TWI337487B

TWI337487B - Method and apparatus of data transmission with non-uniform distribution of data rates for a multiple-input multiple-output (mimo) system

Info

Publication number: TWI337487B
Application number: TW092104229A
Authority: TW
Inventors: Kadous Tamer
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-03-01
Filing date: 2003-02-27
Publication date: 2011-02-11
Also published as: MXPA04008473A; AR038710A1; JP4861485B2; EP1786134A1; DE60326182D1; UA87807C2; DE60320767D1; AU2003216479B2; WO2003075479A1; AU2003216479A1; CA2476061C; BR0308087A; CN1639996A; ZA200406236B; ATE394844T1; US20030165189A1; JP2005519520A; US20040037235A1; ATE422748T1; US7177351B2

Description

1337487 ⑴ 玫、發明說明 (發明說明應敘明：發明所屬之技術領域、先前技術'内容、實施方式i圖式簡單說明) 技術領域本發明係大致有關資料通訊，尤係有關用來決定將經由諸如一多重輸入多重輸出（Multiple-Input Multiple-Output ;簡稱ΜΙΜΟ)系統等的一多通道通訊系統的多個傳輸通道而傳輸的多個資料流所使用的資料速率之一非均勻分佈。先前技術在一無線通訊系統中，來自一發射機的一射頻調變信號可經由若干個傳播路徑而到達一接收機a該等傳播路徑的特性通常會由於諸如信號衰減及多路徑效應等的若干因素而隨著時間有所變化。為了提供可抗拒不利的路徑效應之分集性，並改善特性，可使用多個傳輸及接收天線。如果傳輸與接收天線間之傳播路徑是線性獨立的（亦即，一路徑上的傳輸並未形成為其他路徑上的傳輸之線性組合），此種情形通常至少在某種程度上是真確的，則當天線的數目增加時，正確地接收一資料傳輸的可能性也將增加。一般而言，當傳輸及接收天線增加時，分集將增加，且性能將改善。一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統採用供資料傳輸的多個（Ντ個）傳輸天線及多個（NR個）接收天線。可將由Ντ 個傳輸天線及Nr個接收夭線構成的一 ΜΙΜΟ通道分解為Ns 個獨立的通道，其中Ns幺min{NT，NR}。亦可將每一該等Ns 個獨立的通道稱為該ΜΙΜΟ通道的一空間次通道，且該獨立 ⑺· 1^^^ ⑺· 1^^^1337487 的通道ώ應於一個維度。如果使用多個傳輸及接收天線產生了額外的廣延性’則該ΜΙΜΟ系統可提供較佳的性能（例如，更大的傳輸容量）》對於一滿秩（full-rank) ΜΙΜΟ通道（其中ns = n_^Nr)而言，可自每一該等Ντ個傳輸天線傳輸一獨立的資料流。該等傳輸的資料流可能或碰到不同的通道狀況（例如，不同的信號衰減及多路徑效應）’且可能在一特定的傳輸功率位準下得到不同的信號與雜訊及干擾比 interference Ratio ;簡稱SNR)。此外，如果在接收機上使用接續的干擾抵消處理，以便回復所傳輸的資料流（將於後文中說明之）’則各資料流可根據資料流回復的特定順序而有不同的SNR。因此，不同的資料流可根據其呈現的SNR 而支援不同的資料速率。因為通道狀況通常隨著時間而變，所以每一資料流所支援的資料速率也隨著時間而變。如果在發射機上知道ΜΙΜΟ通道的特性（例如，資料流所呈現的SNR)’則該發射機可針對每一資枓流而決定一特定的資料速率以及編碼及調變架構’以便可讓該資料流獲致一可接受的性能水準《然而’對於某些ΜΙΜΟ系統而言，在發射機上並無法取得該資訊。卻可替代性地取得與諸如該ΜΙΜΟ通道的工作SNR (可將該工作SNR定義為該接收機上的所有資料流之預期SNR)有關的極有限量的資訊。在此種情形中，該發射機將需要根據該有限的資訊而為每一資料流決定適當的資料速率及編碼及調變架構。因此，本門技術中需要用來在ΜΙΜΟ通道的發射機只能 1337487 (3)

aBllI 取得有敝的資訊時為多個資料流決定一組資料速率以便獲致高性能之技術。發明内容本發明提供了一些技術，用以在發射機上無法取得用來指示目前通道狀況的通道狀態資訊時將較佳的性能提供給一 ΜΙΜΟ系統。在一個面向中，係將資料速率的一非均勻分佈用於所傳輸的資料流。可為了達到下列的目標而選擇資料速率：（1)在一較低的最小“接收” SNR (將於下文中說明之）下，有一指定的整體頻譜效率；或（2)在一指定的接收SNR下，有一較高的整體頻譜效率。本發明提供了一種用來達到每一該等上述目標之特定架構。在可用來達到上述第一目標的一特定實施例中，提供了一種用來決定將經由一多通道通訊系統的若干傳輸通道而傳輸的若干資料流所使用的資料速率之方法（例如，可經由一 ΜΙΜΟ系統中的每一傳輸天線而傳輸一資料流）。根據該方法，開始時決定將用於該等資料流的若干資料速率的每一資料速率之必須SNR。至少兩個該等資料速率是不同的。也根據該接收SNR及該接收機上為了回復該等資料流而執行的接續干擾抵消處理（將於下文中說明之），而決定每一資料流的“有效’’ SNR (也將於下文中說明之）。然後將每一資料流的必須SNR與該資料流的有效SNR比較。如果每一資料流的必須SNR小於或等於該資料流的有效SNR ，則視為將支援該等資料速率。可評估若干組的資料速率，且可選擇與最小接收SNR相關聯的速率组，以便用於該山/487

(4) 等資料流。

在可用來達到上述第二目標的一特定實施例中，提供了種用來決定將經由一多通道（例如ΜΙΜΟ)通訊系統的若 f # Μ $道⑽如傳輸天線）而傳輸的若干資料流的資料速率之方法°根據該方法，開始時決定接收SNR。可針對 Θ系統而指定該接收SNR，或者可根據在接收機上的量測值而估# $接收SNR，並將該接收snr提供給發射機。亦根據該接收SNR及接收機上的接續干擾抵消處理，而決定每—資料流的有效SNR。然後根據每一資料流的有效SNR 而決定_資料况的資料速率，其中至少兩個資料速率是不同的。下文中將進一步說明本發明的各種面向及實施例。如將於下文中進一步說明的，本發明進一步提供了可實施本發明的各種面向、實施例、及特徵的一些方法、處理器、發射機單元、接收機單元、基地台、終端機、以及其他的裝置及元件。實施方式可在各種多通道通訊系統中實施用來根據有限的通道狀態資訊而決定多個資料流的一組資料速率的本發明所述之技術。此種多通道通訊系統包括多重輸入多重輸出 (ΜΙΜΟ)通訊系統、正交分頻多工（Orthogonal Frequency Division Multiplexing ;簡稱OFDM)通訊系統、以及採用 OFDM的ΜΙΜΟ系統（亦Sp ，MIMO-OFDM系統）等通訊系統。為了顧及說明的清晰，將針對ΜΙΜΟ系統而特別說明各種 (5) (5)1337487 面向及實施例。一 ΜΙΜΟ系統採用多個（Ντ個）傳輸天線及多個（NR個）接收天線，以供資料傳輸。可將由Ντ個傳輸天線及nr個接收天線構成的一 ΜΙΜΟ通道分解為Ns個獨立的通道，其中 NsSmin{NT，NR}。亦可將每一該等Ns個獨立的通道稱為該 ΜΙΜΟ通道的一空間次通道。該ΜΙΜΟ通道的特徵模態 (eigenmode)之數目決定了空間次通道之數目，而該ΜΙΜΟ通道的特徵模態之數目又取決於用來描述該等Ντ個傳輸天線與Nr個接收天線間之響應的一通道響應矩陣η。係由若干獨立的高斯隨機變數{ hu}構成該通道響應矩陣Η的各元素，其中i=丨，2，...NR，j= 1，2, ...Ντ ’且hu是第j個傳輸天線與第i個接收天線間之耦合（亦即’複増益）。為了顧及說明的清晰’假設該通道響應矩陣ϋ是滿秩的（亦即， Ns=Nt^nR) ’且可自每一該等NT個傳輸天線傳輸一獨立的資料流β 圖1是一 ΜΙΜΟ系統（100)中的一發射機系統（no)及一接收機系統（150)的一實施例之一方塊圖。在發射機系統（110)中’係將若干資料流的通訊資料自一資料來源（112)提供給一傳輸（TX)資料處理器（114)。在一實施例中’係經由一各別的傳輸天線而傳輸每一資料流。TX 資料處理器（1 14)根據針對每一資料流而選擇的一特定編碼架構而對該資料流的通訊資料進行格式化、編碼、及交 _，以便提供編碼後的資料。可利用諸如分時多工（Time Division Multiplexing ;簡稱 -9 - 1337487 _ TDM)或畫;J 碼多工（Code Division Multiplexing ;簡稱 CDM)將每

一資料流的編碼後資料與導頻資料多工化。該導頻資料通常是係以一習知的方式（如果有此種方式）處理的一已知資料型樣，且可在接收機上利用該導頻資料來來估計通道響應。然後根據針對每一資料流而選擇的一特定調變架構 (例如 BPSK、QPSK、M-PSK、或M-QAM)而調變（亦即進行符號對映）該資料流的多工化後之導頻資料及編碼後資料，以便提供調變符號。可由控制器（130)提供的各控制單元來決定每一資料流的資料速率、編碼、及調變。

然後將所有資料流的調變符號提供給一傳輸（ΤΧ) ΜΙΜΟ 處理器（120)，該ΜΙΜΟ處理器（120)可進一步處理（諸如OFDM 的）該等調變符號。ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（120)然後將Ντ個調變符號提供給Ντ個發射機（TMTR)(122a - 122t)。每一發射機（122) 接收並處理一各別的符號流，以便提供一個或多個類比符號，並進一步調整（例如進行放大、濾波、及向上變頻）該等類比符號，以便提供一適於經由該ΜΙΜΟ通道而傳輸的調變後信號。然後分別自Ντ個天線（124a - 124t)發射來自發射機（122a - 122t)的Ντ個調變後信號。在接收機系統（150)中，NR個天線（152a - 152r)接收所發射的調變後信號，並將所接收的信號自每一天線（152)提供給一各別的接收機（RCVR)(154)。每一接收機（154)調整（例如進行濾波、放大、及向下變頻）所接收的一各別信號，將調整後的信號數位化，以便提供樣本，並進一步處理該等樣本，以便提供一對應的“接收”符號流。 -10- 1337487 ⑺ 一接收（RX) ΜΙΜΟ/資料虚w想 , 竹恩理痣（160)然後自NR個接收機 (154)接收NR個接收符號流，並招 & — a ,、 V 卫很據一特定的接收機處理技術而處理該等nr個接收符號流，以便提供Ντ個“所彳貞測的，，付號。下文中將進-步詳細說明RX MlM〇/資料處理器 (160)所作的處理。每一偵測的符號流包括係為針對該對應的資料流而傳輸的調變符號的话計值之符號。RX ΜΙΜ0/ 資料處理器（160)然後對所偵測的每一符號流進行解調、解交插、及解碼’以便回復該資料流的通訊資料。rx麵〇/ 資料處理器（160)所執行的處理係與發射機系統（ιι〇)上的 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（12〇)及ΤΧ資料處理器⑴q所執行的處理互補。 RX ΜΙΜΟ處理器（160)可諸如根據與通訊資料多工化的導頻資料而推導出該等ΝΤ個傳輪天線與Nr個接收天線間之通道響應的一估計值。在接收機上可利用該通道響應估計值來執行空間或空間/時間處理。RX MIM〇處理器（16〇) 可進一步估計所偵測符號流的信號與雜訊及干擾比（snr) 、及或有的其他通道特性值，並將這些量化資料提供給一控制器（170)。RX ΜΙΜΟ/資料處理器（16〇)或控制器（17〇)可進一步用來指示通訊鏈路狀況的該系統之一“工作” SNR估計值。控制器（170)然後提供通道狀態資訊（Channd Information ·’簡稱CS1) ’該通道狀態資訊可包含與通訊鏈路及（或）所接收的資料流有關之各種資訊。例如，該CSI可以只包含工作SNR。該CSI然後被一傳輸（TX)資料處理器（178) 處理，被一調變器（180)調變，被接收機（154a - 154r)調整，

丄W87 旦被傳輸回發射機系統（π 〇)。在發射機系統（110)上，來自接收機系統（150)的調變後信號被各天線（124)接收，被各發射機（122)調整，被一解調器 (14〇)解羽’且被一接收（RX)資料處理器（142)處理，以便回復接收機系統所回報的CSI。然後將該回報的^^提供給控制器（130)，鏡將該回報的CSI用來：⑴決定將用於該等資料泥的資料速率以及編碼及調變架構；以及（2)產生對ΤΧ 資科處理器（114)及ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（120)的各種控制。控制器（130)及（170)分別指示發射機及接收機系統上的作業°記憶體（132)及（172)分別提供控制器（130)及（170)所用的程式碼及資料之儲存空間。可將ΜΙΜΟ系統的模型表示為： il=Hx + n (方程式 1) 其中JL是接收向量，亦即’ }L=[yi y2...yNR]T，其中{yi}是在第i個接收天線上接收到的資料項，且i e { 1，...，NR}; 2L是傳輸向量，亦即’ Χ2 ·,.χΝτ]τ，其中{Xj}是自第 j個傳輸天線上傳輸到的資料項，且j e { 1, ,.., NT}; 辻是ΜΙΜΟ通道的通道響應矩陣；是具有一平均向量L及一協方差（covariance)矩陣 △_η=σ2Ι_的加成性白色高斯雜訊（Additive White Gaussian Noise ;簡稱AWGN) ’其中〇_是一個零向量，是對角線元素為一且其他元素為零的一單位麵陣（identity matrix) ，且σ2是雜訊的變易數：以及 [·]Τ表示[.]的轉置。 1337487 (9) 由於#播環境中的散射，所以自Ντ個傳輸天線所傳輸的 Ντ個符號流在接收機上會相互干擾。所有NR個接收天線尤其可能在不同的振幅及相位下接收自一傳輸天線傳輸的某一符號流。所接收的每一信號然後可能包含每一該等 Ντ個傳輸的符號流之一分量。NR個接收的信號將合而包含所有1^7個傳輸的符號流。然而，這些Ντ個符號流係散佈在該等Nr個接收的信號中。在接收機上，可利用各種處理技術來處理NR個接收的信號，以便偵測傳輸的符號流。可將這些接收機的處理技術歸類為兩種主要的類型’· • 空間及空間-時間接收機處理技術（亦將該等技術稱為等化技術）；以及 • “接續沖銷/等化及干擾抵消”接收機處理技術（亦將該技術稱為“接續干擾抵消”或“接續抵消”接收機處理技術）。

一般而言，空間及空間-時間接收機處理技術嘗試分離接收機上所傳輸的符號流。可（1)根據通道響應的一估計值而結合接收的信號中包含的傳輸之符號流之各種分量，以及（2)去除（或抵消）因其他符號流所造成的干擾，而“偵測”每一傳輸的符號流。這些接收機處理技術嘗試（1) 解除個別傳輸的符號流間之關聯性，以便不會有來自其他符號流的干擾，或（2)在出現有來自其他符號流的雜訊及干擾時，將所偵測的每一符號流之SNR最大化。然後進一步處理（例如解調、解交插、及解碼）所偵測的每一符號流 -13- 1337487 (10) ，以便回復該符號流的通訊資料。

接續抵消接收機處理技術嘗試利用空間或空間-時間接收機處理技術而以一次一個的方式回復傳輸的符號流，並抵消因“所回復的”每一符號流而產生之干擾，因而使後來回復的符號流有較小的干擾，且可獲致較高的SNR «如果可精確地估計並抵消因所回復的每一符號流而產生的干擾（需要無錯誤地或低錯誤地回復符號流），則可使用該接續抵消接收機處理技術。該接續抵消接收機處理技術（將於後文中進一步詳細說明此種技術）大致勝過該等空間及空間-時間接收機處理技術g

對於接續抵消接收機處理技術而言，係由Ντ個級處理Nf 個接收的符號流，以便在每一級上接續地回復一個傳輸的符號流。當回復每一傳輸的符號流時，即估計出該符號流對其餘尚未回復的符號流所造成之干擾，並自所接收的符號流抵消該干擾，且由該次一級進一步處理該等“經過修改的”符號流，以便回復次一傳輸的符號流。如果可在沒有錯誤（或最少錯誤）的情形下回復該等傳輸的符號流，而且如果合理地估計出通道響應估計值，則對因所回復的符號流而產生的干擾之抵消是有效的，且改善了後續回復的每一符號流之SNR。在此種方式下，所有傳輸的符號流可獲致較高的性能（可能除了所要回復的第一個傳輸的符號流之外）。本發明使用了下列的術語： • “傳輸的”符號流-自傳輸天線傳輸的符號流； -14 - 1337487 ⑼ 發麵 • “接收的”符號流-一接續干擾抵消（Successive Interference Cancellation ;簡稱 SIC)接收機（請參閱圖 6) 的第一級中之一空間或空間·時間處理器之輸入； • “經過修改的”符號流-SIC接收機的每一後續級中之空間或空間-時間處理器之輸入； • “偵測的”符號流-來自空間處理器的輸出（在第k級上最多可偵測到NT-k+l個符號流；以及

• “回復的”符號流-已在接收機上解碼的一符號流（每一級上只回復一個偵測的符號流）。圖2是接續抵消接收機處理技術處理1\^個接收的符號流以便迴路Ντ個傳輸的符號流之一流程圖。為了簡化說明，下文中對圖2之說明假設：（1)空間次通道的數目等於傳輸天線的數目（亦即，NS = NT^NR);以及（2)係自每一傳輸天線傳輸一個獨立的資料流。

對於第一級（k=l)而言，在步驟（212)中，該接收機開始時對NR個接收的符號流執行空間或空間-時間處理，以便分離出NT個傳輸的符號流。對於該第一級而言，該空間或空間·時間處理可提供係為NT個（尚未回復的）傳輸的符號流的估計值之NT個偵測的符號流。然後（諸如根據一特定的選擇架構）選擇該等偵測的符號流中之一偵測的符號流，並進一步處理該符號流。如果事先知道該級中所要回復的傳輸的符號流之身分，則可執行該空間或空間-時間處理，以便只提供該傳輸的符號流之一個偵測的符號流。不論是哪一種情形，在步驟（214)中都進一步處理（例如解調、 -15- 1337487 (12) 解交插、'及解碼）所選擇的偵測之符號流，以便得到係為該級中回復的傳輸之符號流的資料流之一估計值的一解碼之資料流。

然後在步驟（2 16)中決定是否已回復了所傳輸的所有符號流。如果答案是肯定的，則該接收機的處理終止。否則，在步驟（2 1 8)中對Nd®接收的符號流的每一接收的符號流估計因剛才回復的符號流而產生的干擾。可以下列方式估計干擾：先將解碼的資料流重新編碼，然後交插該重新編碼的資料，然後對該交插的資料執行符號對映（使用發射機單元上針對該資料流所用的相同之編碼、交插、及調變架構），以便得到一“重新調變的”符號流，該重新調變的符號流即是剛才回復的所傳輸的符號流之一估計值。然後計算一通道響應向量kj中的Nr個元素之每一元素與該重新調變的符號流間之旋積，以便推導出因剛才回復的符號流而產生的NR個干擾分量。該向量b_j是（NR X Ντ)通道響應矩陣Η中對應於用於剛才回復的符號流的第j個傳輸天線之一行。該向量b包含nr個元素，用以界定該第j個傳輸天線與NR個接收天線間之通道響應。然後在步驟（220)中以NR個接收的符號流減掉NR個干擾分量，以便推導出NR個經過修改的符號流。這些接收的符號流代表在先前並未傳輸剛才回復的符號流之情形下（亦即假設已有效地執行了干擾抵消）已經接收的符號流。然後對NR個經過修改的符號流（並不是NR個接收的符號流）重複步驟（2 12)及（2 14)的處理，以便回復另一傳輸的符 -16- 1337487 (13) 丨^^ . ' 號流。r此，係針對所要回復的每一傳輸之符號流重複步驟（2 12)及（214)，而且如果有要回復的另一傳輸之符號流，則執行步驟（2 18)及（220)。對於該第一級而言，輸入符號流是來自NR個接收天線的 Nd®接收的符號流。且對於每一後續的級而言，輸入符號流則是來自前一級的NR個經過修改的符號流。係以類似的方式繼續執行每一級的處理。在第一級之後的每一級中，假設抵消了在先前各級中回復的符號流，因而該通道響應矩陣Η的維度在每一後續級中都接續地減少了一行。該接續抵消接收機處理因而包含若干級，每一要回復的傳輸的符號流有一級。每一級回復一個傳輸的符號流，而且（除了最後一級之外）抵消因該回復的符號流而產生的干擾，以便得到用於次一級的經過修改的符號流。每一後續回復的符號流因而碰到較小的干擾，並可獲致比沒有干擾抵消時較高的一 SNR。回復的符號流之SNR係取決於符號流回復的特定順序。對於接續抵消接收機處理而言，可將第k級的輸入符號流（假設已有效地抵消了在先前k-Ι個級中回復的符號流所產生之干擾）表示為： lk = HkXk+n ' (方程式 2) 其中ilk是第k級的Nr X 1個輸入向量’亦即}ik =0/ y2k ... ykwR]T，其中yik是在第k級的第i個接收天線的資料項； 2Lk是第k級的（NT - k + 1) X 1個傳輸向量，亦即，红=[xk xk+i ... xNr]T，其中{Xj}是自第j個傳輸天線上傳輸到的 -17- 1337487 (14) 資料項； H_k是ΜΙΜΟ通道的Nr X (NT - k + 1)通道響應矩陣，其中已去除了先前回復的符號流之k-1個行，亦即b iik+1 …1int];以及〇_是加成性白色高斯雜訊。為了簡化說明，方程式（2)假設係按照傳輸天線的順序來回復傳輸的符號流（亦即，先回復自傳輸天線1傳輸的符號流，然後回復自傳輸天線2傳輸的符號流，其他依此類推，且最後回復自傳輸天線Ντ傳輸的符號流）。可將方程式 (2)改寫為： L =Sfe；x；+n . 方程式（3) 可將要在第k級中回復的傳輸之符號流視為自一干擾次空間（或平面）投影在一特定的角度。傳輸的符號流係與通道響應向量iLk相依（且被通道響應向量ilk所界定）。可將通道響應向量iLk投影到與干擾次空間正交的一無干擾次空間，而得到該傳輸的符號流的一無干擾成。將iLk乘以具有一 K響應的一濾波器，即可得到該投影。在投影之後達到最大能量的該濾波器即是位於由iLk及干擾次空間i1構成的一次空間之一濾波器，其中§_l = span (L i 2.·· 、

LnHin = Sm,n、及{In}(其中n=l，2,...NT-k)是跨越干擾次空間f 的標準化正交基底（orthonormal basis): hi Νγ-k -18- 1337487 _ (15) 方程式（4) 其中KHkk代表ilk在無干擾次空間上的投影（亦即所需的分量）；以及 i|Hlik代表kk在干擾次空間上的投影（亦即干擾分量）。方程式（4)假設係將相同的傳輸功率用於該等傳輸天線。可將在第k級中回復的符號流之有效SNReff(k)表示為： SNRt(ra) P,.{NR-NT + k) σ2Ντ 方程式5

其中PtQt是資料傳輸可用的總傳輸功率，且該總傳輸功率是均勻地分佈在Ντ個傳輸天線，因而每一傳輸天線使用了 Pm/Ντ的傳輸功率；以及 σ2是雜訊變易數。可將所有&個接收的符號流之接收SNRrx定義為： σ2 ’ 方程式（6)

結合方程式（5)及（6)時，可將在第k級中回復的符號流之有效SNR表示為：

Nr — iVr + ¾ 、NtNr—. SNRr SNR^ik)·· 方程式（7) 方程式（7)中所示之有效SNR係基於幾個假設。第一，假設已有效地抵消了因每一接收的符號流而產生之干擾，且該干擾並不會加入後續回復的符號流可監測到的雜訊及干擾。第二，假設不會有（或有很低的）錯誤自一級傳播到另 -19- 1337487 (16) 一級。第三，假設係將一可將SNR最大化的最佳濾波器用來得到每一偵測的符號流。方程式（7)亦提供了以線性單位表示的（亦即並非以對數或分貝單位表示的）有效SNR。如前文所述，傳輸的符號流可能碰到不同的通道狀況，且可能在不同的傳輸功率位準下有不同的SNR。如果在發射機上已知每一符號流的獲致之SNR，則可為對應的資料流選擇資料速率以及編碼及調變架構，以便將頻譜效率最大化，同時可獲致一目標封包錯誤率（Packet Error Rate ;簡稱PER)。然而，對於某些ΜΙΜΟ系統而言，在發射機上無法得到用來指示目前通道狀沉的通道狀態資訊。在此種情形中，無法執行對資料流的適應性速率控制。傳統上在某些ΜΙΜΟ系統中，當發射機無法得到通道狀態資訊時，係以相同的資料速率經由Ντ個傳輸天線傳輸資料（亦即，資料速率的均勾分佈）。在接收機上，可利用接續抵消接收機處理技術來處理NR個接收的符號流。在一傳統的架構中，係決定每一級k上所偵測的（NT-k+l)的符號流之SNR，且在該級中回復具有最高SNR的偵測之符號流。此種具有資料速率的均勻分佈之傳輸架構提供了次佳的性能。本發明所提供的技術在發射機上無法取得用來指示目前通道狀況的通道狀態資訊時將較佳的性能提供給一 ΜΙΜΟ系統。在一個面向中，係將資料速率的非均勻分佈用於傳輸的資料流。可選擇資料速率，以便獲致下列結果 :(1)在一較低的最小“接收’’SNR下，有一特定的或指定的 -20- 1337487 (17) 整體頻譜效率；或（2)在一特定的或指定的接收SNR下，有一較高的整體頻譜效率。下文中將提供用來達到每一上述目標的一特定架構。我們可證明：在許多情況中，資料速率之非均勻分佈通常勝過傳統的資料速率之均勾分佈。如方程式（7)所示，所回復的每一符號流之有效SNR係與回復該符號流所在的特定級（如方程式（7)中分子的因子 “k”所示）相依。第一個回復的符號流得到最低的有效SNR ，而最後一個回復的符號流得到最高的有效SNR。

為了獲致較佳的性能，可根據在不同的天線上傳輸的資料流之有效SNR，而將資料速率的均勻分佈用於該等資料流（亦即，可將不同的頻譜效率指定給不同的傳輸天線）。在接收機上，可按照資料速率的遞升順序而回復該等傳輸的資料流。亦即，最先回復具有最低資料速率的資料流，然後回復具有下一個較高資料速率的資料流，其他依此類推，最後回復具有最高資料速率的資料流。

可考慮各項需要考慮的因素，而決定將用於該等資料流的資料速率。第一，如方程式（7)所示，較早回復的符號流將獲致較低的有效SNR，且進而會有較低的分集重數 (diversity order)。事實上，可將第k級上的分集重數表示為 (NR-NT+k)。此外，來自較早接收的符號流之編碼錯誤將傳播到較晚回復的符號流，且可能影響到這些後續回復的符號流之有效SNR。因而可選擇較早回復的符號流之資料速率，以便在回復這些符號流時可獲致較高的信任度，並減少或限制對較晚回復的符號流之錯誤傳播（Error -21 - 1337487 _

(18) \^SM

Propagation ;簡稱EP)效應。第二，如果指定較晚回復的符號流支援較大的頻譜效率，則該等較晚回復的符號流可能更易產生錯誤，而且縱使該等較晚回復的符號流可能獲致較高的有效SNR也是如此。可實施各種架構，以便進行下列事項：（1)決定用來支援資料速率（或頻譜效率）的一特定分佈所需的最小接收 SNR ;或（2)針對一特定的接收SNR而決定可達到最佳性能的頻譜效率之分佈。下文中將說明用於每一這些目的之一特定架構。圖3是決定用來支援一特定組的資料速率所需的最小接收SNR的一程序（300)之一流程圖。係將該組資料速率表示為{rk}，其中k=l, 2，...Ντ，且該等資料速率之順序為ri< r2 ...SrNT。在{rk}组中之該等資料速率將被用於將要自Ντ個傳輸天線傳輸的Ντ個資料流。開始時，係在步驟（3 12)中決定在接收機中用來支援{rk} 組中之每一資料速率（或頻譜效率）必須的SNR。使用必須 SNR與頻譜效率間之一查詢表，即可完成上述的步驟。可根據經由一 {1,NR}的單一輸入多重輸出（Single-Input Multiple-Output ;簡稱SIM0)通道傳輸一單一資料流的一假設，而（諸如利用電腦模擬）決定一特定頻譜效率的必須 SNR，且進一步針對一特定的目標PER (例如1% PER)而決定該必須SNR。係將具有資料速率rk的一資料流之必須SNR 表示為SNRreq(rk)。在步驟（312)中得到Nτ個資料流的N·r個的一組必須SNR。 -22- 1337487 (19) 使{ rk}組中之該等NT個資料速率與接收機上的NT個必須 SNR相關聯，以便獲致該目標PER (例如，利用該查詢表決定該目標PER)。亦可使這些Ντ個資料速率與Ντ個有效SNR 相關聯的，且可如方程式（7)所示，在接收機上利用接收機上的接續干擾抵消處理而根據一特定的接收SNR獲致上述的關聯性。如果該等NT個必須SNR等於或低於對應的有效SNR，則視為支援{ rk}組中之該等資料速率。以圖形表示時，可繪出以NT個必須SNR及對應的資料速率為座標的NT個點，並以一第一條線將這NT個點連接在一起，且可繪出以Ντ個有效SNR及對應的資料速率為座標的NT個點，並以一第二條線將這NT個點連接在一起。如果該第一條線的任何一部分都不在該第二條線之上，則視為支援{rk}組中之該等資料速率。可將一特定資料速率的餘裕（margin)定義為該資料速率的有效 SNR與必須 SNR 間之差，亦即， margin(k)=SNReff(rk)-SNRreq(rk)。如果每一資料速率的餘裕等於或大於零，則亦可視為支援{ rk}組中之該等資料速率。該等資料流的有效SNR係取決於接收SNR，且如方程式 (7)所示，可自接收SNR推導出有效SNR。支援{rk}組中之NT 個資料速率所需的最小接收SNR是使得最後一個資料速率的有效SNR等於必須SNR (亦即餘裕為零）的接收SNR。視 { rk}組中包含的特定資料速率而定，可針對該組中的Ντ個資料速率之任一資料速率而獲致（零的）最小餘裕。在第一次反覆中，假設係藉由最後一個回復的資料流獲 -23- 1337487 _ (20) 通 1 致該最小餘裕，且在步驟（314)中將指標變數λ設定為NT (亦即λ = NT)。然後在步驟（316)中，將第λ個回復的資料流之有效SNR設定成等於其必須SNR (亦即SNReff(X)=SNRreqQ))。然後在步驟（3 18)中，利用方程式（7)，根據第λ個回復的資料流之有效SNR (亦即SNReff(X))來決定接收SNR 〇在第一次反覆中’當λ = Ντ時，即可利用方程式（7)而以k=NT來決定該接收SNR ’然後可將該接收SNr表示為： SNRrx=NT - SNReff(NT) 方程式（8) 然後在步驟（320)中，根據步驟（318)中計算出的接收SNR ’ 並利用方程式（7)(其中k=1，2， ,而決定每一其餘的資料流之有效SNR。在步驟（32〇)中針對>^個資料流而得到了 Ντ個的一組有效snr。然後在步驟（322)中，將{rk}組中之每一資料速率的必須 SNR與該資料速率的有效SNR比較。然後在步驟（324)中’ 決定步驟（318)中所決定的接收SNr是否支援{rk}組中之該等資料速率。尤其如果每一該等Ντ個資料速率的必須SNR 小於或等於該資料迷率的有效SNR，則視為該接收SNR支援{ rk}組中之該等資科速率，並在步驟（326)中宣告成功° 否則’如果資料速率中之任一資料速率超過了該資料速率的有效SNR’則视為該接收SNR不支援{rk}組中之該等資料速率。在此種情形中，在步驟（328)中遞減該變數λ( 亦即’使λ = λ-1 ’因而在第二次反覆中使λ = Ντ-ΐ)。本根序然後回到步驟（3〖6)’以便決定在係針對第二個至最後/個回復的資料流獲致該最小餘裕的假設下的{rk}組中之3 -24- 1337487 (21) 等資料速率的這組有效SNR。可視需要而執行多次的反覆，直到在步驟（326)中宣告成功為止。然後，在造成宣告成的反覆中於步驟（318)中決定的接收SNR即是用來支援{rk} 組中之該等資料速率所需的最小接收SNR。亦可將圖3所示之程序用來決定一特定的接收SNR是否支援一特定組的資料速率。該接收SNR可對應於工作SNR (SNRop) > SNR。p可以是接收機上的平均或預期（但不必然是瞬間的）接收SNR。可根據接收機上的量測值而決定該工作 SNR，且可定期地將該工作SNR提供給發射機。在替代實施例中，該工作SNR可以是該發射機預期作業所在的ΜΙΜΟ 通道的一估計值。在任何一種情形中，係針對ΜIΜ Ο系統而提供或指定該接收SNR。請參閱圖3,為了決定該特定的接收SNR是否支援該特定組的資料速率，開始時可在步驟（3 12)中決定每一資料速率的必須SNR。在步驟（312)中，係針對NT個資料流而得到NT 個的一組必須SNR。可略過步驟（314)、（316)、及（318)，這是因為業已提供了該接收SNR。然後在步驟（320)中，根據該特定的接收SNR，並使用方程式（7)(其中k=l，2，...Ντ)，而決定每一資料流的有效SNR。在步驟（320)中，係針對ΝΤ 個資料流而得到Ντ個的一組有效SNR。然後在步驟（322)中，將{rk}組中之每一資料速率的必須 SNR與該資料速率的有效SNR比較。然後在步驟（324)中決定該接收SNR是否支援{ rk}組中之該等資料速率。如果每一該等Ντ個資料速率的必須SNR小於或等於該資料速率 -25- (22) (22)1337487 的有效SNR’則視為該接收SNR支援{ rk}組中之該等資料速率，並在步驟（326)中宣告成功。否則，如果該等Ντ個資科速率中之任一資料速率的必須SNR超過該資料速率的有效SNR ’則視為該接收SNR不支援{ rk}組中之該等資料速率 1並宣告失敗。為了顧及說明的清晰，下文中將針對一 {2, 4} ΜΙΜΟ系統而說明一個例子，其中該ΜΙΜΟ系統具有兩個傳輸天線（亦即Ντ=2)及四個接收天線（亦即NR=4)，且指定該ΜΙΜΟ系統支援3 bps/Hz (每秒3個位元/赫茲）的一整體頻譜效率。在該例子中，要評估兩組資料速率。第一組包括對應於1 bps/Hz 及2 bps/Hz的資料速率，且第二組包括對應於4/3 bps/Hz及 5/3 bps/Hz的資科速率。然後（諸如根據圖3所示之程序）決定每一速率組的性能，並將該等性能相互比較。圖 4示出在一 { 1，4} ΜΙΜΟ系統中於1 bPs/Hz、4/3 bPs/Hz、 5/3 bps/Hz、及2 bps/Hz的頻譜效率下的PER與SNR間之關係圖。可以此項技術中習知的電腦模擬或其他的方式產生這些圖。通常係將一 ΜΙΜΟ系統指定成在一特定的目標PER 下作業。在此種情形中，可決定為了在每一頻譜效率下達到該目標PER所需之SNR，並將該SNR儲存在一查詢表中。例如，如果目標PER為1%，則可分別針對1、4/3、5/3、及2 bps/Hz的頻譜效率而將_2.0分貝、〇·4分貝、3.1分貝、及3.2 分貝的值儲存在該查詢表中。對於第一速率組而言，可利用圖4中之圖形412及418，而分別將具有1及2 bps/Hz的頻譜效率的資料流1及2之必須 (23) (23)1337487 SNR決定（圖3中之步驟（312))如下： SNRreq(l)=-2.0分貝，係針對具有1 bps/Hz的頻譜效率之資料流1 ;以及 SNRreq(2)=3.2分貝，係針對具有2 bps/Hz的頻譜效率之資料流2。然後將資料流2 (係在已有效地抵消了因資料流丨而產生的干擾之假設下最後回復了該資料流2)的有效SNR設定為其必須SNR (圖3之步驟（316))，如下式所示： SNReff(2)=SNRreci(2)=3,2分貝。然後根據方程式（8)而決定接收SNR (圖3之步驟（318))，如下式所示： SNRrx=2 · SNRreq(2)，用於線性單位，或 SNRrx=SNRreq(2)+3.0分貝=6.2分貝，用於對數單位。然後根據方程式（7)而決定每一其餘的資料流（亦即資料流 1)之有效SNR (圖3之步驟（320))，如下式所示： SNReff(l)=3/8 . SNRrx，用於線性單位，或 SNReff(l)=SNRrx-4.3分貝=1.9分貝，用於對數單位。 Φ 表1的第2及3行中提供了第一速率組中的每一資料速率之有效及必須SNR 〇亦決定了每一資料速率的餘裕，並在表1的最後一列中提供了該餘裕。表1 第一速率組第二速率組單位資料流 1 2 1 2 頻譜效率 1 2 4/3 5/3 bps/Hz -27- 1337487

(24) SNR,ff 1.9 3.2 1.8 3.1 分貝 SNRren -2.0 3.2 0.4 3.1 分貝餘裕 3.9 0.0 1.4 0.0 分貝然後將資料流1及2的必須SNR與這些資料流的有效SNR 比較（圖 3之步驟（322))。因為 SNRret)(2)=SNReff(2)，且 SNRreci(l) <SNReff⑴，所以6.2分貝的一最小接收SNR支援該組資料速率〇因為利用圖3所示程序的第一次反覆被認為支援該第一速率組，所以無須執行任何額外的反覆。然而’如果 6.2 分貝的一接收SNR不支援該第一速率組（例如’如果資料流 1的必須SNR結果是大於1.9分貝），則將執行另一次反覆’ 因而係根據SNRreq(l)而決定接收SNR ’且該接收SNR將大於 6.2分貝。對於第二速率組而言，可利用圖4中之圖形414及416’而分別將具有4/3及5/3 bps/Hz的頻譜效率的資料流1及2之必須SNR決定如下： SNRreq( 1)=0.4分貝，係針對具有4/3 bps/Hz的頻譜效率之資料流1 ;以及 SNRreq(2)=3,l分貝，係針對具有5/3 bps/Hz的頻譜效率之資料流2。然後將資料流2的有效SNR設定為其必須SNR。然後根據方程式（8)而決定接收SNR，如下式所示： SNRrx=SNRfeq(2)+3.0分貝=6.1分貝，用於對數單位。然後根據方程式（7)而決定每一其餘的資料流（亦即資料 -28- 1337487 麵麵酬 (25) 流I)之有效SNR，如下式所示： SNReff(l)=SNRrx-4.3分貝=1.8分貝，用於對數單位。表1的第4及5行中提供了第二速率組中之每一資料速率的有效及必須SNR。然後將資料流1及2的有效SNR與這些資料流的必須SNR 比較。如前文所述，因為 SNRreq(2)=SNReff(2)，且 SNRreq(l) <SNReff(l)，所以6.1分貝的一最小接收SNR支援該組資料速率〇前文的說明係針對一 “垂直”接續干擾抵消架構，因而係自每一傳輸天線傳輸一資料流，且在接收機上，藉由處理來自一傳輸天線的資料流，而在接續干擾抵消接收機的每一級上回復一資料流。係針對該垂直架構而推導出圖4中之該等圖形、及該查詢表。可將本發明所述之技術用於一“對角線’’接績干擾抵消架構，其中係自多個（例如，所有Ντ個）傳輸天線（且可能跨越多個頻率區間）傳輸每一資料流。在接收機上，可在該接續干擾抵消接收機的每一級上偵測到來自一傳輸天線之符號，然後可自由多個級偵測的符號回復每一資料流。對於該對角線架構而言，可推導出並使用另一組圖形及另一查詢表。亦可將本發明所述之技術用於其他的排序架構，且此種應用也是在本發明的範圍内。對於上述的例子而言，可看出：對於對角線接續干擾抵消架構而言，用來支援資料速率的均勾分佈（亦即，這兩個資料流中之每一資料流上有1.5 bps/Hz的頻譜效率）所需 -29- 1337487 _ (26) 的最小接收SNR比第二速率組（亦即，4/3及5/3 bps/Hz的頻譜效率）所需的最小接收SNR高了約0.6分貝。係在未使系統設計嚴重複雜的情形下獲致該增益。

為了減少在一特定的整體頻譜效率下為了獲致目標PER 所需的最小接收SNR，可將不會違反任何先前回復的資料流的無錯誤傳播狀況之可能達到的最小頻譜效率指定給最後回復的資料流。如果減少了最後回復的資料流之頻譜效率，則必須對應地增加一個或多個先前回復的資料流之頻譜效率，以便獲致該特定的整體頻譜效率。先前回復的資料流的該增加之頻譜效率然後將造成較高的必須SNR 。如果將任何一個先前回復的資料流之頻譜效率增加得太高，則係由該資料流的必須SNR決定該最小接收SNR，而非由最後回復的資料流之必須SNR決定該最小接收SNR (這就是資料速率的均勻分佈之情形）。

在上述的例子中，第二速率組需要一較小的接收SNR，這是因為係將不會達反任何第一個回復的資料流1的無錯誤傳播狀況之一較小頻譜效率指定給較晚回復的資料流2 。對於第一速率組而言，指定給資料流1的頻譜效率是過於保守，因而雖然此種方式保證不會有任何錯誤傳播，但是此種方式因強制將一較高的頻譜效率指定給資料流2而損及整體的性能。相較之下，第二速率組將一仍然可保證不會有任何錯誤傳播（但是具有比第一速率組較低的信任度）的一較實際可行之頻譜效率指定給資料流1。如表1所示，第一速率組的資料流1之餘裕是3.9分貝，而第二速率 -30- 1337487

(27) 組的資料流1之餘裕是1.4分貝。

可將本發明所述之技術用來決定在一特定的接收SNR (該SNR可以是ΜΙΜΟ系統的工作SNR)下可將整體頻譜效率最大化之一組資料速率。在此種情形中，開始時可根據該特定的接收SNR，並利用方程式（7)，而決定Ντ個資料流的一組有效SNR。然後針對該組中的每一有效SNR決定在該目標PER下可由該有效SNR支援的最高頻譜效率。使用儲存了頻譜效率與相關聯的有效SNR之各值的另一查詢表，即可完成上述的決定。針對該組的Ντ個有效SNR而取得一组的Ντ個頻譜效率。然後決定對應於該組的Ντ個頻譜效率之一組資料速率，並可將該組資料速率用於該等Ντ個資料流。該速率組將該特定接收SNR下的整體頻譜效率最大化。在前文的說明中，係根據接收SNR，並利用方程式（7)，而決定該等資料流的有效SNR。如前文所述，該方程式包括數項假設，且在典型的ΜΙΜΟ系統中，該等假設（有相當大的程度）是大致真確的。此外，也係根據在接收機上的接續干擾抵消處理之使用，而推導出方程式（7)。亦可利用一不同的方程式或一查詢表來決定在不同的工作狀況下及（或）不同的接收機處理技術下的資料流之有效SNR，且此種決定方式係在本發明的範圍内。為了說明的簡化，已針對一 ΜΙΜΟ系統而明確地說明了一資料速率決定技術。亦可將這些技術用於其他的多通道通訊系統。 -31 - 1337487

(28) 一寬頻ΜΙΜΟ系統可能碰到頻率的選擇性衰減，此種選擇性衰減的特徵在於在整個系統頻寬中有不同的衰減量。該頻率的選擇性衰減造成符號間干擾（Inter-Symbol Interference :簡稱ISI)，ISI是一接收信號中的每一符號成為了該接收信號中的各後續符號的干擾之一種現象。此種干擾因影響到正確偵測接收的信號之能力而降低性能。

OFDM可被用來減輕ISI，且（或）可將OFDM用於其他的考慮因素。一 OFDM系統有效地將整體系統頻寬分成若干（Nf 個）頻率次通道，亦可將頻率次通道稱為次頻帶或頻率區間（frequency bin)。每一頻率次通道係與可在其上調變資料的一各別的副載波相關聯。OFDM系統的頻率次通道也可能碰到頻率的選擇性衰減，此種情形係取決於傳輸天線與接收天線間之傳播路徑之特性（例如多路徑輪廓（multipath profile))。使用OFDM時，如此項技術中所習知的，可藉由重複每一 OFDM符號的一部分（亦即，將一循環前置碼附加到每一 OFDM符號），而減輕因頻率的選擇性衰減而產生之 ISI。在採用OFDM的一 ΜΙΜΟ系統（亦即一 MIMO-OFDM系統）中，Ns個空間次通道的每一空間次通道上可將NF個頻率次通道用於資料傳輸。可將每一空間次通道的每一頻率次通道稱為一傳輸通道，且Ντ個傳輸天線與NR個接收天線之間可以有NF-NS個傳輸通道用於資料傳輸。可以前文中參照 ΜΙΜΟ系統所述之方式，而針對該組的Ντ個傳輸天線執行前文所述的資料速率決定。在替代實施例中，可針對每一 -32- (29) '^等NF個頻率次通道，而以與該組的個傳輸天線無關之万式執行該資料速率決定。發射機系統圖5是一發射機單元（5〇〇)的一方塊圖，該發射機單元 (5〇〇)疋圖1所TF發射機系統（11〇)的發射機部分之一實施例。在該實施例中’可將一獨立的資料速率以及編碼及調變衣構用於將在Ντ個傳輸天線上傳輸的每一該等Ντ個資料 W (亦即’係採用每一天線有獨立的編碼及調變之方忒）。可根據控制器（130)所提供的控制而決定將用於每一傳輸天線之獨正的資料速率以及編碼及調變架構，且可以前文所述之方式決定該等資料速率。發射機單元（500)包含··⑴一 τχ資料處理器⑴4a)，該丁X 貝料處理器（1 1 4a)根據一獨立的編碼及調變架構而接收、編碼、及調變每—資料流，以便提供調變符號；以及（2) 一 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（i2〇a)，而如果採用了 0FDm，則該TX ΜΙΜΟ處理器（120a)可進一步處理該等調變符號，以便提供傳輸符號。TX資料處理器（n4a)及ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（120a)分別是圖1所示TX資料處理器（114)及ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（120)的一實施例。在圖5所示之特定實施例中，ΤΧ資料處理器（114a)包含一解多工器（510)、Ντ個編碼器（512a-512t)、Ντ個通道交插器 (5 14a-5 14t)、以及Ντ個符號對映元件（5 16a-5 16t)(亦即，每一傳輸天線有編碼器、通道交插器、及符號對映元件的一組裝置。解多工器（5 10)將通訊資料（亦即資訊位元）解多工為 -33- (30) 1337487 :用1 #枓傳輸的Ντ個傳輸天線之…個資㈣料流與由速率控制所決定的若干不同的資料速率相關聯。將每—資料流提供給-各別的編碼器⑽。母-編碼器⑴2)接收一各別的資料流，並根據為該資料氣選擇的特定之編碼架構而對該資料流進行編碼，以便提供編碼後的位元。該編碼增加了資料傳輸的可靠性。該編馬4構可包括循環几餘核對（Cyc丨丨c Redundaney cheek ;簡稱 CRC)、旋積編碼（conv〇iutionai coding)、渦輪編碼（Turb〇 ⑶^叩)

、及區塊編碼（block coding)等編碼架構之任何組合。然後將來自每一編碼器（512)的編碼後的位元提供給—各別的通道交插器（514)，而該通道交插器（5 14)係根據一特定的交插架構而將交插該等編碼後的位元。該交插將時間的分集性提供給該等編碼後的位元，因而可根據用於該資料流的傳輸通道之一平均SNR而傳輸資料，降低信號衰減，並進一步去除用來形成每一調變符號的各編碼後的位元間之關聯性。

將來自每一通道交插器（5 14)的編碼後且交插後的位元提供給一各別的符號對映元件（5 1 6)，該符號對映元件（5丨6) 對映這些位元，而形成調變符號。控制器（130)提供的調變控制決定了每一符號對映元件（5 16)所要實施的特定調變架構。每一符號對映元件（5 16)聚集若干組的qi個編碼後且交插後的位元，以便形成非二進位的符號，且該符號對映元件（5 16)將每一非二進位的符號進一步對映到與所選的調變架構（例如’ QPSK、M-PSK、M-QAM、或某一其他調變 -34- 1337487 (31) ^構）對應的—信號集（signal constellation)中之一特定點。每—被對映的信號點都對應於一 Mj陣（Mj-ary)調變符號，其 + %對應、於為第』個傳輸天線所選擇的特定調變架構，且 Μ . =： Ο ^ J 〇 A·*· ΟΛ-, J 付迷對映元件（516a-516t)然後提供Ντ個資料流的調變符號。在圖5所示之特定實施例中，ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（120a)包含 Ντ個OFDM調變器，而每一〇FDM調變器包含一快速傅立葉逆變換（Inverse Fast Fourier Transform ;簡稱 IFFT)單元（522) 及—循環前置碼產生器（524)。每一 IFFT單元（522)自一對應的符號對映元件（516)接收一各別的調變符號流。每一 IFFT 單元（522)聚集若干組的Nf個調變符號，而形成對應的調變符號向量’並利用快速傅立葉逆變換將每一調變符號向量轉換為其時域表示法（將該時域表示法稱為一 OFDM符號）。可將IFFT單元（522)設計成對任何數目的頻率次通道（例如 8、16、32、··.、nf個頻率次通道）執行該逆變換。對於每一 OFDM符號而言，循環前置碼產生器（524)重複該OFDM符號的一部分，以便形成一對應的傳輸符號。該循環前置碼確保在出現多路徑延遲分散時各傳輸符號可保有其正交特性，因而提昇了抗拒諸如由頻率的選擇性衰減而產生的通道分散（c h a η n e 1 d i s p e r s i ο η)等的不良路徑效應。循環岫置碼產生器（524)然後將一傳輸符號流提供給一相關聯的發射機（122)。如果並未採用〇FDM，則ΤΧ ΜΙΜΟ處理器（120a)只須將來自每一符號對映元件（516)的調變符號流提供給相關聯的發射機（122)。 -35-

並流然也採每一發射機（122)接收並處理一各別的調變符號流（針對未採用OFDM的ΜΙΜΟ)’或接收並處理一各別的傳輸符號 (針對採用OFDM的ΜΙΜΟ)，以便產生一調變後的信號，後自該相關聯的天線（124)傳輸該調變後的信號。亦可實施用於發射機單元的其他設計，且該等其他設計是在本發明的範圍内。下列的美國專利申請案中進一步詳細說明了採用及不用OFDM的ΜΙΜΟ系統之編碼及調變： • 於2001年1 1月6日提出申請的美國專利申請案 09/993,087 "'Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output (ΜΙΜΟ) Communication System” ·> • 於2001年5月1 1日提出申請的美國專利申請案 09/854,235 “Method and Apparatus for Processing Data in a Multiple-Input Multiple-Output (ΜΙΜΟ) Communication System Utilizing Channel State Information" • 分別於2001年3月23曰及2001年9月18曰提出申請的兩個發明名稱相同的美國專利申請案 09/826,481及 09/956,449 “Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information in a Wireless Communication System’’ ： • 於2001年2月1日提出申請的美國專利申請案09/776,07S “Coding Scheme for a Wireless Communication System’，：以及 • 於2000年3月30日提出申請的美國專利申請案09/532,492 4iHigh Efficiency, High Performance Communication System 1337487 (33)

Employing Multi-Carrier Modulation”》這些專利申請案全都讓渡給本專利申請案之受讓人，且本專利申請案特‘此引用該等專利申請案以供參照。專利中$ 案09/776,075說明了一種編碼架構，其中可以相同的基本碼（例如旋積碼或滿輪碼）將資料編碼’並調整位元的刪除 (puncturing) ’以便獲致所需的資料速率，因而可獲致不同的資料速率。亦可使用其他的編碼及調變架構，且此種使用方式也是在本發明的範圍内。接收機系統圖6是可實施接續抵消接收機處理技術的_ RX MIM〇/資料處理器（160a)之方塊圖。RX ΜΙΜΟ/資料處理器（16〇a)是圖 1所示RX ΜΙΜΟ/資料處理器（160)的一實施例。Nr個天線 (152a-152r)的每一天線接收自Ντ個傳輸天線傳輸的信號，且該等信號被繞送到一各別的接收機（1 54)。每一接收機 (154)調整（例如，濾波、放大、及向下變頻）所接收的一各別信號’並將調整後的信號數位化，以便提供一對應的資料樣本流。對於並未採用OFDM的ΜΙΜΟ而言，該等資料樣本代表了所接收的符號。每一接收機（154)然後將所接收的一各別符號流提供給RX ΜΙΜΟ/資料處理器（160a)，而該接收的各別符號流包含在每一符號期間所接收的一符號。對於採用OFDM的ΜΙΜΟ而言，每一接收機（154)進一步包含一循環前置碼去除元件及一 FFT處理器（為了圖式的簡化，圖6中並未示出這雨個裝置）。該循環前置碼去除元件 -37- 1337487 (34) 去除發射機系統先前針對所傳輸的每一符號而插入的循環前置碼，以便提供一對應的接收OFDM符號《該FFT處理器然後變換每一接收OFDM符號，以便將在該符號期間中由NF個接收的符號構成之一向量提供給NF個頻率次通道。NR個接收機（154)然後將NR個接收的符號向量流提供給 RX ΜΙΜΟ/資料處理器（160a)。對於採用OFDM的ΜΙΜΟ而言，RX ΜΙΜΟ/資料處理器（160a) 可將遠+ N R個接收的符號向量流解多工為N f組的N r個接收符號流，其中每一頻率次通道有一組接收符號流，且每一组接收符號流包含一頻率次通道的NR個接收符號流。 RX MIM〇/資料處理器（160a)然後可以與前文中針對並未採用OFDM的ΜΙΜΟ而處理NR個接收符號流類似之方式處理每一組的NR個接收符號流。如本門技術中所習知的，rx ΜΙΜΟ/資料處理器（丨6〇a)然後亦可根據某一其他的排序架構而釺對採用OFDM的ΜΙΜΟ處理所接收的信號。在任何一種彳《形中’ RX ΜΙΜΟ/資料處理器（160a)處理NR個接收符號咖（針對並未採用OFDM的ΜΙΜΟ)、或每一組的NR個接收符號机（針對採用OFDM的ΜΙΜΟ)。在·®1 6所示之實施例中，rx ΜΙΜΟ/資料處理器（160a)包含 ^干接續的（亦即串接的）接收機處理級（610a_61〇n)，其中所要回f >- 又的每一傳輸之資料流有一級。每一接收機處理級 (61〇)(除了最後一級（61 On)之外）包含一空間處理器（620)、一 RX資料南 m 订處理器（630)、及一干擾抵消器（640)。該最後一級 (61〇η)〇 , ^、巴含2間處理器（620η)及RX資料處理器（630η)。 -38- 1337487

(35) 對於第一級（610a)而言，空間處理器（620a)自接收機 (154a-154r)接收NR個符號流（表示為）L1)，並根據一特定的空間或空間-時間接收機處理技術而處理該等NR個接收的符號流，以便提供（最多可到）Ντ個偵測的符號流（表示為ί丨）。對於採用OFDM的ΜΙΜΟ而言，該等NR個接收的符號流包含一頻率次通道的接收之符號。選擇對應於最低資料速率的偵測之符號流k /並將該偵測的符號流提供給RX資料處理器（630a)。處理器（630a)進一步處理（亦即解調、解交插、及解碼）針對第一級而選擇的該偵測的符號流χ丨，以便提供一解碼的資料流。空間處理器（620a)進一步提供頻道響應矩陣ϋ的一估計值，且係將該估計值用來執行所有級的空間或空間-時間處理。對於第一級（6 10a)而言，干擾抵消器（640a)亦自接收機 (154)接收>^個接收的符號流（亦即向量L)。干擾抵消器 (640a)進一步自RX資料處理器（630a)接收解碼的資料流，並執行處理（例如編碼、交插、調變、及頻道響應等），以便得到係為因剛才回復的資料流而產生的干擾分量的估計值之NR個重新調變的符號流（表示為L1)。然後以第一級的輸入符號流減掉重新調變的符號流，以便推導出NR個經過修改的符號流（表示為向量}L2)，該經過修改的符號流包含除了減掉的（亦即抵消的）干擾分量以外的所有干擾分量。然後將該等Nd®經過修改的符號流提供給次一級。對於第二至最後一級（610b-610n)的每一級而言，該級的空間處理器接收並處理來自前一級中的干擾抵消器之Nr -39-

1337487 (36) 個經過修改的符號流’以便推導出該級的偵測之符號流。 RX資料處理器選擇並處理對應於該級上的最低資料速率之偵測的符號流，以便提供該級的解碼之資料流。對於第二級至最後第二級中的每一級而言’該級中之干擾抵消器自前一級中的干擾抵消器接收nr個經過修改的符號流’並自同一級内的RX資料處理器接收解碼的資料流’然後推導出Nr個重新調變的符號流’並將Nr個經過修改的符號流提供給次一級。

前文引述的美國專利申請案09/993,087及09/854,235中進一步詳細說明了該接續抵消接收機處理技術》

每一級中之空間處理器（620)實施一特定的空間或空間-時間接收機處理技術。所要使用的特定接收機處理技術通常取決於ΜΙΜΟ通道的特徵’而該ΜΙΜΟ通道的特徵在於為可以是非分散的（non-dispersive)或分散的（dispersive)。非分散的ΜΙΜΟ通道會有平坦的衰減（亦即，整個頻寬的各頻率區間有大約相同的衰減量），且分散的ΜΙΜΟ通道會有頻率的選擇性衰減（例如，整個頻寬的各頻率區間有不同的衰減量）° 對於一非分散的ΜΙΜΟ通道而言，可利用空間接收機處理技術來處理所接收的信號，以便提供偵測的符號流。這些空間接收機處理技術包括頻道相關性矩陣倒置（Channel Correlation Matrix Inversion ；簡稱 CCMI)技術（亦被稱為零強制（zero-forcing)技術）及最小均方誤差（Minimum Mean Square

Error ;簡稱MMSE)技術。亦可使用其他的空間接收機處理 -40- (37) 1337487 技術，且該等技術也是在本發明的範圍内。

對於一分散的ΜΙΜΟ通道而言，通道中之時間分散（time dispersion)導入了符號間干擾（ISI)。為了提昇性能，嘗試回復所傳輸的一特定資料流之一接收機將需要改善來自所傳輸的其他資料流之干擾（或“串擾”）、及來自所有資料流的ISI。為了降低串擾及ISI ’可利用空間-時間接收機處理技術來處理所接收的信號，以便提供偵測的符號流。這些空間-時間接收機處理技術包括MMSE線性等化器（MMSE Linear Equalizer ;簡稱 MMSE-LE)、決策回授等化器（Decision Feedback Equalizer ;簡稱DFE)、及最大可能性序列估計器 (Maximum-Likelihood Sequence Estimator i 簡稱 MLSE)等的技術。前文引述的美國專利申請案09/993,087、09/854,235、 09/826,48 1、及 09/956,449 中詳細說明了該等 CCMI、MMSE、

MMSE-LE、及DFE技術。可以各種方式來實施本發明中述及的資料速率決定及資料傳輸技術。例如，可以硬體、軟體、或以上兩者的一組合來實施這些技術。對於一硬體實施例而言’可在一個或多個特定應用積體電路（Application Specific Integrated Circuit ;簡稱 ASIC)、數位信號處理器 (Digital Signal Processor ;簡稱DSP)、數位信號處理裝置 (Digital Signal Processing Device ;簡稱 DSPD)、可程式邏輯裝置（Programmable Logic Device ;簡稱PLD)、客戶端可程式閘陣列（Field-Programmable Gate Array ;簡稱 FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、被設計成執行本發明所述 -41 - 1337487

(38) 的功能之其他電子單元、或上述各項的一組合内實施用來決定發射機上的資料速率及發射機/接收機上的資料傳輸之各元件。

對於一軟體實施例而言，可以用來執行本發明所述的功能之模組（例如程序及函式等）來實施在發射機/接收機上的資料速率決定及處理之某些面向。可將軟體碼儲存在一記憶體單元（例如圖1所示之記憶體（132)，並由一處理器（例如控制器（130))執行該等軟體碼。可在處理器之内或處理器之外實施該記憶體單元，在處理器之外實施的情形中，係以本門技術中習知之方式將該記憶體單元經由各種裝置而在通訊上耦合到該處理器。本文中包含了一些標題以供參照，且有助於找到某些段落。這些標題之用意並非在限制在該等標題之下所說明的觀念，且在整份說明書中，可將這些觀念應用於其他的段

前文中提供了所揭示實施例之說明，使熟習此項技術者得以製作或使用本發明。熟習此項技術者將易於作出這些實施例的各種修改，且在不脫離本發明的精神及範圍下，可將本發明所界定的一般性原理應用於其他的實施例。因此，本發明將不受限於本文所示的該等實施例，而是將適用於與本發明所揭示的原理及創新特徵一致的最廣義範圍。圖式簡單說明若參照上文中之詳細說明，並配合各圖式，將可更易於 -42- 1337487

(39) 了解本發明的該等特徵、本質、及優點，而在這些圖式中，相同的代號標示了所有圖式中之對應部分，這些圖式有：圖1是一 ΜΙΜΟ系統中的一發射機系統及一接收機系統的一實施例之一方塊圖；圖2是用來處理Nr個接收的符號流以便回復Ντ個傳輸的符號流的一接續干擾抵消接收機處理技術之一流程圖；圖3是決定用來支援一特定組的資料速率所需的最小接收SNR的一程序的一實施例之一流程圖；

圖 4是在一 { 1，4} ΜΙΜΟ系統中於 1、4/3、5/3、及 2 bps/Hz 的頻譜效率下的封包錯誤率（PER)與SNR間之關係圖；圖5是一發射機單元的一實施例之一方塊圖；以及圖6是可實施接績干擾抵消接收機處理技術的一接收機單元的一實施例之一方塊圖。圖式代表符號說明

100 ΜΙΜΟ 系統 110 發射機系統 150 接收機系統 112 資料來源 114,114a 傳輸資料處理器 130,170 控制器 120,120a 傳輸ΜΙΜΟ處理器 122，122a-122t， 154a-154r 發射機 124a-124t, 124,1 52, 152a-152r 天線 -43- 1337487 (40) 遍麵 154 接收機 160, 160a 接收 ΜΙΜΟ/資料處理器 178 傳輸資料處理器 1 80 έ周變器 140 解 έ周器 142 接收資料處理器 132, 172 記憶體 500 發射機單元 5 10 解多工器 5 12, 512a-512t 編碼器 5 14, 514a-514t 通道交插器 516, 516a - 516t 付號對映元件 522, 522a-522t 快速傅立葉逆變換單元 524, 524a-524t 循環前置碼產生器 610, 6 1 Oa-61 On 接收機處理級 640, 640a-640n 干擾抵消器 620, 620a-620n 空間處理器 630, 630a-630n 接收資料處理器 -44 -

Claims

1337487 年月日修正本j d9. in 〇 a I 第092104229號專利申請案中文申請專利範圍替換本(99年10月）

1. 一種用來決定將經由一多通道通訊系統中的複數個傳輸通道而傳輸的複數個資料流的資料速率之方法，包含下列步驟：決定將用於該複數個資料流的複數個資料速率的每一資料速率之一必須信號與雜訊及干擾比（SNR)，其中至少兩個該等資料速率是不同的；部分地根據一接收機上為了回復該複數個資料流而執行的接續干擾抵消處理，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ; 將每一資料流的必須SNR與該資料流的有效SNR比較；以及根據該比較的結果而決定該複數個資料速率是否被支援。 2.如申請專利範圍第1項之方法，其中係經由一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中之複數個傳輸天線而傳輸該複數個資料流。 3 .如申請專利範圍第2項之方法，其中係經由一各別的傳輸天線而傳輸每一資料流，且其中係根據用於該資料流的全傳輸功率而決定每一資料流之有效SNR。 4.如申請專利範圍第1項之方法，其中係根據用來指示該複數個傳輸通道的工作狀況之接收SNR而進一步決定每一資料流之有效SNR。 84004-991025.doc

1337487 5 .如申請專利範圍第4項之方法，其中係根據該複數個資料流中的一個資料流之必須SNR而決定該接收SNR。 6.如申請專利範圍第4項之方法，其中係針對該通訊系統而指定該接收SNR。 7 .如申請專利範圍第4項之方法，其中係在該接收機上估計該接收SNR。

8.如申請專利範圍第4項之方法，其中該接續干擾抵消處理在每一級上回復一資料流，且其中係將每一回復的資料流之有效SNR估計為： SNReJk)- Nr _ Νγ + k 、NTNR . SNR 其中SNReff(k)是在第k級中回復的資料流之有效SNR， SNRrx是接收SNR， Ν τ是用於資料傳輸的傳輸天線之數目，以及 Nr是接收天線之數目。 9. 如申請專利範圍第4項之方法，進一步包含下列步驟：評估複數組的資料速率；以及選擇與一最小接收SNR相關聯的一速率組，以便用於該複數個資料流。 10. 如申請專利範圍第9項之方今，其中係選擇每一速率組中之資料速率，以便獲致一指定的整體頻譜效率。 11. 如申請專利範圍第1項之方法，其中係根據一查詢表而決定每一資料速率之必須SNR。 12. 如申請專利範圍第1項之方法，其中如果每一資料速率之必須SNR小於或等於該資料速率之有效SNR，則視為 84004-991025.doc 1337487 »Φβ0ί€ΐ .... ' 該複數個資料速率被支援。 13. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該通訊系統實施正交分頻多工（OFDM)。 14. 一種用來決定將經由一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中的複數個傳輸天線而傳輸的複數個資料流的資料速率之方法，包含下列步驟：決定用來指示該ΜΙΜΟ系統的一工作狀況之一工作信號與雜訊及干擾比（SNR); 決定將用於該複數個資料流的複數個資料速率的每一資料速率之一必須SNR，其中至少兩個該等資料速率是不同的，且其中係選擇該複數個資料速率，以便獲致一指定的整體頻譜效率；根據該工作SNR以及一接收機上為了回復該複數個資料流而執行的接續干擾抵消處理技術，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ; 將每一資料流的必須SNR與該資料流的有效SNR比較；以及根據該比較的結果而決定該複數個資料速率是否被支援。 15. —種用來決定將經由一多通道通訊系統中的複數個傳輸通道而傳輸的複數個資料流的資料速率之方法，包含下列步驟：決定用來指示該複數個傳輸通道的工作狀況之一接收 SNR ; 84004-991025.doc

1337487 根據該接收SNR及一接收機上為了回復該複數個資料流而執行的接續干擾抵消處理，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ;以及根據該資料流的有效SNR而決定每一資料流之一資料速率，其中至少兩個該等資料速率是不同的。 16. 如申請專利範圍第1 5項之方法，其中係決定每一資料流之資料速率，使得該資料流的必須SNR小於或等於該資料流的有效SNR。 17. 如申請專利範圍第1 5項之方法，其中係針對該通訊系統而指定該接收SNR。 18. 如申請專利範圍第1 5項之方法，其中係經由一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中之一各別的傳輸天線而傳輸每一資料流。 19. 一種在通訊上被耦合到一數位信號處理裝置（DSPD) 之記憶體，該記憶體可解譯數位資訊，以便執行下列步驟：決定將用於將經由一多通道通訊系統中之複數個傳輸通道而傳輸的複數個資料流的複數個資料速率的每一資料速率之一必須信號與雜訊及干擾比（SNR)，其中至少兩個該等資料速率是不同的；部分地根據一接收機上為了回復該複數個資料流而執行的接續干擾抵消處理，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ; 將每一資料流的必須SNR與該資料流的有效SNR比較 84004-991025.doc 1337487

；以及根據該比較的結果而決定該複數個資料速率是否被支援。 20. —種在一多通道通訊系統中之裝置，包含：決定必須信號與雜訊及干擾比（SNR)之構件，用以決定將用於將經由複數個傳輸通道而傳輸的複數個資料流的複數個資料速率的每一資料速率之一必須SNR，其中至少兩個該等資料速率是不同的；決定有效SNR之構件，用以部分地根據一接收機上為了回復該複數個資料流而執行的接續干擾抵消處理，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ; 比較構件，用以將每一資料流的必須SNR與該資料流的有效SNR比較；以及根據該比較的結果而決定該複數個資料速率是否被支援之構件。 21. 如申請專利範圍第20項之裝置，進一步包含：評估構件，用以評估複數組的資料速率；以及選擇構件，用以選擇與一最小接收SNR相關聯的一速率組，以便用於該複數個資料流。 22. 如申請專利範圍第20項之裝置，其中該多通道通訊系統是一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統。 23. 如申請專利範圍第22項之裝置，其中該ΜΙΜΟ系統實施正交分頻多工（OFDM)。 24. —種包含申請專利範圍第2 0項的裝置之基地台。 84004-99I025.doc

1337487 25. —種包含申請專利範圍第20項的裝置之無線終端機。 26. —種在一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中之發射機單元，包含：一控制器，該控制器可工作而藉由執行下列步驟以決定將經由複數個傳輸天線傳輸的複數個資料流的複數個資料速率：決定該複數個資料速率的每一資料速率之一必須信號與雜訊及干擾比（SNR)，其中至少兩個該等資料速率是不同的；部分地根據一接收機上為了回復該複數個資料流而執行的接續干擾抵消處理技術，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ; 將每一資料流的必須SNR與該資料流的有效SNR比較；以及根據該比較的结果而決定該複數個資料速率是否被支援；一傳輸（ΤΧ)資料處理器，該ΤΧ資料處理器可工作而處理具有該決定的資料速率之每一資料流，以便提供一各別的符號流；以及一個或多個發射機，該等發射機可工作而處理該複數個資料流之複數個符號流，以便提供適於經由該複數個傳輸天線而傳輸的複數個調變後之信號。 27. 如申請專利範圍第26項之發射機單元，其中該控制器可進一步工作而藉由執行下列步驟以決定該複數個資料 84004-99I025.doc 1337487 流之資料速率：評估複數組的資料速率；以及選擇與一最小接收SNR相關聯的一速率組。 28. —種包含申請專利範圍第26項的發射機單元之基地台。 29. —種包含申請專利範圍第2 6項的發射機單元之無線終端機。 30. —種在一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中之發射機裝置，包含：決定必須信號與雜訊及干擾比（SNR)之構件，用以決定將用於將經由該ΜΙΜΟ系統中之複數個傳輸天線而傳輸的複數個資料流的複數個資料速率的每一資料速率之一必須SNR，其中至少兩個該等資料速率是不同的；決定有效SNR之構件，用以部分地根據一接收機上為了回復該複數個資料流而執行的接續干擾抵消處理，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ; 比較構件，用以將每一資料流的必須SNR與該資料流的有效SNR比較；根據該比較的結果而決定該複數個資料速率是否被支援之構件；處理資料流之構件，用以處理每一資料流，以便提供一各別的符號流；以及處理符號流之構件，用以處理該複數個資料流之複數個符號流，以便提供適於經由該複數個傳輸天線而傳輸的複數個調變後之信號。 84004-991025.doc

1337487 31.—種在一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中之接收機單元，包含：一接收機（RX) ΜΙΜΟ處理器，該RX ΜΙΜΟ處理器可工作而接收複數個接收的符號流，並利用接續干擾抵消處理技術處理該複數個接收的符號流，以便提供複數個傳輸的資料流之複數個偵測的符號流，其中該接續干擾抵消處理的每一級有一偵測的資料流；以及一 RX資料處理器，該RX資料處理器可工作而處理每一偵測的符號流，以便提供一對應的解碼之資料流，且其中係藉由執行下列步驟而決定該複數個傳輸的資料流之資料速率：決定用來指示該通訊系統的工作狀況之一接收信號與雜訊及干擾比（SNR);根據該接收SNR 及該接續干擾抵消處理，而決定該複數個資料流的每一資料流之一有效SNR ;以及根據該有效SNR而決定每一資料流之資料速率，且其中至少兩個該等資料速率是不

同的。 32. —種無線通訊裝置，其包含：複數個天線，其經配置用以接收複數個符號流；一第一處理器，其經配置用以處理該複數個已接收之符號流以及提供複數個已檢測之符號流，一接續干擾抵消處理之每一階段之一個已檢測之資料流；以及一第二處理器，其經配置以處理每一個已檢測之符號流以提供一相應於已解碼之資料流以及決定一已接收之信號與雜訊及干擾比（S N R )以及根據該已接收之S N R 84004-991025.doc -8 - 1337487

決定該複數個資料流中之每一個之一有效的S N R。 33. 如申請專利範圍第3 2項之裝置，其中該複數個已接收之符號流之至少其中之二之至少二資料速率是不相等的。 34. 如申請專利範圍第3 2項之裝置，其中該第二處理器係進一步配置以比較每一符號流的一必要S N R與該符號流的該有效SNR以及根據該比較的結果而決定每一個符號流之一速率是否被支援。 35. 如申請專利範圍第34項之裝置，其中該必要SNR係使用該裝置之一通信系統之一最小SNR。 36. 如申請專利範圍第32項之裝置，其中該第一處理器及第二處理器包含一單一積體處理器。 37. —種用來決定將經由複數個傳輸通道而傳輸的複數個資料流的資料速率之方法，包含：決定將可能用於該複數個資料流的複數個資料速率的每一資料速率之一必要通道狀態資訊參數，其中至少兩個該複數個資料速率是不同的；將每一資料流的該必要通道狀態資訊參數與該資料流的該必要通道狀態資訊參數之指示資訊比較；以及根據該比較而決定該複數個資料速率中的一些是否被支援。 38. 如申請專利範圍第3 7項之方法，其中一有效通道狀態資訊參數通道包含一有效信號與雜訊及干擾比（SNR )以及該必要通道狀態資訊參數包含一必要S N R。 39. 如申請專利範圍第3 8項之方法，其中係根據用來指示該 84004-991025.doc

1337487 .· 複數個傳輸通道的工作狀況之接收SNR而進一步決定每一資料流之有效SNR。 40. 如申請專利範圍第3 8項之方法，其中係根據該複數個資料流中的一個資料流之必要SNR而決定該接收SNR。 41. 如申請專利範圍第3 8項之方法，假若每一資料速率之該必要SNR係小於或相等該資料速率之該有效SNR，該複數個資料速率視為被支援。 42. 如申請專利範圍第37項之方法，進一步包含：評估複數組的資料速率；以及根據該必要通道狀態資訊參數之最小值選擇該複數個資料流之一速率組。 43. 如申請專利範圍第3 7項之方法，其中係選擇每一速率組中之資料速率，以便獲致一指定的整體頻譜效率。 44. 如申請專利範圍第3 7項之方法，其中該複數個資料速率中的一些包含所有的資料速率。 45. 如申請專利範圍第3 7項之方法，其中係經由一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中之複數個傳輸天線而傳輸該等資料流。 46. —種在一多通道通訊系統中之裝置，包含：決定將可能用於該複數個資料流的複數個資料速率的每一資料速率之一必要通道狀態資訊參數之構件；將每一資料流的該必要通道狀態資訊參數與該資料流的該必要通道狀態資訊參數之指示資訊比較之構件；以及根據該比較而決定該複數個資料速率中的一些是否被 84004-991025.doc -10- 1337487

支援之構件。 47. 如申請專利範圍第46項之裝置，其中一有效通道狀態資訊參數包含一有效信號與雜訊及干擾比（S N R )以及該必要通道狀態資訊參數包含一必要SNR。 48. 如申請專利範圍第46項之裝置，進一步包含：評估複數組的資料速率之構件；以及根據該必要通道狀態資訊參數之最小值選擇該複數個資料流之一速率組之構件。 49. 如申請專利範圍第4 8項之裝置，其中選擇該速率組之構件包含選擇該速率組以便獲致一指定的整體頻譜效率之構件。 50. 如申請專利範圍第46項之裝置，其中該複數個資料速率中的一些包含所有的資料速率。 51. 如申請專利範圍第46項之裝置，其中係經由一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中之複數個傳輸天線而傳輸該複數個資料流。 84004-991025.doc 1337487 陸、（一)、未案指定代表_為：第5圖 (二）、本代表圖之元件代表符號簡單說明： 114a 傳輸資料處理器 120a 傳輸 ΜΙΜΟ 處理器 122a-122t 發射機 124a-124t 天線 500 發射機單元 5 10 解多工器 512a-512t 編碼器 514a-514t 通道交插器 516a-516t 符號對映元件 522a-522t 快速傅立葉逆變換單元 524a-524t 循環前置碼產生器

柒、本案若有化學式時，請揭示最能顯示發明特徵的化學式：