CN113169671A - 负载驱动装置 - Google Patents

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Abstract

负载驱动装置具备反激式转换器，该反激式转换器包括：变压器，具有与电源连接的初级绕组和与负载连接的次级绕组；以及开关元件，被配置在初级绕组的接地侧，并控制初级绕组的施加电压。并且，负载驱动装置生成比初级绕组与开关元件之间的电压(Vds)低的比较对象电压(Vc)，在比较对象电压(Vc)下降到规定电压(接地电位)时(时刻tc)，使对开关元件的驱动信号(Vgs)变化，使开关元件从截止状态变为导通状态。

Description

负载驱动装置
技术领域
本发明涉及具备反激式转换器(Fly back Converter)的负载驱动装置。
背景技术
已知在反激式转换器中，在电流不连续模式的动作中，在初级侧的开关元件是断开期间、且次级侧的整流二极管的电流为零时，开始由变压器的励磁电感和开关元件的寄生电容等引起的谐振。在这样的反激式转换器是开关频率一定的他激方式的情况下，若在谐振中，漏极-源极间电压比较高的状态下接通(turn on)，则开关损耗会显著增大。因此，为了降低谐振中的开关损耗，已知有例如专利文献1所记载的那样，在漏极-源极间电压成为最小值的定时使开关元件接通的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平10-178776号
发明内容
发明要解决的课题
但是，在漏极-源极间电压成为最小值的定时使开关元件接通时，漏极-源极间电压已经成为比输入电压低的状态。因此，由于蓄积在变压器中的能量被释放而减少，升压特性会下降。
与此相对，从提高升压特性的观点出发，例如优选在次级侧的整流二极管的电流为零的定时接通开关元件，但在该定时，漏极-源极间电压成为比输入电压高的状态。因此，在开关元件中由于接通而会流过大电流，有可能导致开关损耗引起的过度的温度上升。
本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种负载驱动装置，在反激式转换器中，能够在考虑了升压特性和开关损耗特性的平衡的适当的定时使开关元件接通。
用于解决课题的手段
因此，本发明的负载驱动装置具备反激式转换器，该反激式转换器包括：变压器，具有与电源连接的初级绕组和与负载连接的次级绕组；以及开关元件，被配置在初级绕组的接地侧，并控制初级绕组的施加电压，负载驱动装置生成比初级绕组与开关元件之间的电压低的比较对象电压，在比较对象电压下降到规定电压时，使开关元件从截止状态变为导通状态。
发明的效果
根据本发明的负载驱动装置，在反激式转换器中，能够在考虑了升压特性和开关损耗特性的平衡的适当的定时使开关元件接通。
附图说明
图1是表示第1实施方式的车辆用减震器系统的一例的概略结构图。
图2是表示该实施方式的衰减力可变减震器的一例的概略剖视图。
图3是表示该实施方式中的高电压供给装置的一例的电路图。
图4是该实施方式的反激式转换器的动作波形图。
图5是表示该实施方式中的电平移位(Level shift)的电压降幅度的设定方法的图。
图6是表示第2实施方式的高电压供给装置的一例的电路图。
图7是以往的反激式转换器的动作波形图。
具体实施方式
以下，参照附图，对用于实施本发明的实施方式进行详细说明。
[第1实施方式]
对本发明的负载驱动装置的第1实施方式进行说明。
图1表示作为负载驱动装置的应用例的车辆用减震器系统。车辆用减震器系统例如为了在四轮的车辆1中使行驶中的路面凹凸引起的振动衰减，在车轮2a～2d上分别具备衰减力可变减震器3。衰减力可变减震器3被构成为，将粘度根据被施加的电压(例如5kV等，最大数千伏的高电压)而变化的电粘性流体作为工作流体而封入到内部，并且通过从外部控制施加的电压，能够调整衰减力的高低。衰减力可变减震器3分别在车轮2a～2d中与省略图示的悬架弹簧一起构成悬架装置。
另外，作为车辆1的车身举动信息的一例，为了检测车轮2a～2d的车高，车辆用减震器系统具备车高传感器4，该车高传感器4被安装在车轮2a～2d的各个悬架装置上。车高传感器4测量例如悬架臂和车体的上下位移量等、相当于车轮2a～2d中的车体离路面的高度的量，将该测量量作为车高信号输出。
并且，车辆用减震器系统具备高电压供给装置5，该高电压供给装置5供给向衰减力可变减震器3施加的电压，以使在衰减力可变减震器3中基于从车高传感器4输入的车高信号而产生需要的衰减力。高电压供给装置5具备后述的反激式转换器，通过该反激式转换器，对从作为直流电源的车载电池6输入的电压进行升压，从而供给向衰减力可变减震器3施加的电压。总之，高电压供给装置5作为驱动作为负载的衰减力可变减震器3的负载驱动装置而发挥功能。
图2示意性地表示衰减力可变减震器的一例。在衰减力可变减震器3中，在由下端盖32封闭构成减震器3的外廓的圆筒状的外筒31的下端开口的有底圆筒体中，与外筒31大致同轴地收容有由阀体33封闭下端开口的、直径小于外筒31的圆筒状的内筒34。外筒31以及内筒34的上端开口被上端盖35封闭。在外筒31和内筒34(准确地说是后述的电极筒)的径向的间隙中形成贮存(Reservoir)室α。内筒34经由导电线71与高电压供给装置5的输出端子501电连接。导电线71除了与内筒34的连接部以及与高电压供给装置5的连接部之外，与周围的结构部件电绝缘。
另外，在衰减力可变减震器3中，在内筒34的内部经由上端盖35的插入口35a插入活塞杆36。活塞杆36与插入口35a之间被构成为液密且气密。在活塞杆36的前端具备一边与内筒34的内周面滑动且一边反复上下运动的活塞37。内筒34的内部空间由活塞37划分为上端盖35侧的上部缸(Cylinder)室β和阀体33侧的下部缸室γ。
在内筒34的侧面中的上端盖35的附近，设置有连通内筒34的内外的内筒连通孔34a。另外，在阀体33上设置有连通贮存室α和下部缸室γ的阀体连通孔33a，并且设置有限制工作流体从下部缸室γ向贮存室α流入的阀体止回阀33b。另外，在活塞37上设置有连通上部缸室β和下部缸室γ的活塞连通孔37a，并且设置有限制工作流体从上部缸室β向下部缸室γ流入的活塞止回阀37b。
另外，在衰减力可变减震器3中，在内筒34与外筒31之间、并且在上端盖35与阀体33之间，作为导电体的圆筒状的电极筒38与内筒34以及外筒31大致同轴、且在径向上与内筒34以及外筒31分离地配置。电极筒38经由导电线72与高电压供给装置5的输出端子502电连接。除了与电极筒38的连接部以及与高电压供给装置5的连接部之外，导电线72与周围的结构部件电绝缘。电极筒38的上端部以及下端部中的内筒34与电极筒38之间的径向的间隙被作为电绝缘材料的环状的隔离器(Isolator)39封闭。隔离器39使电极筒38与外筒31以及内筒34等周围的结构部件电绝缘。
在电极筒38和内筒34的径向的间隙形成有向流通的工作流体施加电压的电压施加流路δ，在电极筒38的下端部的隔离器39设置有连通电压施加流路δ和贮存室α的隔离器连通孔39a。
衰减力可变减震器3通过外筒31安装于各车轮(车轴)、活塞杆36安装于车体而装载在车辆1。
在活塞杆36伸出时，内筒34内的活塞37上升，上部缸室β的工作流体被加压，上部缸室β的工作流体穿过内筒连通孔34a流入至电压施加流路δ内。此时，与流入至电压施加流路δ内的工作流体相当的量的工作流体从贮存室α经由阀体连通孔33a流入至下部缸室γ。
当活塞杆36收缩时，内筒34内的活塞37下降，下部缸室γ的工作流体经由活塞连通孔37a向上部缸室β流入。此时，由于活塞杆36占据内筒34内的体积增大而被推开的工作流体从上部气缸室β经由内筒连通孔34a流入至电压施加流路δ。并且，与流入至电压施加流路δ内的工作流体相当的量的工作流体从贮存室α经由阀体连通孔33a流入至下部缸室γ。
无论在活塞杆36伸出时以及收缩时的哪一个中，穿过内筒连通孔34a流入至电压施加流路δ内的工作流体都在电压施加流路δ中朝向隔离器连通孔39a移动。此时，电压施加流路δ内的工作流体，通过经由导电线71、72被施加从高电压供给装置5供给的电压，由此成为与内筒34和电极筒38之间产生的电位差对应的粘度。由此，使电压施加流路δ内的工作流体的移动速度变化，从而在衰减力可变减震器3中产生需要的衰减力。
图3表示车辆用减震器系统中的高电压供给装置的一例。高电压供给装置5具备升压电路51以及控制IC(集成电路(Integrated Circuit))52作为他激方式的反激式转换器，升压电路51基于来自控制IC52的控制信号进行升压动作。
为了将作为直流电源的车载电池6的电源电压进行升压而产生的电压供给至衰减力可变减震器3，对4个衰减力可变减震器3分别单独设置升压电路51。因此，高电压供给装置5具有4个升压电路51，但在图中为了便于说明，仅示出了关于1个衰减力可变减震器3的1个升压电路51。
升压电路51具备变压器511、第1开关元件512、第1二极管513以及平滑电容器514，升压电路51的输入侧与车载电池6连接，升压电路51的输出侧与衰减力可变减震器3连接。
变压器511是在省略图示的芯上卷绕了输入侧的初级绕组5111和输出侧的次级绕组5112的变压器。在图中，附加在初级绕组5111和次级绕组5112上的黑色圆圈表示各绕组的极性(绕组开始)。在变压器511的初级绕组5111中，一端经由输入端子503与车载电池6的正极连接，另一端经由第1开关元件512与车辆1的车身地接地(进而与车载电池6的负极连接。以下相同)。在变压器511的次级绕组5112中，一端通过第1二极管513以及输出端子502与导电线72连接，另一端经由输出端子501与导电线71连接。
在第1二极管513中，阳极与次级绕组5112连接，阴极与输出端子502连接，由此，第1二极管513起到使电流从次级绕组5112向输出端子502的一个方向流动的整流作用。平滑电容器514在连接次级绕组5112和输出端子501、502的2个连接线间与次级绕组5112并联连接，降低升压电路51的输出电压的脉动。更详细地说，平滑电容器514的一个端子连接在连接次级绕组5112和输出端子502的连接线中的、第1二极管513的阴极与输出端子502之间。
第1开关元件512是在其控制端子与控制IC52连接，并基于从控制IC52输入的控制信号进行切换为导通(on)状态或截止(off)状态的开关动作的半导体开关元件。在第1开关元件512为导通状态时，初级绕组5111与车辆1的车身地之间电导通，在第1开关元件512为截止状态时，初级绕组5111与车辆1的车身地之间被电切断。
作为第1开关元件512的一个例子，使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor))。第1开关元件512接通时的栅极-源极间电压Vgs是栅极阈值电压Vth。另外，第1开关元件512不限于MOSFET，只要是基于输入到控制端子的控制信号进行开关动作的半导体开关元件即可，例如也可以是双极晶体管或IGBT(绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor))等。
控制IC52内置微型计算机，基于经由输入端子504输入的、来自车高传感器4的车高信号，运算施加在衰减力可变减震器3上的电压的电压值(施加电压值)，以调整衰减力可变减震器3的衰减力的高低。控制IC52基于运算出的施加电压值，进行使第1开关元件512在导通状态和截止状态之间开关的开关控制。具体而言，控制IC52通过脉宽调制(PWM)控制，生成使第1开关元件512进行开关动作的PWM信号，将基于该PWM信号的栅极驱动信号(控制信号)向第1开关元件512的栅极端子(控制端子)输出。基于施加电压值设定使第1开关元件512进行开关动作时的导通期间和截止期间的比率(占空比)，并且比较与设定占空比对应的电压电平的指令信号和规定频率的载波信号而生成PWM信号。由此，PWM信号成为具有高电位状态以及低电位状态这两个电位状态的矩形波状的脉冲信号。因此，栅极驱动信号成为矩形波状的脉冲信号，该矩形波状的脉冲信号成为栅极-源极间电压Vgs变为栅极阈值电压Vth以上的高电位状态、和变为小于栅极阈值电压Vth的低电位状态这两个电位状态。
在高电压供给装置5的反激式转换器中，当PWM信号成为高电位状态时，成为基于该PWM信号的栅极驱动信号变为栅极阈值电压Vth以上的高电位状态，从而第1开关元件512接通。于是，在初级绕组5111中流过电流，由初级绕组5111产生的磁通变化通过芯在次级绕组5112中产生感应电动势。但是，由于次级绕组5112与初级绕组5111为相反极性，所以次级绕组5112的感应电流被次级侧的第1二极管513切断。取而代之，在第1开关元件512为截止状态时，来自被充电的平滑电容器514的放电电流流向输出端子502。另外，在第1开关元件512为导通状态时，供给到初级绕组5111的励磁能量积蓄在变压器511内。另一方面，当从控制IC52输出的PWM信号成为低电位状态时，基于该PWM信号，第1开关元件512断开(turnoff)。于是，由于在次级绕组5112中在相反方向上产生感应电动势，所以次级绕组5112的感应电流通过次级侧的第1二极管513流向输出端子502。由此，蓄积在变压器511内的励磁能量向衰减力可变减震器3释放，并且平滑电容器514被充电。
在此，高电压供给装置5的反激式转换器，对于各个升压电路51，还具备检测使第1开关元件512接通的定时的导通定时检测电路53。关于设置这样的导通定时检测电路53的目的，一边参照图7，一边通过提及现有的反激式转换器中的课题来进行说明。
图7表示现有的反激式转换器的动作波形。另外，现有的反激式转换器虽然省略了图示，但假设为除了导通定时检测电路53以外，具有与高电压供给装置5的他激方式的反激式转换器相同的结构，对相同的结构附上相同的标号进行说明。
图7(a)表示第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds的时间变化。图7(b)示出第1开关元件512的栅极-源极间电压Vgs的时间变化、即栅极驱动信号。图7(c)表示第1二极管513的正向电流If的时间变化。
在现有的反激式转换器中，在电流不连续模式的动作中，在第1开关元件512为截止期间(Toff)，并且正向电流If为零时(时刻tα)，开始谐振(振荡)。该谐振由变压器511的励磁电感和第1开关元件512的寄生电容等决定。谐振的波形作为漏极-源极间电压Vds的时间变化，由从时刻tα到时刻tβ为止的实线和从时刻tβ起的虚线表示，只要第1开关元件512未接通，漏极-源极间电压Vds的振动就会逐渐衰减而向输入电压VinDC收敛。但是，在他激方式的反激式转换器中，设想当第1开关元件512的开关频率一定时，在漏极-源极间电压Vds为谐振中的比较高的状态(例如谐振波形的峰)下第1开关元件512接通的情况。在该情况下，第1开关元件512中的开关损耗显著增大。因此，在现有的他激方式的反激式转换器中，为了降低谐振中的开关损耗，有调整使第1开关元件512接通的定时的反激式转换器的部件。由此，能够在谐振中漏极-源极间电压Vds成为最小值(谷)Vmin的定时(时刻tβ)，使第1开关元件512接通。
但是，在漏极-源极间电压Vds成为最小值Vmin的定时接通了第1开关元件512时(时刻tβ)，漏极-源极间电压Vds已经成为比输入电压VinDC低的状态。因此，蓄积在变压器511中的能量被释放而减少，因此之后的升压特性下降。
与此相对，从提高升压特性的观点出发，例如优选在正向电流If变为零的时刻(时刻tα)接通第1开关元件512。但是，在该时刻，漏极-源极间电压Vds成为比输入电压VinDC高的状态，因此开关损耗增大。
因此，高电压供给装置5的反激式转换器中的导通定时检测电路53以确定考虑了升压特性和开关损耗特性的平衡的适当的接通定时为目的而设置。换言之，导通定时检测电路53以确定抑制了升压特性以及开关损耗特性中的任一方过度下降的导通定时为目的而设置。
再次参照图3，导通定时检测电路53在从初级绕组5111与第1开关元件512之间分支的分支路径上具备第2二极管531、电阻532以及比较器533。第2二极管531的阳极连接在初级绕组5111与第1开关元件512的漏极端子之间。第2二极管531的阴极经由电阻532接地到车辆1的车身地。由于第2二极管531具有正向电压降Vf，所以在第2二极管531的阴极的电压中，从漏极-源极间电压Vds以一定的电压降幅度ΔV(＝Vf)进行电平移位。
比较器533的+输入端子连接在第2二极管531的阴极与电阻532之间，比较器533的-输入端子连接在车辆1的车身地，比较器533的输出端子连接在控制IC52上。比较器533基于输入到+输入端子以及-输入端子的两个比较器输入电压的比较结果，输出高电位状态以及低电位状态这两个电位状态的电压。另外，也可以将通用的运算放大器用作比较器。
在导通定时检测电路53中，在第2二极管531的阴极的电压中，从漏极-源极间电压Vds起以相当于第2二极管531的正向电压降Vf的电压降幅度ΔV进行电平移位。因此，作为输入到比较器533的+输入端子的比较对象电压的比较器输入电压Vc成为(Vds-Vf)。比较器533在比较器输入电压Vc与接地电位相等时，向控制IC52输出低电位状态的比较器输出电压V0。相反，比较器533在比较器输入电压Vc比接地电位高时，向控制IC52输出高电位状态的比较器输出电压V0。
控制IC52被构成为，检测比较器输出电压V0从高电位状态向低电位状态迁移的下降，以该下降为触发，向第1开关元件512的栅极端子输出接通第1开关元件512的栅极驱动信号。即，控制IC52被构成为调整第1开关元件512的开关频率。
控制IC52中的开关频率调整可以如下实现。例如，控制IC52通过微分电路等的下降检测电路，检测比较器输出电压V0的下降。然后，控制IC52在检测出比较器输出电压V0的下降时，对最近的两个下降定时之间的周期进行计数，生成1个周期量的该周期中的锯齿波的载波信号。但是，控制IC52在载波信号的1个周期的中途检测出比较器输出信号V0的下降的情况下，如上述，立即生成下一个1个周期量的载波信号。通过将这样生成的载波信号与对应于占空比的指令信号进行比较，生成PWM信号。与比较三角波的载波信号和指令信号的情况不同，若比较锯齿波的载波信号和指令信号，则PWM信号从各载波周期的最初变为高电位状态。因此，能够使比较器输出电压V0的下降与第1开关元件512的导通大致同步。控制IC52在接着检测出比较器输出电压V0的下降时，与上述同样地生成PWM信号。另外，只要PWM控制不延迟，控制IC52中的开关频率调整的一部分或全部就可以通过在内置的微型计算机中执行软件来被进行处理。
图4表示高电压供给装置中的反激式转换器的动作波形。另外，希望注意，由于图4的动作波形着眼于在不连续模式动作中，第1开关元件512在截止期间(Toff)、且正向电流If为零时开始的谐振，所以与图7的动作波形相比扩大了时间轴。
图4(a)表示第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds以及比较器输入电压Vc的时间变化。图4(b)表示比较器输出电压V0的时间变化。图4(c)表示第1开关元件512的栅极-源极间电压Vgs的时间变化、即栅极驱动信号。图4(d)表示第1二极管513的正向电流If的时间变化。
在时刻ta，当第1二极管513的正向电流If变为零时，第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds由于谐振而开始下降。比较器输入电压Vc是通过第2二极管531从漏极-源极间电压Vds起进行了电压降幅度ΔV的电平移位后的电压，与漏极-源极间电压Vds一起开始下降。此时，由于比较器输入电压Vc比接地电位高，所以比较器输出电压V0维持高电位状态。另外，由于高电压供给装置5的反激式转换器进行不连续模式动作，所以第1开关元件512的栅极-源极间电压Vgs(栅极驱动信号)也维持低电位状态。
若如后所述那样设定电压降幅度ΔV，则在从第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds下降到输入电压VinDC的时刻tb到成为谐振中的最小值Vmin的时刻td为止之间的时刻tc，比较器输入电压Vc下降到接地电位。由此，比较器输出电压V0从高电位状态向低电位状态迁移。
若控制IC52检测到比较器输出电压V0的下降，则以该下降为触发，使PWM信号从低电位状态迁移到高电位状态，所以栅极-源极间电压Vgs(栅极驱动信号)从低电位状态迁移到高电位状态。由此，在漏极-源极间电压Vds处于输入电压VinDC与最小值Vmin之间时，第1开关元件512接通。
然后，在时刻te，栅极-源极间电压Vgs(栅极驱动信号)根据PWM信号的下降迁移到低电位状态时，第1开关元件512断开，漏极-源极间电压Vds再次上升。另外，由于第1开关元件512为导通状态时蓄积的励磁能量被释放，所以第1二极管513的正向电流If急剧上升。之后，由于比较器输入电压Vc再次比接地电位变大，所以比较器输出电压V0从低电位状态迁移到高电位状态。另外，希望注意，作为使PWM信号或栅极驱动信号从高电位状态迁移为低电位状态的定时，控制IC52不将比较器输出电压V0的上升作为触发。
图5表示从漏极-源极间电压进行电平移位而生成比较器输入电压时的电压降幅度的设定方法。在图5中，示出在从上述的时刻ta到时刻td(参照图4)，对于漏极-源极间电压Vds适合的比较器输入电压Vc的范围(斜线部分)。如上述，在高电压供给装置5的反激式转换器中，其目的在于，在考虑了升压特性和开关损耗特性的平衡的适当的定时，使第1开关元件512接通。因此，如下设定使比较器输入电压Vc从漏极-源极间电压Vds电平移位时的电压降幅度ΔV。即，在第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds下降到输入电压VinDC的时刻tb和成为谐振中的最小值Vmin的时刻td之间，以比较器输入电压Vc成为接地电位的方式设定电压降幅度ΔV。具体而言，在第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds成为谐振中的最小值Vmin时，下降到接地电位的比较器输入电压Vc(Vc1)的电压降幅度ΔV成为其下限值V1。另外，在第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds下降到输入电压VinDC时，下降到接地电位的比较器输入电压Vc(Vc2)的电压降幅度ΔV成为其上限值V2。因此，由第2二极管531引起的电平移位的电压降幅度ΔV(＝Vf)从大于下限值V1且小于上限值V2的范围(V1<ΔV<V2)适当设定。即，第2二极管531从其正向电压降Vf满足V1<Vf<V2的关系的二极管中选择。
但是，由于漏极-源极间电压Vds的时间变化的方式根据反激式转换器的电路条件而不同，所以电压降幅度ΔV的下限值V1以及上限值V2是通过模拟或实验等，考虑设想的各种电路条件的变动而设定的。作为电路条件的变动，可以举出车载电池6的电源电压变动引起的输入电压VinDC的偏差、衰减力可变减震器3的要求衰减力的变动引起的施加电压值的偏差等。例如，下限值V1以如下方式被设定：由于谐振中的漏极-源极间电压Vds的最小值Vmin根据电路条件而产生偏差，所以在最小值Vmin在该偏差范围内成为最大时，比较器输入电压Vc(Vc1)下降到接地电位。另一方面，上限值V 2与伴随电路条件的变动的漏极-源极间电压Vds的偏差无关地相当于输入电压VinDC，但由于输入电压VinDC因车载电池6的电源电压变动而产生偏差，因此被设定为输入电压VinDC的偏差范围的最小值。
另外，也可以考虑在漏极-源极间电压Vds成为输入电压VinDC和最小值Vmin之间的规定电压Vx时，接通第1开关元件512，来代替使用从漏极-源极间电压Vds起进行了电平移位的比较器输入电压Vc。在这种情况下，为了生成在比较器中与漏极-源极间电压Vds进行比较的规定电压Vx作为基准电压，需要设置基准电压生成电路。但是，在基准电压生成电路的输出稳定性低的情况下，如果考虑输入电压VinDC以及最小值Vmin的偏差，则在漏极-源极间电压Vds处于输入电压VinDC和最小值Vmin之间时，有可能无法接通第1开关元件512。另一方面，如果降低车载电池6的电源电压变动或温度依赖性等的影响，提高基准电压生成电路的输出稳定性，则成为复杂的电路结构，安装面积或产品成本增大。与此相对，在高电压供给装置5的反激式转换器中，在由于将漏极-源极间电压Vds以电压降幅度ΔV进行电平移位后的比较器输入电压Vc与接地电位进行比较，所以不需要设置高稳定性的基准电压生成电路这一点上是有利的。
根据这样的高电压供给装置5的反激式转换器，通过比较简单的结构，能够在考虑了升压特性和开关损耗特性的平衡的适当的定时使第1开关元件512接通。
[第2实施方式]
接下来，说明本发明的负载驱动装置的第2实施方式。另外，在第2实施方式中，假设负载驱动装置是应用于与第1实施方式相同的车辆用减震器系统时的高电压供给装置，对于与第1实施方式相同的结构，附加相同的标号，省略或简化其说明。
图6表示车辆用减震器系统中的高电压供给装置的一例。车辆用减震器系统中的高电压供给装置5a具备升压电路51、控制IC52以及导通定时检测电路53a作为反激式转换器。
导通定时检测电路53a具备第2开关元件534来代替第2二极管531。第2开关元件534是具有栅极阈值电压Vth的N沟道MOSFET，并且是其电压降特性进而其温度依赖性与第1开关元件512相同的半导体开关元件。第2开关元件534的漏极端子与其栅极端子一起连接在初级绕组5111和第1开关元件512的漏极端子之间。第2开关元件534的源极端子经由电阻532接地到车辆1的车身地。比较器533的+输入端子连接在第2开关元件534的源极端子与电阻532之间。
第2开关元件534是漏极端子和栅极端子被短路的二极管连接MOS，作为具有相当于栅极阈值电压Vth的正向电压降的二极管发挥功能。因此，在第2开关元件534的导通状态下，在第2开关元件534的源极电压中，从第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds起以一定的电压降幅度ΔV(＝Vth)进行电平移位。基于第2开关元件534的电平移位的电压降幅度ΔV(＝Vth)从上述范围(V1<ΔV<V2)被适当设定。即，第2开关元件534从其栅极阈值电压Vth满足V1<Vth<V2的关系的元件中选择。
在比较器输入电压Vc(＝Vds-Vth)与接地电位相等时，比较器533向控制IC52输出低电位状态的比较器输出电压V0。相反，在比较器输入电压Vc比接地电位高时，比较器533向控制IC52输出高电位状态的比较器输出电压V0。控制IC52检测比较器输出电压V0的下降，以该下降为触发，向第1开关元件512的栅极端子输出接通第1开关元件512的栅极驱动信号。由此，在漏极-源极间电压Vds处于输入电压VinDC与最小值Vmin之间时，第1开关元件512接通。
根据这样的高电压供给装置5a的反激式转换器，与第1实施方式同样，通过比较简单的结构，能够在考虑了升压特性和开关损耗特性的平衡的适当的定时使第1开关元件512接通。
另外，在高电压供给装置5a的反激式转换器中，作为在导通定时检测电路53a中产生电压降的元件，使用电压降特性进而温度依赖性与第1开关元件512相等的第2开关元件534。因此，即使漏极-源极间电压Vds根据电路条件或周围温度而变动，也以与该变动幅度对应的电压降幅度ΔV进行第2开关元件534的电平移位。因此，容易降低由电路条件或周围温度的变动引起的影响，在考虑了升压特性和开关损耗特性的平衡的适当的定时使开关元件接通。
另外，在上述的第1及第2实施方式中，在漏极-源极间电压Vds因谐振而下降到接地电位的情况下，如以下那样设定电压降幅度ΔV。即，在谐振中，在第1开关元件512的漏极-源极间电压Vds下降到输入电压VinDC的时刻tb和成为接地电位的时刻之间，以比较器输入电压Vc成为接地电位的方式设定电压降幅度ΔV。
在上述第1及第2实施方式中，设想比较器533的-输入端子所连接的接地点的接地电位比比较器533的+输入端子经由电阻532所连接的接地点的接地电位低的情况等。在这种情况下，也考虑如果在漏极-源极间电压Vds成为最小值Vmin的时刻td(参照图5)附近，以比较器输入电压Vc成为接地电位的方式设定电压降幅度ΔV，则+输入端子的比较器输入电压Vc不会下降到-输入端子的接地电位。因此，作为比较器533，可以选择输入偏移电压如下的比较器。即，作为比较器533，在该比较器输出电压V0成为低电位状态时，能够选择-输入端子的输入电压比+输入端子的输入电压高的比较器。由此，由于-输入端子的接地电位向正侧偏移，所以即使在+输入端子的比较器输入电压Vc没有下降到-输入端子的接地电位的情况下，也能够使比较器输出电压V0从高电位状态迁移到低电位状态。
在上述第1及第2实施方式中，说明了导通定时电路53、53a配置在控制IC52的外部的情况，但不限于此，也可以设为将导通定时电路53、53a的一部分或全部内置在控制IC52中的结构。
在上述第2实施方式中，第2开关元件534不限于N沟道MOSFET，例如，只要是集电极和基极短路的NPN晶体管等、通过二极管连接而产生相当于正向电压降的电压降的元件即可。
另外，在上述第2实施方式中，设为在第1开关元件512与第2开关元件534之间电压降特性即栅极阈值电压相同的结构。但是，在其他实施方式中，能够设为在第1开关元件512与第2开关元件534之间电压降特性即栅极阈值电压不同的结构。即使设为这样的结构，也能够起到与使用第2二极管531的第1实施方式的反激式转换器同样的效果。
负载驱动装置只要是通过反激式转换器的输出来驱动负载的装置即可，不限于供给对衰减力可变减震器施加的电压的高电压供给装置5。例如，也可以将燃料喷射阀作为负载，将具备向其供给驱动电压的反激式转换器的燃料喷射控制装置作为负载驱动装置。
以上，基于上述第1以及第2实施方式具体说明了本发明人完成的发明，但本发明不限于上述实施方式，在不脱离其主旨的范围内当然可以进行各种变更。另外，在上述第1及第2实施方式中相互独立记载的技术事项，只要技术上不矛盾，也可以适当组合。
标号说明
3…衰减力可变减震器
5、5a…高电压供给装置
6…车载电池
51…升压电路
52…控制IC
53、53a…导通定时检测电路
511…变压器
512…第1开关元件
531…第2二极管
533…比较器
534…第2开关元件
5111…初级绕组
51112…次级绕组
Vds…漏极-源极间电压
Vc…比较器输入电压
V0…比较器输出电压
ΔV…电压降幅度
Vgs…栅极-源极间电压
Vth…栅极阈值电压
Vf…正向电压降。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种负载驱动装置，具备反激式转换器，该反激式转换器包括：变压器，具有与电源连接的初级绕组和与负载连接的次级绕组；以及开关元件，被配置在所述初级绕组的接地侧，并控制所述初级绕组的施加电压，
所述负载驱动装置生成比所述初级绕组与所述开关元件之间的电压低的比较对象电压，在该比较对象电压下降到规定电压时，使所述开关元件从截止状态变为导通状态，
所述比较对象电压由使所述初级绕组与所述开关元件之间的电压以一定的电压降幅度下降的二极管生成。
2.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，
所述二极管被配置在从所述初级绕组与所述开关元件之间分支的分支路径中。
3.一种负载驱动装置，具备反激式转换器，该反激式转换器包括：变压器，具有与电源连接的初级绕组和与负载连接的次级绕组；以及开关元件，被配置在所述初级绕组的接地侧，并控制所述初级绕组的施加电压，
所述负载驱动装置生成比所述初级绕组与所述开关元件之间的电压低的比较对象电压，在该比较对象电压下降到规定电压时，使所述开关元件从截止状态变为导通状态，
所述比较对象电压由使所述初级绕组与所述开关元件之间的电压以一定的电压降幅度下降的、二极管连接的电压降元件生成。
4.根据权利要求3所述的负载驱动装置，其中，
所述电压降元件被配置在从所述初级绕组与所述开关元件之间分支的分支路径上。
5.根据权利要求3所述的负载驱动装置，其中，
所述电压降元件具有与所述开关元件相同的特性。
6.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，
所述规定电压是接地电位。
7.根据权利要求3所述的负载驱动装置，其中，
所述规定电压是接地电位。
8.根据权利要求3所述的负载驱动装置，其中，
所述电压降元件是作为二极管发挥功能的开关元件。
说明或声明(按照条约第19条的修改)
基于条约第19(1)条的说明书
1、修改的内容
(1)在权利要求1中添加了权利要求2的结构。
(2)将权利要求4改写为独权的形式。
(3)将权利要求3引用的权利要求变更为权利要求1。
(4)将权利要求5引用的权利要求变更为权利要求4。
(5)删除了权利要求2。
(6)添加了权利要求7和权利要求8。
2、说明
将权利要求1限定为针对专利性具有肯定性意见的权利要求2以及权利要求4。即，在原权利要求1中添加了权利要求2的“所述比较对象电压由使所述初级绕组与所述开关元件之间的电压以一定的电压降幅度下降的二极管生成”的结构而成为第一个独权，并且将具备“所述比较对象电压由使所述初级绕组与所述开关元件之间的电压以一定的电压降幅度下降的、二极管连接的电压降元件生成”的结构的权利要求4改写为独权的形式，以作为第二个独权。两个独权中所记载的负载驱动装置所具备的上述结构，在国际调查报告中所引用的文献1至3中没有被记载或技术启示。

Claims (7)

1.一种负载驱动装置，具备反激式转换器，该反激式转换器包括：变压器，具有与电源连接的初级绕组和与负载连接的次级绕组；以及开关元件，被配置在所述初级绕组的接地侧，并控制所述初级绕组的施加电压，
所述负载驱动装置生成比所述初级绕组与所述开关元件之间的电压低的比较对象电压，在该比较对象电压下降到规定电压时，使所述开关元件从截止状态变为导通状态。
2.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，
所述比较对象电压由使所述初级绕组与所述开关元件之间的电压以一定的电压降幅度下降的二极管生成。
3.根据权利要求2所述的负载驱动装置，其中，
所述二极管被配置在从所述初级绕组与所述开关元件之间分支的分支路径中。
4.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，
所述比较对象电压由使所述初级绕组与所述开关元件之间的电压以一定的电压降幅度下降的、二极管连接的电压降元件生成。
5.根据权利要求3所述的负载驱动装置，其中，
所述电压降元件被配置在从所述初级绕组与所述开关元件之间分支的分支路径上。
6.根据权利要求4所述的负载驱动装置，其中，
所述电压降元件具有与所述开关元件相同的特性。
7.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，
所述规定电压是接地电位。
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