CN1639996B - 对多输入多输出系统的数据速率非均匀分布的数据传输 - Google Patents

Abstract

揭示了确定在多信道(如MIMO)通信系统中通过若干传输信道(或发射天线)发射的若干数据流的数据速率的技术。在一方法中，先确定要使用的各数据速率“所需的”SINR，至少两种数据速率不相等。接收机还根据接收的SINR和连续干扰对消处理确定各数据流的“有效”SINR，以恢复数据流，然后把各数据流所需的SINR与该数据流的有效的SINR作比较，若前者小于或等于后者，就认为支持这些数据速率。可以评估多组数据速率，并为数据流选用与最小接收的SINR关联的速率组。

Description

对多输入多输出系统的数据速率非均匀分布的数据传输

技术领域

本发明一般涉及数据通信系统，尤其涉及确定用于通过多信道通信系统如多输入多输出(MIMO)系统的多条传输信道发射的多个数据流的非均匀分布数据速率的技术。

背景技术

在无线通信系统中，来自发射机的RF调制信号经若干传播路径到达接收机，鉴于衰落与多径等一些因素，传播路径的特性一般随时间而变化。为对有害的路径效应提供分集和改善性能，可使用多个收发天线。若收发天线之间的传播路径为线性不相关(即一条路径上的传输在其它路径上并不形成传输的线性组合)，这在至少一定程度上如此，则随着天线数量的增多，正确接收数据传输的可能性也增大了。一般随着收发天线数量的增多，分集增大了，性能提高了。

多输入多输出(MIMO)通信系统用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线作数据传输。由N_T个发射和N_R个接收天线构成的MIMO信道可分为N_S条独立的信道，N_S≤min{N_T，N_R}。N_S条独立信道的每一条还称作MIMO信道的空间子信道(或传输信道)，对应于某一维度。若利用多个收发天线形成的附加维度，MIMO系统就能提供性能(如增大传输容量)。

对于N_S＝N_T≤N_R的满秩MIMO信道，N_T具发射天线的每一个都可发射一独立的数据流。发射的数据流经历不同的信道条件(如不同的衰落与多径效应)，对给定的发射的功率量得出不同的信号对噪声与干扰比(SINR)。而且，若在接收机用连续干扰对消处理来恢复发射的数据流(下面描述)，则根据恢复数据流的特定次序，可对数据流得出不同的SINR。因此，根据所得到的SINR，不同的数据流支持不同的数据速率。因信道条件一般随时间变化，故各数据流所支持的数据速率也随时间变化。

若发射机知道该MIMO信道的特性(如得到的数据流的SINR)，则发射机就能确定各数据流的特定数据速率和编码与调制方案，从而对该数据流实现可接收的性能水平(如1％的分组误差率)。但对有些MIMO系统，发射机得不到这一信息，得到的只是数量极有限的例如有关MIMO信道工作SINR的信息，这可定义为接收机对所有数据流的期望的SINR。此时，发射机需要根据这一有限的信息来确定各数据流的合适的数据速率和编码与调制法方案。

因此，当发射机对MIMO信道掌握有限的信息时，本领域就需要若干对多个数据流确定一组数据速率以实现高性能的技术。

发明内容

本文提出的诸种技术，在发射机得不到指示当前信道条件的信道状态信息时能改善MIMO系统的性能。在一个方面，对发射的数据流应用了非均匀分配的数据速率。选择的数据速率可实现：(1)规定的总体频谱效率，最小“接收的”SINR较低(下面描述)，或者(2)对规定的接收的SINR较高的总体频谱效率。本文提出一种实现上述诸目标的特定方法。

在一实现上述第一目标的特定实施例中，提出一种在对信道通信系统中测定用于通过若干传输信道发射的数据流(如可在MIMO系统中通过每个发射天线发送的一个数据流)的数据速率的方法。按照该方法，初始测定若干用于各个数据流的数据速率的每一个所要求的SINR。至少两个数据速率不一样。还根据接收机收到的SINR和连续干扰对消处理确定各数据流的“有效”SINR(下面描述)，以恢复各个数据流。然后把各数据流要求的SINR与该数据流有效的SINR作比较，若各数据流要求的SINR小于或等于该数据流有效的SINR，就认为支持诸数据速率。评估若干组数据速率，把与最小接收的SINR关联的速率组选用于各个数据流。

在实现上述第二目标的一特定实施例中，提出一种在多信道(如MIMO)通信系统中确定若干通过多条传输信道(如发射天线)发射的数据流的数据速率的方法。按照该方法，初始测定接收的SINR，该接收的SINR可对系统作出规定或根据接收机的测量值来估算并周期性地供给发射机。还根据该接收机接收的SINR和连续干扰对消处理来确定各数据流的有效SINR，然后根据该数据流的有效的SINR确定各数据流的数据速率，至少两种数据速率不一样。

下面详述本发明各个方面和诸实施例。在以下的详述中，本发明还提出各种方法、处理器、发射单元、接收单元、基站、终端、系统和实施本发明诸方面、实施例与特征的其它设备与元件。

附图说明

通过以下结合附图所作的详细描述，把本发明的特征、特性与优点就更清楚了，图中用同样的标号表示相应的物件，其中：

图1是MIMO系统中发射机与接收机系统实施例的框图；

图2是一流程图，示出处理N_R接收的码元流以恢复N_T个发射的码元流的连续干扰对对消接收机处理技术；

图3是一过程实施例的流程图，用于确定支持一组给定数据速率所需的最小接收SINR。

图4示出{1，4}MIMO系统的分组差错率(PER)与SINR的关系曲线，频谱效率为1、4/3、5/3和2的bps/Hz；

图5是发射单元实施例的框图；和

图6是能实施连续干扰对消接收机处理技术的接收机单元实施例的框图。

具体实施方式

本文描述的根据有限的信道状态信息确定多个数据流的一组数据速率的诸技术，可在各种多信道通信系统中实施。这类多信道通信系统包括多输入多输出(MIMO)通信系统、正交频分复用(OFOM)通信系统、应用OFOM的MIMO系统(即MIMO-OFOM系统)等。为明白起见，专门对MIMO系统描述各个方面和诸实施例。

MIMO系统应用多个(N_T)发射和多个(N_R)接收天线作数据传输。由于N_T个发射和N_R个接收天线构成的一条MIMO信道可以分解为N_S条独立的信道，N_S≤min{N_T，N_R}。N_S条独立信道的每一条还可称为该MIMO信道的空间子信道(或传输信道)。空间子信道数量由该MIMO信道的本征模数量决定，而反过来又取决于描绘N_T个发射天线与N_R个接收天线之间响应特征的信道响应矩阵H。信道响应矩阵H的诸元由独立的高斯随机变量{h_i，j}组成(i＝1，2……N_R。j＝1，2……N_T)，其中h_i，j是第j个发射天线与第i个接收天线之间的耦合(即复数增益)。为了简化，假定信道响应矩阵H为满秩(即N_S＝N_T≤N_R)，一条独立的数据流由N_T个发射天线的每一个发射。

图1是MIMO系统100中发射机系统110和接收机系统150实施例的框图。

在发射系统110，数据源112向发射(TX)数据处理器114提供若干数据流的话务数据。在一实施例中，各数据流都通过各自的发射天线发射。TX数据处理器114根据为各数据流选择的特定编码方案，对该话务数据流作格式化，编码和交织，提供编码的数据。

各数据流编码的数据运用例如时分复用(TOM)或码分复用(CDM)与导频数据多路复用。导频数据一般是一种以已知方法(不论哪一种方法)处理的已知的数据模式，可被接收系统用来评估信道响应。然后根据对各数据流选择的特定调制方案(如BPSk、QSPk、MPSk或M-QAM)，对每一个数据流的复用的导频与编码数据作调制(即码元映射)，提供调制码元。各数据流的数据速率、编码和调制均由控制器130的控制确定。

接着把所有数据流的调制码元送提供给TX MIMO处理器120以对调制码元作进一步处理(如对于OFOM)。后者把N_T个调制码元流送到N_T个发射机(TMTR)122a～122t。各发射机122接收和处理各自的码元流以提供一个或多个模拟信号，并对模拟信号进一步调节(如放大、滤波与上变频)，提供适合在MIMO信道上传输的已调信号。然后由N_T个天线124a～124t分别发射来自发射机122a～122t的N_T个已调信号。

在接收系统150，由N_R个天线152a～152r接收发射的已调信号，把接收自各天线152的信号送给各自的接收机(RCVR)154。后者调节(如滤波、放大和下变频)各自收到的信号，对调节的信号作数字化而提供样本，再处理样本而提供相应的“接收的”码元。

然后，RX MIMO/数据处理器160接收从N_R个接收机154收到的N_R个码元流，并按特定的接收机处理技术进行处理而提供N_T个“检出的”码元流。下面再详述RX MIMO/数据处理器160的处理。各检出的码元流包括是对相应的数据流发射的调制码元估值的码元。然后RX MIMO/数据处理器160对各检测的码元流进行解调、解交织和译码，恢复该数据流的话务数据，RX MIMO/数据处理器160的处理与发射系统110的TX MIMO处理器120和TX数据处理器114的处理互补。

RX MIMO处理器160可例如根据与话务数据复用的导频求出N_T个发射与N_R个接收天线之间的信道响应估值。该信道响应估值可在接收机用于空间或空间/时间处理。RX MIMO处理器160还可估算检出码元流的信号对噪与信扰比(SINR)和可能的其它信道特定，并向控制器170提供这些量。RX MIMO/数据处理器160或控制器170还可求出系统的“工作”SINR估值，该估值指示通信链路的条件。于是控制器170提供信道状态信息(CSI)，包括各类有关通信链路和/或收到的数据流的信息，例如CSI可以只含工作的SINR。然后，CSI经RX数据处理器178处理、调制器180调制和发射机154a～154r调节，发送回发射系统110。

在发射系统110，来自接收系统150的已调信号经天线124接收，由接收机122调节、解调器140解调和RX数据处理器142处理，恢复接收系统所报告的CSI。然后把报告的CSI送给控制器130用于：(1)确定准备用于数据流的数据速率和编码与调制方案，和(2)对TX数据处理器114和TX MIMO处理器120产生各种控制。

控制器130和170分别指挥发射机与接收机系统的操作，存储器132分别存贮控制器130和170使用的程序代码与数据。

MIMO系统的模型可表示为：

y＝Hx+n，    (1)

式中y是接收的矢量，即y＝[y₁y₂……y_NR]^T，其中{y_i}是在第i个接收天线上收到的输入，且i∈{1，……N_R}；

x是发射的矢量，即x＝[x₁x₂……]^T，其中{x_j}是第j具发射天线的输入，且j∈{1……N_T}；

H是该MIMO信道的信道响应矩阵；n是加白高斯噪声(AWGN)，平均矢量为O，协方差矩阵为Λ_n＝σ²I，其中O为全零矢量，I是对角线为1、其余为零的单位矩阵，σ²为噪声方差；而[·]^T指[·]的转量。

由于传播环境的散射作用，N_T个发射天线发射的N_T个码元流在接收机处相互干扰，尤其是发自一个发射天线的一给定码元流可能被所有N_R个接收天线以不同的幅值与相位接收。于是每个接收的信号可能包括N_T个发射码元流中每一个的某一分量，N_R个接收的信号将共同包括所有N_T个发射的码元流，但这N_T个码元流在N_R个接收的信号之间分布。

在接收机处可用各种处理技术处理N_R个接收的信号而检出N_T个发射的码元流。这些接收机处理技术可以归为两大类：

·空间和空间-时间接收机处理技术(也称为均衡技术)和

·“连续消零/均衡与干扰对消”接收机处理技术(也称为“连续干扰对消”或“连续对消”接收机处理技术)。

空间和空间-时间接收机处理技术一般试图在接收机分离出发射的码元流。各发射的码元流可用以下方法“检出”：(1)根据信道响应估值，组合发射的码元流包含在N_R个接收信号里的各种分量，和(2)除去(即对消)其它码元流造成的干扰。这些接收机处理技术试图或是(1)使各个发射的码元流不相关，因而与其他码元流不存在干扰，或是(2)存在其它码元流的噪声与干扰时，使各检出码元流的SINR最大。然后进一步处理(如解调、解织与译码)各检出的码元流，恢复该码元流的话务涉及。

连续对消接收机处理技术利用空间或空间-时间接收机处理法，试图每次恢复发射的码元流，并对消各“已恢复的”码元流造成的干扰，使以后恢复的码元流经历较小的干扰并能实现较高的SINR。若能准确地估算和对消各已恢复的码元流造成的干扰，这要求无误差或低误差地恢复该码元流，则可应用该连续对消接收机处理技术，该技术(下面再详述)一般优于空间/空间-时间接收机处理技术。

对连续对消接收机处理技术，由N_T个级处理N_R个接收码元流，以在各级连续恢复一个发射码元流。随着各发射码元流的恢复，从接收码元流来估算和对消对迄今还未恢复的其余码元流造成的干扰，并由下一级再处理“已修正的”码元流，以恢复下一个发射码元流。若能无误差(或最小误差)地恢复诸发射码元流，而且若信道响应估值相当准确，就能有效地对消已恢复码元流造成的干扰，提供各后续恢复码元流的SINR的改进。这样，可对所有发射码元流(可能除了被恢复的第一发射码元流)实现更高的性能。

本文使用了下列术语：

“发射”码元流：从发射天线发送的码元流；

“接收”码元流：在连续干扰对对消(SIC)接收机的第一级中对空间或空间-时间处理器的输入(见图6)；

“修正”码元流：在SIC接收机后面各级中对空间或空间-时间处理器的输入；

“检出”码元流：空间处理器的输出(在级k可检出多达N_T-k+1个码元流)；和

“已恢复”码元流：已在接收机译码的码元流(每级只恢复一个检查的码元流)。

图2是一流程图，示出处理N_R个接收的码元流以恢复N_T个发射的码元流的连续对消接收机处理技术。为简明起见，下面对图2的说明假定(1)子信道数量等于发射天线数量(即N_I＝N≤N_R和(2)每个发射天线发射一个独立的数据流。

对第一级(k＝1)，接收机起初对N_R个接收的码元流作空间或空间-时间处理，设法分离出N_T个发射的码元流(步骤212)。对第一级，空间或空间-时间处理能提供N_T和检出的码元流，它们是对N_T个(还未恢复的)发射的码元流的估计。然后选择一个检出的码元流(如根据特定的选择方案)，作进一步处理。若先验知道准备在该级恢复的该发射的码元流的身份，就可作空间或-时间处理，只提供该发射的码元流的一个检出的码元流。在任一场合中，再处理(如解调、解交织与译码)该选择的检出的码元流而得到译码的数据流，它就是正在该级被恢复的发射的码元流的数据流估值(步骤214)。

然后判断是否恢复了所有发射的码元流(步骤216)。若回答为肯定，接收机处理就终止，否则评估刚恢复的码元流对各N_R个接收的码元流造成的干扰(步骤218)。干扰评估方法如下：首先再编码被译码的数据流，交织再编码的数据，并对交织的数据作码元映射(应用发射单元对该数据流使用的同样的编码、交织于调制方案)而得到“再调制的”码元流，它就是刚恢复的发射的码元流的估值。然后再调制的码元流被信道响应矢量h _j的各N_R个元素卷积，得出刚恢复的码元流造成的N_R个干扰分量。矢量h _j是(N_R×N_T)信道响应矩阵H的某一列，对应于供刚恢复的码元流使用的第j个发射天线。矢量h _j包括在第j个发射天线与第N_R个接收天线定义的该信道响应的N_R个元素。

然后从N_R个接收的码元流里减去N_R个干扰分量，得出N_R个修正的码元流(步骤220)。若没有发射刚恢复的码元流(即假定有效地作了干扰对消)，这些修正的码元流就代表已收到的码元流。

接着对N_R个修正的码元流(不是对N_R个接收的码元流)重复212和214的处理，恢复另一发射的码元流。这样对每个要恢复的发射的码元流重复步骤212和214，若有另一个要恢复的发射的码元流，就执行步骤218和220。

对第一级，输入码元流是来自N_R个接收天线的N_R个接收的码元流。对每一后一级，输入码元流则是来自前一级的N_R个修正的码元流。对各级以同样方式作处理。在第一级后面的每一级，假定在前几级恢复的码元流均被对消，故对后面各级都将信道响应矩阵H的维数连续缩减一列。

这样，连续对消接收机处理包括若干级，一级用于每个要恢复的发射的码元流，每级恢复一个发射的码元流并对消该恢复的码元流造成的干扰(除了末级以外)，对下一级导出修正的码元流。因此，每一后续恢复的码元流较少遇到干扰，能比无干扰对消实现更高的SINR。恢复的码元流的SINR取决于特定的码元流恢复次序。

对于连续对消接收机处理，第k级的输入码元流(假定已有效地对消了在前一k-1级中恢复的码元流产生的干扰)就可以表达为：

y _k＝H _k x _k+n，    (2)

式中y _k是第k级的N_R×1输入矢量，即y _k＝[y ₁ ^k y ₂ ^k……Y^k _NR]^T，其中Yi^k是第k级中第i个接收天线的输入；

x _k是第k级的(N^T-k+1)×1发射的矢量，即x _k＝[x_kx_k……x_NT]^T，其中x_j是第i具发射天线发射的输入；

H _k 是MIMO信道的N_R×(N_T-k+1)信道响应矩阵，除去了前已恢复的码元流的k-1列，即H _k＝[h _k h _k+1……h _NT]；而n为加白高斯噪声。

为了简单起见，公式(2)假定发送的码元流以发射天线的次序来恢复(即首先恢复发射天线1发射的码元流，其次恢复发射天线2发射的码元流，依次类推，最后恢复发射天线N^T发射的码元流)，公式(2)可改写成：

${\underset{\‾}{y}}_k=\underset{j=k}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{h}}_j{\underset{\‾}{x}}_j+\underset{\‾}{n}---\left(3\right)$

准备在k级恢复的发射的码元流，可被视为以特定的角度从干扰子空间(或平面)S ^I 投影。该发射的码元流取决于(并限定于)信道响应矢量h _k。在与该干扰子空间正交的无干扰子空间上投影该信道响应矢量h _k，可得到该发射的码元流的无干扰分量。投影通过把h _k与响应为W的滤波器相乘而实现。投影后获得最大能量的该滤波器是一个位于由h _k和干扰子空间S ^I构成的子空间的滤波器，其中S ^I＝跨度(i ₁ i ₂……i _NT-k)， $i_m^H\underset{\‾}{i_n}=S_{m,m}$ 和{n＝1，2……N_T-k}都是跨越干扰子空间S ^I的正交基线，下式给出投影后的平均能量：

$E\left[{\left|{\underset{\‾}{w}}^H{\underset{\‾}{h}}_k\right|}^2\right]=E\left[{\left|{\underset{\‾}{h}}_k^H\right|}^2\right]-E\left[{\left|{\underset{\‾}{S}}^{I^H}{\underset{\‾}{h}}_k\right|}^2\right]$

$=\frac{N_R}{N_T}-\underset{j=1}{\overset{N_T-k}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{i}}_j^H{\left|{\underset{\‾}{h}}_k{\underset{\‾}{h}}_k^H\right|}^2{\underset{\‾}{i}}_j---\left(4\right)$

$=\frac{N_R-N_T+k}{N_T},$

式中W ^H h _k代表h _k 在该干扰子空间上的投影(即期望的分量)，而

S ^H h _k代表h _k在干扰子空间上的投影(即干扰分量)。

公式(4)假定诸发射天线使用同样的发射功率。

第k级恢复的码元流的有效SINR_eff(k)表达为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{eff}}\left(k\right)=\frac{P_{\mathrm{tot}}(N_R-N_T+k)}{{\mathrm{\σ}}^2{N}_T},---\left(5\right)$

式中P_tot是数据传输可用的总发射功率，该功率均匀地在N_T个发射天线之间分配，故对各发射天线使用P_tot/N_T；

σ²是噪声方差。

所有N_R个接收的码元流的接收的SINR定义为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{rx}}=\frac{P_{\mathrm{tot}}{N}_R}{{\mathrm{\σ}}^2}---\left(6\right)$

组合式(5)与(6)，第k级恢复的该码元流的有效SINR可表达为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{eff}}\left(k\right)=\left(\frac{N_R-N_T+k}{N_T{N}_R}\right){\mathrm{SINR}}_{\mathrm{rx}}---\left(7\right)$

式(7)有效SINR公式以若干假设为基础。首先假设各恢复的数据流造成的干扰被有效地对消，对后续恢复的诸码元流观察的噪声与干扰并无贡献。其次假设级间传播无(或低)误差。第三是用使SINR最大的最佳滤波器得到各检出的码元流，公式(7)还提供线性单位的有效SINR(即不用对数或dB单位)。

如上所述，发射的码元流会遇到不同的信道条件，对给定的发送功率量可得到不同的SINR。若发射机知道各码元流达到的SINR，就可对该相应的数据流选择数据速率和编码与调制方案，使频谱效率最大，同时实现目标分组差错率(PER)。但对有些MIMO系统，发射机得不到指示当前信道条件的信道状态信息，此时不能对数据流执行自适应速率控制。

一般在有些MIMO系统中，在发射机无信道状态信息时，就通过N_T个发射天线以同样的数据速率(即均匀的数据速率)发射数据，在接收机，可用连续对消接收机处理技术处理N_R个接收的码元流。在一常规方案中，确定每个k级(N_T-k+1)个检出的码元流的SINR，并在该级恢复具有SINR最高的检出的码元流。这种数据速率均匀的传输方案提供次最佳的性能。

本文提出的诸技术，在发射机得不到指示当前信道条件的信道状态信息时，可改进MIMO系统的性能。在一个方面，对发射的数据流使用了非均匀分布的数据速率，选择的数据速率可实现：(1)给定或规定的总频谱效率，具有较低的最小接收的SINR，或(2)对给定或规定接收的SINR具有更高的总频谱效率。下面提出实现以上各目标的一特定方案。可以知道，在许多场合中，非均匀分布的数据速率一般优于常规均匀分布的数据速率。

如公式(7)所示，各恢复发码元流的有效SINR依赖域其被恢复的特定级，如公式(7)的分子里的因子k所示。首先恢复的码元流得到最低的有效SINR，最后恢复的码元流得到最高的有效SINR。

为改善性能，对于在不同天线上(即可对不同的发射天线指定不同的频谱效率)发射的诸数据流，可按其有效的SINR使用非均匀分布的数据速率。在接收机，以数据速率的递增次序恢复发射的数据流，即首先恢复最低数据速率的数据流，然后恢复下一较高数据速率的数据流，依此类推，最后恢复最高数据速率的数据流。

诸数据流使用的数据速率由各种因素决定。首先，如公式(7)所示，较早恢复的码元流具有较低的有效SINR，还有较低的分集级别，实际上在k级的分集级别为(N_R-N_T+k)，再者，较早恢复的码元流的译码误差传播给以后恢复的码元流，并会影响这些随后恢复的码元流的有效SINR。因此恢复这些码元流时，可把较早恢复的码元流的数据速率被选择为达到高置信度，并减少或限制对稍后恢复的码元流的误差传播(EP)作用。其次，若指定稍后恢复的码元流支持较大的频谱效率，即使它们能实现更高的有效SINR，但也更容易出错。

各种方法可用来：(1)确定支持给定分布的数据速率(或频谱效率)所需的最小接收的SINR，或(2)确定对给定接收的SINR获得最佳性能的频谱效率分布。下面描述实现这些目标的一种特定方法。

图3是过程300实施例的流程图，用来确定支持一组给定数据速率所需的最小接收的SINR。该组数据速率表示为{r_k}，k＝1，2……N_T，被排序为r₁≤r₂……≤r_NT。集{r_k}里的诸数据速率用于从N_T个发射天线要发射的N_T个数据流。

起初确定接收机支持集{r_k}里各数据速率(或频谱效率)所需的SINR(步骤312)，这用所需的SINR对频谱效率的查表实现。一给定频谱效率所需的SINR可根据在一{1，N_R}单输入多输出(SIMO)信道上发射单一数据流的假设来确定(如应用计算机模拟)，再对特定的目标PER(如1％PER)确定。数据速率为r_k的数据流所需的SINR表示为SINR_req(r_k)。在步骤312，对N_T个数据流得到一组N_T所需的SINR。

集{r_k}里N_T个数据速率与接收机实现目标PER所需的N_T个SINR关联(如由查表决定)。这些N_T个数据速率还与在接收机根据一特定接收的SINR运用接收机的连续干扰对消处理得到的N_T个有效SINR有关，如公式(7)所示。若这N_T个要求的SINR处于或低于相应的有效SINR，认为集{r_k}里的数据速率被支持。在视觉上，N_T要求的SINR可相对数据速率绘成曲线并用第一线条连在一起，而N_T个有效SINR也可相对数据速率绘成曲线并用第二线条连起来。若第一线条没有一部分在第二线条上方，则认为集{r_k}里的诸数据速率被支持。

给定数据速率的裕量定义为该数据速率的有效SINR与所需SINR之差，即裕量(k)＝SINR_eff(r_k)-SINR_reg(r_k)。若各数据速率的余量为零或更大，也认为集{r_k}里的数据速率被支持。

数据流的有效SINR依赖于接收的SINR，可从接收的SINR求出，如公式(7)所示。支持集{r_k}里的N_T个数据速率所需的最小接收的SINR，是导致至少一个数据速率的有效SINR等于该所需SINR(即零裕量)的接收的SINR。根据集(r_k)里所含的特定的数据速率，可对集内N_T个数据速率的任一个实现最小(零)裕量。

对第一次迭代，假设该最小裕量由最后恢复的数据流来实现，索引变量λ置成N_T(即λ＝N_T)(步骤314)。然后，把第λ个恢复的数据流的有效SINR置成其所需的SINR(即SINR_eff(λ)＝SINR_req(λ))(步骤316)。接着用公式(7)根据第λ个恢复的数据流的N_SR_eff(λ)的有效SINR确定接收的SINR。对第一次迭代，当λ＝N_T时，用公式(7)以k＝N_T确定接收的SINR，该式然后可表达为：

SINR_rx＝N_T·SINR_eff(N_T)    (8)

然后根据步骤318算出的接收的SINR，利用公式(7)(k＝1，2……N_T-1)确定其余各数据流的有效SINR(步骤320)。步骤320得到N_T个数据流的成组N_T个有效SINR。

接着，把集{r_k}内各数据速率所需的SINR与该数据速率有效的SINR作比较(步骤322)，判断步骤318确定的接收的SINR是否支持集{r_k}内的数据速率(步骤324)。具体地说，若N_T个数据速率所需的SINR都小于或等于该数据速率有效的SINR，则就认为集{r_k}内的数据速率受接收的SINR所支持，并宣布成功(步骤326)。反之，若N_T个数据速率中的任一个超过该数据速率有效的SINR，则认为集{r_k}内的数据速率不受接收的SINR所支持。此时把变量λ减1(即λ＝λ-1，故第二次迭代的λ＝N_T-1)(步骤328)。于是过程返回步骤316，假定得到了第二到最后恢复的数据流的最小被量，确定集{r_k}内数据速率的该组有效SINR。可视需要作多次迭代，直到在步骤326宣布成功。步骤318对迭代确定的导致宣布成功的接收的SINR，就是支持集{r_k}内数据速率所需的最小接收的SINR。

图3的过程还可用于确定一组给定的数据速率是否由一给定的接收的SINR所支持。该接收的SINR对应于工作SINR，即SINR_op，它是接收机的平均或预期(但无须同时如此)接收的SINR。工作SINR可根据接收机测量值决定，并定周期性地供给发射机。或者，该工作SINR可以是期待发射机工作的MIMO信道的估值。在任一情况下，都要对MIMO系统给出或规定接收的情况。

参照图3，判断该组给定的数据速率是否受该给定的接收的SINR支持，起初可以确定各数据速率所需的SINR(步骤312)。步骤312得到N_T个数据流的一组N_T个所需的SINR。由于该接收的SINR已给出，故跳过步骤314、316与318。然后根据该给出的接收的SINR并利用公式(7)，对k＝1，2……N_T确定各数据流的有效SINR(步骤320)。步骤320对N_T个数据流得出一组N_T个有效SINR。

接着，把集{r_k}内各数据速率所需的SINR与该数据速率的有效SINR作比较(步骤322)。再判断集{r_k}内的数据速率是否由接收的SINR所支持。若N_T个数据速率所需的SINR都小于或等于该数据速率有效的SINR，就认为集{r_k}内的数据速率被该接收的SINR所支持，并宣布成功(步骤326)；反之，若N_T个数据速率中任一个所需的SINR超过该数据速率有效的SINR，则认为集{r_k}内的数据速率不被接收的SINR所支持，宣布失败。

为明白起见，下面对{2，4}MIMO系统描述一实例，该系统有两个发射天线(即N_T＝2)和四个接收天线(即N_R＝4)，支持的总频谱效率为每赫兹每秒3比特(bps/Hz)。对该实例评估两组数据速率，第一组包括对应于1bps/Hz与2bps/Hz的数据速率，第二组包括对应于4/3bps与5/3bps/Hz的数据速率。确定各速率组的性能(如基于图3的过程)并相互比较。

图4示出{1，4}MIMO系统的PER与SINR曲线，频谱效率位于1、4/3、5/4和bps/Hz。如本领域所知，这些曲线可用计算机模拟或其它方法产生。MIMO系统一般被指定工作于特定的目标PER，此时可测定实现各频谱效率目标PER所需的SINR并把它存入一查表，例如若目标PER是1％，则对频谱效率1、4/3、5/3和2bps/Hz分别将值一2.0dB、0.4dB、3.1dB和3.2dB存入该查表。

对第一速率组，用图4的曲线412与418确定频谱效率分别为1和2bps/Hz的数据流1和2所需的SINR如下：

频谱效率为1bps/Hz的数据流1：SINR_req(1)＝-2.0dB

频谱效率位2bps/Hz的数据流2：SINR_req(2)＝3.2dB

然后把数据流2有效的SINR(数据流2最后恢复，并假定有效地对消了来自数据流的干扰)置成其所需的SINR(步骤316)：

SINR_eff(2)＝SINR_req(2)＝3.2dB

然后按公式(8)确定接收的SINR(步骤318)如下：

对线性单位，SINR_rx＝2.5N_Rreq(2)，或

对对数单位，SINR_rx＝SINR_req(2)+3.0dB＝6.2dB

接着，按公式(7)确定其余各数据流(即数据流1)有效的SINR(步骤320)如下：

对线性单位，SINR_eff(1)＝3/8·SINR_rx，或

对对数单位，SINR_eff(1)＝SINR_rx-4.3dB＝1.9dB

表1的列2和3给出第一速率组内各数据速率有效的和所需的SINR，还确定了各数据速率的裕量，在表1的末行给出。

表1

然后把数据流1和2所需的SINR与其有效的SINR作比较(步骤322)。因SINR_req(2)＝SINR_eff(2)且SINR_req(1)＜SINR_eff(1)，故这组数据速率受最小接收的SINR(6.2dB)支持。

由于第一速率组被认为通过图3的过程受第一次迭代支持，所以无须再作迭代。但该第一速率组不受6.2dB的接收的SINR支持(例如若数据流1所需的SINR被证明为大于1.9dB)，则要作另一次迭代，按SINR_req(1)确定接收的SINR，且大于6.2dB。

对第二速率组，可用图4的曲线414与416确定频谱效率分别为4/3和5/3bps/Hz的数据流1和2所需的SINR：

对频谱效率为4/3bps/Hz的数据流1，SINR_req(1)＝0.4dB

对频谱效率为5/3bps/Hz的数据流2，SINR_req(2)＝3.1dB

然后把数据流2有效的SINR置成其所需的SINR。接着，按公式(8)把接收的SINR确定如下：

对对数单位，SINR_rx(1)＝SINR_req+3.0dB＝6.1dB

再按照公式(7)把其余各数据速率(即数据速率1)的有效SINR确定如下：

对对数单位，SINR_eff(1)＝SINR_rx-4.3dB＝1.8dB

表1的列4与5给出了第二速率组中各数据速率有效的与所需的SINR。

然后把数据流1和2有效的SINR与其所需SINR比较。再次，因为SINR_req(2)＝SINR_eff(2)且SINR_req＜SINR_eff(1)，这组数据速度受最小接收的6.1dB的SINR支持。

以上对“垂向“连续干扰对消方案作了描述，其中各发射天线发射一个数据流，而在接收机，连续干扰对消接收机的每一级通过处理来自一个发射天线的一个数据流而恢复该数据流。图4的曲线和查表是对这种垂向方案导出的。

本文描述的诸技术还用于“对角“连续干扰对消法，因而各数据流由多个(如全部N_T个)发射天线发射(而且可能跨过多个频率接收器)。在接收机，连续干扰对消接收机的各级都可检出来自一个发射天线的码元，然后用检自多级的诸码元恢复各数据流，对于该对角方案，可以导出并使用另一组曲线和另一个查表。本文描述的诸技术还可用于其它排序方案，而且在本发明范围内。

对于以上实例可以示明，对于对角连续干扰对消法，支持均匀分布数据速率所需的最小接收的SINR(即两数据流的频谱效率都是1.5bps/Hz)大约比第二速率组(即频谱效率为4/3和5/3)所需的最小的接收的SINR高0.6dB，实现这一增益不会使系统设计明显复杂。

对一给定的总频谱效率而言，为减小实现目标PER所需的最小接收的SINR，可对最后恢复的数据流指定最小可能的频谱效率，该频谱效率不会破坏任一前面恢复的数据流的无误差传播条件。若减小了最后恢复的频谱效率，则一个或多个先前给定的总频谱效率要被增大，以便实现给定的总频谱效率。这样，先前恢复数据流增大的频谱效率将导致更高所需的SINR。若任一早先恢复数据流的频谱效率增加得过高，则最小接收的SINR由该数据流所需的SINR决定，不是由最后恢复的数据流决定(均匀分布数据速率的情况)。

上例中，由于对稍后恢复数据流2指定了不会破坏最先恢复1的无误差传播条件的较小频谱效率，所以第二速率组要求较小接收的SINR。对于第一速率组，指定给数据流的频谱效率过于保守，故虽然保证了无误差传播，但通过对数据流2强制指定较高的频谱效率，也伤害了总性能。在比较中，第二速率组对数据流1指定一更实用的频谱效率而仍然保证无误差传播(虽然置信度比第一速率组低)。如表1所示，第一速率组数据流1的裕量为3.9dB，而第二速率组数据流1的裕量为1.4dB。

本文描述的诸技术还可对一给定的接收SINR(可以是MIMO系统的工作SINR)确定一组使总频谱效率最大的数据速率。在此场合中，根据给定的接收SINR，先用公式(7)确定N_T个数据流的一组有效的SINR。然后，确定组内各有效的SINR对目标PER的最高频谱效率，该最高频谱效率受该有效的SINR支持。应用存贮了频谱效率与有效SINR关系值的另一张查表来确定，对一组N_T个有效SINR得到一组N_T个频谱效率，接着确定对应于该组N_T个频谱效率的一组数据速率并用于N_T个数据流。该速率组对给定的接收SINR使总频谱效率最大。

在以上描述中，根据接收的SINR，用公式(7)确定数据流有效的SINR。如上所述，该公式包含各种对典型的MIMO系统一般正确的(在很大程度上)各种假设。而且，公式(7)也基于接收机应用的连续干扰对消处理导出。对不同的操作条件和/或不同的接收机处理技术，还可用不同的公式或查表确定数据流有效的SINR，这也包括在本发明范围内。

为了简化，专门对MIMO系统描述了数据速率确定，但这些技术也可用于其它多信道通信系统。

宽带MIMO系统会遇到频率选择性衰减，其特征是不同的衰减量跨过系统带宽。该频率选择性衰落引起码元间串扰(ISI)，该现象使接收信号里各码元对后面的码元产生畸变，因影响正确地检测接收的码元的能力而劣化了性能。

OFDM用于对抗ISI和/或某些其它因素。OFDM系统能把整个系统带宽有效地分成若干(N_F)频率子信道，也称为子带或频率区段。各频率子信道与各别调制数据的子载波相关联。根据发射与接收天线之间传播路径的特征(如多径分布)，OFDM系统的频率子信道也会经历频率选择性衰减。本领域已知，各OFDM码元重复一部分(即对各OFDM码元加一循环的前缀)，就可用OFDM对抗频率选择性衰减造成的ISI。

对于应用OFDM的MIMO系统(即MIMO-OFDM系统)，N_S条空间子信道的每一条都有N_F条频率子信道可作数据传输。各空间子信道的各频率子信道称为传输信道，N_F·N_S条传输信道用于N_T个发射天线与N_R个接收天线之间的数据传输。与上面对MIMO系统的相似，可对一组N_T个发射天线作上述的数据速率确定。或者，对N_F条频率子信道的每一条独立地确定该组N_T个发射天线的数据速率。

发射机系统

图5是发射机单元500的框图，它是图1发射机系统110的发射机部分的实施例。该例中，可对准备在N_T个发射天线上发射的N_T个数据流的每一个应用独立的数据速率和编码与调制方案(即基于每一天线的独立编码与调制)。用于每个发射天线的特定数据速率和编码与调制方案可根据由控制器130提供的控制而决定，并像上述一样确定数据速率。

发射机单元500包括：(1)TX数据处理器114a，按一独立编码与调制方案接收、编码和调制各数据流，提供调制码元，和(2)TX MIMO处理器120a，若应用OFDM，则进一步处理调制码元而提供传输码元。TX数据处理器114a和TXMIMO处理器120a分别是图1中TX数据处理器114和TX MIMO处理器120的一实施例。

在图5的特定实施例中，TX数据处理器114a包括多路分解器510、N_T个编码器512a～512t、N_T信道交织器514a～514t和N_T个码元映射元件516a～516t(即用于各发射天线的一组编码器、信道交织器和码元映射元件)，多路分解器510把话务数据(即信息位)对N_T个发射天线分成N_T个数据流以用于数据传输，这N_T个数据流与由速率控制确定的不同数据速率相关联，各数据流供给各自的编码器512。

各编码器512接收各自的数据流，按对该数据流选择的特定编码方案对其编码而提供编码的比特。编码提高了数据传输的可靠性。编码方案包括循环冗余检验(CRC)、卷积编码、Turbo编码、分组编码等的任意组合。然后把各编码器512编码的比特送到各自的信道交织器514，后者按特定的交织方案交织编码的比特。交织对编码的比特征提供时间分集，可根据用于该数据流的传输信道的平均SINR发射数据，对抗衰落，还可移除构成各调制码元的诸编码比特之间的相关性。

来自各信道交织器514的编码与交织的比特送到各自的码元映射元件516，后者把这些比特映射成调制码元。各码元映射元件516执行的特调制方案，由控制器130提供的调制控制确定。各码元映射元件516把若干组q_j编码与交织的比特分组以形成非二进制码元，再把各非二进制码元映射到与所选调制方案(如QPSk、M-PSk、MQAM或某一其它调制方案)对应的信号星座图中的一特定点。各映射的信号点对应于一M_j元调制码元，M_j对应于选用于第j发射天线的特定调制方案，M_j＝2^q _i。于是，码元映射元件516a～516t提供N_T个调制码元流。

在图5的特例中，TX MIMO处理器120a包括N_T个OFDM调制器，各OFDM调制器包含一逆傅立叶变换(IFFT)单元522和一循环前缀发生器524。各IFFT522接收来自相应码元映射元件516各个调制码元流，把几组N_F个调制码元分组以形成相应的调制码元矢量，并用逆快速傅立叶变换将各调制码元矢量转换成它的时域表示(称为一个OFDM码元)。IFFT522可设计成对任何数量的频率子信道(如8、16、32……N_F……)作逆变换。对每个OFDM码元，循环前缀发生器524重复一部分OFDM码元而形成相应的传输码元，循环前缀保证在有多径延迟扩散时该传输码元保持其正交特征，从而针对频率选择性衰落引起的信道扩散等有害路径效应改善了性能。然后，循环前缀发生器524把传输码元流供给有关的发射机122。若不用OFDM，则TX MIMO处理器120a把来自各码元映射元件516的调制码元流直接供给有关发射机122。

各发射机122接收和处理各自的调制码元流(对元OFDM的MIMO)或传输码元流(对有OFDM的MIMO)而产生已调信号，然后从有关天线124发射该已调信号。

还可实施其它发射单元设计且包括在本发明范围内。

下列美国专利申请详述了有和没有OFDM的MIMO系统的编码和调制：

美国专利申请序列号09/993,087，题为“Multiple-Access Multiple-InputMultiple-Output(MIMO)Communication System”2001年11月6日提交；

美国专利申请序列号09/854,235，题为“Method and Apparatus forProcessing Data in a Multiple-Input Multiple-Output(MIMO)CommunicationSystem Utilizing Channel State In formation”2001年5月11日提交；

美国专利申请序列号09/826,481和09/956,449，都题为“Method andApparatus for Utilizing Channel State In formation in a WirelessCommunication System”，分别于2001年3月23日和2001年9月18日提交；

美国专利申请序列号09/532,492，题为“High Efficiency HighPerfornnamce Communication System Employing Multi-Carrier Modulation”2000年3月30日提交。

这些申请全转让给本发明受让人，通过引用包括在这里。申请序列号09/276,075描述一编码方案，其中不同的速率的实现方法使用同一基码(如卷积码或Turbo码)编码数据并调整截短，以实现所需的速率。还可应用其它编码与调制方案且包括在本发明范围内。

接收机系统

图6是能实施连续对消接收机处理技术的RX MIMO/数据处理器160a的框图。该处理器160a是图1中RX MIMO/数据处理器160的一实施例。N_T个发射天线发射的信号被N_R个接收天线152a～152r接收并传给各自的接收机154，后者调节(如滤波、放大和下变频)各自收到的信号，对调节的信号作数字化，以提供相应的数据样流。

对于无OFDM的MIMO，数据样本代表接收的码元，然后各接收机154向RXMIMO/数据处理器160a提供各自接收的码元流，包括对于各码元周期所接收的一码元。

对于有OFDM的MIMO，各接收机154还包括循环前缀去除元件和FFT处理器(为简化，图6都未示出)，前者移去循环前缀(发射机系统对各传输码元都加插该前缀)，提供相应接收的OFDM码元。FFT处理器，然后变换各接收的OFDM码元，对N_F个频率子信道提供该码元周期接收的N_F个码元的矢量，于是N_R个接收机154把N_R个接收机的码元矢量提供给RX MIMO/数据处理器160a。

对有OFDM的MIMO，RX MIMO/数据处理器160a把N_R个接收的码元矢量流多路分解为N_F组N_R个接收的码元流，每条频率子信道一组，每组对一条频率子信道包括N_R个接受的码元流。于是RX MIMO/数据处理器160a处理每组N_R个接收的码元流，方法类似于对无OFDM的MIMO的N_R个接受的码元流的处理。本领域已知，根据某种其它排序方案，RX MIMO/数据处理器160a还对有OFDM的MIMO处理接收的码元。在任一场合中，RX MIMO/数据处理器160a都处理N_R个接受的码元流(对无OFDM的MIMO)或每组N_R个接收的码元流(对有OFDM的MIMO)。

在图6实施例中，RX MIMO/数据处理器160a包括多个连续(即级联)接收机处理级610a-610n，每个被恢复的发射数据流用一级。各接收机处理级610(除了末级610n)包括空间处理器620、RX数据处理器630和干扰对消器640，末级610n只包含空间处理器620n与RX数据处理器630n。

对第一级610a，空间处理器620a根据一特定空间或空间-时间接收机处理技术，接收并处理来自接收机154a～154r的N_R个接收的码元流(记为矢量y ¹)，提供(多达)N_T个检出的码元流(记为矢量)。对有OFDM的MIMO，N_R个接受的码元流包含对一条频率子信道接收的码元。把对应于最低数据速率的检出的码元流

选送给RX数据处理器630a。处理器630a再处理(如解调、解交织与译码)为第一级所选的检出的码元流

提供译码的数据流，空间处理器620a还提供信道响应矩阵H的估值，用于执行对所有级的空间或空间-时间处理。

对第一级610a，干扰对消器640a还从接收机154接收N_R个接收的码元流(即矢量y ¹)，还接收来自RX数据处理器630的译码的数据流并作处理(如编码、交织、调制、信道响应等)，求出通信系统N_R个重调的码元流(记为矢量i ¹)，即刚恢复的数据流造成的干扰分量估值。然后从第一级的输入码元流中减去重调的码元流，得出通信系统个修正的码元流(记为矢量y ²)，包括除了被减(即被对消)的干扰分量以外的全部内容。于是，把通信系统N^R个修正的码元流送到下一级。

对第二级到末级610b～610n，该级的空间处理器接收处理来自前级干扰对消器的通信系统N_R个修正的码元流，得出该级检出的码元流。对应于该级最低数据速率的该检出的码元流被RX数据处理器选择并处理，为该级提供译码的数据流。对第二级到倒数第二级的每一级，该级的干扰对消器接收来自前一级干扰对消器的通信系统N_R个修正的码元流和来自同级内RX数据处理器译码的数据流，得出通信系统N_R个重调的码元流，并对下一级提供通信系统N_R修正的码元流。

前述美国专利申请序列号09/993,087和09/854,235都详述了该连续对消接收机处理技术。

各级的空间处理器620实施特定的空间或空间-时间接收机处理技术，所用的专用接收机处理技术一般取决于MIMO信道的特征，即或是非色散的或是色散的。非色散的MIMO信道经受平坦衰落(即整个系统带宽的衰减量接近相同)，色散的MIMO信道碰到频率选择性衰落(例如系统带宽内的衰减量不同)。

对于非色散MIMO信道，可用空间接收机处理技术处理接收的信号，以提供检出的码元流。这些空间接收机处理技术包括信道相关矩阵求逆(CCMI)技术(也称作迫零技术)和最小均方差(MMSE)技术。其它空间接收机处理技术也可应用且包括在本发明范围内。

对于色散MIMO信道，信道的时间色散引起码间串扰(ISI)。为改进性能，设法恢复一特定发射数据流的接收机既要修正来自其它发送的数据流的干扰(即串扰)，也要修正来自所有数据流的ISI。为对抗串扰与ISI二者，可用空间-时间接收机处理技术处理接收的信号而提供检出的码元流。这些空间-时间接收机处理技术包括MMSE线性均衡器(MMSE-LE)，判决反馈均衡器(OFE)、最大似然序列估计器(MLSE)等。

前述美国专利申请序列号09/993,087、09/854,235、09/826,481和09/956,44都详述了CCMI、MMSE、WAXSE-LE和DFE技术。

本文描述的数据速率测定和数据传输技术可用各种方式实施，如把这些技术以硬件、软件或其组合方式来实施。对硬件实施，测定发射机数据速率和发射机/接收机处的数据传输的诸元件可构制在一个或多个应用专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(OSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计成执行本文所述功能的其它电子单元及其组合体内。

对软件实施，数据速率确定与发射机/接收机处处理的某些方面可用执行本文所述功能的模块(如步骤、功能等)实施。软件代码可被存入存储单元(如图1的存储器132)由处理器(如控制器130)执行，存储单元可做在处理器内或微处理器外，可通过本领域已知的各种方式与处理器通信耦合。

文内标题供参考，以帮助查找某些章节。标题并不限于在其下所述的理念范围，这些理念适用于整个说明书的其它部分。

前述诸实施例使本领域技术人员能制作或使用本发明，他们显然明白诸实施例的各种修改，本文限定的一般原理适用于其它实施例而不违背本发明的精神或范围。因此，本发明并不限于本文示出的诸实施例，而是符合与本文揭示的原理和新颖特征相一致的最宽泛的范围。

Claims (30)

1.一种在多信道通信系统中对通过多条传输信道发射的多个数据流确定数据速率的方法，所述方法包括：

对用于多个数据流的多个数据速率的每个确定所需的信号对噪声与干扰比SINR，其中至少两个数据速率不相等；

部分地根据接收机处的连续干扰对消处理确定所述多个数据流中每一个的有效SINR，以恢复所述多个数据流；

把每个数据流所需的SINR与该数据流的有效SINR作比较；以及

根据所述比较结果判断是否支持所述多个数据速率。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多个数据流在多输入多输出MIMO通信系统中通过多个发射天线被发射。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，每个数据流通过各自的发射天线发射，每个数据流的有效SINR根据用于该数据流的满发射功率确定。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还根据指示所述多条传输信道操作条件的接收的SINR，确定每个数据流的有效SINR。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，根据所述多个数据流中一个数据流所需的SINR确定接收的SINR。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述接收的SINR特定于通信系统。

7.如权利要求4所述的方法，其特征在于，在接收机处估计所述接收的SINR。

8.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述连续干扰对消处理在每一级恢复一个数据流，各恢复的数据流的有效SINR估计为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{eff}}\left(k\right)=\left[\frac{N_R-N_T+k}{N_T{N}_R}\right]{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{rx}}$ 方程式(9)

式中SINR_eff(k)是k级中恢复的数据流的有效SINR，

SINR_rx是接收的SINR，

N_T是用于数据传输的发射天线的数目，

N_R是接收天线的数目。

9.如权利要求4的方法，其特征在于还包括：

评估多个数据速率；以及

选择与最小的接收的SINR关联的速率组用于所述多个数据流。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，选择每个速率组中的多个数据速率以实现规定的总频谱效率。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据查表确定每个数据速率所需的SINR。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，若每个数据速率所需的SINR小于或等于该数据的有效SINR，则认为所述多个数据速率受支持。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通信系统执行正交频分复用OFDM。

14.一种在多输入多输出MIMO通信系统中对通过多个发射天线的多个数据流确定数据速率的方法，所述方法包括：

确定指示MIMO系统操作条件的可操作的信号对噪声与干扰比SINR：

确定用于所述多个数据流的多个数据速率所需的SINR，其中至少两个数据速率不相等，并选择所述多个数据速率以实现规定的总频谱效率；

在接收机处根据所述可操作的SINR和连续干扰对消处理技术确定所述多个数据流中每一个的有效SINR；

把每个数据流所需的SINR与该数据流的有效SINR作比较；和

根据所述比较结果确定是否支持所述多个数据速率。

15.一种在多信道通信系统中对通过多条传输信道发射的多个数据流确定数据速率的方法，其特征在于，包括：

确定接收的SINR，其指示多条传输信道的操作条件；

在接收机根据所述接收的SINR和连续干扰对消处理确定所述多个数据流中每一个有效的SINR，以恢复多个数据流；和

通过比较每个数据流所需的SINR和该数据流的有效SINR来确定每个数据流的数据速率，其中至少两个数据速率不相等。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，确定每个数据流的数据速率，使该数据流所需的SINR小于或等于该数据流的有效SINR。

17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述接收的SINR特定于所述通信系统。

18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，在所述多输入多输出MIMO通信系统中通过各自的发射天线发射每个数据流。

19.一种多信道通信系统中的设备，所述设备包括：

对用于通过多条传输信道发射的多个数据流的多个数据速率的每一个确定所需的信号对噪声与干扰比SINR的装置，其中至少两个数据速率不相等；

在接收机处部分地根据连续干扰对消除处理确定所述多个数据流中每一个的有效SINR以恢复多个数据流的装置；

把每个数据流所需的SINR与该数据流的有效SINR作比较的装置；和

根据所述比较结果判断是否支持多个数据速率的装置。

20.如权利要求19所述的设备，其特征在于，还包括：

评估多个数据速率组的装置，和

选择与最小接收的SINR关联的速率组用于所述多个数据流的装置。

21.如权利要求19所述的设备，其特征在于，所述多信道通信系统是多输入多输出MIMO通信系统。

22.如权利要求21所述的设备，其特征在于，所述MIMO系统执行正交频分复用OFDM。

23.一种包括如权利要求19的设备的基站。

24.一种包括如权利要求19的设备的无线终端。

25.一种多输入多输出MIMO通信系统中的发射机单元，所述发射机单元包括：

对通过多个发射天线发射的多个数据流确定多个数据速率的控制器，其确定方法是：

确定多个数据速率中每一个所需的信号对噪声与干扰比SINR，其中至少两个数据速率不相等，

在接收机处部分地根据连续干扰对消处理确定所述多个数据流中每一个的有效SINR，以恢复多个数据流，

把每个数据流所需的SINR与该数据流的有效SINR作比较，和

根据所述比较结果判断是否支持多个数据速率；

以确定的数据速率处理每个数据流以提供各自的码元流的发射TX数据处理器；和

一个或多个发射机，能处理多个数据流的多个码元流，提供适合通过多个发射天线传输的多个调制的信号。

26.如权利要求25所述的发射机，其特征在于，控制器还确定用于所述多个数据流的数据速率，其方法是：

评估多个数据速率组，和

选择与最小接收的SINR关联的速率组。

27.一种包括如权利要求25的发射机单元的基站。

28.一种包括如权利要求25的发射机单元的无线终端。

29.多输入多输出MIMO通信系统中的一种发射设备，所述发射设备包括：

对用于在MIMO系统中通过多个发射天线发射的多个数据流的多个数据速率中每一个确定所需的信号对噪声与干扰比SINR的装置，其中至少两个数据速率不相等；

在接收机处部分地根据连续干扰对消处理确定所述多个数据流中每一个的有效SINR以恢复多个数据流的装置；

把每个数据流所需的SINR与该数据流的有效SINR作比较的装置；

根据所述比较结果判断是否支持多个数据速率的装置；

处理每个数据流以提供各个码元流的装置；和

处理所述多个数据流的多个码元流以提供适合通过多个发射天线传输的多个调制信号的装置。

30.多输入多输出MIMO通信系统中的一种接收单元，所述接收单元包括：

接收MIMO处理器，使用连续干扰对消处理来接收和处理多个接收的码元流以提供为多个发射的数据流的多个检测的码元流，一个检测的数据流是为所述连续干扰对消处理的每一级而检测；和

接收数据处理器，用于处理每个检测的码元流，以提供相应的解码的数据流，而且

其中通过以下方法确定所述多个发射的数据流的数据速率：确定指示通信系统操作条件的接收的信号对噪声与干扰比SINR，根据所述接收的SINR和连续干扰对消处理确定所述多个数据流中每一个的有效SINR，再通过比较每个数据流所需的SINR和该数据流的有效SINR来确定每个数据流的数据速率，其中至少两个数据速率不相等。

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