスタ等、ダイオード接続によって順方向電圧降下に相当する電圧降下を生じる素子であればよい。

また、上記の第２実施形態において、第１スイッチ素子５１２と第２スイッチ素子５３４との間で電圧降下特性すなわちゲート閾値電圧が同じである構成とした。しかし、他の実施形態では、第１スイッチ素子５１２と第２スイッチ素子５３４との間で電圧降下特性すなわちゲート閾値電圧が異なる構成とすることができる。このような構成としても、第２ダイオード５３１を用いた第１実施形態のフライバックコンバータと同様の効果を奏することができる。

負荷駆動装置は、フライバックコンバータの出力によって負荷を駆動するものであればよく、減衰力可変ダンパに印加する電圧を供給する高電圧供給装置５に限らない。例えば、燃料噴射弁を負荷として、これに駆動電圧を供給するフライバックコンバータを備えた燃料噴射制御装置を負荷駆動装置としてもよい。

以上、本発明者にとってなされた発明を上記の第１及び第２実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可能であることはいうまでもない。また、上記の第１及び第２実施形態において相互に独立して記載された技術的事項は、技術的に矛盾しない限り、適宜組み合せることも可能である。

３…減衰力可変ダンパ、５，５ａ…高電圧供給装置、６…車載バッテリ、５１…昇圧回路、５２…制御ＩＣ、５３，５３ａ…オンタイミング検出回路、５１１…トランス、５１２…第１スイッチ素子、５３１…第２ダイオード、５３３…コンパレータ、５３４…第２スイッチ素子、５１１１…１次巻線、５１１１２…２次巻線、Ｖ_ｄｓ…ドレイン−ソース間電圧、Ｖ_ｃ…コンパレータ入力電圧、Ｖ_０…コンパレータ出力電圧、ΔＶ…電圧降下幅、Ｖ_ｇｓ…ゲート−ソース間電圧、Ｖ_ｔｈ…ゲート閾値電圧、Ｖ_ｆ…順方向電圧降下

Claims (6)

1. 電源に接続される１次巻線と負荷に接続される２次巻線とを有するトランスと、前記１次巻線の接地側に配置され、前記１次巻線の印加電圧を制御するスイッチ素子と、を含むフライバックコンバータを備えた負荷駆動装置であって、
   前記１次巻線と前記スイッチ素子との間の電圧よりも低い比較対象電圧を生成し、該比較対象電圧が所定電圧まで低下したときに、前記スイッチ素子をオフ状態からオン状態にする、負荷駆動装置。
2. 前記比較対象電圧は、前記１次巻線と前記スイッチ素子との間の電圧を一定の電圧降下幅で低下させるダイオードによって生成される、請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記比較対象電圧は、前記１次巻線と前記スイッチ素子との間の電圧を一定の電圧降下幅で低下させる、ダイオード接続された電圧降下素子によって生成される、請求項１に記載の負荷駆動装置。
4. 前記ダイオード又は前記電圧降下素子は、前記１次巻線と前記スイッチ素子との間から分岐する分岐経路に配置される、請求項２又は請求項３に記載の負荷駆動装置。
5. 前記電圧降下素子は、前記スイッチ素子と同じ特性を有する、請求項２〜請求項４のいずれか１つに記載の負荷駆動装置。
6. 前記所定電圧は接地電位である、請求項１〜請求項５のいずれか１つに記載の負荷駆動装置。