TWI261960B - Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters - Google Patents

Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters Download PDF

Info

Publication number
TWI261960B
TWI261960B TW091119039A TW91119039A TWI261960B TW I261960 B TWI261960 B TW I261960B TW 091119039 A TW091119039 A TW 091119039A TW 91119039 A TW91119039 A TW 91119039A TW I261960 B TWI261960 B TW I261960B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
transistor
switch
terminal
turned
circuit
Prior art date
Application number
TW091119039A
Other languages
English (en)
Inventor
Alan Elbanhawy
Original Assignee
Fairchild Semiconductor
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fairchild Semiconductor filed Critical Fairchild Semiconductor
Application granted granted Critical
Publication of TWI261960B publication Critical patent/TWI261960B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/12—Modifications for increasing the maximum permissible switched current
    • H03K17/122—Modifications for increasing the maximum permissible switched current in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Description

1261960
五、發明說明（1 ) [01]本申明案主張於2〇〇丄年8月23日提出申請之名稱 為”Method and Circuit for Reducing L〇sses in DC-DC C0nverters”的美國專利第6〇/3l4,6〇7號專利 案優先權，该美國專利申請案係被併合作為參考。 [〇2]本發明係有關於積體電路，更特別地，係有關於實 現更有效率之直流對直流轉換器的方法和電路。 [〇3]其中一種類型的DC-DC轉換器使用電晶體開關，該 等電晶體開關係被控制俾可週期性地把電荷從一輸 電壓源轉移到一負載裝置，橫跨該負載裝置，該輸電 壓係被建立。雖然實現這種類型的切換轉換係有不同的方 式，最普遍的技術係使用電感器和電容器作為能量儲存元 件及一個或多個M0SFET作為切換元件。 [〇4]要提升轉換器的效率，已嘗試把切換元件 (MOSFETs)上的損失減至最小程度。在DC_DC轉換器中的 損失係有三種：（i)傳導損失、（ii)動力損失、及（iii) 閘極電容切換損失。傳導損失係直接與該切換電晶體的開 態電阻成比例，在MOSFETs的情況中會是橫跨其之源極與 汲極的開態電阻（RDSon)。傳導損失亦直接與驅動該切換 電晶體之控制訊號的脈衝保持時間與間歇時間之比（duty cycle)和負載電流成比例。動力損失係直接與該控制訊 號的上升和下降時間以及該輸入DC電壓和負載電流的大 小成比例。閘極電容切換損失係直接與該閘極電荷Qg、切 換頻率和閘極電壓成比例。就大負載電流而言，該動力和 傳導損失在大小上係遠比該閘極電容切換損失大。然而， 1261960 五、發明說明（2 )
該閘極電容切換損失在較低的負載電流時係變成顯性的。 [〇5]就一約定的輸入DC電壓、輸出電壓、及大負載電流 而言，為了降低該傳導損失，係希望降低RDSon。這是典 型地藉由使用較大或者數個MOSFETs來達成。然而，較大 的MOSFETs具有導致較慢之控制訊號上升與下降時間之 較大的閘極電荷Qg而因此較大的動力損失。相反地，為了 降低該動力損失’係希望降低需要較小之]yjOSFETs的閘極 電荷Qg，其導致增加的RDS〇n*因此增加的傳導損失。這 個無法同時達成兩個目標之間所保持的平衡（trade-〇ff ) 強迫習知的設計在兩種損失類型之間妥協，導致效率上的 較不最佳設計。而且，係希望提供一種能夠被控制俾把高 與低負載電流之損失皆降至最小程度的轉換器。 [〇6]根據本發明，一切換轉換器包括兩個被並聯地連接 在兩個端之間的電晶體Q1*Q2。電晶體Q1係被予以充份 利用俾可降低動力損失而電晶體Q2係被予以充份利用俾 可降低傳導損失。Q1和Q2係被構築和運作以致於該轉換器 的動力損失係實質上由〇1指定而該轉換器的傳導損失係 實質上由Q2指定。因此，出現在習知技術中之這兩種類型 的損失之間之無法同時達成兩個目標之間所保持的平衡係 被消除，允許動力和傳導損失被獨立地降低。此外，以和 Q2之運作的形式和特定的結構致使當在低負載電流狀態 下運作時該閘極電容切換損失的降低。 [〇7]在一個實施例中，一電路包括一第一開關和一連接 至該第-開關的控制器塊。該第一開關包括被並聯地連接
1261960 五、發明說明（3) 在第 興弟二知之間的第一和第二電晶體。該第二電晶體 在尺寸上係比該第-電晶體A。如果—個要經由該第一開 關傳輸的第一電流係比一預定晉 置大的話’那麼該控制器塊 係運作俾藉由：⑴打開該第-電晶體以致於在該第二端 的電壓位準開始向在該第_端之預定的電壓位準移動，及
Ui)在該第-端之電壓位準到達_個實f上與該預定之 電壓位準相等的電壓位準之後打開該第二電晶體，來打開 該第一開關。 [08] 在另-實施例中，於該第二電晶體被打開之後，該 第-電流的本質部份係經由該第二電晶體來被傳輸。 [09] 在另一實施例中，如果該第一電流係比該預定的量 少的話，該控制器塊係藉著打開該第—電晶體和保持該第 -電曰曰體於關閉狀態來打開該第一開關以致於該第一電流 係僅經由該第一電晶體來被傳輸。 [10] 在另-實施例中，該第—電晶體具有—個比該第二 電晶體低的閘極電容，而該第二電晶體具有_個比該第一 電晶體低的開態電阻。 [11] 在另一實施例中，如果該第一電流係比該預定的量 大的活’該控制器塊係運作俾藉由：（i)初始地把該第二 電晶體關閉以致於該第一電流係僅經由該第一電晶體來被 傳輸’及（11)然後把該第一電晶體關閉以致於沒有電流係 經由該第一開關來被傳輪，來把該開關關閉。 [12] 在另一實施例中，該第一端係連接到一輸入源而該 第二端係連接到一輸出負載，而且該電路更包括一第二開 1261960 五、發明說明（4) 關，該第二開關具有並聯地連接在該輸出負載與一參考源 之間的第三和第四電晶體。該控制器塊係連接到該第二開 關以致於當該第一開關係開啟時該第二開關係關閉且反之 ^ 亦然。 ， [131在另一實施例中，該第三電晶體在尺寸上係比該第 四電晶體小，而且如果該第一電流係比該預定的量大時， 該控制器塊係藉著：（i)初始地把該第三電晶體打開以致 於在該冑出負載的電壓位準向在該參考源的參考電位下 降，及（11)然後於在該輸出負載之電壓位準到達一個實質 上與該參考電位相等的電壓位準之後打開該第四電晶體， 來把該第二開關打開。 [14] 在另一實施例中，如果該第一電流係比該預定的量 小的話，該控制器塊係藉著僅把該第三電晶體打開並且保 持該第四電晶體在關閉狀態來把該第二開關打開。 [15] 在另一實施例中，該第三電晶體具有一個比該第四 t晶體低的閘極電容而且該第四電晶體具有一個比該第三 電晶體低的開態電阻。 [16] 根據另一實施例，一種轉換器電路包括一第_開 •關，該第一開關包括並聯地連接在第-與第二端之間的第 一和第二電晶體。該第_電晶體在尺寸上係比該第二電晶 體小。-種運作該轉換器電路的方法係如下。該第一開關 在-第-週期係被關閉，而在一第二週期係被開啟。在— 個從該第一週期到該第二週期的轉態期間，該第一電晶體 係被打開以致於在該第二端的電壓位準係開始向在該第— 1261960
五、發明說明（5) 端之預定的電壓位準移動。如果-個要經由該第一開關來 被傳輸的第一電流係比一預定的量大的話，該第二電晶體 係在該第一端的電壓位準到達一 個K質上與該預定之電壓 位準相等的電壓位準之後被打開。 [17]在另-實施例中’於打開該第一電晶體之時，該第 一電晶體把該第一電流從該第一端傳輸到該第二端，而且 於打開該第二電晶體之時，就該第二週期的持續期間，該 第二電晶體把該第一電流的本質部份從該第一端傳輸到該 第二端。 U8]在另一實施例中，該第一開關係在一第三週期中被 關閉，而且在一個從該第二週期到該第三週期的轉態期 間··（ i)該第二電晶體係被關閉以致於該第一電流係僅經 由該第一電晶體來被傳輸到該第二端，及（ii)在從關閉該 第二電晶體起之一預定的時間延遲之後，該第一電晶體係 被關閉以致於沒有電流係經由該第一開關來被傳輸。 [I9]在另一實施例中，如果該第一電流係比該預定的量 小的話，在該第二週期的持續期間該第二電晶體係被保持。 [2〇]在另一實施例中，該第一電晶體具有一個比該第二 電晶體低的閘極電容，而且該第二電晶體具有一個比該第 一電晶體低的開態電阻。 [213在另一實施例中，該轉換器電路更包括一第二開 關。在該第一週期中，該第一開關係被關閉且該第二開關 係被打開，而在該第二週期中，該第一開關係被打開而該 第二開關係被關閉。 1261960 五、發明說明（6 ) :22]在另一實施例中，該第一端係連接到一輸入源而該 第二端係連接到―輸出負載。該第二開關具有被並聯地連 接在4輸出負載與_參考源之間的第三和第四電晶體。該 第一電日日體在尺寸上係比該第四電晶體小。在該從第一週 期到4第一週期的轉態期間，該第二開關係藉由：⑴關 該第四電晶體，及(ii)在從關閉該第四電晶體起之一預 疋的時間延遲之後，關閉該第三電晶體以致於沒有電流係 經由該第二開關來被傳輸，來被關閉·。 [23] 在另一實施例中’該第三電晶體具有一個比該第四 電晶體低的閘極電容而該第四電晶體具有一個比該第三電 晶體低的開態電阻。 [24] 後面的詳細描述及附圖提供本發明之特質和優點 之較佳的了解。 [25] 第la圖顯示本發明之典型實施例之切換轉換器的 簡化實施； 丨 叫第：^圖顯示用來描述在第以圖中所示之切換轉換 器之運作的時序圖； [27] 第h圖顯示一個眾所周知為同步Buck轉換器的切 換轉換器’其業已根據本發明來被變化俾改進其之效率； [28] 第2b圖顯示用來描述在第以圖中所示之切換轉換 器之運作的時序圖；及 [29] 第3a,3b,和Sc圖顯示三種不同類型的^ — %轉換 益’而且係被提供來描繪該等不同類型的轉換器係如何根 據本發明來被變化俾改進它們的效率。 9 1261960
五、發明說明（7) [3〇]根據本發明，用於實現藉由降低傳導損失、動力損 失、和閘極電容切換損失來改進切換效率之切換轉換器的 方法和電路係被提供。該切換轉換器包括兩個並聯地連接 在兩個端之間的電晶體Q1*Q2。電晶體^係被予以充份 利用俾可降低動力損失而電晶體Q2係被予以充份利用俾 可降低傳導損失。Q1和Q2係被構築和運作以致於該轉換器 的動力損失係實質上由以指定而該轉換器的傳導損失係 實質上由Q2指定。因此，呈現在習知技術中之在這兩種類 型之損失之間之無法同時達成兩個目標之間所保持的平衡 係被消除，允許動力和傳導損失被獨立地降低。此外，Q1 和Q2之運作的形式和特定的結構致使當在低負載電流狀 態下運作時該閘極電容切換損失的降低。 [31]在一實施例中，電晶體^係被作成相當小具有一小 Qg而且係被控制來在切換周期期間供應負載電流。電晶體 Q2係被作成比Q1大而且係被控制俾在切換周期期間被關 閉而在開啟週期期間被打開俾供應該負載電流的本質部 份。在這形式下，僅藉著在切換周期期間切換Q1的較小的 閘極電荷，較快的控制訊號上升與下降時間及因此較低的 動力損失係被達成。同時，就相當大尺寸的Q2而言，低開 態電阻及因此低傳導損失係在該開關係開啟的期間被達 成。當在低負載電流狀態下運作時，該大電晶體Q2的高傳 導能力不是必需的，而因此係全時間被保持關閉。在這形 式下，僅Q1的小閘極電荷（不是Q1和Q2兩者的閘極電荷） 係在每一週期中被切換。因此，該閘極電容切換損失在低 10 1261960 五、發明說明（Ο 負載電流狀態下係被降低。據此，轉換器的動力損失、傳 導損失、和閘極電容切換損失係在沒有彼此不利地衝擊對 方下被獨立地降低’而因此該轉換器的效率係被明顯地改 . 進。 • [32]第1 a圖描繚本發明之一典型實施例之切換轉換器 10 0的簡化實施。開關10 0包括一對被連接在一輸入源1工〇 與一輸出負載1〇4之間之並聯地連接的切換]y[〇SFET Q1和 ^ Q2，Q2在尺寸上係比Qi大（即，具有.較低的開態電阻）。 在一個實施例中，Q2係比Q1大若干倍。一控制器塊1〇2分 開地驅動電晶體Q1和Q2的閘極。開關1〇〇的運作係接著利 用在第lb圖中所示的時序圖來被描述。 [33]在第1b圖中，該開啟-週期（即，在其期間開關1〇〇 被開啟的週期）係被用來描述開關1 〇 〇的運作。在時間t工 之前’開關100係被關閉且在節點112處的切換訊號…係 處於低參考電位。於時間11，控制器塊1 〇 2係藉由把Q1的 閘極電壓VG1升高來把Q1打開。這開始電荷從輸入源110 傳輸到輸出負載1 〇4的處理。在一時間延遲之後，於時間 t 2 ’控制器塊1 0 2係藉由把Q2的閘極電壓VG2升高來把電 ^ 晶體Q2打開。電壓訊號VG1和VG2係被計時以致於該較大 的電晶體Q2係在該輸出電壓Vs到達一個實質上與由輸入 源11 0所供應之電壓相同的位準之後被打開。在這形式 下’在Q2被打開時，該切換，就大部份而言，已由Q1完成。 因此’當Q2係在時間12被打開時，微小到沒有的動力損失 係出現於Q2。在第lb圖中，在Vs中之於時間12的小階級 1261960 五、發明說明（9) 反映因Q2 (由於其之很低的開態電阻）打開而起之橫跨開 關1 0 0之電壓降的降低。 [34]如由第lb圖中之電流波形工Q1 (通過Q1的過渡電流） 和IQ2 (通過Q2的過渡電流）所示，在僅以被打開時的時間 tl與t2之間，Q1把該負載電流供應到負載1〇4。在時間t2 之後，當Q1和Q2皆被打開時，由於Q2是為一個比Q1大之 具有較低開態電阻的電晶體，該負與電流的大部份量係由 Q2供應。僅該負載電流的小部份（在第lb圖中顯示如工工） 係由Q1供應。因此，該轉換器傳導損失主要係出現於Q2。 [3 5 ]於該工作循環的結束之時當開關χ 〇 〇要被關閉時， 控制器塊1 〇 2首先藉由在時間t3降低其之閘極電壓VG2來 把Q2關閉。Q2因此停止把該負載電流供應到負載1〇4。然 而，電晶體Q1於這時係依然打開而因此電晶體Q2_關閉就 開始把该負載電流供應到該負載。如由該Vs波形所顯示， 於時間t3當該負載電流從流過〇2切換到流過以時，…下 降一個反映Q1之較高開態電阻的微小量。於時間1：4，qi 係亦被關閉而因此該負載電流係被關閉。就〇1和的皆處於 關閉狀態而言，一個低-側開關（圖中未示）把▽{3拉至一個 低參考電位。因此，於該工作循環的結束之時，如同於該 工作循環的開始之時，該切換損失主要係出現於qi。 [36]如所能見到，這技術在沒有彼此不利地衝擊對方下 允許Q!的尺寸被予以充份利用俾可降低動力損失及允許 Q2的尺寸被予以充份利用俾可降低傳導損失。據此， MOSFET Q1係能夠選擇小尺寸俾可在沒有致使傳導損失增
1261960 五、發明說明（10 加下獲得低的動力損失，而M0SFET Q2係能夠選擇較大的 尺寸俾可在沒有招致任何在動力（或切換）損失上的不利 下獲得低的傳導損失。 [37]本發明的另一有利特徵是為在非常低到適度低的 負載電流狀態下它允許實現高很多的效率，在該非常低到 適度低的負載電流狀態，轉換器損失係主要地由閘極電容 切換支配。該閘極電容切換損失係大約如下：
[3 8] Qg X閘極電壓X切換頻率 [39]藉著在全部時間僅切換^且保持a關閉，被切換之 閘極電荷Qg的量係被降低到該較小之電晶體Q1的閘極。因 此，在小量負載電流狀態下的轉換器損失係被實質上降 低。在攜帶型計算裝置（例如，膝上型電腦）上這是尤其有 利的，其中，大部份的時間（6 〇 % - 7 〇 % )該攜帶型裝置可以 在非常低的負載電流狀態下運轉。 [4〇]在一個實施例中，M〇SFETs Q1和q2係被形成於一 個單一積體電路動力裝置上，該裝置具有一個連接到以和 Q2之汲極的汲極端、一個連接到Q1和Q2之源極的源極 端、及兩個連接到Q1和Q2之個別之閘極的閘極端。在另一 貫施例中，Q1和Q2係被形成如分開的動力]yjOSFET組件。 前者的整合實施例產生較低的寄生電導率、較低的PCB足 跡、及較低的裝置成本。 [4 1 ]第1 a圖顯示在高-側開關中本發明的實施。在這個 揭露之下，一低-側開關實施，或者在任何具有一個或多 個M0SFET開關之DC-DC轉換器中本發明的實施，對於熟知 13 1261960 五、發明說明（11 ) 技術的人仕來說會是顯而易知的。 [42]第2a圖顯不一個眾所周知為同步Buck轉換器的切 換轉換’其業已根據本發明來作改變以改進其之效率。 其他類型的DC -DC轉換器能夠被類似地改變以改進它們的 效率。在第2a圖中的轉換器包括被串聯地連接在一輸入源 2 1 〇與一參考源2 I2之間的一高一側開關2 〇 〇和一低-側開 關206。高-側開關200包括一對MOSFET Q1和Q2，它們 係以與在第la圖中之開關1〇〇内之qi和Q2類似的形式被 並聯地連接在輸入源2 1 0與中間節點Vs 2 0 8之間。驅動器 D1係被連接俾可驅動Q1的閘極，而驅動器D2係被連接俾 可驅動Q2的閘極。低-侧開關2 0 6包括一對被並聯地連接 在中間節點Vs 2 08與參考源212之間的MOSFET Q3和Q4。 在一個實施例中，參考源2 12是為接地電位。驅動器D3係 被連接俾可驅動Q3的閘極，而驅動器D4係被連接俾可驅動 Q4的閘極。中間節點Vs係經由一個普遍地使用於Buck轉 換器的LC濾波器來連接到負載204。 [4 3]以上所述之相同的技術係使用於高-側開關200與 低-側開關2〇6中之每一者俾可把整體的轉換器損失減少 到最低程度。在高-侧開關2 〇 〇中，Q1在尺寸上係比Q2小， 而在低-側開關2 〇 6中，Q3在尺寸上係比Q4小。較小的Q1 和Q3係被予以充份利用俾可把切換損失減至最小程度，而 較大的Q2和Q4係被予以充份利用俾可把傳導損失減至最 小程度。在第2a圖中之轉換器的運作係利用第2b圖作描 述。 14 1261960 五、發明說明（I2)
[44] 再一次，該開啟-週期係被用來描述在第2a圖中之 轉換器的運作。於該工作循環的開始之時，在時間tl之 前，Q1和Q2係關閉而Q3和Q4係開啟。因此，Vs係實質上 與參考源212的電位相同。由於Q4係比Q3大，Q4係比Q3 供應該負載電路的較大的部份。於時間11 ,驅動器D4把Q4 關閉，而然後於時間t2，驅動器D3把Q3關閉。因此，在 tl與t2之間，Q4關閉，Q3供應該負載電流。…係被顯示 於11稍微增加，反映Q3之較高的開態‘電阻。因此，在時間 12，由於Q4係先前地關閉，僅Q3係運作來關閉該負載電 流，而因此切換損失係主要地由較小的Q3指定。 [45] 於時間t3，驅動器D1把Q1打開，而然後於時間t4 驅動器D2把Q2打開。Q1和Q2係以與第]^圖中之開關ι〇〇 相關之以上所述之相同的形式運作，而因此與第la圖中之 相同的效率係被獲得。在t2與t3之間的時間延遲係被包括 俾可確保在從關閉低-側開關2 〇 6到打開高-側開關2 〇 〇的 轉態期間沒有交錯電導發生（即，沒有電流經由該兩個開 關來從輸入源210流動到參考源212)。 [4 S]於在t4與t5之間的時間期間（該工作循環的非切 換周期或電導）該負載電流係如上所述主要地經由Q2來被 供應到負載2〇4。由於Q2的低開態電阻，開關2〇〇的傳導 損失係被實質上降低。於該開啟週期的結束之時，剛在時 間t5之前，Q1和Q2係開啟而Q3和Q4係關閉。因此，於這 時VS係實質上與由輸入源21〇所提供的供應電壓相同。於 時間t5，驅動器D2把Q2關閉，而然後於時間t6 ,驅動器 15 1261960 五、發明說明（l3) D1把Q1關閉。如與第la圖相關的以上所述，由於僅^作 用來把負載電流關閉，這導致低切換損失的結果。 [47]於時間t7,驅動器D3把Q3打開，而然後於時間亡8， 驅動器D4把Q4打開。在這形式下，初始地。係用來供應 泫負載電流俾可降低VS，而然後Q4係被打開俾可在該關閉 _週期期間維持該負載電流。再一次，該切換損失係由較 小尺寸的Q3控制，而傳導損失係由較大尺寸的以控制。在 t6與t7之間的時間延遲係被包括俾可確保在從關閉高一側 開關2 0 0到打開低-侧開關2 0 g的轉態期間沒有交錯電導 出現（即，沒有電流經由該兩個開關來從輸入源11〇流動到 參考源212)。 [4 8]在一個實施例中，MOSFET Q1,Q2,Q3,和Q4係被 形成於一個單一積體電路動力裝置上，該裝置具有一個被 連接來接收該輸入源的輸入端、一個被連接來接收該參考 源的參考端、一個被連接來驅動一負載的輸出端、及四個 各被連接來接收來自四個驅動器中之對應之一者之訊號的 閘極端。在另一實施例中，M〇SFET Q1,Q2,Q；3jQ4係 被形成如四個如在第2a圖中所示之相互連接來形成一 DC_DC轉換器之分開的積體電路組件。在又另一實施例 中，Q1和Q2係被形成於一個積體電路上而”和以係被形 成於一第二積體電路上。 [49]該Buck轉換器的其他實施亦是有可能的。例如，低 -侧開關2〇6可以被改變來僅具有一個M〇SFET而不是兩 個，或者，高-側開關2 0 0可以被改變來僅具有一個m〇sfet
1261960 14 五、發明說明 不疋兩個彡些貫施於在效率上相同之損失下希望獲得 較低面積消耗的應用上會係非常有用的。 [5 0 ]雖然本發明業已利用一特定類型的DC _ 轉換器 (即Buck轉換器）來作描述，本發明係不被受限如此。 熟头此項技術之人仕能夠在鑑於這揭露下改變其他類型的 轉換器來實質上改進它們的效率。能夠被改變來改進它們 之效率之不同類型之轉換器的三個例子係被顯示於第3 a 至圖。第3a圖顯示一升壓（B〇〇st)轉換器。在這裡，開 關3〇6月b夠由一對並聯地連接的jy[〇SFET Q1和Q2替代。二 極體3 0 8可以類似地由一對並聯地連接的M〇SFET 〇3和 替代，它們的閘極會由PWM 3 00控制。在這情況中，Q1和 Q2係與第2a圖中的Q1和Q2類似地被定以尺寸和作用，而 Q3和Q4係與第2a圖中的Q3和Q4類似地被定以尺寸和作 用。 [51]第3b圖顯示一回程（Flyback)轉換器。在這裡， 開關3 10可以由一對並聯地連接的m〇SFET Q1和Q2替代。 二極體312可以類似地由一對並聯地連接的]y[〇sFET Q3和 Q4替代，它們的閘極會由PWM 3 0 0控制。在這情況中，qi 和Q2係與第2a圖中的Q1和Q2類似地被定以尺寸和作用， 而Q3和Q4係與第2a圖中的Q3和Q4類似地被定以尺寸和作 用。 [52] 第3c圖顯示一正向（Forward)轉換器。在這裡， 開關314可以由一對並聯地連接的MOSFET Q1和Q2替代。 二極體3 16a可以類似地由一對並聯地連接的MOSFET Q3 17 1261960
五、發明說明（l5) 和Q4替代，它們的閘極會由PWM 3 00控制。此外二極體 316b可以由一對並聯地連接的jyiOSFET Q5和Q6替代，它 們的閘極會由PWM 3 00控制。在這情況中，Q1和Q3在尺寸 和作用上係對應於第2 a圖中的Q1，而Q2和Q4在尺寸和作 用上係對應於第2a圖中的Q2。然而，Q1和Q3中之每一者 係必須使用一分開的驅動器，而類似地，Q2和Q4中之每_ 者係必須使用一分開的驅動器。Q5和Q6係以與第2 a圖中 之Q3和Q4類似的形式來被定以尺寸和.作用。 [53] 很多其他類型的轉換器係能夠被類似地改變俾可 改進它們的效率。 [54] 雖然以上是為本發明之實施例的完整描述，要使用 各式各樣之另一選擇、改變和等效物是有可能的。例如， 雖然本發明係利用M0SFET技術來作描述，以像雙極性或 石申化鎵般之其他類型的技術來實施本發明在這揭露下對於 熟知此項技術之人仕來說係顯而易知的。因此，本發明的 範圍不應該根據以上之描述來被決定，而是應該根據後附 之申請專利範圍，及它們全部之等效物的範圍來被決定。 元件標號對照表 Q1 電晶體 100 開關 110 輸入源 2 0 0 南-侧開關 210 輸入源 208 中間節點 Q2 電晶體 104 輪出負載 102 控制器塊 2 0 6 低—側開關 212 參考源 D1 驅動器
1261960 五、發明說明（ι〇 D2 驅動器 Q3 MOSFET Q4 MOSFET 204 負載 306 開關 308 二極體 300 PWM Q5 MOSFET Q6 MOSFET 314 開關 316a 二極體 316b 二極體
19

Claims (1)

  1. 、申請專利範圍 1261960 —， 双面影印 第91119 0 39號申往安士 ^ 明”申4專利範圍修正本 93.04 0 8 1.一種電路，包含： · 第開關，其具有被並聯地連接在第一與第二 子之間的第一和第— 弟一電曰曰體，該第二電晶體在尺寸上俜 比該第一電晶體大；及 係 10 15 20 ktu塊’其係輕接到該第一開_，以致於如果 :欲經由該第—開關傳輸的第一電流係比一預定量小的 活’该控制器塊係藉由以一時間延遲導通該第一及該第 T電晶體’使得該第-電晶體先被導通，藉此令該第二 ⑴ 電i位準開始向該第—端子之-預定電壓位準 私動’及於該第二端子之該電壓位準達到—實質上盘节 預定電壓位準相等㈣壓位顿，導通該第二電晶體: 而開啟該第一開關。 2·如申請專利範圍第丄項所述之電路，其中，在該第二電晶 體被導通後該第_ φ Οώ ΛΑ , ^ 電机的一本質部份係經由該第二電曰 體來傳輪。 曰 3. 如申请專利範圍第χ項所述之電路，其中，如果該第—電 流係比該預定量小的話’該控制器塊係藉由導通該第— 電晶體及將該第二電晶體保持為該戴止狀態來把該第— 開關開啟以致於該第一電流係僅經由該第一電晶體來傳 輸。 4. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中，該第—電日曰日體 具有-個比該第二電晶體低的閘極電容，且該第二電晶 體具有一個比該第一電晶體低的導通電阻。 曰 20 ^----- I261960
    六、申請專利範圍 5·如申請專利範圍第工項所述之電路，其巾，如果該第一電 流係比該預定量大的話，該控制器塊係藉由··（i)初始 地把該第二電晶體截止以致於該第一電流係僅經由該第 一電晶體來被傳輸；及（ii)然後把該第—電晶體截止以 致於沒有電流係經由該第—開關來被傳輸，來把該開關 關閉。 6 ·如申請專利範圍第X項所述之電路，其中，該控制器塊包 含·· 10 體；及 獅動裔，其係被耦接俾 一第二驅動器，其係被耦接俾可控制該第二電晶體。 7.如申料利範圍第！項所述之電路，其中，該等第一和第 二電晶體是為分開的積體電路組件。 15 8·如申凊專利範圍第_所述之電路，其中，該等第—和第 二電晶體係被形成於—積體電路動力裝置，該裝置具有 ^ °端子源極端子、及兩個閘極端子，該源極端 子係耦接到該等第一和第二電晶體的該等源極，該汲極 端子_接到該等第—和第二電晶體的該等汲極，而兮 等兩個閑極端子中之每-者係連接到該等第一和第二雷 晶體之個別閘極。 _ 如申請專利範圍第丄項所述之電路，其中，該電路是為_ 直流對直流（DC > DC )轉換器。 1〇·如申請專利範圍第1項所述之電路，其中，該第―端早 係搞接到-輪入源而該第二端子係耗接到一 20 1261960 申請專利範圍 載，該電路更包含—第二_，該第= 地連接在該輸出負载與一 ”有被亚聯 曰蝴之間的第三和第四雷 曰曰-侧j器塊係_該第二開關以致於 — 開關係開啟時該第二開關係關閉且反之亦然。田/ η.如申請專利範圍第1〇項所述之電路，其中'、、 晶體在尺寸上係比該第四電晶體小，且如果：:二電 係比一預設量大的話，該控制器塊係藉著果二二：流 =三電晶體導通以致於在該輸出:載= 向在該參考源的—參考電位下降；及（U)缺後於在 S玄輸出負載之該電壓位準到達—個實質上與該參考電 位相等的《位準之後導通該第四電晶體 亨 開關開啟。 Μ矛一 12·如申請專利範圍第11項所述之電路，其中，如果該第 :電流係比該預設量小的話’該控制器塊係藉由把該第 三電晶體導通並且將該第四電晶體保持為該截止狀能 t 來把該第二開關開啟。 〜 I3·如申請專利範圍第10項所述之電路，其中，該第三電 晶體具有一個比該第四電晶體低的間極電容且該h 電晶體具有一個比該第三電晶體低的導通電阻。 工4.如申請專利範圍第10項所述之電路，其中，該等第一、 第一、第三、和帛四電晶體是為分開的積體電路組件。 工5.如申請專利範圍第10項所述之電路，其中，該等第一 和第二電晶體係被形成於一第一積體電路動力裝置，而 忒等第二和第四電晶體係被形成於一第二積體電路動 22 、申請專利範圍 力衣置，该等第一和第二積體電路動力裝置中之每—者 係具有一汲極端子、一源極端子、及兩個閘極端子。 工6·如申請專利範圍第10項所述之電路，其中，該等第一、 弟二、第三、和第四電晶體係被形成於一個積體電路動 2衣置，該裝置具有一個被構築來接收該輪入源的第一 端子、一個被構築來接收該參考源的第二端子、一個 :制該輸出負載的第三端子、及四個各被構築來接： 自5玄控制器塊之個別驅動訊號的閘極端子。 17.=:利範圍第10項所述之電路，其中，該控制器 體 第一驅動器，其係被耦接俾可控制該第一電 曰曰 體； 第二驅動器，其係被耦接俾可控制該 第二電 曰曰 第三電 一第三驅動器，其係被耦接俾可控制該 體；及 Μ 體0 一第四驅動器，其係被耦接俾可控制該 第四電晶 1S. —種轉換器電路，包含·· 一第-開關’其具有被並聯地連接在第— 子之間的第—和第二電晶體 :、弟-知 比該第二電晶體小； 電曰曰肢在尺寸上係 一控制器塊，其係被耦接以於一 第一開關佯拄i 週J功間將該 保持為一關閉狀態且於-第二週期期間將該 1261960 六、申請專利範圍 第一開關保持為一開啟狀態； 其中，若欲經由該第一開關傳送之一第一電流大於 -預定量’該控制器塊在從該第一週期到該第二週期： -轉態期間導通該等第一及第二電晶體，使得該第一電 晶體先被導通以藉此令該第二端子的—電塵位準開始 向該第-端子的-狀電堡位準移動，而該第二電晶體 ，於該第二端子的該㈣位準到達—個實質上與^ 定電壓位準相同的電壓位準後被導通。 Μ.如申請專利範圍第18項所述之轉換器電路，1中，於 該轉態期間’僅有當該第—電晶體係為導通時，該第」 電晶體自該第一端子傳輸該第一電流至該第二端子，且 於該第二電晶體係為導通時，該第二電晶體於該第二週 期期間自該第一端子傳輸該第一電流之一實質部份至 5亥苐二端子。 20·如申請專利範圍第19項所述之轉換器電路，其中，該 控制器塊在一第三週期把該第一開關關閉，而且在一個 從亥第一週期到該第三週期的轉態期間該控制器塊： )截止，亥第二電晶體以致於該第一電流係僅經由該 第-電晶體來被傳輸到該第二端子；及(Η)在從截止 該第二電晶體起之一預定時間延遲之後，該第一電晶體 係被截止以致於沒有電流係經由該第一開關來被傳輸。 •々申巧專利範圍第i 9項所述之轉換器電路，其中，如 果該第一電流係比該預定量小的話，該控制器塊於自該 第週期至該週期之一轉態期間藉由僅導通該第一電 24 1261960 、申睛專利範圍 晶體而開啟該第一開關並於該第二週期_間將”二 電晶體保持為該截止狀態。 22，如申請專利範圍第is項所述之轉換器電路，其中，嗜 第一電晶體具有一個比該第二電晶體低的閘極電容，而 该第二電晶體具有一個比該第一電晶體低的導通電阻。 23·如申請專利範圍第ls項所述之轉換器電路，其中，該 控制器塊更包含： 一第一驅動器，其係被耦接俾可控制該第一 體；及 日日 一第二驅動器，其係被耦接俾可控制該第二電晶 體。 曰曰 24·如申請專利範圍第18項所述之轉換器電路，其中，該 等第一和第二電晶體是為分開的積體電路組件。 15
    20 2 5 ·如申印專利範圍第18項所述之轉換器電路，其中，該 等^一和第二電晶體係被形成於一積體電路動力裝 f，«置具有―沒極端子、—源極端子、及兩個問極 端子，該源極端子係耦接到該等第一和第二電晶體的該 等：極’該汲極端子係耦接到該等第一和第二電晶體的 4寺/及極，而料兩個閘極端子中之每—者絲接到該 等第一和第二電晶體之個別的閘極。 26·如申請專利範圍第18項所述之轉換器電路，其中，該 轉換器電路是為一直流對直流（DC-DC)轉換器。 27·如申請專利範圍第18項所述之轉換器電路，更包含一 第二開關，該第二開關係耦接到該控制器塊，其中，於 25 1261960 六、 申請專利範
    忒第一週期，該控制器塊將該第一開關保持為一關閉狀 態及將該第二開關保持為一開啟狀態，且於該第二週 期，該控制器塊將該第-開關保持為—開啟狀態並將該 第二開關保持為一關閉狀態。 Λ 申請專利範圍第π項所述之轉換器電路，其中，該 第一端子係耦接到一輸入源而該第二端子係耦接到: 輪出負載，該第二開關具有被並聯地連接在該輪出負载 與—荼考源之間的第三和第四電晶體。 29 ·如申請專利範圍第μ項所述之轉換器電路，其中，該 第三電晶體在尺寸上係比該第四電晶體小，其中，在從 j第一週期到該第二週期的該轉態期間，該控制器塊係 藉由：（i)截止該第四電晶體；及（ii)在從截止該第 晶體一預定時間延遲之後，截止該第三電晶體以致 於沒有電流係經由該第二開關來被傳輸，來關閉該第二 開關。 3〇·如申請專利範圍第Μ項所述之轉換器電路，其中，該 第二電晶體具有一個比該第四電晶體低的閘極電容且 3 4第四電晶體具有一個比該第三電晶體低的導通電阻。 31·如申請專利範圍第Μ項所述之轉換器電路，其中，該 等第 A 一、第二、和第四電晶體是為分開的積體電 路組件。 申明專利範圍第2 8項所述之轉換器電路，其中，該 第和第一電晶體係被形成於一第一積體電路動力 衣置，而該等第三和第四電晶體係被形成於一第二積體 26 六、申請專利範圍 電路動力裝置 每一者係具有 子。 ’該等第一和第二積體電路動力裝置中之 汲極端子、一源極端子、及兩個閘極端 等:σ月專々利I已圍第2 8項所述之轉換器電路，其中，該 *第 帛一、第S、和第四電晶體係形成於一個積 :動力裝置’該裝置具有—個被構築來接收該輸入源 一弟一端子、一個被構築來接收該參考源的第二端子、 :個被㈣到該輪出負載的第三端子、及四個各被構築 34 :接收來自'亥控制器塊之分開之驅動訊號的閘極端子。 申。月專利範圍第2 8項所述之轉換器電路，其中，該 控制器塊更包含： 人 弟驅動杰，其係被_接俾可控制該第一電晶 —第二驅動器，其係被耦接俾可控制該第二電晶 體； ~第三驅動器，其係被耦接俾可控制該第三電晶 體；及 — 一第四驅動器，其係被耦接俾可控制該第四電晶 體。 3 5 .種運作轉換器電路的方法，該轉換器電路具有一第一 θ B Ol , 8 ’該第一開關包括被並聯地連接在第一與第二端子 ^間的第一和第二電晶體，該第一電晶體在尺寸上係比 玄第二電晶體小，該方法包含： 在一第一週期把該第一開關關閉； 27 I261960 '申請專利範圍 在一第二週期把該第一開關開啟； 在一個從該第一週期到t女筮― ^ ^亥弟一週期的轉態期間，把 该第-電晶體導通以致於在該第二端子的一電壓位準 係開始向該第-端子之-預定電塵位準移動；及 如果要經由該第一開關傳輸的一第—電流係比— :定量大的話，在該第二端子之該電壓位準到達一個實 :上與該預定電厂堅位準相同的電壓位準之後把該第二 電晶體導通。 3 6 .如申請專利範圍第3 5項 4之方法，其中，在把該第 —電晶體導通之時’該第—電晶體把該第—電流從該第 :子傳輸到該第二端子’而在導通該第二電晶體的動 作：，在該第二週期的持續期間，該第二電晶體把該第 37:!流的一本質部份從該第—端子傳輸到該第二端子。 • °申请專利範圍第35項所述之方法，更包含： 在一第三週期把該第_開關關閉；及 % 在從該第二週期到該第三週期的一轉態期間·· ^ 6玄第二電晶體截止以致於該第-電流係僅 、.里由该第-電晶體來被傳輪到該第二端子；及 Θ第—電晶體截止起一個預定時間延遲 之後，把該第-電晶體截止以致於沒有電流係 一開關來被傳輸。 38.如申請專利範圍第36項所述之方法，更包含·· 如果” f流係比該預定量小的話，於該第二週 功的持續期間將該第二電晶體保持為截止。 28 f、申請專利範圍 39.如申請專利範圍第35項所述之方法，其中，該第一電 晶體具有一個比該第二電晶體低的開極電容，而該第二 電晶體具有一個比該第—電晶體低的導通電阻。 復如申請專利範圍第35項所述之方法，丨中，該轉換器 電路是為-直流對直流(DC_DC)轉換器。 41·如申請專利範圍第35項所述之方法’纟中，該轉換器 電路更包括-第二開關’該方法更包含： 在。亥第週期中’把該第_開關關閉及把該 關開啟；及 在4第一週期中’把該第_開關開啟及把 關關閉。 同 A如申請專利範圍第Μ項所述之方法，其中，該第一端 子係耦接到一輸入源而該 乐一立而子係|禹接到一輪屮备 載，该第二開關具有被並 、 考源之間的第三和第四電晶I在該輸出負載與-參 係比㈣四電晶體小，該方法更包含： 了 於自該第一週期至該 下述方式關閉該第二開關：―週期之該轉態期間，藉由 把該第四電晶體戴止；及 在攸戴止該第四電晶體起之-預定日士 後，把該第三電晶體截止以致於 … '日延遲之 開關來被傳輪。 、叹^係經由該第二 43.如申請專利範圍第42項所述之 晶體具有-個比該第四電晶 纟中’忒第三電 曰月足低的閘極電容且該第四 20 1261960 t、申請專利範圍 電晶體具有一個比該第三電晶體低的導通電阻。 30
TW091119039A 2001-08-23 2002-08-22 Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters TWI261960B (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US31460701P 2001-08-23 2001-08-23
US10/222,481 US6930473B2 (en) 2001-08-23 2002-08-16 Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters

Publications (1)

Publication Number Publication Date
TWI261960B true TWI261960B (en) 2006-09-11

Family

ID=26916839

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW091119039A TWI261960B (en) 2001-08-23 2002-08-22 Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6930473B2 (zh)
JP (1) JP2005501497A (zh)
CN (1) CN1568568A (zh)
DE (1) DE10297140T5 (zh)
TW (1) TWI261960B (zh)
WO (1) WO2003019761A1 (zh)

Families Citing this family (104)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7154252B2 (en) * 2002-11-27 2006-12-26 James David Arthur Converter for electronic flashlight
US6882212B2 (en) * 2003-05-16 2005-04-19 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for extending the size of a transistor beyond one integrated circuit
ATE352125T1 (de) * 2003-08-01 2007-02-15 Koninkl Philips Electronics Nv Hochfrequenzregelung eines halbleiter-schalters
US7737666B2 (en) 2003-08-04 2010-06-15 Marvell World Trade Ltd. Split gate drive scheme to improve reliable voltage operation range
US8324872B2 (en) * 2004-03-26 2012-12-04 Marvell World Trade, Ltd. Voltage regulator with coupled inductors having high coefficient of coupling
EP1608066A1 (en) 2004-06-14 2005-12-21 Dialog Semiconductor GmbH High efficiency DC/DC converter
US7015678B2 (en) 2004-06-22 2006-03-21 Dialog Semiconductor Gmbh Efficiency improvement of DC-DC converter
US7214462B2 (en) 2004-06-25 2007-05-08 Xerox Corporation Blended amino functional siloxane release agents for fuser members
GB2415841B (en) 2004-11-08 2006-05-10 Enecsys Ltd Power conditioning unit
US7498779B2 (en) * 2005-01-28 2009-03-03 Broadcom Corporation Voltage supply interface with improved current sensitivity and reduced series resistance
EP1703625A2 (en) * 2005-03-18 2006-09-20 Fujitsu Limited Direct DC Converter
JP4984569B2 (ja) * 2005-03-18 2012-07-25 富士通株式会社 スイッチングコンバータ
JP4690784B2 (ja) * 2005-06-08 2011-06-01 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US11881814B2 (en) 2005-12-05 2024-01-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US10693415B2 (en) 2007-12-05 2020-06-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US7304464B2 (en) * 2006-03-15 2007-12-04 Micrel, Inc. Switching voltage regulator with low current trickle mode
US20080007236A1 (en) * 2006-07-06 2008-01-10 Alan Elbanhawy Power converter with segmented power module
US7821750B2 (en) * 2006-08-30 2010-10-26 Leadtrend Technology Corp. Voltage converter for preventing switch device from being damaged by voltage spike by utilizing protection circuit
US7719336B2 (en) * 2006-10-31 2010-05-18 Andrew Roman Gizara Pulse width modulation sequence maintaining maximally flat voltage during current transients
US20080111529A1 (en) * 2006-11-10 2008-05-15 Dell Products L.P. Methods, apparatus and media for control scheme for parallel high-side switching mosfets
US11569659B2 (en) 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8384243B2 (en) 2007-12-04 2013-02-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US9112379B2 (en) 2006-12-06 2015-08-18 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11687112B2 (en) 2006-12-06 2023-06-27 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8618692B2 (en) 2007-12-04 2013-12-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US8319483B2 (en) 2007-08-06 2012-11-27 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US11309832B2 (en) 2006-12-06 2022-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8963369B2 (en) 2007-12-04 2015-02-24 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8473250B2 (en) 2006-12-06 2013-06-25 Solaredge, Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US8013472B2 (en) 2006-12-06 2011-09-06 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
WO2009073868A1 (en) 2007-12-05 2009-06-11 Solaredge, Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US9130401B2 (en) 2006-12-06 2015-09-08 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8319471B2 (en) 2006-12-06 2012-11-27 Solaredge, Ltd. Battery power delivery module
US11855231B2 (en) 2006-12-06 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8947194B2 (en) 2009-05-26 2015-02-03 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US8816535B2 (en) 2007-10-10 2014-08-26 Solaredge Technologies, Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US11888387B2 (en) 2006-12-06 2024-01-30 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US9088178B2 (en) 2006-12-06 2015-07-21 Solaredge Technologies Ltd Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11735910B2 (en) 2006-12-06 2023-08-22 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US11728768B2 (en) 2006-12-06 2023-08-15 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11296650B2 (en) 2006-12-06 2022-04-05 Solaredge Technologies Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
DE102007058314B4 (de) * 2007-12-04 2018-11-15 Diehl Aerospace Gmbh Vorrichtung zum Messen eines Laststroms
EP2232690B1 (en) 2007-12-05 2016-08-31 Solaredge Technologies Ltd. Parallel connected inverters
US8049523B2 (en) 2007-12-05 2011-11-01 Solaredge Technologies Ltd. Current sensing on a MOSFET
US11264947B2 (en) 2007-12-05 2022-03-01 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
WO2009072075A2 (en) 2007-12-05 2009-06-11 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic system power tracking method
US8179109B2 (en) * 2008-03-06 2012-05-15 Infineon Technologies Austria Ag Methods and apparatus for a power supply with sequentially-activated segmented power switch
EP2722979B1 (en) 2008-03-24 2022-11-30 Solaredge Technologies Ltd. Switch mode converter including auxiliary commutation circuit for achieving zero current switching
WO2009136358A1 (en) 2008-05-05 2009-11-12 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
EP2154784A1 (de) * 2008-08-16 2010-02-17 SEMIKRON Elektronik GmbH & Co. KG Anordnung mit einer Treiberschaltung und mindestens einem Leistungsschalter sowie Ansteuerverfahren hierzu
US8183892B2 (en) 2009-06-05 2012-05-22 Fairchild Semiconductor Corporation Monolithic low impedance dual gate current sense MOSFET
CN102859858B (zh) * 2010-02-05 2015-04-15 松下电器产业株式会社 电力变换装置
US8034685B1 (en) 2010-04-30 2011-10-11 Semiconductor Component Industries, Llc Semiconductor component and method of manufacture
FR2961039B1 (fr) * 2010-06-04 2012-06-29 Commissariat Energie Atomique Circuit convertisseur et systeme electronique comportant un tel circuit
US10230310B2 (en) 2016-04-05 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Safety switch for photovoltaic systems
GB2485527B (en) 2010-11-09 2012-12-19 Solaredge Technologies Ltd Arc detection and prevention in a power generation system
US10673222B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US10673229B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
GB2486408A (en) 2010-12-09 2012-06-20 Solaredge Technologies Ltd Disconnection of a string carrying direct current
GB2483317B (en) 2011-01-12 2012-08-22 Solaredge Technologies Ltd Serially connected inverters
DE102011014165A1 (de) * 2011-03-16 2012-09-20 Feaam Gmbh Umrichter für eine elektrische Maschine und Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungsschalters
JP2012227680A (ja) * 2011-04-19 2012-11-15 Fujitsu Semiconductor Ltd スイッチング回路装置及びそれを有する電源装置
US8570005B2 (en) 2011-09-12 2013-10-29 Solaredge Technologies Ltd. Direct current link circuit
US8680893B2 (en) * 2011-10-05 2014-03-25 Analog Devices, Inc. Circuits and techniques for load current control
GB2498365A (en) 2012-01-11 2013-07-17 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic module
US9853565B2 (en) 2012-01-30 2017-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Maximized power in a photovoltaic distributed power system
GB2498791A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic panel circuitry
GB2498790A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Maximising power in a photovoltaic distributed power system
US8432140B1 (en) * 2012-02-13 2013-04-30 Microchip Technology Incorporated Dual mode boost regulator
GB2499991A (en) 2012-03-05 2013-09-11 Solaredge Technologies Ltd DC link circuit for photovoltaic array
US10115841B2 (en) 2012-06-04 2018-10-30 Solaredge Technologies Ltd. Integrated photovoltaic panel circuitry
EP2704326B1 (de) * 2012-08-29 2018-05-23 Siemens Aktiengesellschaft Ausgabebaugruppe und Verfahren zum Betrieb
US8988059B2 (en) 2013-01-28 2015-03-24 Qualcomm Incorporated Dynamic switch scaling for switched-mode power converters
US9941813B2 (en) 2013-03-14 2018-04-10 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
US9548619B2 (en) 2013-03-14 2017-01-17 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
EP4318001A3 (en) 2013-03-15 2024-05-01 Solaredge Technologies Ltd. Bypass mechanism
US9722483B2 (en) * 2013-03-15 2017-08-01 Volterra Semiconductor LLC Voltage regulators with multiple transistors
US9318974B2 (en) 2014-03-26 2016-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter with flying capacitor topology
DE102014224172A1 (de) * 2014-11-26 2016-06-02 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern parallel geschalteter Leistungshalbleiterschalter
CN104660042A (zh) * 2014-12-19 2015-05-27 立锜科技股份有限公司 电压转换的开关电路
US9882492B2 (en) * 2015-12-08 2018-01-30 Infineon Technologies Austria Ag Control of asymmetric parallel synchronous rectifiers in power converter topologies
US12057807B2 (en) 2016-04-05 2024-08-06 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US11177663B2 (en) 2016-04-05 2021-11-16 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US11018623B2 (en) 2016-04-05 2021-05-25 Solaredge Technologies Ltd. Safety switch for photovoltaic systems
US10283970B2 (en) 2016-07-11 2019-05-07 Analog Devices, Inc. Dynamic exchange of electrical current control devices in a load current controller
US10491127B2 (en) * 2016-09-16 2019-11-26 Rohm Co., Ltd. Power supply control unit and isolation type switching power supply device
US10038378B2 (en) 2016-09-21 2018-07-31 Qualcomm Incorporated Device and method to stabilize a supply voltage
DE102017201817A1 (de) * 2017-02-06 2018-08-09 Audi Ag Schaltungsanordnung für ein elektronisches Gerät
WO2018158726A1 (en) * 2017-03-02 2018-09-07 HELLA GmbH & Co. KGaA Hybrid switch control
US10305473B2 (en) 2017-03-09 2019-05-28 Infineon Technologies Ag Control circuitry for controlling a set of switches
CN108964458B (zh) 2017-05-25 2023-04-21 太阳能安吉科技有限公司 高效开关电路
US10298134B1 (en) * 2018-03-19 2019-05-21 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switching converter soft start method using scaled switch size
US20190341841A1 (en) * 2018-05-01 2019-11-07 Hamilton Sundstrand Corporation Reduced power dissipation power converter configuration
WO2020031111A1 (en) 2018-08-08 2020-02-13 HELLA GmbH & Co. KGaA Performance enhancement of silicon-based device
JP7006547B2 (ja) * 2018-09-10 2022-01-24 三菱電機株式会社 半導体装置
DE102018220247A1 (de) * 2018-11-26 2020-05-28 Robert Bosch Gmbh Leistungsschalteranordnung
US11095282B2 (en) * 2018-12-05 2021-08-17 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to implement current limit test mode
US11290088B2 (en) * 2020-02-19 2022-03-29 Eaton Intelligent Power Limited Drivers for paralleled semiconductor switches
US11677396B2 (en) * 2020-12-16 2023-06-13 Gan Systems Inc. Hybrid power stage and gate driver circuit
US11677323B2 (en) * 2020-12-28 2023-06-13 Texas Instruments Incorporated Progressive power converter drive
US11349474B1 (en) * 2021-03-23 2022-05-31 Infineon Technologies Austria Ag Cascaded gate driver outputs for power conversion circuits
TWI818574B (zh) * 2021-09-23 2023-10-11 立錡科技股份有限公司 切換電容式轉換器及其開關電路與開關
US12095351B2 (en) * 2021-12-20 2024-09-17 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power converter with adaptative stages and gate driver
EP4207601A1 (en) * 2021-12-28 2023-07-05 Infineon Technologies Austria AG Electronic circuit and buck converter including the electronic circuit

Family Cites Families (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3660697A (en) 1970-02-16 1972-05-02 Bell Telephone Labor Inc Monolithic semiconductor apparatus adapted for sequential charge transfer
EP0051693B1 (de) 1980-11-12 1985-06-19 Ibm Deutschland Gmbh Elektrisch umschaltbarer Festwertspeicher
US4725746A (en) 1981-10-20 1988-02-16 Kabushiki Kaisha Toshiba MOSFET buffer circuit with an improved bootstrapping circuit
DE3240778A1 (de) 1982-11-04 1984-05-10 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Elektronischer schalter
US4454454A (en) 1983-05-13 1984-06-12 Motorola, Inc. MOSFET "H" Switch circuit for a DC motor
US4618872A (en) 1983-12-05 1986-10-21 General Electric Company Integrated power switching semiconductor devices including IGT and MOSFET structures
US4654789A (en) * 1984-04-04 1987-03-31 Honeywell Information Systems Inc. LSI microprocessor chip with backward pin compatibility
US4593213A (en) 1984-05-25 1986-06-03 United Technologies Corporation Current-limited MOSFET switch
US4554512A (en) 1984-08-27 1985-11-19 Aerotech, Inc. Switching amplifier with MOSFET driver circuit
US4654769A (en) 1984-11-02 1987-03-31 California Institute Of Technology Transformerless dc-to-dc converters with large conversion ratios
US4616305A (en) 1985-02-11 1986-10-07 Eaton Corporation AC/DC power MOSFET reversing H-drive system
US4882663A (en) 1985-12-23 1989-11-21 Nilssen Ole K MOSFET flyback converter
US4728826A (en) 1986-03-19 1988-03-01 Siemens Aktiengesellschaft MOSFET switch with inductive load
US4689731A (en) 1986-08-07 1987-08-25 Honeywell Inc. MOSFET inverter gate drive circuit
US4748351A (en) 1986-08-26 1988-05-31 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Power MOSFET gate driver circuit
US4853563A (en) 1987-04-10 1989-08-01 Siliconix Incorporated Switch interface circuit for power mosfet gate drive control
US4866495A (en) 1987-05-27 1989-09-12 International Rectifier Corporation High power MOSFET and integrated control circuit therefor for high-side switch application
US5023678A (en) 1987-05-27 1991-06-11 International Rectifier Corporation High power MOSFET and integrated control circuit therefor for high-side switch application
US4758941A (en) 1987-10-30 1988-07-19 International Business Machines Corporation MOSFET fullbridge switching regulator having transformer coupled MOSFET drive circuit
US4888504A (en) 1988-10-07 1989-12-19 International Rectifier Corporation Bidirectional MOSFET switching circuit with single gate bias
US5227781A (en) 1991-03-01 1993-07-13 Litton Systems, Inc. Mosfet switch matrix
US5124595A (en) 1991-06-10 1992-06-23 Josh Mandelcorn Gate drive bias circuit for MOSFET power switches
US5204563A (en) 1992-01-22 1993-04-20 Jason Barry L Mosfet output circuit with improved protection method
US5332938A (en) 1992-04-06 1994-07-26 Regents Of The University Of California High voltage MOSFET switching circuit
US5264736A (en) 1992-04-28 1993-11-23 Raytheon Company High frequency resonant gate drive for a power MOSFET
US5399908A (en) 1992-06-26 1995-03-21 Kollmorgen Corporation Apparatus and method for forced sharing of parallel MOSFET switching losses
US5323044A (en) 1992-10-02 1994-06-21 Power Integrations, Inc. Bi-directional MOSFET switch
US5570276A (en) 1993-11-15 1996-10-29 Optimun Power Conversion, Inc. Switching converter with open-loop input voltage regulation on primary side and closed-loop load regulation on secondary side
US5416387A (en) 1993-11-24 1995-05-16 California Institute Of Technology Single stage, high power factor, gas discharge lamp ballast
US5510747A (en) 1993-11-30 1996-04-23 Siliconix Incorporated Gate drive technique for a bidirectional blocking lateral MOSFET
US5635867A (en) 1994-07-20 1997-06-03 Lucent Technologies Inc. High performance drive structure for MOSFET power switches
US5550412A (en) 1994-09-12 1996-08-27 United Technologies Corporation Isolated MOSFET gate drive
JP3485655B2 (ja) 1994-12-14 2004-01-13 株式会社ルネサステクノロジ 複合型ｍｏｓｆｅｔ
US5616945A (en) 1995-10-13 1997-04-01 Siliconix Incorporated Multiple gated MOSFET for use in DC-DC converter
US5973367A (en) 1995-10-13 1999-10-26 Siliconix Incorporated Multiple gated MOSFET for use in DC-DC converter
US5689144A (en) 1996-05-15 1997-11-18 Siliconix Incorporated Four-terminal power MOSFET switch having reduced threshold voltage and on-resistance
US5796274A (en) 1996-10-16 1998-08-18 Lockheed Martin Corporation Fault tolerant MOSFET driver
US5909108A (en) * 1998-02-23 1999-06-01 Lucent Technologies Inc. Current-sharing circuit for parallel-coupled switches and switch-mode power converter employing the same
EP1050951B1 (de) * 1999-04-14 2015-08-05 Infineon Technologies AG Schaltungsanordnung für eine getaktete Stromversorgung
JP2001016083A (ja) * 1999-06-29 2001-01-19 Taiyo Yuden Co Ltd スイッチング制御方法及びスイッチング回路並びにスイッチング用電子部品及びスイッチング制御用電子部品
US6215288B1 (en) * 2000-02-25 2001-04-10 Cadence Design Systems, Inc. Ultra-low power switching regulator method and apparatus
US6400579B2 (en) * 2000-03-24 2002-06-04 Slobodan Cuk Lossless switching DC to DC converter with DC transformer
US6249111B1 (en) * 2000-06-22 2001-06-19 Intel Corporation Dual drive buck regulator

Also Published As

Publication number Publication date
CN1568568A (zh) 2005-01-19
WO2003019761A1 (en) 2003-03-06
DE10297140T5 (de) 2004-09-02
US6930473B2 (en) 2005-08-16
JP2005501497A (ja) 2005-01-13
US20030038615A1 (en) 2003-02-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI261960B (en) Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters
KR101229462B1 (ko) 프리휠링 다이오드를 구비한 스텝-다운 스위칭 레귤레이터
JP4916964B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ドライバｉｃ、およびシステムインパッケージ
US7602229B2 (en) High frequency control of a semiconductor switch
US8148957B2 (en) Power switch-mode circuit with devices of different threshold voltages
JP5494154B2 (ja) 絶縁型スイッチング電源装置
EP1696565B1 (en) Inverter apparatus with improved gate drive for power mosfet
TWI596875B (zh) 具實質增加輸入對輸出電壓比之iii族氮化物開闢之降壓轉換器
TW512576B (en) Power source circuit, its driving method, and electronic component for power source
JP5794855B2 (ja) 電源装置の駆動回路及び電源装置
WO2015079762A1 (ja) 整流装置
EP3754847A1 (en) Switched capacitor driving circuits for power semiconductors
TW200919920A (en) Time-multiplexed multi-output DC/DC converters and voltage regulators
KR102004771B1 (ko) 전원 공급 장치
KR20150143759A (ko) 안정화된 스위칭 주파수를 갖는 벅 변환기
TW200821789A (en) Power converter with segmented power module
JPH09298871A (ja) バックレギュレータ回路
US9742281B2 (en) Inductive buck-boost-converter and method for driving an inductive buck-boost-converter
US9525414B2 (en) Gate drive circuit providing constant driving current
JP2018085873A (ja) ゼロボルトスイッチング方式のスイッチング電源装置
JP4319336B2 (ja) Ｍｏｓスイッチング回路
CN107302309B (zh) 用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备
CN112511002B (zh) Dc-dc转换器和dc-dc开关模式电源及其方法
CN110350787B (zh) 一种新型单电感互补谐振驱动电路及其工作方法
JP7286295B2 (ja) ゲートドライブ装置、絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ、ａｃ／ｄｃコンバータ、電源アダプタ及び電気機器

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees